JP6333699B2

JP6333699B2 - 直列共振電力転送装置

Info

Publication number: JP6333699B2
Application number: JP2014211854A
Authority: JP
Inventors: 圭介高橋; 大森　洋一; 洋一大森
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2014-10-16
Filing date: 2014-10-16
Publication date: 2018-05-30
Anticipated expiration: 2034-10-16
Also published as: JP2016082715A

Description

本発明は、電気的絶縁が可能な双方向電力転送装置に関するものである。

例えば、三相交流電源から誘導機のような三相負荷へ電力を絶縁して供給する場合、三相交流電圧／直流電圧／高周波単相交流電圧／直流電圧／三相交流電圧の順に電力変換器で電圧を変換する。

従来技術を図５に示し、図５における従来技術について以下に説明する。
三相交流電源６とインダクタＬｒ、Ｌｓ、ＬｔおよびコンデンサＣｒ、Ｃｓ、Ｃｔから成る三相フィルタ回路とで構成される三相交流電圧源７から、高調波抑制・力率操作が可能なＰＷＭコンバータ１５を介し直流電圧に変換し、該直流電圧からフルブリッジインバータ１６で高周波単相交流電圧に変換し、高周波絶縁変圧器８で絶縁した前記高周波単相交流電圧をフルブリッジインバータ１７を介して再度直流電圧に変換し、電力変換器１８を介して三相負荷へ接続する３つの出力端子ＵＶＷに三相交流電圧を出力する。一次側と二次側の回路は対称であるため、双方向に電力を供給可能である。

特許４３７４７１６号

三相交流電圧から絶縁した三相交流電圧を得る場合、上述したように４つの電力変換器が必要なためスイッチング損失が大きくなり効率が低下する。さらに、電力変換器１８出力電圧には、電力変換器１８のスイッチングによる大きな高調波が含まれるため前記電力変換器１８と負荷との間にフィルタ等の高調波抑制対策をしなければならない。高調波抑制対策をしない場合、電磁波ノイズの放出による外部危機への影響や負荷に流入する高調波電流による損失の増大、３つの出力端子ＵＶＷから負荷への配線が長いと負荷側の端子に大きなサージ電圧が発生し負荷が破損する可能性がある。

本発明では前記課題を解決するために、コンデンサとインダクタの直列接続から成る一次共振回路と、コンデンサとインダクタの直列回路から成り前記一次共振回路と同じ共振周波数をもち該一次共振回路と磁気的に結合している二次共振回路と、前記一次共振回路に該一次共振回路の共振周波数と同じ周波数成分の電圧を印加する一次電圧源と、前記二次共振回路に該二次共振回路の共振周波数と同じ周波数成分の電圧を印加する二次電圧源からなり、前記一次電圧源と前記二次電圧源間で電力を転送する直列共振電力転送装置において、前記一次電圧源から前記二次電圧源に電力を転送する場合は前記一次電圧源の出力電圧からの前記二次電圧源の出力電圧の位相差を＋９０度とし，前記二次電圧源から前記一次電圧源に電力を転送する場合は前記位相差を−９０度とすることを特徴とする。
前記一次電圧源や前記二次電圧源の出力電圧に０電圧を出力するタイミングを設け、前記一次電圧源の出力電圧が０電圧でない時間的比率Ｄ１と前記二次電圧源の出力電圧が０電圧でない時間的比率Ｄ２と前記一次電圧源の出力電圧の振幅Ｖ１と前記二次電圧源の出力電圧の振幅Ｖ２との積を調整することで前記一次電圧源と前記二次電圧源との間で転送される電力の絶対値を制御することを特徴とする。

本発明では、直列共振型高周波絶縁変圧器を用いることによって電流のゼロクロス付近でスイッチングが行えるため電力変換器の損失の低減が可能であり、電磁波ノイズの放出が少ない。さらに、負荷に印加される電圧の高調波成分が非常に小さくなるため負荷側への高調波の影響が少ない。

本発明の実施例１を示した図である。本発明の実施例２を示した図である。本発明の実施例３を示した図である。本発明の実施例４を示した図である。従来技術の構成を示した図である。直列共振型高周波絶縁変圧器の等価回路を示した図である。図６の動作原理を示した図である。本発明の制御方法例を示した図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

図１と図２と図３および図４において、直列共振型高周波絶縁変圧器３は、コンデンサＣ１およびインダクタＬ１の直列接続から成る一次共振回路と、コンデンサＣ２およびインダクタＬ２の直列接続から成り一次共振回路と同じ共振周波数をもち一次共振回路と磁気的に結合している二次共振回路とから成る。一次電圧源２０、３１、３２は、前記一次共振回路に該一次共振回路の共振周波数と同じ周波数成分の電圧Ｖｉｎを印加する。二次電圧源２１、３０は、前記二次共振回路に該二次共振回路の共振周波数と同じ周波数成分の電圧Ｖｏを印加する。

図１と図２と図３および図４の直列共振型高周波絶縁変圧器３の等価回路を図６に示す。直列共振型高周波絶縁変圧器３は、共振コンデンサＣ１およびＣ２と、自己インダクタンスＬ１およびＬ２と、相互インダクタンスＭとで表すことができる。一次側電圧をＶｉｎ、一次側電流をＩｉｎ、二次側電圧をＶｏ、二次側電流をＩｏとする。このとき、入出力電圧および電流の関係は（１）式で表される。ωは角周波数である。

（数１）

図７により、図６の入出力電圧および電流の関係を説明する。
一次側電圧Ｖｉｎを共振周期Ｔの矩形波電圧とすると、一次側電流ＩｉｎはインダクタＬ１とコンデンサＣ１とで共振する交流電流でＶｉｎと同位相および同周期となる。電力を一次側から二次側へ転送する場合、二次側電圧Ｖｏは（１）式よりＶｉｎより９０度進んだ波形とすればよい。逆に電力を二次側から一次側へ転送する場合、Ｉｏは図７中段図と同一であり、Ｖｏは図７下段図のようにＶｉｎより９０度遅れた電圧波形とすればよい。したがって、ＶｉｎやＶｏを生成する電力変換器は、電流がゼロクロス付近でスイッチングするので前記電力変換器のスイッチングによる損失は小さくなる。

図８を用いて本発明で転送される電力量の制御法を説明する。（１）式より、ＩｏはＶｉｎに比例し、ＩｉｎはＶｏに比例することが分かる。また図７よりＶｉｎとＩｉｎは常に力率１の関係にあるので、転送される電力量はＶｉｎの波高値とＩｉｎの波高値の積に比例することになる。しかし、ＶｉｎやＶｏの波高値を制御するのは困難であることから、図８に示すように時々０電圧となるようにする。例えば図８のＴａ（ｎ）期間は、共振周期Ｔの５倍の期間であるが、その最後の共振周期Ｔ期間を０電圧とすることでＴａ（ｎ）期間全体に対するＶｉｎの平均波高値を４／５倍としている。つまりＴａ（ｎ）時間に対する０電圧ではない時間的比率をＤ１とするとＤ１＝４／５となる。同様にＴａ（ｎ＋１）期間では電圧出力している期間が２ＴしかないのでＤ１＝２／５となる。このように０電圧期間を挿入することで平均的なＶｉｎの波高値を調整することで転送する電力量を調整できる。これはＶｏにも同様に適用できて、ＶｏのＴａ（ｎ）時間に対する０電圧ではない時間的比率であるＤ２を用いても転送する電力量を制御できる。以上よりＶｉｎの波高値Ｖ１とＤ１と、同様にＶｏの波高値Ｖ２とＤ２との積を調整することにより、一次電圧源と二次電圧源との間で転送される電力の絶対値が制御できる。

（実施例１）
図１の一次電圧源２０は、単相電圧型インバータ２により直流電圧源１の電圧を波高値として、図７や図８に示される電圧Ｖｉｎを直列共振型高周波絶縁変圧器３に供給することができる。図１の二次電圧源２１は、電力変換器１０とコンデンサ２２で構成される。電力変換器１０は、直列共振型高周波絶縁変圧器３との接続端子とコンデンサ２２の両端との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする４つの双方向スイッチとからなる単相マトリックスコンバータである。この双方向スイッチは、スイッチング素子とダイオードが逆並列接続されたスイッチ２つを逆直列接続した構成となっている。この単相マトリックスコンバータにより、コンデンサ２２の電圧極性に関係なくコンデンサ２２の両端電位差を波高値として、図７のＶｏや図８のＶｉｎをＶｏとした電圧Ｖｏを直列共振型高周波絶縁変圧器３に供給することができる。以上より一次電圧源２０と二次電圧源２１との間で電力の転送を行うことができる。そうすると、二次電圧源２１に接続されたコンデンサ２２の電圧を調整でき、該コンデンサ２２に負荷を接続すると該負荷の電圧や電流及び電力を制御できる。

（実施例２）
図２は、図１と比較して二次電圧源３０の構成のみが異なっているので、図２については二次電圧源３０のみについて説明する。図２の二次電圧源３０は、電力変換器１１とコンデンサ２３、２４、２５とから成る。電力変換器１１は、直列共振型高周波絶縁変圧器３との接続端子とスター結線されたコンデンサ２３、２４、２５の３つの端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする６つの双方向スイッチとからなる三相マトリックスコンバータである。この三相マトリックスコンバータにより、二次電圧源３０は、コンデンサ２３、２４、２５の電圧から、図７のＶｏや図８のＶｉｎをＶｏとした電圧Ｖｏを直列共振型高周波絶縁変圧器３に供給することができる。以上より一次電圧源２０と二次電圧源３０との間で電力の転送を行うことができる。そうすると、二次電圧源３０に接続されたコンデンサ２３、２４、２５の電圧を調整でき、該コンデンサ２３、２４、２５に負荷を接続すると該負荷の電圧や電流及び電力を制御できる。

（実施例３）
図３は、図１と比較して一次電圧源３１の構成のみが異なっているので、図３については一次電圧源３１のみについて説明する。図３の一次電圧源３１は、単相交流電源４とインダクタＬｉｎおよびコンデンサＣｉｎから成るフィルタ回路とで構成される単相交流電圧源５と電力変換器１２とから成る。電力変換器１２は、単相交流電圧源５の２つの端子と直列共振型高周波絶縁変圧器３との接続端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする４つの双方向スイッチとからなる単相マトリックスコンバータである。この単相マトリックスコンバータにより、単相交流電圧源５の極性に関係なく単相交流電圧源５の電圧を波高値とする図７や図８に示される電圧Ｖｉｎを直列共振型高周波絶縁変圧器３に供給することができる。以上より一次電圧源３１の単相交流電圧源５と二次電圧源２１のコンデンサ２２との間で電力の転送を行うことができる。そうすると、コンデンサ２２の電圧を調整でき、該コンデンサ２２に負荷を接続すると該負荷の電圧や電流及び電力を制御できる。

（実施例４）
図４は、図２と比較して一次電圧源３２の構成のみが異なっているので、図４については一次電圧源３２のみについて説明する。図４の一次電圧源３２は、三相交流電源６とインダクタＬｒ、Ｌｓ、ＬｔおよびコンデンサＣｒ、Ｃｓ、Ｃｔから成る三相フィルタ回路とで構成される三相交流電圧源７と電力変換器１４とから成る。電力変換器１４は、三相交流電圧源７の３つの端子と直列共振型高周波絶縁変圧器３との接続端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする６つの双方向スイッチとからなる三相マトリックスコンバータである。この三相マトリックスコンバータは、三相交流電圧源７の極性に関係なく三相交流電圧源７の任意の相の線間電圧を波高値とする図７や図８に示される電圧Ｖｉｎを直列共振型高周波絶縁変圧器３に供給することができる。以上より一次電圧源３２の三相交流電源６と二次電圧源３０のコンデンサ２３、２４、２５との間で電力の転送を行うことができる。そうすると、該コンデンサ２３、２４、２５の電圧を調整でき、該コンデンサ２３、２４、２５に並列に負荷を接続すると該負荷の電圧や電流及び電力を制御できる。

図１や図３のコンデンサ２２や図２や図４のコンデンサ２３、２４、２５は、流入する高調波電流の大部分を受け止めることがでるので、これらコンデンサに並列に接続された負荷への高調波電流の流出を抑止できる。

本発明の直列共振電力転送装置は、直流電源や単相交流電源及び三相交流電源から絶縁されて高調波成分が抑制された任意の直流や単相または三相の電圧を出力可能である。その際に絶縁トランスは高周波により小型化でき、また変換器のスイッチング損失を電流０付近でスイッチングすることで低減できることから高効率となる。以上のことから、一般のモータドライブや、太陽電池のパワーコンディショナ、電気自動車の充電装置などさまざまな分野に適用できる。

１直流電圧源
２単相電圧型インバータ
３直列共振型高周波絶縁変圧器
４単相交流電源
５単相交流電圧源
６三相交流電源
７三相交流電圧源
８高周波絶縁型変圧器
１０、１１、１２、１３、１４、１８電力変換器
１５ＰＷＭコンバータ
１６、１７フルブリッジインバータ
２０、３１、３２一次電圧源
２１、３０二次電圧源
２２コンデンサＣ
２３コンデンサＣｕ
２４コンデンサＣｖ
２５コンデンサＣｗ

Claims

コンデンサとインダクタの直列接続から成る一次共振回路と，
コンデンサとインダクタの直列回路から成り前記一次共振回路と同じ共振周波数をもち該一次共振回路と磁気的に結合している二次共振回路と，
前記一次共振回路に該一次共振回路の共振周波数と同じ周波数成分の電圧を印加する一次電圧源と，
前記二次共振回路に該二次共振回路の共振周波数と同じ周波数成分の電圧を印加する二次電圧源からなり，前記一次電圧源と前記二次電圧源間で電力を転送する直列共振電力転送装置において、
前記一次電圧源から前記二次電圧源に電力を転送する場合は前記一次電圧源の出力電圧からの前記二次電圧源の出力電圧の位相差を＋９０度とし，前記二次電圧源から前記一次電圧源に電力を転送する場合は前記位相差を−９０度とすることを特徴とする直列共振電力転送装置。
前記一次電圧源や前記二次電圧源の出力電圧に０電圧を出力するタイミングを設け，前記一次電圧源の出力電圧が０電圧でない時間的比率Ｄ１と前記二次電圧源の出力電圧が０電圧でない時間的比率Ｄ２と前記一次電圧源の出力電圧の振幅Ｖ１と前記二次電圧源の出力電圧の振幅Ｖ２との積を調整することで前記一次電圧源と前記二次電圧源との間で転送される電力の絶対値を制御することを特徴とする請求項１記載の直列共振電力転送装置。
前記一次電圧源が直流電源と単相電圧型インバータから成る，または前記二次電圧源が直流電源と単相電圧型インバータから成ることを特徴とする請求項１から２記載の直列共振電力転送装置。
前記一次電圧源が，単相交流電源と，該単相交流電源の２つの端子と前記一次共振回路の２つの端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする４つの双方向スイッチとからなる単相マトリックスコンバータで構成される，または前記二次電圧源が，単相交流電源と，該単相交流電源の２つの端子と前記二次共振回路の２つの端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする４つの双方向スイッチとからなる単相マトリックスコンバータで構成されることを特徴とする請求項１から２記載の直列共振電力転送装置。
前記一次電圧源が，三相交流電源と，該三相交流電源の３つの端子と前記一次共振回路の２つの端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする６つの双方向スイッチとからなる三相マトリックスコンバータで構成される，または前記二次電圧源が，三相交流電源と，該三相交流電源の３つの端子と前記二次共振回路の２つの端子との間の接続を全ての組み合わせでオンオフする６つの双方向スイッチとからなる三相マトリックスコンバータで構成されることを特徴とする請求項１から２記載の直列共振電力転送装置。