DE3623306A1

DE3623306A1 - Entladungslampen-treiber

Info

Publication number: DE3623306A1
Application number: DE19863623306
Authority: DE
Inventors: Haruo Nagase; Kiyoaki Uchihashi
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-07-25
Filing date: 1986-07-11
Publication date: 1987-02-05
Also published as: GB8617753D0; GB2178607A; FR2585531A1; FR2585531B1; DE3623306C2; CA1250345A; GB2178607B; US4734624A

Description

Die Erfindung betrifft einen Entladungslampentreiber, insbesondere zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einem Brückeninverter mit einer relativ geringen Schaltfrequenz nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Der Bedarf an Entladungslampen-Treibern, die mit einer hohen Frequenz zur Reduzierung des Gewichts und der Größe der Ballastspule betrieben werden, steigt. Andererseits ist es bekannt, daß Entladungslampen, insbesondere Hochdruck-Entladungslampen wie Quecksilber- Hochdrucklampen und Natriumdampflampen unter nicht stabilen Entladungsbogen aufgrund einer "akustischen Resonanz" leiden, wenn sie mit bestimmten hohen Geschwindigkeiten betrieben werden, die bei unterschiedlichen Lampen schwanken, normalerweise aber in einem Bereich zwischen 10 KHz und 100 KHz liegen. Hochdruck-Entladungslampen müssen daher mit einer Frequenz betrieben werden, die gering genug ist bezüglich der Hochfrequenz, in der die akustische Resonanz erwartet wird. Eine diesen in einem Zielkonflikt stehenden Erfordernissen entsprechende Schaltung ist aus dem US-PS 41 70 747 bekannt, in der ein Brückeninverter verwendet wird mit zwei Paaren von Schaltelementen oder Transistoren zum Betreiben der Entladungslampe, die seriell mit der Ballast- oder Strombegrenzerspule über die Ausgangsanschlüsse des Brückeninverters verbunden sind. Ein Paar der Schalttransistoren wird mit einer geringen Frequenz zur alternativen Aufbringung einer Gleichspannung in entgegengerichteter Polarität auf die Lampe aufgebracht, um die akustische Resonanz zu vermeiden, während das andere Paar von Schalttransistoren zur sich wiederholenden Unterbrechung der auf die Lampe aufgebrachten Gleichspannung mit einer höheren Frequenz betrieben wird, die ausreichend ist, um die Größe und das Gewicht der Strombegrenzerspule auf ein erträgliches Maß zu reduzieren. Die Hochfrequenzkomponente wird über einen Kondensator, der über die Lampe gelegt ist, geführt und erzeugt so keine akustische Resonanz. In Anbetracht der geringen Schaltfrequenz, mit der der Brückeninverter die alternierende Spannung an die Lampe anlegt, berücksichtigt dieses Patent auch den Kurzschluß der Spannungsquelle durch Schaffung einer Ausschaltzeit, während der alle Transistoren ausgeschaltet oder nicht leitend sind. Die Transistoren des Brückeninverters können mit anderen Worten möglicherweise aufgrund des Kurzschlusses der Spannungsquelle ohne die Vorsehung einer Ausschaltzeit zerstört werden. Zu dem Beginn der Ausschaltzeit bewirken die Spule und der mit der Lampe verbundene Kondensator einen kontinuierlichen Fluß des verzögerten Stroms zu der Lampe, um diese leitend zu halten. Dieser Lampenstrom mit zunehmend geringer werdender Amplitude fließt jedoch nur in eine Richtung und wird daher nach kurzer Zeit auf 0 gehen. Wenn der Lampenstrom während der Ausschaltzeit völlig verschwindet, benötigt die Lampe eine höhere Zündspannung bei der anschließenden Leitungszeit des Schalttransistors des Brückeninverters, die in nachteiliger Weise zu einem Erlöschen oder wenigstens einem Flackern der Lampe führt.

Es entsteht damit das Problem, daß die Ausschaltzeit ausreichend begrenzt sein muß auf eine Dauer, die möglicherweise nicht ausreichend ist, um den Kurzschluß der Spannungsquelle unter Berücksichtigung der unvermeidlichen Schwankungen der Eigenschaften der den Schaltkreis bildenden Komponenten gewählt werden muß. Das Erlöschen oder Flackern wird mit anderen Worten kritisch, wenn der Schaltkreis so ausgebildet ist, daß die Ausschaltzeit eine ausreichende Dauer hat, um den Kurzschluß der Spannungsquelle zu vermeiden. Unter diesem Aspekt ist der bekannte Schaltkreis bezüglich eines stabilen Lampenbetriebs nicht zufriedenstellend.

Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, einen Treiberkreis für eine Entladungslampe zu schaffen, die eine stabile Betriebsweise der Lampe ermöglicht, wobei eine akustische Resonanz und eine Erhöhung der Zündspannung vermieden wird, wobei gleichzeitig ein Kurzschluß der Spannungsquelle ausgeschlossen wird und die räumliche Anordnung des Schaltkreises kompakt ausgebildet werden kann.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs angegebenen Merkmale gelöst. Die Unteransprüche geben vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung an.

Durch die Erfindung werden die genannten Probleme durch Verwendung eines Schwingkreises vermieden, der das Fließen eines Wechselstromes zu der Lampe während der ganzen Ausschaltzeit bewirkt, so daß die Ausschaltzeit verlängert werden kann, während ein kontinuierlicher Stromfluß durch die Lampe während der ganzen Ausschaltzeit gesichert ist. Ein Treiberkreis nach der Erfindung weist eine Gleichspannungsquelle, eine Entladungslampe, eine Strombegrenzerspule, die in Reihe zwischen der Spannungsquelle und der Lampe angeordnet ist und Mittel zum Betreiben der Lampe mit einer Wechselspannung geringer Frequenz unter sich wiederholender Unterbrechung mit einer hohen Frequenz der Spannungskomponente, die auf die Lampe aufgebracht wird, auf. Das Mittel weist einen Brückeninverter mit wenigstens einem Paar von Schaltelementen auf, die die Gleichspannungsquelle alternierend umgekehrt mit der geringen Frequenz, so daß die sich ergebende Wechselspannung, die mit geringer Frequenz auf die Lampe aufgeben wird, und Schaltelemente zur sich wiederholenden Unterbrechung der auf die Lampe aufgebrachten Spannungskomponente mit hoher Frequenz. Der Schaltkreis weist weiter Steuermittel zur Vorsehung einer Auszeit auf, während der die Schaltelemente des Brückeninverters gleichzeitig für eine vorgegebene Zeitdauer ausgeschaltet sind, während die Polaritätsumkehr der auf die Spannung aufgebrachte Lampe durchgeführt wird, um einen Kurzschluß der Spannungsquelle zu vermeiden. Ein Überbrückungskondensator ist parallel mit der Lampe verbunden, um die Hochfrequenzkomponente, die sich von der hochfrequenten Unterbrechung der Schaltmittel ergibt, zu überbrücken. Da der Brückeninverter die Spannung mit einer geringen Frequenz, beispielsweise 100 Hz, unterbricht, um die Wechselspannung für die Lampe zu schaffen, ist die Lampe frei von akustischer Resonanz, die für den Lampenbetrieb schädlich ist und entstehen würde, wenn Sie mit einer höheren Frequenz im Bereich von etwa 10 KHz bis 100 KHz betrieben werden würde. Da die hohe Frequenz, mit der die Spannung auf die Lampe aufgebracht wird, wiederholend unterbrochen wird, kann die Strombegrenzerspule, die in Reihe mit der Lampe liegt, einen geringeren Induktionswert haben und daher in Gewicht und Größe geringer sein, was es ermöglicht, den Schaltkreis kompakter aufzubauen.

Die Besonderheit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung liegt darin, daß eine eine Schwingung verursachende Spule in Reihe mit der Lampe und parallel mit dem Überbrückungskondensator angeordnet ist, so daß er mit dem Kondensator eine Reihenschaltung bildet, der einen Wechselstrom in der Lampe während der Auszeit verursacht. Dieser resultierende Wechselstrom neigt dazu, über die Lampe für eine längere Zeit zu fließen, wodurch die Deionisation der Lampe verzögert wird. Dies erlaubt es, die Ausschaltzeit zu verlängern auf ein solches Maß, daß ein Kurzschluß der Spannungsquelle sicher und zuverlässig vermieden wird, wobei jedoch sichergestellt wird, daß ein Lampenstrom während der gesamten Ausschaltzeit fließt, um die Zündspannung auf ein Minimum zu halten.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die die Schwingung verursachende Spule so ausgewählt, daß ihr Induktionswert die Ausschaltzeit zu einem Zeitpunkt beendet, an dem die über dem Überbrückungskondensator auftretende Spannung während des Betriebs des Schwingkreises in einer subtraktiven Beziehung zu der Spannung steht, die über diesen Kondensator angelegt ist während der nachfolgenden Einschaltzeit des Schaltelements bezüglich der Spannungspolarität. Diese Ausbildung sichert gegen die Möglichkeit eines Stromstoßes durch die Strombegrenzerspule in den Brückeninverter. Ein solcher Stromstoß ist wahrscheinlich, wenn die Ausschaltzeit beendet wird zu einem Zeitpunkt, an dem die über dem Überbrückungskondensator auftretende Spannung aufgrund der oszillierenden Spannung in einer additiven Beziehung zu der Spannung steht, die von dem Inverter auf den Kondensator in dem nachfolgenden Schaltzyklus aufzubringen ist. D. h., daß während des Auftretens dieses Potentials aufgrund der in dem Kondensator während der Schwingung des Lampenwechselstroms, der während der Ausschaltzeit fließt, die verbleibende Energie eine Wechselspannung von beträchtlicher Amplitude zu der von dem Inverter in dem nachfolgenden Betrieb aufgebrachten Spannung aufaddiert, so daß ein Stromstoß verursacht wird, der durch die Strombegrenzerspule in den Brückeninverter fließt. Der sich ergebende Stromstoß wird die Strombegrenzerspule magnetisch sättigen, wodurch die Strombegrenzerwirkung abnimmt, was wiederum eine Spule mit einer unerwünscht großen und schweren Konstruktion voraussetzt, damit die Lampe stabil arbeitet, wodurch das Ziel einer kompakten Ausbildung des Schaltkreises nicht erreicht werden kann. Der Stromstoß neigt weiter dazu, die Schalttransistoren, die in dem Brückeninverter verwendet werden, unerwünscht zu belasten, so daß die Transistoren zerstört werden können. Diese Nachteile können durch die Verwendung der vorgeschlagenen Schaltung vermieden werden, durch die das Aufbringen der Spannung durch den Inverter auf den Überbrückungskondensator sofort nach der Ausschaltzeit eingerichtet wird. Eine solche zeitliche Anordnung kann leicht durch eine geeignete Auswahl der Induktivität der Schwingungsspule im Verhältnis zu der gewählten Kapazität und des Widerstands des Überbrückungskondensators und der Lampe gewählt werden.

Durch die vorgeschlagene Anordnung wird also ein Treiberkreis für Entladungslampen geschaffen, der das Auftreten eines Stromstoßes durch die Strombegrenzerspule in den Brückeninverter vermeidet, wodurch ein stabiler Lampenbetrieb ohne die Zufügung besonderer Schaltelemente erreicht wird.

Durch die Erfindung wird weiter ein Starter für die Lampe vorgeschlagen. Der Starter weist einen Impulswandler mit einer Primärwindung und einer Sekundärwindung, einen mit der Primärwindung des Impulswandlers verbundenen, einen Impuls liefernden Kondensator und elektrische Mittel zur Bewirkung der Entladung des den Impuls liefernden Kondensators derart, daß eine hohe Zündspannung über der Lampe und den Überbrückungskondensator erreicht wird. Die Sekundärwindung des Impulswandlers bildet selbst die zweite Spule, die den Schwingkreis mit der Lampe bildet. Der Schwingkreis kann so durch eine Ausnutzung des Starters, der in der Schaltung einer Entladungslampe vorgesehen ist, gebildet werden, was einen weiteren Vorteil der Erfindung darstellt.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung, in der ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand einer Zeichnung erläutert wird. Dabei zeigt:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Treiberkreises für eine Entladungslampe nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 2 einen Zeitkreis entsprechender Wellenformen, wie sie während des Betriebes dieses Schaltkreises entstehen;

Fig. 3 zeitliche Darstellungen entsprechender Wellenformen, die das Auftreten eines unerwünschten Effekts wiedergeben, wenn die Ausschaltzeit schlecht bestimmt ist;

Fig. 4 eine erläuternde Darstellung der Wellenform der Oszillationsspannung, die in der Auszeit bei dem Betrieb des oben dargestellten Schaltkreises auftritt;

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines Treiberkreises für eine Entladungslampe nach einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 6 eine schematische Darstellung des in Fig. 1 wiedergegebenen Schaltkreises mit mehr Einzelheiten einschließlich eines Startkreises und eines Steuerkreises;

Fig. 7 eine schematische Darstellung dieses Steuerkreises;

Fig. 8 zeitliche Darstellungen entsprechender Wellenformen, die während der Erzeugung der niederfrequenten Impulse durch den Steuerkreis entstehen;

Fig. 9 zeitliche Darstellungen entsprechender Wellenformen, die während der Erzeugung der hochfrequenten Impulse durch den Steuerkreis entstehen; und

Fig. 10 eine erläuternde Darstellung der Wellenformen mit den gewünschten zeitlichen Beziehungen zwischen dem Ende der Auszeit und dem Entstehen der Oszillationsspannung über dem Überbrückungskondensator bezüglich der Hochfrequenzimpulse des Schalttransistors.

Fig. 1 zeigt einen Schaltkreis für eine Entladungslampe nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Schaltkreis beinhaltet einen durch Transistoren gebildeten Brückeninverter 10 mit Eingangsanschlüssen X und Y, die an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen ist, die von einer üblichen 50 und 60 Hz Wechselspannungsquelle durch Gleichrichtung und Glättung gebildet wird. Eine Serienschaltung einer Entladungslampe L und einer Strombegrenzerspule 1 ist über die Ausgangsanschlüsse S und T des Brückeninverters 10 verbunden. Die Entladungslampe 11 kann eine Hochdruckgasentladungslampe, etwa eine Quecksilberhochdruck- Gasentladungslampe mit Metallhalogenzusätzen, eine Natriumdampflampe oder dgl. sein.

Der Brückeninverter 10 weist ein Paar von Schalttransistoren 11, 12 auf, die mit einer niedrigen Frequenz, beispielsweise ungefähr 100 Hz, alternierend leitend und nichtleitend gesteuert werden, um eine Wechselspannung auf die Reihenschaltung der Lampe L und der Strombegrenzerspule 1 aufzubringen. Der Brückeninverter 10 weist weiter ein weiteres Paar von Schalttransistoren 13, 14 auf, die derart gesteuert werden, daß jeder Schalttransistoren 13 und 14 mit einem der Schalttransistoren 11, 12 zusammenwirkend ständig die auf Lampe 11 dann die andere Lampe L anliegenden Spannung mit einer hohen Frequenz, beispielsweise 40 KHz unterbricht, und zwar solange, wie die entsprechenden Schalttransistoren 11 und 12 leitend sind. Die Schalttransistoren 11 und 12 werden daher im folgenden als Niederfrequenz-Schalttransistoren und die Schaltransistoren 13 und 14 als Hochfrequenz-Schalttransistoren bezeichnet. Der Kollektor/Emitter-Pfad der Niederfrequenz- Schalttransistoren 11 und 12 werden durch Dioden 21 bzw. 22 überbrückt, deren Anode jeweils mit der Masse des Schaltkreises verbunden ist. Entsprechend sind die Kollektor/Emitter-Pfade der Hochfrequenz- Schalttransistoren 13 und 14 mittels Dioden 23 bzw. 14 überbrückt, deren Kathode jweils mit der Hochspannungsleitung des Schaltkreises verbunden ist. Ein Hochfrequenz-Überbrückungskondensator 2 liegt parallel mit der Lampe L.

Der verbleibende Niederfrequenz-Schalttransistor 12 verbleibt nicht leitend während der Niederfrequenz- Schalttransistor 11 leitend ist. Der Hochfrequenz- Schalttransistor wiederholt seinen Ein/Aus-Zyklus, um eine unterbrochene Gleichspannung auf die Lampe L aufzubringen. Wenn der Hochfrequenz-Schalttransistor 13 leitend ist, wird eine geschlossener Kreis gebildet, in dem ein Strom durch den Hochfrequenz-Schalttransistor 13, die Parallelschaltung bestehend aus der Lampe L und dem Überbrückungskondensator 2 und dem komplementären Niederfrequenz-Transistor 11. In dem Moment, in dem der Hochspannungs-Schalttransistor 13 ausgeschaltet ist, verursacht die in der Spule 1 während der Einschaltzeit dieses Transistors gespeicherte Energie das Fließen eines verzögerten Stromes in derselben Richtung durch die Lampe L, den Niederfrequenz-Schalttransistor 11 und die Diode 22, so daß der Lampenstrom I _L solange fließt, wie der der Transistor LF leitend ist. Dies wird aus den entsprechenden, in Fig. 2 wiedergegebenen Wellenformen deutlich.

Während der Niederfrequenz-Schalttransistor 12 leitend ist, verbleibt der Niederfrequenz-Schalttransistor 11 entsprechend in einem nichtleitenden Zustand. Der Hochfrequenztransistor 14 wiederholt seinen Ein/Aus-Zyklus, um eine unterbrochene Gleichspannung auf die Lampe L aufzubringen. Wenn der Hochfrequenz-Schalttransistor 14 eingeschaltet ist, wird ein geschlossener Kreis gebildet, in dem ein Strom durch den Hochfrequenz-Schalttransistor 14, die Parallelschaltung bestehend aus der Lampe L und dem Überbrückungskondensator 2 und die Spule 1 fließt. Der komplementäre Niederfrequenz- Schalttransistor 12 ist leitend. Der resultierende Lampenstrom I _l fließt in die Gegenrichtung. In dem Moment, in dem der Hochspannungs-Schalttransistor 14 eingeschaltet wird, verursacht die in der Spule während der vorangehenden Einschaltzeit dieses Transistors gespeicherte Energie einen verzögerten Strom, der in dieselbe Richtung durch den Niederfrequenz-Schalttransistor 12, die Diode 21, die Lampe L und den Überbrückungskondensator 2 fließt, so daß der Lampenstrom I _L solange fließt, wie der Niederfrequenz-Schalttransistor 12 leitend ist.

Auf diese Weise wird die alternierende Niederfrequenzspannung, die ständig mit hoher Frequenz unterbrochen wird, auf die Serienschaltung bestehend aus der Lampe L und der Strombegrenzerspule 1 aufgebracht, um die Lampe L zu betreiben. Der Überbrückungskondensator 2, der über der Lampe L liegt, dient zur Vorbeiführung der Hochfrequenzkomponente, die sich aus der ständigen Unterbrechung jedes der Hochfrequenz-Schalttransistoren 13, 14 ergibt, so daß nur die Niederfrequenzkomponente durch die Lampe L fließt und die Lampe L stabil betrieben wird, ohne der Hochfrequenzkomponente unterworfen zu sein, die eine akustische Resonanz verursachen könnte und somit für den Betrieb der Lampe nachteilig sein könnte. Die Lampe L kann im wesentlichen bei der niedrigen Frequenz betrieben werden, so daß schädliche akustische Resonanz vermieden wird, während sie einen geringeren Induktivwert benötigt, oder mit einem weniger großen Strom oder mit einer weniger großen Strombegrenzerspule 1 aufgrund der hohen Frequenz, mit dem die Spannung ständig unterbrochen wird. Zur Bewirkung der Vorbeiführung durch den Kondensator 2 hat dieser vorzugsweise eine Impedanz von etwa 1/3 bis 1/10 gegenüber derjenigen der Strombegrenzerspule 1 bei der hohen Frequenz von 40 KHz der Hochspannungs-Schalttransistoren 13 und 14.

Da der Brückeninverter 10 zur alternierenden Umkehrung der unterbrochenen Spannung bei der niedrigen Frequenz betrieben wird, muß während der Polaritätsumkehr der Spannung eine Ausschaltzeit T _OFF geschaffen werden, in der alle Transistoren 11, 12, 13, 14 gleichzeitig ausgeschaltet sind, um den Kurzschluß der Spannungsquelle zu vermeiden, durch die die Transistoren sicherlich zerstört werden würden. Die Ausschaltzeit T _OFF ist so bestimmt, daß sie ausreichend kürzer ist als die Einschaltzeit der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11, 12, aber größer als die Einschaltzeit der Hochspannungstransistoren 13, 14 und wird normalerweise in einem Bereich zwischen 50 bis 200 µsec. Es ist hier zu beachten, daß eine Schwingungsspule 3 derart in Serie mit der Lampe L geschaltet ist, daß die Oszillations- Spule 3 parallel mit dem Überbrückungskondensator 2 liegt und mit diesem einen Schwingkreis bildet, der einen oszillierenden oder Wechselstrom durch die Lampe L während der Ausschaltzeit T _OFF verursacht, um den Abbau der Ionisation der Lampe L zu verzögern, die Zündspannung auf einem Minimum zu halten und so einen stabilen Lampenbetrieb sicherzustellen. Obwohl bei dem Fehlen des Schwingkreises bei dem Beginn der Ausschaltzeit T _OFF die in der Strombegrenzerspule 1 gespeicherte Energie einen kontinuierlichen Fluß eines Stromes I ₁ zu der Lampe L verursacht, wie dies durch die Wellenformen in Fig. 2 dargestellt ist und sofort anschließend die in dem Überbrückungskondensator 2 gespeicherte Energie einen Stromfluß I _L zu der Lampe verursacht, wie dies durch gepunktete Linien in den Wellenformen des Stromes I _L in Fig. 2 gezeigt ist, kann der resultierende Strom nur in eine Richtung fließen und nimmt nach kurzer Zeit auf 0 ab. Der Lampenstrom wird daher wohl vor dem Ende der Ausschaltzeit beendet sein, der so gewählt ist, um lang genug zu sein, um den Kurzschluß der Spannungsquelle zuverlässig zu verhindern. Wenn dies auftritt wird die Zündspannung während des nachfolgenden Schaltbetriebes des Leitens des Hochspannungstransistors 14 weit aus höher, wie dies durch die gepunkteten Linien in den Wellenformen bezüglich der Spannung V _L angedeutet ist, die über der Lampe L liegt, was zu einem Erlöschen oder wenigstens einem Flackern der Lampe L führt. Hochdruck-Entladungslampen mit Metallhalogenzusätzen werden mit größerer Wahrscheinlichkeit während der Unterbrechung des Lampenstromes unterbrochen, es ist daher sehr wünschenswert, einen Betrieb ohne Unterbrechung des Lampenstroms zu bewirken. Diese Oszillationsschaltung wird daher vorgesehen, damit ständig der Lampenstrom über die Ausschaltzeit fließt, damit ein stabiler Lampenbetrieb auch dann sichergestellt ist, wenn ein Kurzschluß zuverlässig ausgeschlossen ist. Der oszillierende Lampenstrom I _l kann mit umgekehrter Polarität während der Ausschaltzeit T _OFF schließen, wie dies am besten anhand der durchgezogenen Linien der Wellenform in Fig. 2 deutlich wird. Die Schwingung des Lampenstroms I _L dient mit anderen Worten dazu, die Ausschaltzeit T _OFF zu verlängern, ohne den Lampenstrom I _L während dieser Zeit zu unterbrechen. Wenn die Schwingungsspule 3 einen Induktionswert L ₁ von 5 mH hat und mit einem Überbrückungskondensator 2 mit einem Kapazitätswert C ₂ von 0,2 µF verwendet wird, ergibt sich die Schwingungsfrequenz aus der bekannten Formel also zu etwa 5 KHz. Dies bedeutet, daß der Oszillationsstrom eine Zyklusdauer von ungefähr 200 µsec hat, was lang genug ist in bezug auf die Ausschaltzeit. Tatsächlich wird diese Zeitdauer aufgrund der Tatsache, daß der Widerstandswert der Lampe L die Oszillationsfrequenz etwas verringert, länger sein.

Es ist hier zu beachten, daß der Lampenstrom während einer längeren Zeit innerhalb der Ausschaltdauer fließen kann durch Verwendung eines Überbrückungskondensators mit einem größeren Kapazitätswert, der etwa zehnmal größer sein kann als der des Kondensators 2, der den obigen Schwingkreis bildet. Das ist jedoch unpraktisch, da der Schaltkreis dann einen entsprechend schweren und großen Kondensator benötigt. Es ist auch möglich, eine höhere Spannung auf die Lampe L aufzubringen, um die in dem Kondensator 2 gespeicherte Energie zu erhöhen und damit den Fluß des Lampenstromes für eine längere Zeit infolge der Entladung der erhöhten Energie aus dem Kondensator zu verlängern. Es ist jedoch nachteilig, daß die auf die Lampe aufgebrachte höhere Spannung zu einer Abnutzung der Elektroden der Lampe führt und eine Gleichspannungsquelle bestehend aus teuren elektrischen Komponenten benötigt.

Da der oszillierende Lampenstrom, der durch die Lampe L mit einer umgekehrten Polarität fließt, wie dies in Fig. 2 schematisch dargestellt ist, kann die Ausschaltzeit T _OFF zu jedem Zeitpunkt begrenzt werden, während der Lampenstrom weiter fließt. Wenn die Ausschaltzeit T _OFF jedoch zu einem Zeitpunkt beendet wird, wenn die über den Überbrückungskondensator 2 auftretende Spannung dieselbe Polarität hat bezüglich der Einheit aus Lampe L und der Schwingspule 3 anliegt während des nachfolgenden Einschaltens des entsprechenden der Hochspannungs- Schalttransistoren 13 und 14, beispielsweise zu dem Zeitpunkt t′, wie er in der zeitlichen Darstellung von Fig. 3 angegeben ist, wird die sich von dem Überbrückungskondensator 2 ergebende Spannung sich auf die Spannung aufaddieren, die von dem Brückeninverter 10 aufgebracht wird, so daß für einen Moment ein erhöhter Strom durch die Strombegrenzerspule 1 in den Brückeninverter 10 fließen könnte, wie dies durch die entsprechenden Wellenformen des Stromes E ₁ angegeben ist, der durch den Strombegrenzer 1 fließt und den Kollektorstrom Ic der entsprechenden Transistoren. Ein solches Ansteigen des Stromes bzw. solcher Stromstoß erreicht etwa das doppelte des normalen Stromes und würde die Spule 1 sättigen und dadurch den Strombegrenzungseffekt in einem unerträglichen Ausmaß einschränken. Gleichzeitig würden die entsprechenden Schalttransistoren zerstört werden. Zur Vermeidung dieses unerwünschten Effekts wird durch die Erfindung vorgeschlagen, daß die Ausschaltzeit T _OFF zu einem Moment T _end beendet wird, wenn die Spannung über dem Überbrückungs-Kondensator der Polarität der Spannung, die von dem Brückeninverter 10 aufgebracht wird, entgegengerichtet ist. D. h. unter Bezugnahme auf Fig. 3, daß die Ausschaltzeit T _OFF begrenzt werden sollte zu einem Zeitpunkt T _end, die durch die gestrichelte Linie dargestellt ist, wenn die Spannung über dem Kondensator 2 einen negativen Wert annimmt. In Fig. 2 wird die Ausschaltzeit T _OFF innerhalb eines Zyklus der Oszillationsspannung begrenzt. Es ist natürlich auch möglich, die Ausschaltzeit T _OFF während des nächsten oder eines späteren Zyklus der Schwingungsspannung zu begrenzen unter der Voraussetzung, daß die Spannung über den Überbrückungskondensator in einem subtraktiven Verhältnis zu der Spannung steht, die auf den Lampenschaltkreis aufgebracht wird. Es sollte daher - bezugnehmend auf Fig. 4 - die erlaubte Zeit um Begrenzen der Ausschaltzeit T _OFF in einem der Bereiche Ta, Tb oder Tc liegen. Der Zeitpunkt kann leicht gewählt werden durch Auswahl der reaktiven resistiven Werte des Schwingungskreises. Die Lampe L kann so stabil betrieben werden ohne einem gefährlichen Stromstoß unterbrochen zu sein unter Lieferung einer ausreichenden Ausschaltzeit, um den Kurzschluß zu verhindern.

Es ist hier zu beachten, daß die Niederfrequenz- und Hochfrequenzschalttransistoren auch an anderen Orten in der Brückenschaltung des Inverters angeordnet sein können, als dies in Fig. 1 dargestellt ist. Es können auch Brückeninverter mit vier Hochfrequenz-Schalttransistoren in zwei Paaren bei der Schaltung nach der Erfindung verwendet werden, wobei das eine Paar von Hochfrequenz-Schalttransistoren gemeinsam gesteuert werden, so daß die auf die Lampe mit niederer Frequenz aufzubringende Spannung alternierend umgekehrt wird. Weiter können die beiden Hochfrequenz-Schalttransistoren, die den alternierenden Brückeninverter bilden, durch geeignete Kondensatoren ersetzt werden, um mit dem verbleibenden Paar von Hochfrequenz-Schalttransistoren einen sogenannten Halbbrücken-Inverter zu bilden, in dem die Hochfrequenz-Schalttransistoren gesteuert werden, um die Spannung mit niederer Frequenz alternierend umzuschalten.

In Fig. 5 ist ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel gezeigt, welches dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel mit der Abweichung entspricht, daß ein einzelner Schalttransistor 45 mit einer hohen Schaltfrequenz mit einem Brückeninverter 40 kombiniert ist, der aus vier Schalttransistoren 41 bis 44 besteht, die alle mit einer niederen Schaltfrequenz arbeiten. In dem Brückeninverter 40 werden die Niederfrequenz-Transistoren 41 und 42 so gesteuert, daß sie gleichzeitig leitend und nicht leitend sind zur Aufbringung einer Spannung über eine Reihenschaltung der Entladungslampe L und der der Schwingung verursachenden Spule 33, während die Niederfrequenz-Transistoren 43 und 44 entsprechend gesteuert sind, um die entgegengesetzte Spannung über die Reihenschaltung zu legen. Dioden 51 bis 54 sind antiparallel bezüglich des jeweiligen Niederfrequenztransistors 41 bis 44 verbunden. Ein gleichartiger Hochfrequenz-Überbrückungskondensator 32 ist parallel mit der Serienschaltung der Lampe L und der die Schwingung verursachenden Spule 33 gelegt. Der Hochfrequenz- Schalttransistor 45 ist in Reihe mit einer Strombegrenzerspule 31 mit seinem Kollektor an dem Hochspannungseingangsanschluß X und seinem Emitter an der Spule 31 verbunden. Eine Schwungrad-Diode 55 liegt zwischen der Hochspannungsleitung und der Masseleitung des Schaltkreises, wobei ihre Kathode mit dem Verbindungspunkt des Hochfrequenz-Transistors 45 und der Strombegrenzerspule 31 verbunden ist, so daß bei Ausschaltung des Hochfrequenz-Transistors 45 ein geschlossener Kreis über die Spule 31, eines Paares der leitend bleibenden Niederfrequenz-Transistoren, der Lampe L und der Schwungrad-Diode 45 zur Aufrechterhaltung des Lampenstromes gebildet wird, ähnlich wie dies bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Fall ist. Die anderen Eigenschaften entsprechen denen des oben beschriebenen Ausführungsbeispiels einschließlich der Vorsehung eines Steuerkreises für den Inverter und einen entsprechenden Schwingkreis zur Erzeugung eines Lampenstromes während der verlängerten Auszeit, in dem alle Transistoren ausgeschaltet sind. Die Ausschaltzeit wird bei dem erfindungsgemäß vorgeschlagenen Schaltkreis auch benötigt zur Vermeidung eines Kurzschlusses der Versorgungsspannung, wobei der Begriff Kurzschluß weit gefaßt wird und auch den Kurzschluß des Inverters einschließt. In diesem Fall werden die Schalttransistoren 41 bis 44 zerstört oder wenigstens ganz erheblich belastet, da die in der Strombegrenzerspule 31 gespeicherte Energie in dem Brückkreis vernichtet wird. Solche Belastungen entsprechen denen in dem oben beschriebenen Schaltkreis bei Entstehung eines Kurzschlusses.

Im folgenden wird auf Fig. 6 Bezug genommen, in dem das Ausführungsbeispiel von Fig. 1 mit mehr Einzelheiten dargestellt wird und der einen Starter 60 für die Lampe L beinhaltet. In Fig. 6 werden die gleichen Bezugszeichen wie in dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, um das Verständnis des Schaltkreises zu erleichtern. Der Starter 60 weist einem Impulswandler 61 mit einer Primärwindung 62 und einer Sekundärwindung 63 sowie eine Serienschaltung aus einem Impulsspeisekondensator 64 und einem Widerstand 65 auf. Die Sekundärwindung 63 liegt in Reihe mit der Lampe L und bildet ein gemeinsames Element mit der Schwingspule 3. Die Verbindung der Lampe L und der Sekundärwindung 63 (oder der Schwingspule 3) wird durch den Kondensator 2 überbrückt, um den Schwingkreis zu bilden, der der Ausschaltzeit zur Erzeugung des oszillierenden Lampenstromes entspricht. Die Kombination aus dem Impulsspeisekondensator 64 und dem Widerstand 65 ist parallel mit der Reihenschaltung der Lampe L und der Sekundärwindung 63 (der Schwingspule 3) verbunden. Die Primärwindung 62 des Impulswandlers 61 ist in Reihe mit einem Doppeldioden- Thyristor 66 verbunden, wobei die Kombination durch einen Impulsspeisekondensator 64 überbrückt wird. Der Thyristor 66 liefert die Ladung von dem Kondensator 64 zu der Primärwindung 62 des Impulswandlers 61, um eine hohe Spannung bei offenem Stromkreis über die Elektroden der Lampen L über dem Überbrückungskondensator 2 zu schaffen, wodurch die Lampe L gezündet wird.

In Fig. 6 wird die Gleichspannungsquelle 70 gezeigt mit einem Brückengleichrichter, der mit einer üblichen Wechselspannungsquelle verbunden ist. Die Ausgangsspannung des Gleichrichters wird über einen Glättungskondensator zu dem Brückeninverter 10 geführt. Eine Steuerschaltung 100 für die Schalttransistoren 11 bis 14 des Brückeninverters 10 ist in Fig. 6 erkennbar. Er besteht aus einer Gleichspannungsquelle 110, einem Lampenmonitor 120, einem Niederfrequenz-Impulsgenerator 130, einem Hochfrequenz-Impulsgenerator 140, einem Verteiler 150 und Treibern 160 bis 190 für die einzelnen Niederfrequenz- und Hochfrequenzschalttransistoren 11 bis 14. Die Gleichspannungsquelle 110 weist einen herabtransformierenden Wandler 111, eine Diodenbrücke 112, Kondensatoren 113, 114 und einen Regler 115 mit drei Anschlüssen zur Schaffung einer stabilisierten Gleichspannung Vcc auf. Der Hochfrequenz-Impulsgenerator 140 liefert einen Ausgang F an die entsprechenden Treiber 180 und 190 über den Verteiler 150. Der Hochfrequenzgenerator 140 ist ein Mittel, das auf die Spannung über einem Strommeßwiderstand 26 reagiert, der in dem Lampenentladungskreis eingeschlossen ist, um den Betriebszyklus der Hochspannungs-Schalttransistoren 13 und 14 zur Aufrechterhaltung der Betriebsbedingungen der Lampe auf einem gewünschten Level zu ändern. Das dem Stromfluß durch den Widerstand 26 entsprechende Ausgangssignal J wird dem Lampenmonitor 120 zugeführt, wo es verarbeitet wird um zu bestimmen, ob die Lampe in Betrieb ist oder nicht. Das Lampenmonitor 120 liefert das Ausgangssignal, das den Lampenzustand angibt, an den Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 in Synchronität mit dessen Ausgang.

Der Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 liefert das Ausgangssignal A an die Treiber 160 und 170 zum alternierenden Schalten der entsprechenden Niederfrequenz- Transistoren 11 und 12. Das Ausgangssignal A wird gemeinsam mit dem Ausgang F von dem Hochfrequenz-Impulsgenerator 140 zu dem Verteiler 150 ausgesandt, der wiederum die Zeitgeberimpulse D, E, G und H an die jeweiligen Treiber 160 bis 190 derart liefert, daß jeder der Hochfrequenz-Schaltransistoren 13 und 14 nur dann leitend gemacht wird, wenn der entsprechende Niederfrequenz- Schaltransistor 11 bzw. 12 leitend bleibt.

Die Betriebsweise des Steuerkreises wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben. Der Hochfrequenz- Impulsgenerator 140 weist ein IC 141 zur Erzeugung einer einstellbaren Impulsbreite auf, der mit einem Differenzverstärker versehen ist, der das Eingangssignal über die Stifte 1 und 2 aufnimmt. Der Stift 3 wird verwendet, um den Ausgang des Verstärkers an den Lampenmonitor 120 zu legen. Eine Veränderung der Spannung über den Strommeßwiderstand 26 führt zu einer Veränderung des Stromes in dem Hauptkreis des IC 141. Wenn der sich ergebende Strom steigt, antwortet das IC 141 unter Schaffung eines Ausgangssignals F über den Stift 11 zur Verlängerung des Betriebszyklus. Das Ausgangssignal J, das von dem Stift 3 zu dem Lampenmonitor 120 geführt wird, ist wellenförmig durch die Kombination einer Diode 121, eines Widerstands 122 und eines Kondensators 123 zum Treiben eines Transistors 124, der wiederum einen Flip-Flop vom D-Typ 125 dazu veranlaßt, ein verzögertes Ausgangssignal über ein Q-Anschluß synchron mit dem Ausgangssignal A schafft, das zu dem Taktanschluß C des Flip-Flops 125 von dem Niederfrequenz- Impulsgenerator 31 geführt wird. Das Ausgangssignal des Lampenmonitors 120 ist für die Veränderung der Schwingungsfrequenz des Niederfrequenz-Impulsgenerators 130 verantwortlich abhängig davon, ob die Lampe in Betrieb ist oder nicht in Betrieb ist, d. h. für die Steuerung der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11 und 12 bei einer Frequenz von ungefähr 100 Hz wenn die Lampe L betrieben wird und mit einer weitgehend reduzierten Frequenz von wenigen Herz bei Fehlen einer Last (also bei ausgeschalteter Lampe). Der Grund ist die Reduktion der Schaltfrequenz bei lastfreiem Zustand liegt in der Ermöglichung des Übergangs von einer Glühentladung zu einer Bogenentladung der Lampe und daher in der Reduzierung der für den Starter benötigten Impulsenergie. Die Verbindung der Widerstände 131 und 132 und des Kondensators 133 in dem Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 ist zur Bestimmung der geringeren Frequenz verantwortlich, während die Kombination des Widerstandes 132 und des Kondensators 133 zur Bestimmung der Umschaltfrequenz unter Lastbedingungen (also bei eingeschalteter Lampe) verantwortlich ist. Der Widerstand 134 wird mit dem Kondensator 133 zur Bestimmung der Einschaltzeit, während der alle Niederfrequenz- und Hochfrequenztransistoren 11 bis 14 eingeschaltet sind, wie dies im einzelnen oben beschrieben worden ist. Das Bezugszeichen 135 gibt ein Zeitgeber IC an.

Das Ausgangssignal A des Niederfrequenz-Impulsgenerators 130 wird zu einem Flip-Flop 151 vom D-Typ in dem Verteiler 150 geführt, der mit der Schaffung von Ausgangssignalen B und C antwortet. Die Ausgangssignale B und C gehen durch NAND-Gatter 152 und 153 zur Schaffung von Taktimpulsen D und E zur Betätigung der Treiber 160 und 170 der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11 und 12. NOR-Gatter 154 und 155 in dem Verteiler 150 liefern in Antwort auf die Ausgangssignale B, C und F Taktimpulse G und H zur Betätigung der entsprechenden Treiber 180 und 190 der Hochfrequenz-Schalttransistoren 13 und 14.

Der Betrieb des Steuerkreises 100 ist anhand der Fig. 8 und 9 leicht verständlich. Fig. 8 zeigt eine zeitliche Darstellung der jeweiligen Ausgänge, wie sie für den Betrieb der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11 und 12 verwendet werden. Wie in dem Diagramm gezeigt ist, schwankt die Spannung V ₁₃₃ über dem Kondensator 133 in dem Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 zwischen 1/3 und 2/3 der Bezugsspannung Vcc. Der Ausgang A des Niederfrequenz- Generators 130 ist so angeordnet, daß er auf einem hohen Pegel ist während V ₁₃₃ von 1/3 auf 2/3 von Vcc ansteigt und auf dem geringen Pegel ist, während diese von 2/3 auf 1/3 von Vcc absteigt, wobei dieses Intervall die Ausschaltzeit T _OFF definiert. Die Ausgänge B und C, die in einer invertierten Beziehung zueinander stehen, werden durch Verwendung der Anstiegsflanke des Ausgangssignal A gewonnen. Die sich ergebenden Ausgangssignale B und C werden über ein NAND-Gatter gemeinsam mit dem Ausgangssignal A geführt unter Schaffung von Ausgangssignalen E und D, die für die gewünschten Schaltoperationen der Niederfrequenztransistoren 12 und 11 verantwortlich sind, wie dies in der Zeitdarstellung von Fig. 8 unten gezeigt ist.

Fig. 9 zeigt eine zeitliche Darstellung der jeweiligen Ausgangssignale, wie sie für den Betrieb der Hochfrequenz- Schalttransistoren 13 und 14 verwendet werden. In diesen Figuren ist erkennbar, daß die in der beschriebenen Art und Weise gewonnenen Ausgangssignale D und E jeweils gemeinsam mit dem Ausgangssignal F des Hochfrequenz- Impulsgenerators 140 über ein NOR-Gatter geführt werden unter Schaffung der Ausgangssignale G und H, die für die gewünschten Schaltoperationen der Hochfrequenztransistoren 13 und 14 verantwortlich sind, wie dies auf der Darstellung unten wiedergegeben ist.

Fig. 9 zeigt, daß eine mögliche zeitliche Schwankung des Ausgangssignal F gelegentlich zu einer Veränderung des Zeitpunktes führt, an dem die Hochfrequenztransistoren 13 oder 14 leitend werden. Bei diesem Ergebnis kann angenommen werden, daß die oben beschriebene Ausschaltzeitdauer T _OFF nicht zu dem gewünschten Zeitpunkt begrenzt wird, an dem die Spannung über dem Überbrückungskondensator 2 in einer subtraktiven Beziehung zu der in der nachfolgenden Betriebsperiode auf die Transistoren 13 oder 14 aufzubringenden Spannung steht. Der Hochfrequenz-Transistor 13 oder 14 kann mit anderen Worten unmittelbar nach dem Ende der Ausschaltzeit T _OFF leitend werden bei einer solchen zeitlichen Anordnung, um die Gleichspannung in derselben Richtung wie die über dem Überbrückungskondensator auftretende Spannung aufzubringen, oder genauer zu einem Zeitpunkt, der nicht innerhalb der erlaubten Bereiche Ta, Tb und Tc von Fig. 4 ist.

Wenn jedoch berücksichtigt wird, daß die Oszillationsspannung über dem Überbrückungskondensator 2 während der Ausschaltzeit T _OFF eine relativ geringe Frequenz von ungefähr 5 KHz und daher eine relativ lange Dauer von ungefähr 200 µsec oder eine Halbperiodendauer von ungefähr 100 µsec hat, wie dies oben beschrieben worden ist, während die Hochfrequenz-Schalttransistoren 13 und 14 eine höhere Frequenz von 40 KHz und daher eine kürzere Zyklusdauer von 25 µsec (und eine Halbzyklusdauer von 12,5 µsec) hat, beträgt die mögliche Schwankung in dem zeitlichen Auftreten des Aufbringens des Einschaltimpulses auf den Hochfrequenz-Transistor 13 12,5 µsec maximal und kann daher gut in dem Halbzyklus von 100 µsec der Oszillationsspannung liegen, um in einer subtraktiven Beziehung an dem Lampenkreis anliegenden Spannung gehalten zu werden. Dies wird in Fig. 10 verständlich, in der die Einschaltdauer T _OFF zwischen 62,5 und 137,5 µsec gewählt wird, so daß sie zeitlich begrenzt ist in dem Zeitintervall des negativen Halbzyklus der Oszillationsspannung, die um 90° oder 50 µsec führt. Die mögliche Schwankung ergibt sich damit theoretisch als nicht von der gewünschten Beziehung abweichend. Wird weiter angenommen, daß die Zyklusdauer der Oszillationsspannung um ein gewisses Maß verlängert wird aufgrund der Tatsache, daß der Oszillationskreis den Widerstand der Lampe selbst einschließt, ist noch mehr Flexibilität zur Bestimmung der Frequenz der Oszillationsspannung im Verhältnis zu der Einschaltdauer und der Schaltfrequenz der Hochspannungstransistoren möglich. Es hat sich gezeigt, daß die Ausschaltzeit vorzugsweise etwa 100 µsec beträgt.

Die gewünschte Beziehung zwischen der über den Überbrückungskondensator auftretenden Spannung und der auf den Lampenkreis aufzubringen Spannung bei dem Auftreten des Hochfrequenzimpulses kann durch eine geeignete Auswahl der Werte des Überbrückungskondensators und der die Schwingung induzierenden Spule unter Berücksichtigung der Ausschaltzeitdauer und der Schwingungsfrequenz der Hochfrequenz-Transistoren gewählt werden.

In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß die bestimmten Werte für die Konstante des Schwingungskreises und für die Ausschaltzeitdauer lediglich beispielhaft sind und das die Erfindung nicht entsprechend eingeschränkt ist.

Die in der vorstehenden Beschreibung, in der Zeichnung sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebigen Kombinationen für die Verwirklichung der Erfindung in ihren verschiedenen Ausführungsformen wesentlich sein.

Bezugszeichenliste
L Entladungslampe
X Eingangsanschluß (+)
Y Eingangsanschluß (-)
S Ausgangsanschluß
T Ausgangsanschluß
1 Strombegrenzerspule
2 Überbrückungskondensator
3 Schwingungsspule
10 Brückeninverter
11 Schalttransistor
12 Schalttransistor
13 Schalttransistor
14 Schalttransistor
21 Diode
22 Diode
23 Diode
24 Diode
26 Strommeßwiderstand
31 Strombegrenzerspule
32 Überbrückungskondensator
33 Schwingspule
40 Brückeninverter
41 Schalttransistor
42 Schalttransistor
43 Schalttransistor
44 Schalttransistor
45 Schalttransistor
51 Diode
52 Diode
53 Diode
54 Diode
55 Schwungraddiode
60 Starter
61 Impulswandler
62 Primärwindung
63 Sekundärwindung
64 Impulsspeisekondensator
65 Widerstand
66 Doppelgerichteter Thyristor
70 Gleichspannungsquelle
71 Glättungskondensator
100 Steuerkreis
110 Gleichspannungsquelle
111 Wandler
112 Didoenbrücke
113 Kondensator
114 Kondensator
115 Regler
120 Lampenmonitor
121 Diode
122 Widerstand
123 Kondensator
124 Transistor
125 D-Typ Flip-Flop
130 Niederfrequenter Pulsgenerator
131 Widerstand
132 Widerstand
133 Kondensator
134 Widerstand
135 Zeitgeber IC
140 Hochfrequenzimpulsgenerator
141 IC
150 Verteiler
151 D-Typ Flip-Flop
152 NAND-Gatter
153 NAND-Gatter
154 NOR-Gatter
155 NOR-Gatter
160 Treiber
170 Treiber
180 Treiber
190 Treiber

Claims

1. Entladungslampen-Treiberkreis, mit:
einer Gleichspannungsquelle,
einer Entladungslampe,
einer in Reihe zwischen der Spannungsquelle und der Lampe angeordneten Strombegrenzerspule,
einem mit der Gleichspannungsquelle verbundenen Mittel zum Betreiben der Lampe bei einer Wechselspannung mit niedriger Frequenz unter sich mit einer hohen Frequenz wiederholenden Unterbrechen der auf die Lampe aufzubringen Spannungskomponente, wobei die Mittel einen Brückeninverter mit wenigstens einem Paar von Schaltelementen, die zur alternierenden Umkehrung der Gleichspannung bei einer niedrigen Frequenz gesteuert sind, so daß die sich ergebende Wechselspannung mit der geringen Frequenz auf die Lampe aufgebracht wird, und Schaltmittel zur sich wiederholenden Unterbrechung der auf die Lampe aufzubringenden Spannungskomponente mit hoher Frequenz,
einem Steuermittel, das eine Ausschaltzeit liefert, während der die Schaltelemente des Brückeninverters gleichzeitig für ein vorgegebenes Zeitintervall bei der Polaritätsumkehr der auf die Lampe aufzubringenden Wechselspannung ausgeschaltet sind, um einen Kurzschluß der Spannungsquelle durch den Brückeninverter zu vermeiden, und
einem Überbrückungskondensator, der parallel mit der Lampe verbunden ist, um die Hochfrequenzkomponente vorbeizuführen, die sich aus dem hochfrequenten Unterbrechen der Schaltmittel ergibt,
dadurch gekennzeichnet, daß eine eine Schwingung induzierende Spule (3, 33) in Reihe mit der Lampe (L) und parallel mit dem Überbrückungskondensator (2, 32) angeordnet ist, wobei die die Schwingung induzierende Spule (3, 33) mit dem Kondensator (2, 32) einen Schwingkreis bildet, der einen Wechselstrom durch die Lampe (L) während der Ausschaltzeitdauer verursacht.

2. Treiber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Induktionswert der die Oszillation verursachenden Spule (3, 33) derart gewählt wird, daß die Ausschaltzeit zu einem Zeitpunkt begrenzt wird, an dem die Spannung über dem Überbrückungskondensator (2, 32) aufgrund des Schwingkreises in einer subtraktiven Beziehung zu der über diesen Kondensator (2, 32) liegenden Spannung in dem nachfolgenden Durchgang des Einschaltens der Schaltelemente (11, 12, 13, 14; 41, 42, 43, 44, 45) bezüglich der Spannungspolarität steht.

3. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen in Reihe mit der Lampe (L) angeordneten Starter (60) mit
einem Impulswandler (61) mit einer Primärwindung (62) und einer Sekundärwindung (63), wobei die Sekundärwindung (63) selbst die den Schwingkreis bildende, die Schwingung induzierende Spule (3, 33) ist; und
mit der Primärwindung (62) des Impulswandlers (60) verbundene, impulserzeugende Mittel (64, 65, 66), durch die der Wandler eine hohe Zündspannung bei offenem Schaltkreis über die Lampe (L) über den Überbrückungskondensator (2, 32) liefert.

4. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Brückeninverter (10) zwei Paare von Schalttransistoren (11, 12, 13, 14) aufweist, die als Brückenschaltung angeordnet sind und die Schaltelemente bilden, wobei das eine Paar von Schalttransistoren (11, 12) mit einer geringen Frequenz betrieben werden, um die unterbrochene Gleichspannung zum Aufbringen einer Wechselspannung auf die Lampe (L) umzukehren, und das andere Paar von Schalttransistoren (13, 14) mit einer hohen Frequenz betrieben wird, um als diese Schaltmittel verwendet zu werden.

6. Treiber nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Inverter (40) zwei Paare von Schalttransistoren (41, 42, 43, 44), die in einer Brückenschaltung zur Bildung der mit geringer Frequenz betriebenen Schaltelemente angeordnet sind, und einen weiteren Schalttransistor (45) aufweist, der das bei hoher Frequenz betriebene Schaltmittel bildet, wobei dieser Schalttransistor (45) zwischen der Gleichspannungsquelle und dem Inverter (40) angeordnet ist.