DE19531966A1 - Stromversorgungsschaltung für eine Entladungslampe - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine verbesserte und neue Stromversorgungsschaltung vom Rechteckwellen-Zündungstyp für eine Entladungslampe, welche Stromversorgungsschaltung eine Resonanzspannung erzeugt, die einen hohen Spitzenwert hat, um die Rückzündungsspannung der Entladungslampe zu kompensieren, die zum Zeitpunkt der Polaritätsumkehr einer Rechteckwelle er­ zeugt wird, um dadurch den häufigen Leuchtausfall der Entla­ dungslampe unmittelbar nach der Aktivierung der Entladungslampe zu vermeiden.

In letzter Zeit sind Metallhalidlampen verminderter Größe be­ kannt geworden, die als Lichtquellen als Ersatz für Glühlampen hohe Aufmerksamkeit erregt haben. Eine bekannte Stromversor­ gungsschaltung für eine Fahrzeug-Metallhalidlampe ist bei­ spielsweise dazu eingerichtet, eine Gleichspannungsversorgungs­ quelle zu benutzen, so daß eine Eingangsgleichspannung nach Um­ wandlung in eine Rechteck-Wechselspannung erhöht und dann der Metallhalidlampe zugeführt wird.

Wenn die Polarität einer Rechteckwelle, die einer Lampe zuzu­ führen ist, umgekehrt wird, dann wird eine Rückzündspannung er­ zeugt. Eine Schaltung zur Kompensierung dieser Rückzündspannung ist bereits vorgeschlagen worden, die eine Resonanzspannung mit hohem Spitzenwert erzeugt, um dadurch den Leuchtausfall, ein Flackern der Lampe od. dgl. zu vermeiden.

Fig. 8 zeigt die wesentlichen Teile einer solchen Schaltung a. Ein Gleichspannungsstromversorgungsteil b dient dazu, die er­ höhte und/oder herabgesetzte Ausgangsspannung einer Batterie (nicht dargestellt) entgegenzunehmen.

Ein Wechselrichter c in der nachfolgenden Stufe wandelt den Ausgang des Versorgungsteils b in eine Rechteck-Wechselspannung um. Der Gleichspannungswandler c hat einen Brückenaufbau mit Halbleiterschalterelementen.

Eine Spule d ist an einem Ende e der Anschlußleitungen e und e′ angeschlossen, die den Gleichspannungsversorgerteil b mit dem Wechselrichter c verbinden.

Ein Kondensator f ist mit einem Ende mit dem anderen Ende der Spule d und zugleich mit dem Wechselrichter verbunden und mit dem anderen Ende an die Leitung e′ angeschlossen.

Eine Spule i ist mit einer (h) der Versorgungsleitung h und h′ verbunden, an die eine Metallhalidlampe g an den Wechselrichter c angeschlossen ist.

In dieser Schaltung a wird der Ausgang des Gleichstromversor­ gerteils b mittels des Wechselrichters c in eine Rechteckspan­ nung umgewandelt, die wiederum der Metallhalidlampe g über die Spule i zugeführt wird. Es ist jedoch möglich, die Rückzünd­ spannung der Lampe zum Zeitpunkt der normalen Zündung zu kom­ pensieren und auch die Anfangsstufe der Zündung durch Aus­ nutzung der Spitzenspannung zu kompensieren, die durch die Re­ sonanz der Spule d und des Kondensators f erzeugt wird.

Wenn ein Spannungsabfall nach der LC-Resonanz aufgrund der Re­ aktion der Resonanz in der obigen Schaltungsstruktur auftritt, dann nimmt der Lampenstrom vorübergehend ab, so daß ein Leucht­ ausfall der Lampe auftreten kann.

Fig. 9 zeigt schematisch den Kurvenverlauf an den wesentlichen Abschnitten des Anfangszündzustandes der Lampe, und sie zeigt den Zusammenhang zwischen dem Potential Va zwischen der Spule d und dem Kondensator f und dem Strom IL, der durch die Spule i fließt. Im Diagramm ist t1 der Anstiegspunkt der Rechteckspan­ nung Va, t2 ist der Punkt, an dem sich die Polarität von IL um­ kehrt, t3 ist der Punkt, an dem Va schnell nahe Null fällt, und t4 ist der Punkt, an dem IL vorübergehend nach t3 abfällt.

Wie dargestellt, zeigt Va vorübergehend die Spitze aufgrund der LC-Resonanz, fällt aber schnell auf einen Wert nahe Null ab aufgrund der Reaktion der Resonanz, so daß der Lampe keine aus­ reichende Spannung zugeführt wird. Als Folge davon fällt der Strom IL, der auf die Spitze zum Zeitpunkt t3 hinter t2 ange­ stiegen ist, vorübergehend bei t4 auf eine Größe, bei der leicht ein Leuchtausfall an der Lampe auftreten kann.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Stromver­ sorgungsschaltung vom Rechteckwellen-Zündungstyp für eine Ent­ ladungslampe anzugeben, die eine Resonanzspannung erzeugt, die einen hohen Spitzenwert hat, um die Rückzündspannung der Entla­ dungslampe zu kompensieren, die zum Zeitpunkt der Umkehrung der Polarität der Rechteckwelle erzeugt wird, um dadurch den häufi­ gen Leuchtausfall der Entladungslampe unmittelbar nach der Aktivierung der Entladungslampe und das dadurch hervorgerufene Flackern zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind Ge­ genstand der Unteransprüche.

Gemäß der Erfindung wird die Rückzündspannung durch die Reso­ nanzspannung mit hohem Spitzenwert kompensiert, die durch die Kopplung des zweiten Induktanzelements und des Resonanzkonden­ sators zum Zeitpunkt der Polaritätsumkehr der Rechteckwelle er­ zeugt wird, und der Strom wird durch die Stromkompensationsein­ richtung kompensiert, wenn die Eingangsspannung des Wechsel­ richters kleiner als die Ausgangsspannung des Gleichstromver­ sorgungsteils nach der Resonanz wird, derart, daß die Größe der Stromzuführung zum Wechselrichter vom Gleichspannungsteil größer wird, als die Stromzuführung durch das zweite Induk­ tanzelement. Dieser Aufbau verhindert, daß das Anschlußpoten­ tial des Resonanzkondensators aufgrund der Resonanzreaktion schnell abfällt, und es wird verhindert, daß der Lampenstrom vorübergehend abfällt. Es ist daher möglich, die Häufigkeit des Leuchtausfalls beträchtlich zu vermindern.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des Aufbaus einer Zündspannung für eine Entladungslampe gemäß dieser Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild der wesentlichen Teile der Stromver­ sorgungsschaltung für eine Entladungslampe gemäß dieser Erfin­ dung;

Fig. 3 ein Diagramm, das schematisch die Kurvenformen an wesentlichen Abschnitten zeigt, um den Schaltungsbetrieb zu er­ läutern, wenn keine Stromkompensationseinrichtung vorgesehen ist;

Fig. 4 ist eine Äquivalenzschaltung der wesentlichen Teile, wenn Feldeffekttransistoren 24(1) und 24(4) eingeschaltet werden;

Fig. 5A und 5B sind Signalformen, die einen Strom 126 zei­ gen, der durch eine Spule 26 fließt, wobei Fig. 5A den Strom­ verlauf zeigt, wenn keine Stromkompensationseinrichtung vorhan­ den ist, während Fig. 5B den Stromverlauf zeigt, wenn eine Stromkompensationseinrichtung vorgesehen ist;

Fig. 6 zeigt das Schaltbild einer Modifikation der Stromkom­ pensationseinrichtung;

Fig. 7 zeigt eine andere Modifikation der Stromkompensa­ tionseinrichtung, die sich von der nach Fig. 6 unterscheidet;

Fig. 8 ist ein Schaltbild der wesentlichen Teile einer kon­ ventionellen Kompensationsschaltung, und

Fig. 9 ist ein schematisches Diagramm zur Erläuterung der Probleme, die im Stand der Technik auftreten.

Eine Stromversorgungsschaltung für eine Entladungslampe gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun im Detail unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeich­ nungen erläutert. In der dargestellten Ausführungsform ist die Erfindung für eine Stromversorgungsschaltung für eine Fahrzeug- Entladungslampe adaptiert.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, das den allgemeinen Aufbau einer Stromversorgungsschaltung 1 zeigt.

Eine Batterie 2 ist zwischen Gleichstromanschlüsse 3 und 3′ ge­ schaltet, und ein Zündschalter 4 ist in der Leitung vorgesehen, die den positiven Anschluß einer Gleichspannungs-Boosterschal­ tung 5 mit dem Anschluß 3 verbindet, der mit dem positiven An­ schluß der Batterie 2 verbunden ist. Diese Gleichspannungs- Boosterschaltung 5 ist nicht auf die Art beschränkt, die eine Spannungsverstärkung steuert, sie kann auch dazu bestimmt sein, sowohl eine Verstärkung als auch eine Abschwächung der Spannung zu steuern.

Ein Resonanzsteuerer 5 folgt als nächste Stufe hinter der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 und hat zur Aufgabe, die Rückzündspannung der Lampe zu kompensieren, in dem der Spitzen­ wert der Resonanzspannung zum Zeitpunkt der Polaritätsumkehr der Rechteckwelle ausgenutzt wird.

Ein Wechselrichter 7 dient dazu, die Ausgangsgleichspannung der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 in eine Rechteckspannung um­ zuwandeln.

Eine Stromversorgungsschaltung 8 erzeugt einen Triggerimpuls, wenn eine Metallhalidlampe 9 aktiviert wird, überlagert dieses Triggerimpuls auf den Wechselspannungsausgang des Wechselrich­ ters 7 und liegt die resultierende Ausgangswechselspannung an die Metallhalidlampe 9 an, die zwischen Wechselspannungsaus­ gangsanschlüsse 10 und 10′ geschaltet ist.

Eine Steuerschaltung 11 steuert die Ausgangsspannung der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5. Diese Steuerschaltung 11 enthält einen V-I-Steuerer 12, dem eine Spannungs-Strom-Steue­ rung der Lampe zugeordnet ist, und einen PWM (Impulsbreitenmodulations-)Steuerer 13.

Der V-I-Steuerer 12 dient dazu, die Zündsteuerung der Metall­ halidlampe 9 auf der Grundlage der Steuerkurve auszuführen, die das Verhältnis zwischen der Lampenspannung und dem Lampenstrom definiert. Dieser V-I-Steuerer 12 verwendet eine Ladelinie, die man durch lineare Approximation einer Kurve stetiger Leistung im Normalzustand erhält. Während die Lampenspannung und der Lampenstrom direkt erfaßt werden können, werden bei dieser Aus­ führungsform Signale, die der Lampenspannung und dem Lampen­ strom äquivalent sind, dazu verwendet, Detektorsignale indirekt zu erhalten.

Der V-I-Steuerer 12 empfängt ein Spannungsdetektorsignal, das der Ausgangsspannung der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 entspricht, die durch Spannungsteilerwiderstände 14 und 14′ er­ mittelt wird, die zwischen den Ausgangsanschlüssen der Gleich­ spannungs-Boosterschaltung 5 angeordnet sind, und er empfängt auch ein Stromdetektorsignal, das dem Ausgangsstrom der Gleich­ spannungs-Boosterschaltung 5 entspricht. Das Stromdetektor­ signal wird in Form einer Spannung über einen Strombegrenzungs­ widerstand 15 eingegeben, der in der Erdleitung angeordnet ist, die die Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 mit dem Wechselrich­ ter 7 verbindet.

Ein Befehlssignalausgang vom V-I-Steuerer 12 wird zum PWM- Steuerer 13 gesandt, der ein Steuersignal (S13) erzeugt. Dieses Steuersignal S13 wird zur Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 rückgekoppelt.

Fig. 2 zeigt den Schaltungsaufbau der wesentlichen Teile der Stromversorgungsschaltung 1 im Detail.

Wie dargestellt, hat die Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 die Struktur einer Chopper-Gleichspannungswandlerschaltung. Sie enthält eine Spule 16, die in einer positiven Leitung L1 ange­ ordnet ist, einen N-Kanal-FET 17, der zwischen die positive Leitung L1 und eine Erdleitung L2 geschaltet ist, eine Gleich­ richterdiode 18, deren Anode mit dem Drain des FET 17 an der positiven Leitung L1 verbunden ist, einen Glättungskondensator 17, der zwischen der Kathode der Diode 18 und der Masseleitung geschaltet ist. Das Schalten des FET 17 wird durch den Impuls S13 gesteuert, der vom PWM-Steuerer 13 stammt.

Wenn der FET 17 durch die Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 und den Steuerimpuls S13 vom PWM-Steuerer 13 eingeschaltet wird, dann sammelt die Spule 16 Energie an. Wenn der FET 17 ausgeschaltet wird, dann entlädt sich die in der Spule 16 ange­ sammelte Energie, und eine dieser Spannung äquivalente Energie wird der Eingangsspannung der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 überlagert, um die Gleichspannungsüberhöhung zu erzeugen.

Der Resonanzsteuerer 6 weist eine Spule 20 in der positiven Leitung L1 und einen Kondensator 21 auf. Die Spule 20 ist mit einem Ende mit der Kathode der Diode 18 der Gleichspannungs- Boosterschaltung 5 verbunden, während ihr anderes Ende über den Kondensator 21 mit der Erdleitung L2 verbunden ist. Die An­ schlußspannung des Kondensators 21 gelangt zum Wechselrichter 7. Die Kapazität des Kondensators 21 ist so gewählt, daß sie kleiner ist als die des Kondensators 19 an der Ausgangsstufe der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5. Wenn der Lampe im An­ fangszustand der Zündung ein großer Strom zugeführt wird, um die Aktivierungszeit der Lampe abzukürzen, dann fließt auch ein großer Strom durch die Spule 20, der unerwünschterweise dazu führt, daß die Spitzenspannung, die durch die LC-Resonanz er­ zeugt wird, zu hoch wird. In diesem Falle sollte die Spule 20 eine Sättigungscharakteristik haben, eine Zenerdiode sollte parallel zum Kondensator 21 geschaltet sein, um die Resonanz­ spitzenspannung zu vermindern oder unter die Durchbruchspannung der Vorrichtung abzusenken, oder es sollten geeignete andere Maßnahmen getroffen werden.

Ein Widerstand 22 und eine Diode 23 sind in Serie miteinander geschaltet und sind insgesamt parallel zur Spule 20 geschaltet. Genauer gesagt, ein Ende des Widerstandes 22 ist zwischen die Spule 20 und den Kondensator 19 geschaltet, und das andere Ende des Widerstandes 22 ist mit der Anode der Diode 23 verbunden, deren Kathode zwischen die Spule 20 und den Kondensator 21 ge­ schaltet ist.

Der Wechselrichter 7 enthält einen Treiber 7a vom Brückentyp mit vier N-Kanal-FET′s und einen Treibersteuerer 7B, der ein Schaltsteuersignal an jene FET′s sendet.

Von den vier N-Kanal-FET′s 24(i) (i=1, 2, 3, 4), die in der Treibersektion 7A vom Brückentyp angeordnet sind, sind die FET′s 24(1) und 24(3) in Serie geschaltet, und die FET′s 24(2) und 24(4) sind in Serie geschaltet. Das erste Paar FET′s und das zweite Paar FET′s sind parallel zueinander angeordnet.

Der obere FET 24(1) des ersten FET-Paares ist an seinem Drain mit der positiven Leitung L1 und an seiner Source mit dem Drain des unteren FET 24(3) verbunden, dessen Source wiederum mit der Erdleitung L2 verbunden ist. Der obere FET 24(2) des zweiten FET-Paares ist an seinem Drain mit der positiven Leitung L1 verbunden und an seiner Source mit dem Drain des unteren FET 24(4) verbunden, dessen Source mit der Erdleitung L2 verbunden ist.

Dämpfungsdioden 25(i) (i=1, 2, 3, 4) sind jeweils zwischen Drain und Source der jeweiligen FET′s 24(i) (i=1, 2, 3, 4) ge­ schaltet.

Der Ausgang des Wechselrichters 7 wird zwischen den FET′s 24(1) und 24(3) einerseits und zwischen den FET′s 24(2) und 24(4) ab­ genommen. Eine Spule 26 ist in einer der Leitungen angeordnet, die den Verbindungspunkt zwischen den FET′s 24(2) und 24(4) mit dem Ausgangswechselspannungsanschluß 10 verbindet. Diese Spule 26 ist äquivalent der Sekundärwicklung eines Triggertransforma­ tors (nicht dargestellt), der in der Stromversorgungsschaltung 8 angeordnet ist, um einen Aktivierungsimpuls für die Metallha­ lidlampe 9 zu erzeugen. Zum Zeitpunkt der Aktivierung der Me­ tallhalidlampe 9 wird der von einem Impulsgenerator in der Stromversorgungsschaltung 8 erzeugte Impuls durch den Trigger­ transformator erhöht, der Aktivierungsimpuls, der durch die Spule 26 erzeugt wird, überlagert sich jedoch der Ausgangsspan­ nung des Wechselrichters 7, und die resultierende Spannung wird der Metallhalidlampe 9 zugeführt.

Es ist vorteilhaft, wenn die Induktivität (L26) der Spule 26 kleiner ist, als die Induktivität (L20) der Spule 20, (d. h. L26 < L20). Der Grund hierfür ist, daß wenn L26 kleiner ist, die Zündung des Lampenstroms zum Zeitpunkt der Polaritätsumkehrung der Rechteckwelle größer wird, so daß der Leuchtausfall der Lampe durch Verringerung der Zeit verhindert werden kann, für die der Lampenstrom nahe dem Nullpunkt ist, so daß die Spule 20 dazu dient, einen höheren Spannungsspitzenwert zu erhalten als jener, der durch die Spule 26 erzeugt wird.

Bezüglich der Schaltsteuerung der FET′s 24(i) sendet der Trei­ bersteuerer 7B Steuersignale S(i) (i= 1, 2, 3, 4) zu den jewei­ ligen FET′s solcherweise, daß zwei Paare orthogonal angeordne­ ter FET′s reziprok angesteuert werden. Weil die Struktur des Treibersteuerers 7b kein direkter Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, erscheint Darstellung und Beschreibung desselben entbehrlich.

Es wird nun die Wirkung von Widerstand 22 und Diode 23 (gestrichelt eingezeichneter Block in Fig. 2) im Resonanz­ steuerer 6 der Stromversorgungsschaltung 1 beschrieben.

Zunächst wird der Betrieb ohne Beachtung von Widerstand 22 und Diode 23 diskutiert. Es sei angenommen, daß die FET′s 24(2) und 24(3) eingeschaltet werden, bevor die Polarität der Rechteck­ welle durch den Wechselrichter 7 gewechselt wird. Der Strom (I20), der durch die Spule 20 fließt, und der Strom (I26), der durch die Spule 26 fließt, haben die Richtungen, die durch die mit durchgezogener Linie gezeichneten Pfeile in Fig. 2 darge­ stellt sind.

Fig. 3 zeigt schematisch die Signalverläufe an den einzelnen Abschnitten, wenn der Widerstand 22 und die Diode 23 nicht vor­ gesehen wären. Dieses Diagramm zeigt das Verhältnis zwischen dem Potential (Va) zwischen der Spule 20 und dem Kondensator 21 und den Strömen I26 und I20. Im Diagramm stellt "T" die Zeit dar, wobei "T1" den Spitzenwert repräsentiert, "T2" der Punkt ist, an dem Va schnell gegen Null geht, und "T3" der Punkt ist, an dem I26 nach T3 vorübergehend abfällt.

Wenn die FET′s 24(2) und 24(3) ausgeschaltet werden (die FET′S 24(1) bis 24(4) werden sämtlich zu diesem Zeitpunkt ausgeschal­ tet), tritt Resonanz durch die Kopplung der Spule 20 und der Kondensatoren 21 und 19 bezüglich I20 und durch die Kopplung der Spule 26 mit dem Kondensator 21 über die Dioden 25(1) und 25(4) bezüglich I26 auf, wodurch das Potential Va erhöht wird.

Wenn die FET′s 24(1) und 24(4) anschließend eingeschaltet werden, dann wird die Schaltung äquivalent zur Schaltung von Fig. 4. Das heißt ein Kreis, der durch die Spule 20 und die Kondensatoren 21 und 19 geschlossen wird, und ein Kreis, der durch die Metallhalidlampe 9, die Spule 26 und die Diode 27 (äquivalent den vorgenannten Dioden 25(2) und 25(3)) geschlos­ sen wird, werden gebildet.

Wenn das Potential Va ansteigt, nimmt der Strom I26 zu und zeigt die Spitze bei T1, bei welcher die Polarität des Stromes I26 umgekehrt wird, die Richtung des Stromes I26 wird jene, die durch die gestrichelte Linie in Fig. 2 oder Fig. 4 eingezeich­ net ist. Eine solche Zeitlage kann durch geeignete Einstellung der Induktivität der Spule 20 und der Kapazität des Kondensa­ tors 21 definiert werden.

Nach T1 fällt Va ab und I26 steigt, wenn jedoch Va nahezu auf Null zum Zeitpunkt T2 fällt, hört der Strom I20 zu fließen auf.

Während der Zeitdauer, in der Va nahezu auf Null fällt (T2 < T < T3) nimmt I26 allmählich ab und erreicht das Minimum bei T3.

Nach T2 steigt I20 linear mit einer gewissen Steigung (I20=(V/L)·t an, wobei V die Ausgangsspannung der Gleichstrom- Boosterschaltung 5 ist und t die Zeit ist, die seit T2 verstri­ chen ist, und L die Induktivität der Spule 20 ist. Bis T3 er­ reicht ist, wird der Kondensator 21 jedoch nicht geladen, und I20 fließt in der Richtung, die durch den ausgezogenen Pfeil in Fig. 3 oder 4 gezeigt ist, und I26 fließt durch den geschlos­ senen Kreis, der durch die Diode 27 und die Metallhalidlampe 9 verläuft, wie durch den gestrichelt eingezeichneten Pfeil in Fig. 4 gezeigt. Zum Zeitpunkt T3 wird I20 gleich I26, und der Kondensator 21 wird dann durch I20 geladen, Va steigt an und I26 nimmt nach T3 zu.

Aus obigem ist ersichtlich, daß wenn Va nahezu auf Null durch die Reaktion der Resonanz nach dem Erreichen der Resonanzspitze bei T1 abfällt, die Stromzuführung, die mit I26 verbunden ist, nicht fortfährt. Um diesen Nachteil zu vermeiden, sollte eine Stromzuführung stattfinden, die größer ist, als die Stromzufüh­ rung durch die Spule 20, wenn Va kleiner wird, als die Aus­ gangsspannung V der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5.

Bei dieser Ausführungsform sind der Widerstand 22 (mit der Widerstandsgröße R22) und die Diode 23 (deren Vorwärtsspan­ nungsabfall Vf ist) parallel zur Spule 20 geschaltet, so daß der Strom, der durch die Diode 23 fließt (dargestellt mit I23) die Größe I23 = (V - Va - Vf)/R22 wird. Aus dieser Gleichung geht augenscheinlich hervor, daß je größer die Potentialdiffe­ renz V - Va wird, umso größer der Strom ist, der zugeführt werden kann. Es ist somit möglich, den scharfen Abfall von Va, der durch die Resonanzreaktion auftritt, zu vermeiden, und wei­ terhin zu vermeiden, daß I26 vorübergehend bei T3 abfällt. Weil der effektive Widerstand der Spule 20 kleiner als R22 einge­ stellt ist, geht der Strom, der vom Resonanzsteuerer 6 zum Wechselrichter 7 fließt, nach der Resonanz allmählich von I23 auf I20 über.

Fig. 5 zeigt Signalverläufe einer beobachteten Änderung von I26 im Verlauf der Zeit zum Zeitpunkt der Polaritätsumkehr der Rechteckwelle beim anfänglichen Zündzustand. Fig. 5A zeigt die Signalform, wenn Widerstand 22 und Diode 23 nicht vorhanden sind, und Fig. 5B zeigt den Signalverlauf, wenn Widerstand 22 und Diode 23 vorhanden sind.

Aus dem Vergleich der beiden Signalverläufe geht hervor, daß der vorübergehende Abfall von I26 (siehe Pfeil A in Fig. 5A), der zu beobachten ist, wenn Widerstand 22 und Diode 23 fehlen, überhaupt nicht festgestellt werden kann, wenn Widerstand 22 und Diode 23 vorhanden sind, wie in Fig. 5B gezeigt. Es ist da­ her möglich, den Leuchtausfall der Metallhalidlampe 9 zu ver­ hindern.

Obgleich die Serienschaltung aus Widerstand 22 und Diode 23 parallel zur Spule 20 bei dieser Ausführungsform geschaltet ist, ist diese Erfindung doch nicht auf diese spezielle An­ schlußart beschränkt. Die Vorteile der Erfindung können solange bewahrt werden, wie die Schaltung derart gestaltet ist, daß ein größerer Strom als der von der Spule 20 hervorgerufene abgege­ ben werden kann, wenn Va kleiner als die Ausgangsspannung V der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 wird.

Gemäß dem Beispiel nach Fig. 6 können ein PNP-Transistor 28 und die Diode 23 parallel zur Spule 20 derart angeordnet sein, daß der Emitter des Transistors 28 mit dem einen Ende der Spule 20 auf der Seite der Gleichspannungs-Boosterschaltung 5 verbunden ist und der Kollektor des Transistors 28 mit der Anode der Diode 23 verbunden ist, deren Kathode wiederum mit dem anderen Ende der Spule 20 auf der Wechselrichterseite 7 verbunden ist, wobei jeweils Widerstände 29 bzw. 30 zwischen die Basis und den Emitter des Transistors 28 bzw. zwischen die Basis und den Kol­ lektor desselben eingefügt sind. In diesem Falle wird eine Widerstandsänderung entsprechend der Potentialdifferenz V - Va erhalten, in dem der aktive Bereich des Transistors 28 verwen­ det wird, und ein großer Strom kann zugeführt werden, da V - Va größer wird. Als ein anderes Beispiel, das in Fig. 7 gezeigt ist, können ein Transistor 31 und die Diode 23 parallel zur Spule 20 angeordnet sein, und ein Detektor 32 zum Erhalten der Potentialdifferenz V - Va oder eines zu dieser Potentialdiffe­ renz äquivalenten Detektorsignals kann so vorgesehen sein, daß er ein Signal an die Basis des Transistors 31 liegt. Diese dar­ gestellte Anordnung kann die Stromzuführung derart steuern, daß ein größerer Strom abgegeben werden kann, wenn V - Va größer wird.

Kurz gesagt, gemäß der Erfindung nach Anspruch 1 wird die Reso­ nanzspannung mit hoher Spitze durch die LC-Resonanz des zweiten Induktanzelements (äquivalent der Spule 20 bei dieser Ausfüh­ rungsform) und den Resonanzkondensator (äquivalent zum Konden­ sator 21 in dieser Ausführungsform) zum Zeitpunkt der Polari­ tätsumkehr der Rechteckwelle erhalten werden, die Rückzündungs­ spannung wird durch diese Resonanzspannung kompensiert, und der notwendige Strom kann geliefert werden, indem die Stromkompen­ sationseinrichtung (äquivalent dem Widerstand 22, der Diode 23 usw. bei dieser Ausführungsform) kann veranlaßt werden, die Stromzuführung vom Gleichspannungsversorgerteil zum Wechsel­ richter größer zu machen, als die Stromzuführung durch das zweite Induktanzelement, wenn die Eingangsspannung zum Wechsel­ richter kleiner wird als die Ausgangsspannung der Gleichspan­ nungsversorgerschaltung nach der Resonanz. Diese Lösung kann verhindern, daß das Anschlußpotential des Resonanzkondensators schnell abfällt wegen der Reaktion der Resonanz, und kann ver­ hindern, daß der Lampenstrom vorübergehend abnimmt.

Es ist daher möglich, die Häufigkeit des Leuchtausfalls der Lampe beim anfänglichen Zünden od. dgl. beträchtlich zu unter­ drücken. Dieser Schaltungsaufbau ist einfacher als die übliche Schaltung, die nicht sofort eine Rechteckspannung an die Entla­ dungslampe liefert, sondern nur eine Gleichspannung über eine vorbestimmte Zeitdauer abgibt und dann die Gleichspannung auf eine Rechteckspannung umschaltet, um den Zündzustand der Entla­ dungslampe in der anfänglichen Zündphase zu stabilisieren. Dieser Schaltungsaufbau beeinträchtigt darüber hinaus die Lebensdauer der Elektroden der Entladungslampe weniger als die konventionellen Schaltungen.

Gemäß der Erfindung nach Anspruch 2 weist die Stromkompensa­ tionseinrichtung ein Halbleiterschalterelement auf, das nur in der Richtung von der Gleichspannungsversorgungsschaltung zum Wechselrichter leitet, und enthält ferner einen Widerstand, so daß der Schaltungsaufbau sehr stark vereinfacht ist.

Gemäß der Erfindung nach Anspruch 3 ist die Induktivität des zweiten Induktanzelements größer gewählt als die des ersten In­ duktanzelements, um eine Resonanzspannung mit ausreichend hoher Spitze sicherzustellen, um das Zündverhalten der Entladungs­ lampe zu verbessern.

Claims (11)

1. Stromversorgungsschaltung für eine Entladungslampe, enthal­ tend:
ein Gleichspannungsversorgerteil mit einem Glättungskondensa­ tor;
einen Wechselrichter vom Brückentyp auf der Ausgangsseite des Gleichspannungsversorgerteils;
ein erstes Induktanzelement, das in einer dem Wechselrichter nachgeschalteten Stufe angeordnet ist, wobei eine Entladungs­ lampe mit diesem ersten Induktanzelement in Serie geschaltet ist, um von einer Wechselspannung betrieben zu werden, die rechteckwellenförmig ist;
ein zweites Induktanzelement, das zwischen der Gleichspannungs­ versorgerschaltung und dem Wechselrichter angeordnet ist;
einen Kondensator, der mit einer Eingangsstufe des Wechselrich­ ters in Serie zum zweiten Induktanzelement verbunden ist, und
eine Stromkompensationseinrichtung, die parallel zum zweiten Induktanzelement derart geschaltet ist, daß wenn eine Eingangs­ spannung zum Wechselrichter kleiner als eine Ausgangsspannung des Gleichspannungsversorgerteils ist, die Größe des vom Gleichspannungsversorgerteil zum Wechselrichter fließenden Stroms größer ist, als der Stromfluß, der von dem zweiten In­ duktanzelement hervorgerufen wird.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der die Stromkompensationseinrichtung ein Halbleiterschalterelement aufweist, das nur in einer Richtung von dem Gleichspannungsver­ sorgerteil zum Wechselrichter leitet, und ferner einen Wider­ stand enthält.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Induktivität des zweiten Induktanzelement größer als die des ersten Induktanzelements ist.

4. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, bei der das Halb­ leiterschalterelement eine Diode ist, die in Serie zu dem Widerstand geschaltet ist.

5. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 4, bei der der Widerstand einen PNP-Transistor aufweist mit einer Basis, einem Emitter, der mit dem einen Ende des zweiten Induktanzelements verbunden ist, und einem Kollektor, der mit einer Anode der Diode verbunden ist, deren Kathode mit dem anderen Ende des zweiten Induktanzelements verbunden ist, und weiterhin enthal­ tend zwei Widerstände, die zwischen die Basis und den Emitter des PNP-Transistors bzw. zwischen Basis und Kollektor desselben geschaltet sind.

6. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 4, bei der der Widerstand ein Transistor ist, und wobei ein Spannungsdetektor vorgesehen ist, um eine Spannungsdifferenz zwischen einer Span­ nung an einem Ende des zweiten Induktanzelements und einer Spannung am anderen Ende desselben zu erhalten, oder um ein Detektorsignal zu erhalten, das äquivalent zu der Spannungsdif­ ferenz ist, und der ein Ausgangssignal zur Basis des Transi­ stors sendet.

7. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der der Wech­ selrichter einen Treiber vom Brückentyp enthält mit vier N- Kanal-Feldeffekttransistoren, und mit einem Treibersteuerteil zum Aussenden eines Umschaltsteuersignals an die N-Kanal- Feldeffekttransistoren.

8. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7, bei der die N- Kanal-Feldeffekttransistoren ein erstes Transistorenpaar ent­ hält, die miteinander in Serie geschaltet sind, und ein zweites Transistorenpaar enthält, die in Serie zueinander geschaltet sind, wobei das erste Transistorpaar parallel zu dem zweiten Transistorpaar angeordnet ist.

9. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 7, bei der ein Trei­ berteil weiterhin vier Dämpfungsdioden enthält, die jeweils zwischen Drains und Sources der vier N-Kanal-Feldeffekttransi­ storen geschaltet sind.

10. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der das erste Induktanzelement eine Sekundärwicklung eines Trigger­ transformators ist, der in einer Stromversorgungsschaltung an­ geordnet ist, die in einer nachfolgenden Stufe des Wechselrich­ ters angeordnet ist.

11. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 9, bei der das erste Induktanzelement zwischen die Verbindung zwischen das zweite Transistorenpaar und einen Wechselstromausgangsanschluß geschaltet ist.