JP2003230279A - 交流‐直流電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】双方向性のある電力変換装置としてはトランス
あるいは半導体素子によるインバータを用いる方法等が
ある。前者は、交流‐交流でかつ同一周波数の場合に限
られ一方が直流の場合への適用は出来なかった。後者は
交流‐交流、直流‐直流の場合に限られ、しかも急激な
負荷変動に対して双方向的に対応することが出来なかっ
た。交流‐直流間の電力変換を急激な負荷変動下でも滑
らかに双方向的に対応し得る電力変換装置の開発が課題
となっていた。 【解決手段】交流‐直流電力変換装置の交流端とトラン
スの一方の巻線間および直流端とトランスの他方の巻線
間にそれぞれ半導体スイッチを設置する。直流端電圧を
基準電圧と比較してその変動を検出し、この変動分をも
とに交流周波数よりも十分に高い周波数のＰＷＭ波を生
成し、このＰＷＭ波から上記の半導体スイッチのオン／
オフ制御を行う装置としている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、負荷変動に応じて
交流‐直流間の電力を双方向に変換する装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流電圧を変圧し電力を電源‐負
荷間で双方向に変換する装置としては、トランスが用い
られている。このようなトランスはその一次巻線と二次
巻線との巻数比により変圧比が規定されるため、任意の
電圧を連続的に変化させることは困難であるが、タップ
切り替えにより多少の電圧調整は可能となる。一方、半
導体素子を用いたスイッチング技術を用いることによっ
て、交流‐交流電力変換あるいは直流‐直流電力変換に
おいて双方向に電力を制御する装置を実現することが行
なわれている。また、高周波トランスを用いることによ
って、装置の小形・軽量化を図ることも行なわれてい
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】従来の変圧器であるト
ランスは交流を同一周波数の交流に変換するものであ
り、一方が直流とする場合に対応することはできなかっ
た。また、半導体素子を用いたスイッチング技術を用い
たインバータ等の電力変換装置を用いても、急激な負荷
変動等により電力の流れ方向が瞬時に変わった場合にお
いても滑らかに双方向に電力を変換および制御する技術
はなかった。本発明は、負荷の変動に伴い電力の流れ方
向が急激に変化した場合にも対応して、交流‐直流電力
を双方向に対して制御する交流‐直流電力変換装置を提
供することを目的とする。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明においてはまず、基本構成として以下の構成
とした。すなわち、交流‐直流を双方向的に電力変換を
行う交流‐直流電力変換装置であって、この交流‐直流
電力変換装置の交流端には交流電力系統からの交流電力
が印加されており、かつ交流電力系統の各相にはインダ
クタの一端が接続されている。この各インダクタの他端
とトランスの一方の巻線とが、半導体スイッチを有し電
気的な接続を制御する第１のスイッチングを介して接続
されており、上記の交流‐直流電力変換装置の直流端に
は、接地電位との間に配置されるコンデンサが接続され
ている。上記コンデンサと上記トランスの他方の巻線と
が、半導体スイッチを有し電気的な接続を制御する第２
のスイッチング部を介して接続されており、同時に上記
の交流‐直流電力変換装置の直流端に接続されている。
さらに、この直流端の直流電圧変化を検出する手段と、
上記のインダクタに流れる電流波形を検出する手段と、
これら各手段から得られる信号と上記の交流電力系統の
電圧波形とを用いてＰＷＭ波形を生成する手段とから成
り、上記ＰＷＭ波形の信号を用いて上記第１、第２スイ
ッチング部の半導体スイッチのオン／オフ動作を上記直
流端の電圧が一定となるよう制御する制御部を有する構
成としている。

【０００５】上記基本構成の具体的構成として、上記制
御部は、直流端における直流電圧と基準直流電圧とを入
力とする第１の誤差増幅器と、上記の第１の誤差増幅器
出力と交流各相の電圧に同期した基準正弦波波形とを入
力とする乗算器と、上記の乗算器出力と上記インダクタ
を流れる電流を検出する手段から得られた電流値とを入
力とする第２の誤差増幅器と、上記の第２の誤差増幅器
出力を入力としパルス信号を出力する比較器と、上記の
比較器出力を入力とし上記第１、第２のスイッチング部
の各半導体スイッチのオン／オフ信号を出力する駆動回
路とで構成されている制御回路を交流各相に対して有し
ている構成を開示している。

【０００６】さらに、上記の制御部は上記の電流を検出
する手段に接続されたＡ／Ｄコンバータと、上記直流端
に接続されたＡ／Ｄコンバータとを有し、これらＡ／Ｄ
コンバータからのディジタル信号を入力とし、出力側に
上記第１、第２のスイッチング部の半導体スイッチを駆
動する駆動回路が接続されているディジタルシグナプロ
セッサを用いた構成としている。

【０００７】さらに上記構成に対して交流側の半導体ス
イッチ部を省略し、従来の通常のトランスに置き換え、
直流側のスイッチング部を直流−交流変換回路であるイ
ンバータに置き換えた構成により交流−直流間の双方向
電力変換を行なうことが出来る。このため、交流‐直流
を双方向的に電力変換を行う交流‐直流電力変換装置で
あって、上記交流‐直流電力変換装置の交流端には交流
電力系統からの交流電力が印加されており、交流電力系
統の各相にはインダクタの一端が接続されており、上記
各インダクタの他端とトランスの一方の巻線とが接続さ
れている。上記の交流−直流電力変換装置の直流端に
は、接地電位との間に配置されるコンデンサが接続され
ており、上記コンデンサと上記トランスの他方の巻線と
が、半導体スイッチからなる直流−交流変換回路を介し
て接続されている。この直流端の直流電圧変化を検出す
る手段と、上記インダクタに流れる電流波形を検出する
手段と、これら各手段から得られる信号と上記交流電力
系統の電圧波形とを用いてＰＷＭ波形を生成する手段と
から成り、上記ＰＷＭ波形の信号を用いて上記直流−交
流回路の半導体スイッチのオン／オフ動作を上記直流端
の電圧が一定となるよう制御する制御部を有する構成と
している。

【０００８】これにより、上記インバータを用いた交流
‐直流電力変換装置において、上記の制御部は直流端に
おける直流電圧と基準直流電圧とを入力とする第１の誤
差増幅器と、上記第１の誤差増幅器の出力と交流各相の
電圧に同期した基準正弦波波形とを入力とする乗算器
と、上記乗算器の出力と上記インダクタを流れる電流を
検出する手段から得られた電流値とを入力とする第２の
誤差増幅器と、上記第２の誤差増幅器の出力を入力とし
パルス信号を出力する比較器と、上記比較器の出力を入
力とし上記直流−交流変換回路の半導体スイッチのオン
／オフ信号を出力する駆動回路とで構成され、この制御
回路を交流各相に対して具備する構成としている。

【０００９】また、上記インバータを用いた交流‐直流
電力変換装置において、上記制御部は上記インダクタ電
流を検出する手段に接続されたＡ／Ｄコンバータと、上
記直流端に接続されたＡ／Ｄコンバータとを有してお
り、これらＡ／Ｄコンバータからのディジタル信号を入
力とし、出力側に上記直流−交流変換回路の半導体スイ
ッチを駆動する駆動回路が接続されているディジタルシ
グナプロセッサで構成された構成についても開示してい
る。

【００１０】

【発明の実施の形態】図１に、本発明における交流‐直
流電力変換装置を用いた構成例を示す。交流‐直流電力
変換装置１における交流端（ａ１、ａ２）には単相ある
いは三相の電力系統２が接続され、直流端ｂには第一の
直流電力変換装置３を介して発電装置である燃料電池４
と、第二の直流電力変換装置５を介して蓄電池６と、直
流負荷装置群７とが接続されている。交流‐直流電力変
換装置１は、謂わば高圧配電網と低圧配電網とを接続す
る柱上トランスに相当するものであり、従来は交流‐交
流電力変換であるが、本構成例における低圧配電網は直
流としている。

【００１１】図２に、本発明による交流‐直流電力変換
装置１における第一の実施の形態による構成図を示す。
単相交流の電力系統２に接続されるインダクタ１１と、
このインダクタ１１にトランス１３の巻線を介して接続
される双方向半導体スイッチ１２１、１２２からなるス
イッチング回路１２と、このスイッチング回路１２に接
続されるトランス１３と、このトランス１３に接続され
る他の半導体スイッチ１４１、１４２からなるスイッチ
ング回路１４と、このスイッチング回路１４とトランス
１３とで構成されている交流‐直流変換部（整流部）に
接続されているコンデンサ１５とによって、交流‐直流
間の電力変換が双方向的に行われる。スイッチング回路
１２および１４は、４つの半導体スイッチで構成される
フルブリッジ、あるいは２つの半導体スイッチと２つの
コンデンサで構成されるハーフブリッジで構成すること
も可能である。また、各半導体スイッチにスナバ回路
（図示省略）を付加することにより、電圧サージを抑制
することもできる。

【００１２】本第一の実施の形態における制御回路は、
交流‐直流電力変換装置１における直流端ｂの電圧を検
出した信号と基準直流電圧１６１とを入力とする第一の
誤差増幅器１６と、この第一の誤差増幅器１６の出力と
電力系統２の交流電圧に同期した基準正弦波波形電圧源
１７１からの電圧とを入力とする乗算器１７と、この乗
算器１７の出力と電流センサ２１により検出されたイン
ダクタ１１を流れる電流瞬時値の検出信号とを入力とす
る第二の誤差増幅器１８と、この第二の誤差増幅器１８
の出力と鋸波発振器１９１の出力とを入力とする比較器
１９と、この比較器１９の出力を入力とする前記半導体
スイッチ１２１、１２２、１４１、１４２をそれぞれオ
ン／オフ制御用のタイミング信号を出力する駆動回路２
０とにより構成される。ここで、鋸波発振器１９１の発
生周波数は電力系統２に供給される交流周波数よりも十
分に高いものとしている。また、乗算器１７の入出力と
第二の誤差増幅器１８の入力とはいずれも正負の信号を
扱うものとしているが、直流電圧を重畳して、単電源で
実現することも可能である。また、半導体スイッチの駆
動回路２０の出力は各半導体スイッチのゲート端子ｇ
１、ｇ２、ｇ３、ｇ４にそれぞれ接続されている。

【００１３】第一の誤差増幅器１６は交流‐直流電力変
換装置１の直流端ｂの電圧を基準直流電圧１６１と比較
し、直流の制御信号として出力する。この直流出力信号
は、乗算器１７において電力系統２の交流電圧に同期し
た基準正弦波波形電圧源１７１の出力波形振幅と乗算処
理が行われる。第二の誤差増幅器１８では交流端ａ１ま
たはａ２に流れる電流を電流センサ２１で検出した検出
信号と乗算器１７の出力信号との差を求め、乗算器１７
の出力を目標値として直流端ｂの電圧を制御するための
信号を出力する。次に、比較器１９は第二の誤差増幅器
１８の出力信号と鋸波発生器１９１の出力波形とを比較
することによりＰＷＭ波形を出力する。駆動回路２０に
おいては、フリップフロップ２９によりその入力である
ＰＷＭ波形の立ち上がり時に出力が反転する互いに極性
が反対の２つの矩形波を発生し、これら矩形波は駆動増
幅器３２および３３を経て双方向半導体スイッチ１２
１、１２２の各ゲート・ソース間（図２におけるｇ１、
ｇ２）に印加され半導体スイッチ１２１、１２２を駆動
する。また、これら各矩形波とＰＷＭ波形とを入力とす
る排他的論理和のロジック回路３０および３１の出力波
形に関しても駆動増幅器３４、３５を経て半導体スイッ
チ１４１、１４２の各ゲート・ソース間（図２における
ｇ３、ｇ４）に印加され、半導体スイッチ１４１、１４
２を駆動する。以上は、電力系統２の交流が単相交流の
場合について説明したものであるが、三相の交流に対し
ても各相毎に上記の制御系を配置することにより同様の
制御を行うことが出来る。

【００１４】図３に、本実施例における各部の電圧およ
び電流波形を模式的に示す。図２における電力系統２か
らスイッチング回路１２へ流れる方向を正とした時、図
３（ａ）はインダクタ１１に流れる電流の電流波形を示
すもので、半導体スイッチ１２１と１４１がオン（表
１；条件Ａ）、あるいは半導体スイッチ１２２と１４２
がオン（表１；条件Ｃ）の状態においては減少方向に向
かう。ただし、電流が負の場合にはその絶対値は増加す
る。一方、半導体スイッチ１２１と１４２がオン（表
１；条件Ｂ）、あるいは半導体スイッチ１２２と１４１
がオン（表１；条件Ｄ）の状態においては、インダクタ
電流１１は増加の方向に向かう。

【００１５】

【表１】 図３（ｂ）はこれら半導体スイッチの動作タイミングの
状況を示すもので、図上半分の４本の波形において、１
２１はｇ１の、１２２はｇ２の、１４１はｇ３の、１４
２はｇ４の制御信号波形を示すものである。また、下半
分の４本の波形は上記各半導体スイッチの組み合わせ、
すなわち１２１と１４１、１２２と１４２、１２１と１
４２、１２２と１４１の対がそれぞれ同時にオン状態に
なっている場合の波形を示すものである。図２および図
３（ｂ）において、ｇ１とｇ２の波形は互いに位相が反
転しているものであり、ｇ３とｇ４の波形においても互
いに位相は反転している。そして、ｇ１、ｇ２の対とｇ
３、ｇ４の対とはＰＷＭ波形のパルス幅に対応しただけ
のタイミングのずれを有しているものであるから、例え
ばＰＷＭ波形のデューティー比を増加させることによ
り、インダクタ電流を増加させることが出来る。また、
電流が負の場合には、その絶対値は減少する。したがっ
て、第二の誤差増幅器１８において、インダクタ１１に
流れる電流の電流センサ２１による検出値が乗算器１７
の出力する目標値から誤差を生じると、その誤差を補正
するようにＰＷＭ波形のデューティー比が制御され、イ
ンダクタ１１の電流波形は目標とする電力系統２の正弦
波波形に追従する。なお、交流側にＬＣフィルタ（図示
省略）を付加することにより、インダクタ電流波形はス
イッチングによる電流リップルが低減され歪の少ない正
弦波状となる。

【００１６】第一の誤差増幅器１６の出力が正の場合に
おいては、交流端ａ１またはａ２における電流は電力系
統２の電圧波形と同期した基準正弦波発生器１７１から
の波形を目標値として制御されるため、交流から直流へ
電力変換されている。ここで、直流負荷電力が増加ある
いは発電量が減少したりすると、直流端ｂにおける直流
電圧がわずかに低下する。この電圧低下を第一の誤差増
幅器１６が検出し、その出力が増加するため乗算器１７
の出力が増加し、直流給電量が増加することになり、こ
れにより直流電圧を安定化するように制御される。逆
に、直流負荷電力が減少したり発電量が増加したりした
場合には、直流電圧がわずかに上昇し、乗算器１７の出
力振幅が減少することによって、同様に制御される。さ
らにこの乗算器１７の出力振幅が零を超えて減少すると
図４に示すように乗算器１７の出力波形は電力系統２側
の交流電圧と逆位相となる。このようにして、スムーズ
に直流から交流への電力変換が行われることになり、双
方向の電力変換制御が行われる。

【００１７】図５に、本発明における第二の実施の形態
として三相交流による交流‐直流電力変換装置１の構成
図を示す。本実施の形態による交流‐直流電力変換装置
１は、三相交流の電力系統に接続されるインダクタ２１
１、２１２、２１３と、これらインダクタに接続される
双方向半導体スイッチ２２１、２２２、２２３，２２
４、２２５、２２６からなるスイッチング回路２２と、
このスイッチング回路２２に接続されるトランス２３
と、このトランス２３に接続される半導体スイッチ２４
１、２４２からなるスイッチング回路２４と、このスイ
ッチング回路２４とトランス２３とを含む回路に接続さ
れるコンデンサ２５等を含む構成としている。この構成
により三相交流‐直流間の電力変換が双方向的に行われ
る。スイッチング回路２４は、４つの半導体スイッチで
構成されるフルブリッジ、あるいは２つの半導体スイッ
チと２つのコンデンサで構成されるハーフブリッジで構
成することも可能である。

【００１８】本第二の実施の形態における制御回路５０
は、三相交流各相の電流の瞬時値を電流センサ４１、４
２、４３により検出したアナログ値をディジタルデータ
に変換するＡ／Ｄコンバータ２６１、２６２、２６３
と、交流‐直流電力変換装置１の直流端ｂの電圧を検出
した直流アナログ電圧をディジタルデータに変換するＡ
／Ｄコンバータ２６４と、これらのディジタル信号を入
力とし、半導体双方向スイッチ２２１、２２２、２２
３、２２４、２２５、２２６および半導体スイッチ２４
１、２４２をオン／オフ制御するための矩形波を出力す
るディジタルシグナルプロセッサ（以下ＤＳＰと略記）
２７と、上記各半導体双方向スイッチおよびこれら各半
導体スイッチを駆動する駆動回路２８とから構成されて
いる。なお、上記演算処理を行うためには三相交流各層
の電圧波形も必要であり、このため特に図示していない
が三相電力系統各相の電圧波形も上記のＤＳＰ２７に供
給されている。

【００１９】ＤＳＰ２７においては、直流端ｂの電圧信
号であるＡ／Ｄコンバータ２６４の出力値とＤＳＰ２７
内蔵の基準直流電圧との誤差値を求め、この誤差値と交
流各相の電圧波形とを乗算した正弦波信号値を演算し、
これら正弦波信号と交流各相の電流信号であるＡ／Ｄコ
ンバータ２６１、２６２、２６３の出力値との各誤差信
号を演算し、これら各誤差信号の値およびスイッチング
周波数のクロック信号から半導体双方向スイッチ２２
１、２２２、２２３、２２４、２２５、２２６および半
導体スイッチ２４１、２４２を駆動する矩形波を算出す
る。これにより、直流端ｂの電圧における誤差値の正か
ら負の変化に応じて、交流各相の電流はそれぞれの相の
電圧と同相から逆相の正弦波を目標値とするため、交流
‐直流間の電力の流れ方向が変化した場合においてもス
ムーズに直流端電圧および交流各相の電流を制御するこ
とができる。以上は三相交流の場合について例示したも
のであるが、単相交流についても適用可能であることは
言うまでもない。

【００２０】以上、高周波トランスを用いることにより
電力変換装置の小型・軽量化を図った実施例を示した
が、スイッチング回路（１２、２２）とトランス（１
３、２３）とで構成された部分を、スイッチング部（１
２、２２）を省いて従来の通常のトランスで置き換え、
同時にスイッチング回路（１４、２４）を半導体スイッ
チを用いたインバータ（直流−交流変換回路）で置き換
えた構成にしても、交流‐直流間における双方向の電力
変換を同様に実施することが出来る。

【００２１】

【発明の効果】以上説明したように本発明の交流‐直流
電力変換装置は、直流電圧が一定となるように、交流電
流の電圧波形を用いて目標値である電圧波形の振幅が正
負両方向に設定され、これに対応するようスイッチング
部の半導体スイッチが制御されるため、交流‐直流間に
おいても従来の交流‐交流間に対するトランスのよう
に、直流側の急峻な負荷変動にも高速に応答することが
できる双方向の電力変換を実現することができる。ま
た、交流各相に流れる電流が常に正弦波状になるように
制御するため、高調波電流を抑制し高力率を実現するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用する電力系統の構成図。

【図２】本発明における単相交流‐直流電力変換装置の
構成図。

【図３】（ａ）は電力系統における交流波形、（ｂ）は
半導体スイッチ制御波形のタイミング図。

【図４】乗算器の出力波形図。

【図５】本発明における三相交流‐直流電力変換装置の
構成図。

【符号の説明】

１：交流‐直流電力変換装置 ２：電力系統 ３：直流電力変換装置 ４：燃料電池 ５：直流電力変換装置 ６：蓄電池 ７：負荷装置群 １１：インダクタ １２：スイッチング回路 １２１、１２２：双方向半導体スイッチ １３：トラ
ンス １４：スイッチング回路 １４１：半導体
スイッチ １４２：半導体スイッチ １５：コン
デンサ １６：第一の誤差増幅器 １６１：基準直
流電圧 １７：乗算器 １７１：基準正
弦波波形電圧 １８：第二の誤差増幅器 １９：比較器 １９１：鋸波発振器 ２０：駆動
回路 ２１１、２１２、２１３：インダクタ ２２１、２２２、２２３、２２４、２２５、２２６：双
方向半導体スイッチ ２３：トランス ２４１、２４２：半導体スイッチ ２５：コンデンサ ２６１、２６２、２６３、２６４：Ａ／Ｄコンバータ ２７：デイジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ） ２８：駆動回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大津 智 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 山崎 幹夫 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 山下 暢彦 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 田爪 國利 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 平岡 靖史 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA02 CB05 CB07 CB08 CC02 DA04 DC02 DC05

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流‐直流を双方向的に電力変換を行う交
   流‐直流電力変換装置であって、 上記交流‐直流電力変換装置の交流端には交流電力系統
   からの交流電力が印加されており、 交流電力系統の各相にはインダクタの一端が接続されて
   おり、 上記各インダクタの他端とトランスの一方の巻線とが、
   半導体スイッチを有し電気的な接続を制御する第１のス
   イッチング部を介して接続されており、 上記交流−直流電力変換装置の直流端には、接地電位と
   の間に配置されるコンデンサが接続されており、 上記コンデンサと上記トランスの他方の巻線とは、半導
   体スイッチを有し電気的な接続を制御する第２のスイッ
   チング部を介して接続されており、 上記直流端の直流電圧変化を検出する手段と、上記イン
   ダクタに流れる電流波形を検出する手段と、これら各手
   段から得られる信号と上記交流電力系統の電圧波形とを
   用いてＰＷＭ波形を生成する手段とから成り、上記ＰＷ
   Ｍ波形の信号を用いて上記第１、第２スイッチング部の
   半導体スイッチのオン／オフ動作を上記直流端の電圧が
   一定となるよう制御する制御部を有することを特徴とす
   る交流‐直流電力変換装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の交流‐直流電力変換装置に
   おいて、 上記制御部は直流端における直流電圧と基準直流電圧と
   を入力とする第１の誤差増幅器と、上記第１の誤差増幅
   器の出力と交流各相の電圧に同期した基準正弦波波形と
   を入力とする乗算器と、上記乗算器の出力と上記インダ
   クタを流れる電流を検出する手段から得られた電流値と
   を入力とする第２の誤差増幅器と、上記第２の誤差増幅
   器の出力を入力としパルス信号を出力する比較器と、上
   記比較器の出力を入力とし上記第１、第２のスイッチン
   グ部の半導体スイッチのオン／オフ信号を出力する駆動
   回路とによって構成される制御回路を交流各相に対して
   具備することを特徴とする交流‐直流電力変換装置。
3. 【請求項３】請求項１記載の交流‐直流電力変換装置に
   おいて、上記制御部は上記電流を検出する手段に接続さ
   れたＡ／Ｄコンバータと、上記直流端に接続されたＡ／
   Ｄコンバータとを有し、これらＡ／Ｄコンバータからの
   ディジタル信号を入力とし、出力側に上記第１、第２の
   スイッチング部の半導体スイッチを駆動する駆動回路が
   接続されているディジタルシグナプロセッサで構成され
   ていることを特徴とする交流‐直流電力変換装置。
4. 【請求項４】交流‐直流を双方向的に電力変換を行う交
   流‐直流電力変換装置であって、 上記交流‐直流電力変換装置の交流端には交流電力系統
   からの交流電力が印加されており、 交流電力系統の各相にはインダクタの一端が接続されて
   おり、 上記各インダクタの他端とトランスの一方の巻線とが接
   続されており、 上記交流−直流電力変換装置の直流端には、接地電位と
   の間に配置されるコンデンサが接続されており、 上記コンデンサと上記トランスの他方の巻線とは、半導
   体スイッチからなる直流−交流変換回路を介して接続さ
   れており、 上記直流端の直流電圧変化を検出する手段と、上記イン
   ダクタに流れる電流波形を検出する手段と、これら各手
   段から得られる信号と上記交流電力系統の電圧波形とを
   用いてＰＷＭ波形を生成する手段とから成り、上記ＰＷ
   Ｍ波形の信号を用いて上記直流−交流変換回路の半導体
   スイッチのオン／オフ動作を上記直流端の電圧が一定と
   なるよう制御する制御部を有することを特徴とする交流
   ‐直流電力変換装置。
5. 【請求項５】請求項４記載の交流‐直流電力変換装置に
   おいて、上記制御部は直流端における直流電圧と基準直
   流電圧とを入力とする第１の誤差増幅器と、上記第１の
   誤差増幅器の出力と交流各相の電圧に同期した基準正弦
   波波形とを入力とする乗算器と、上記乗算器の出力と上
   記インダクタを流れる電流を検出する手段から得られた
   電流値とを入力とする第２の誤差増幅器と、上記第２の
   誤差増幅器の出力を入力としパルス信号を出力する比較
   器と、上記比較器の出力を入力とし上記直流−交流変換
   回路の半導体スイッチのオン／オフ信号を出力する駆動
   回路とによって構成される制御回路を交流各相に対して
   具備することを特徴とする交流‐直流電力変換装置。
6. 【請求項６】請求項４記載の交流‐直流電力変換装置に
   おいて、上記制御部は上記電流を検出する手段に接続さ
   れたＡ／Ｄコンバータと、上記直流端に接続されたＡ／
   Ｄコンバータとを有し、これらＡ／Ｄコンバータからの
   ディジタル信号を入力とし、出力側に上記直流−交流変
   換回路の半導体スイッチを駆動する駆動回路が接続され
   ているディジタルシグナプロセッサで構成されているこ
   とを特徴とする交流‐直流電力変換装置。