CN114337308A - 双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，包括输入侧桥式结构、谐振腔以及输出侧桥式结构，所述输入侧桥式结构由4个MOSFET开关管和两个均压电容组成，经两个LC型谐振腔，通过谐振腔上的高频变压器与由4个MOSFET开关管组成的输出侧桥式结构相连。由于输入侧桥式拓扑处含有两个均压电容，因此两个谐振腔所受电压应力减半。调节输入侧开关管间移相角差为θ，输入侧开关管与输出侧开关管移相角差为

以两个移相角为控制变量，结合所提出的最小电流路径控制方法，在宽电压范围内，将两个谐振腔上电流应力最小化，实现同步整流，消除回流；在较大的转换器增益变化范围内能够保持全部开关管ZVS运行。

Description

双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，具体涉及一种双半桥谐振变换器的拓扑结构及最小电流路径控制系统。

背景技术

双向DC-DC变换器是电力电子接口的一个组成部分，应用于新能源发电与储能系统，电动汽车等。光伏阵列和燃料电池采用高增益的单向DC-DC变换器来调节直接从能源获得的变化的直流电压，而基于永磁同步发电机的风能系统经过整流后得到直流电压。电池或超级电容的存储系统则在双向潮流时使用双向DC-DC变换器。为了实现低成本、小体积、轻量化的高效率，与硬开关变换器相比，具有高频变压器隔离的软开关DC-DC变换器由于其较低的开关损耗更加适合。综上，串联谐振变换器可提供宽负载变化的软开关，良好的输出电压和功率调节，并提供高效率。

高效率、高功率密度、高可靠性且控制灵活的双向DC-DC变换器是确保各类包含储能装置的新能源发电系统、电动汽车和不间断电源高效、安全、稳定运行的关键。然而，现有的对于双向DC-DC变换器拓扑改进以及调制优化方法仍然不能满足新能源发电和储能系统等应用场合日益提高的性能需求，存在变换器环流、承受的电压与电流应力较大，从而影响效率的问题。。

发明内容

本发明提供一种双半桥谐振变换器拓扑电路及最小电流路径控制系统，用以拓宽双向DC-DC变换器拓扑范围，抑制变换器存在的环流，减小变换器所受电压与电流应力，提升变换器运行效率。

本发明提出了一种双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，包括：

输入侧桥式电路，所述输入侧桥式电路由4个MOSFET开关管和两个均压电容构成；

输出侧桥式电路，所述输出侧桥式电路由4个MOSFET开关管构成；

所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过两个LC型谐振腔的高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为直流-直流变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为直流-直流变换器的输出端。

优选的，V_in和V_o分别是输入电压和输出电压，i_rT1和i_rT2分别是两个谐振腔的谐振电流，i_o是输出电流，C_r1、C_r2和C_o分别是谐振电容和输出电容，L_r1、L_r2为谐振电感，S₁到S₄为输入侧桥式电路的开关元件，Q₁到Q₄为输出侧桥式电路的开关元件，这8个开关元件每个都是由一个二极管(d_Sn1到d_Sn4、d_Qn1到d_Qn4)和一个电容(C_Sn1到C_Sn4、C_Qn1到C_Qn4)组成，n是变压器变比。

优选的，双半桥谐振变换器的输入侧桥式电路为两个相同的半桥谐振变换器(S₁、S₂、L_r1、C_r1、T₁和S₃、S₄、L_r2、C_r2、T₂)并联组成，直流电源(V_in)的中央分接头处并联两个电容器C₁、C₂，并由两个半桥谐振变换器共享，因此每个谐振腔所受电压应力为输入电压的一半；缓冲电容C_Sn1到C_Sn4与开关管并联，有助于减少关断损耗；输入侧桥式电路的两个LC型谐振腔的高频变压器T₁、T₂在副边侧串联，并与输出侧桥式电路的4个MOSFET开关管相连，由MOSFET开关管Q₁到Q₄组成的整流桥电路的输出端采用电容滤波器。

优选的，调节输入侧开关管S₁到S₄的移相角，由此产生中点交流电压v_ac和v_bc的波形图。

优选的，开关S₁和S₂的工作周期为50％，调节开关S₃的移相滞后S₁移相θ；因此，产生了两个中点交流电压v_ac和v_bc波形。

优选的，调节输出侧开关管Q₁到Q₄的移相角，由此产生次级交流电压v_ND的波形图。

优选的，调节开关Q₁和Q₂、Q₃和Q₄的工作周期为50％，调节开关Q₁的移相滞后S₁移相

为Q₁滞后S₁的移相角；因此，产生了次级交流电压v_ND的波形；通过稳态分析，根据中点初级交流电压v_ac、v_bc和次级交流电压v_ND的波形图可以得到谐振电流i_rT1和i_rT2的波形。

优选的，由于变换器谐振运行，采用基波近似(Fundamental HarmonicApproximation，FHA)法进行稳态分析；由变换器的电路结构得到变换器在相量域的FHA等效电路图，其中两个电压源分别是v_ac、v_bc等效电压源v_ST和nv_ND的归一化基波相量，得到v_ST和nv_ND的相量模型：

其中，

是v_ac、v_bc的等效电压源v_ST的向量表示形式；

是v_ND的向量表示形式。

优选的，根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M；根据归一化开关频率F＝ω_s/ω_r、开关角频率ω_s、品质因数Q＝ω_rL_r/Z_N得到谐振腔的归一化阻抗：

QF-Q/F

结合等效电路图，求得谐振电流的归一化模型为：

i_rT,N＝I_scos(ω_St+Φ_i)

其中Φ_i为谐振电流与v_ST的移相角，I_s为归一化峰值电流，进而得到归一化输出功率P_O,N关于输入侧开关管内移相角θ与输入侧开关管与输出侧开关管移相角

的模型：

结合谐振电流的归一化模型与变换器周期运行的波形，得到各开关管的ZVS条件。

优选的，在一定的输出环境下，通过调节输入侧开关管内移相角差θ与输入侧与输出侧开关管间移相角差

可以使变换器运行在特定的功率下的同时优化变换器谐振腔所受电流应力，保证变换器在最小电流应力下高效运行。为使电流应力最小化，建立关于谐振电流与输出功率的拉格朗日乘数方程，对方程中的两个移相角θ和

分别求偏导并化简，能够得到变换器的最小电流路径控制策略模型为：

将其与变换器输出功率模型结合并化简，化简后的输出功率关于输入侧开关管内移相角差θ的模型为：

本发明的有益效果是：

(1)本发明利用所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路，将两种电路通过高频变压器连接在一起构成双半桥谐振变换器，可以有效提高双半桥谐振变换器的电压增益倍数。

(2)本发明通过调节所述控制策略中输入侧开关管内移相角差θ与输入侧与输出侧开关管间移相角差

可以有效保持开关管满足ZVS以及最小电流路径条件，减小元件所受电流与电压应力，抑制变换器输出侧的环流，提高双半桥谐振变换器的输入输出特性，在宽范围增益下取得极高的效率。

(3)本发明由于输入侧桥式拓扑处含有两个均压电容，因此两个谐振腔所受电压应力减半。

(4)调节输入侧开关管间移相角差为θ，输入侧开关管与输出侧开关管移相角差为

以两个移相角为控制变量，结合所提出的最小电流路径控制方法，在宽电压范围内，通过调节两个移相角，将两个谐振腔上电流应力最小化，在输出侧实现同步整流，可以在全功率范围内几乎消除回流。

(5)本发明给出了所有开关管满足零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)的条件，并且在较大的转换器增益变化范围内能够在最小电流路径控制下保持全部开关管ZVS运行。

附图说明

图1为双半桥谐振变换器拓扑结构图；；

图2为综合了开关S₁到S₄、Q₁到Q₄控制方法、通过控制开关S₁到S₄、Q₁到Q₄产生的电压波形图以及产生的输出电流的波形图；

图3为变换器在相量域FHA的等效电路；

图4为变换器ZVS及最小电流路径控制路径图；

图5为变换器最小电流路径最小电流路径控制策略流程图；

图6为变换器在V_in＝100V，V_o＝120V，P_o＝300W即满载条件下各电压电流仿真波形图。

图7为变换器在V_in＝100V，V_o＝120V，P_o＝150W即半载条件下各电压电流仿真波形图。

图8为变换器V_in＝100V，V_o＝120V，P_o＝100W即轻载条件下各电压电流仿真波形图。

具体实施方式

下面结合本发明实例中的附图，对本发明实例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

下面将结合附图对本发明实例作进一步地详细描述。

实施例1

本发明公开了一种双半桥谐振变换器的拓扑电路，其第一实施例，包括：

输入侧桥式电路，所述输入侧桥式电路由4个MOSFET开关管和两个均压电容构成；

输出侧桥式电路，所述输出侧桥式电路由4个MOSFET开关管构成；

所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过两个LC型谐振腔的高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为双半桥谐振变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为双半桥谐振变换器的输出端。

进一步作为优选的实施方式，本实施例中，参照图1原理图，其中，V_in和V_o分别是输入电压和输出电压，i_rT1和i_rT2分别是两个谐振腔的谐振电流，i_o是输出电流，C_r1、C_r2和C_o分别是谐振电容和输出电容，L_r1、L_r2为谐振电感，S₁到S₄为输入侧桥式电路的开关元件，Q₁到Q₄为输出侧桥式电路的开关元件，这8个开关元件每个都是由一个二极管(d_Sn1到d_Sn4、d_Qn1到d_Qn4)和一个电容(C_Sn1到C_Sn4、C_Qn1到C_Qn4)组成，n是变压器变比。

本实施例中，参照图1原理图，双半桥谐振变换器的输入侧桥式电路可以视为两个相同的半桥谐振变换器(S₁、S₂、L_r1、C_r1、T₁和S₃、S₄、L_r2、C_r2、T₂)并联组成，直流电源(V_in)的中央分接头处并联两个电容器C₁、C₂，并由两个半桥谐振变换器共享。缓冲电容C_Sn1到C_Sn4通过开关连接，有助于减少关断损失。输入侧桥式电路的两个LC型谐振腔的高频变压器T₁、T₂在副边侧串联，并与输出侧桥式电路的4个MOSFET开关管相连，由MOSFET开关管Q₁到Q₄组成的整流桥电路的输出端采用电容滤波器。

本实施例中，调节输入侧开关管S₁到S₄的移相角，由此产生中点交流电压v_ac和v_bc的波形图。具体方法为：开关S₁和S₂的工作周期为50％，调节开关S₃的移相滞后S₁移相θ。因此，产生了两个中点交流电压v_ac和v_bc的波形。

本实施例中，调节输出侧开关管Q₁到Q₄的移相角，由此产生次级交流电压v_ND的波形图。具体方法为：调节开关Q₁和Q₂、Q₃和Q₄的工作周期为50％，调节开关Q1的移相滞后S1移相

因此，产生了次级交流电压v_ND的对称方波波形。

具体的，本实施例中，通过稳态分析，根据中点初级交流电压v_ac、v_bc和次级交流电压v_ND的波形图可以得到谐振电流i_rT1和i_rT2的波形。

为了得到输入侧开关管内移相角差θ与输入侧与输出侧开关管间移相角差

对应的各个相关量的相量表达式，由于电压和谐振电流近似于正弦波形，所以采用基波谐波近似的方法进行稳态分析，为了方便起见，所有数量均按基值归一化：

V_N＝V_in

Z_N＝n²·R_L

R_L为负载电阻，n是变压器变比，L_r是谐振电感L_r1、L_r2的感值，C_r是谐振电容C_r1、C_r2的容值，ω_r是谐振角频率，V_N是基值电压，Z_N是基值阻抗，ω_N是基值角频率。由变换器的电路结构得到变换器在相量域的FHA等效电路图。在变换器相量域FHA等效电路图中，两个电压源分别是v_ST和nv_ND的归一化基波相量，根据等效电路图可以得到v_ST和nv_ND的相量化模型。根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M＝(nV_o)/V_in。谐振腔的归一化阻抗可以根据归一化开关频率、开关角频率、品质因数与其的关系求出。利用等效电路图，先求出相角Φ_i和峰值电流I_s模型，进而可以得到归一化的谐振电流模型i_rT,N＝I_scos(ω_St+Φ_i)。然后采用归一化的方法可以得到输出功率P_o,N关于输入侧开关管内移相角差θ与输入侧与输出侧开关管间移相角差Φ的模型，R_L为负载电阻，n是变压器变比。

图3显示了变换器在相量域的FHA等效电路，其中两个电压源分别是v_ST和nv_ND的基波相量，可以得到：

接着，根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M。

M＝(nV_O)/V_in

根据归一化开关频率F＝ω_s/ω_N、开关角频率ω_s、品质因数Q＝ω_r L_r/Z_N可以得到谐振腔的归一化阻抗：

QF-Q/F

利用等效电路，可以得到归一化的谐振电流模型i_rT,N(ω_St)：

i_rT,N(ω_St)＝I_scos(ω_St+Φ_i)

其中相角Φ_i和归一化峰值电流I_s是:

取电流I_s有效值、v_ST电压有效值经过计算可以得到输出功率模型：

找到S₁～S₄、Q₁～Q₄的开启点，根据图2将每个开关开启点带入谐振电流模型并化简，可以得出每个开关对应的ZVS条件：

进行最小电流路径优化，其要求是在给定P_o,N情况下，I_rms最小时θ与

的组合，I_rms为谐振电流的有效值。通过归一化峰值电流I_s可以得到I_rms的模型：

接着若要让I_rms模型公式取得最小值，令

P_O,N-C＝0

再设立一个关于I_rms的拉格朗日数乘方程：

L＝I_rms+λ(P_O,N-C)

接着，将L对θ求偏导数可以得到：

将L对

求偏导数可以得到：

将L对λ求偏导数可以得到：

将上述三个公式化简可以得到θ、

与M之间的最小电流路径关系模型：

将其与变换器输出功率模型结合并化简，化简后的输出功率关于输入侧开关管内移相角差θ的模型为：

因此可以得出，当θ、

满足公式(1)的时候I_rms取得最小值，此时公式(2)为满足最小电流路径条件的功率模型。

图5为最小控制路径流程图，从最小电流路径模型可以看出，电压增益M的范围为0＜M≤1，从图4可以看出，除了开关管S₃、S₄在低功率状态下失去ZVS外，所有开关管能够一直保持在ZVS下运行，并且输出侧同步整流点即最小电流路径线上的点。

如图6-8所示，根据本发明的实施例提供的双半桥谐振变换器拓扑结构及最小电流路径控制方法，可以有效提高双半桥谐振变换器的电压增益倍数，实现变换器的宽电压范围运行；通过调节所述控制策略中输入侧开关管内移相角差θ与输入侧与输出侧开关管间移相角差

可以有效保持开关管满足ZVS及最小电流路径条件，极大的减小了变换器所受电压与电流应力，并抑制输出侧的环形电流，实现同步整流，提高双半桥谐振变换器的输入输出特性，在宽范围增益下取得极高的效率。

在设计电路时，是以双向DC-DC变换器为基础的，这是一种典型“一机多用”设备，在输入、输出两端电压极性都不变的情况下，可以从实际出发，通过改变输入输出电流的方向，从而改变功率的流向，使得能量可以双向传递。根据有无电感电容谐振网络，DC-DC变换器可分为谐振变换器和非谐振变换器拓扑，这里采用谐振变换器拓扑，即通过在两个半桥输入端分别加上一个电容和一个电感组成的谐振网络来代替变压器的漏感，以此减少变换器的损耗，提高了工作效率。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于包括：

输入侧桥式电路，所述输入侧桥式电路由4个MOSFET开关管和两个均压电容构成；

输出侧桥式电路，所述输出侧桥式电路由4个MOSFET开关管构成；

所述输入侧桥式电路与输出侧桥式电路通过两个LC型谐振腔的高频变压器相连，变压器原边侧为输入侧桥式电路，作为直流-直流变换器的输入端，副边侧为输出侧桥式电路，作为直流-直流变换器的输出端。

2.根据权利要求1所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：V_in和V_o分别是输入电压和输出电压，i_rT1和i_rT2分别是两个谐振腔的谐振电流，i_o是输出电流，C_r1、C_r2和C_o分别是谐振电容和输出电容，L_r1、L_r2为谐振电感，S₁到S₄为输入侧桥式电路的开关元件，Q₁到Q₄为输出侧桥式电路的开关元件，这8个开关元件每个都是由一个二极管和一个电容组成，n是变压器变比。

3.根据权利要求1所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：双半桥谐振变换器的输入侧桥式电路为两个相同的半桥谐振变换器并联组成，直流电源的中央分接头处并联两个电容器C₁、C₂，并由两个半桥谐振变换器共享，因此每个谐振腔所受电压应力为输入电压的一半；输入侧桥式电路的两个LC型谐振腔的高频变压器T₁、T₂在副边侧串联，并与输出侧桥式电路的4个MOSFET开关管相连，由MOSFET开关管Q₁到Q₄组成的整流桥电路的输出端采用电容滤波器。

4.根据权利要求3所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：调节输入侧开关管S₁到S₄的移相角，由此产生中点交流电压v_ac和v_bc的波形图。

5.根据权利要求4所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：开关S₁和S₂的工作周期为50％，调节开关S₃的移相滞后S₁移相θ；因此，产生了两个中点交流电压v_ac和v_bc波形。

6.根据权利要求3或4所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：调节输出侧开关管Q₁到Q₄的移相角，由此产生次级交流电压v_ND的波形图。

7.根据权利要求6所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：调节开关Q₁和Q₂、Q₃和Q₄的工作周期为50％，调节开关Q₁的移相滞后S₁移相

为Q₁滞后S₁的移相角；因此，产生了次级交流电压v_ND的波形；通过稳态分析，根据中点初级交流电压v_ac、v_bc和次级交流电压v_ND的波形图可以得到谐振电流i_rT1和i_rT2的波形。

8.根据权利要求6所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：由于变换器谐振运行，采用基波近似法进行稳态分析；由变换器的电路结构得到变换器在相量域的FHA等效电路图，其中两个电压源分别是v_ac、v_bc等效电压源v_ST和nv_ND的归一化基波相量，得到v_ST和nv_ND的相量模型：

其中，

是v_ac、v_bc的等效电压源v_ST的向量表示形式；

是v_ND的向量表示形式。

9.根据权利要求8所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：

根据变压器的匝数比得出变换器的电压增益M；根据归一化开关频率F＝ω_s/ω_r、开关角频率ω_s、品质因数Q＝ω_rL_r/Z_N得到谐振腔的归一化阻抗：

QF-Q/F

结合等效电路图，求得谐振电流的归一化模型为：

i_rT,N＝I_scos(ω_st+Φ_i)

其中Φ_i为谐振电流与v_ST的移相角，I_s为归一化峰值电流，进而得到归一化输出功率P_o,N关于输入侧开关管内移相角θ与输入侧开关管与输出侧开关管移相角

的模型：

结合谐振电流的归一化模型与变换器周期运行的波形，得到各开关管的ZVS条件。

10.根据权利要求9所述的双半桥谐振变换器拓扑结构及其最小电流路径控制系统，其特征在于：

在一定的输出环境下，通过调节输入侧开关管内移相角差θ与输入侧与输出侧开关管间移相角差

可以使变换器运行在特定的功率下的同时优化变换器谐振腔所受电流应力，保证变换器在最小电流应力下高效运行；为使电流应力最小化，建立关于谐振电流与输出功率的拉格朗日乘数方程，对方程中的两个移相角θ和

分别求偏导并化简，能够得到变换器的最小电流路径控制策略模型为：

将其与变换器输出功率模型结合并化简，化简后的输出功率关于输入侧开关管内移相角差θ的模型为：

Images