DE102004039421B4

DE102004039421B4 - Vorschaltgerät einer Entladungslampe und Verfahren zum Ansteuern einer Entladungsleuchte

Info

Publication number: DE102004039421B4
Application number: DE102004039421A
Authority: DE
Inventors: Takao Muramatsu; Masayasu Ito
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-08-13
Filing date: 2004-08-13
Publication date: 2010-12-30
Anticipated expiration: 2024-08-14
Also published as: US7019465B2; FR2858908A1; JP2005063821A; DE102004039421A1; US20050035726A1; FR2858908B1

Abstract

Vorschaltgerät (1) einer Entladungslampe (10) mit:
einer Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3), die ausgebildet ist, bei Anliegen einer Eingangsgleichspannung eine Wechselspannungswandlung und ein Hochsetzen durchzuführen; und
einer Starterschaltung (4) zum Zuführen eines Anlaufsignals zu einer Entladungslampe (10),
wobei das Vorschaltgerät für die Beleuchtungssteuerung unter Anwendung einer Steuereinrichtung (6) für das Steuern einer Leistung, die von der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) ausgegeben wird, verwendet ist,
wobei die Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) umfasst: einen Wechselspannungstransformator (7); mehrere Schaltelemente (5H, 5L); und einen Resonanzkondensator (8), wobei die Schaltelemente (5H, 5L) von der Steuereinrichtung so aktivierbar sind, um eine Reihenresonanz zu erzeugen zwischen dem Resonanzkondensator (8), einer Primärwicklung (7p) des Wechselspannungstransformators (7) und einem induktiven Element (9), die alle in Reihe geschaltet sind;
die Entladungslampe mit einer Sekundärwicklung (7s) des Wechselspannungstransformators (7) verbunden ist und
die Starterschaltung (4) mit der Primärwicklung des Wechselspannungstransformators (7) verbunden ist, wobei zum Starten der Entladungslampe der Entladungslampe ein Hochspannungsimpuls...

Description

Die vorliegende Anmeldung betrifft ein Vorschaltgerät, nachfolgend auch als Entladungsleuchtenansteuerschaltung bezeichnet, und ein zugehöriges Verfahren, die für eine Erhöhung der Frequenz ausgebildet sind, und insbesondere betrifft die Erfindung eine Technik zum zuverlässigen und stetigen Ansteuern einer Entladungsleuchte, ohne dass eine komplizierte Steuerung erforderlich ist.
Auch die DE 43 13 195 C2 zeigt bereits ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe, wobei die zugeführte Leistung von einer erhöhten Anfangsleistung auf die Nennleistung der Hochdruckentladungslampe im stationären Zustand reduziert wird.
Die DE 100 25 610 A1 sowie die DE 199 38 401 A1 zeigen ebenfalls bereits Vorschaltgeräte für Entladungsleuchten.
Eine bekannte Anordnung einer Ansteuerschaltung einer Entladungslampe, nachfolgend auch als Entladungsleuchte bezeichnet (beispielsweise einer Metallhalogenitleuchte), umfasst eine DC-(Gleichspannungs-)Leistungsversorgungsschaltung mit einer Konfiguration eines DC-DC-Wandlers; eine DC-AC-(Gleichspannungs-Wechselspannungs-)Wandlerschaltung (d. h. eine Inverterschaltung); und eine Starterschaltung (d. h. einen Starter). Entsprechend einer derartigen Konfiguration wird eine DC-Spannung aus der Batterie in der DC-Leistungsversorgungsschaltung in eine gewünschte Spannung umgewandelt und wird ferner in eine AC-Ausgangsspannung in der nachfolgenden DC-AC-Wandlerschaltung umgewandelt. Dieser Ausgangsspannung wird ein Anlaufsignal (ein sogenannter Starter- oder Anlaufpuls) überlagert, und die kombinierte Spannung wird der Entladungsleuchte zugeführt (siehe beispielsweise die japanische Schrift JP-7-142182 A ).
Jedoch ist eine Konfiguration, in der eine Spannung in zwei Stufen (d. h. eine DC-DC-Spannungswandlung und eine DC-AC-Wandlung) gewandelt wird, nicht für eine Reduzierung der Größe des Schaltungsvolumens geeignet. Daher wird eine Konfiguration benutzt, in der eine Ausgangsspannung – deren Spannung durch eine Spannungswandlung in einer einzelnen Stufe in einer DC-AC-Wandlerschaltung hochgesetzt wurde – einer Entladungsleuchte zugeführt (siehe beispielsweise die japanische Schrift JP-7-169583 A ).
Danach wird eine Ausgangsspannung ohne Last („OCV”), bevor die Entladungsleuchte gezündet wird (d. h. während einer Dunkelphase), so gesteuert, dass ein Anlaufsignal erzeugt und der Entladungsleuchte zugeführt wird, wodurch ein Zünden oder Leuchten der Entla dungsleuchte bewirkt wird. Danach wird die Steuerung des Betriebs (d. h. die Schalteransteuerung) der DC-AC-Wandlerschaltung so ausgeführt, um einen Übergang in einen Gleichgewichtsbeleuchtungszustand zu bewirken.
Eine konventionelle Ansteuerschaltung kann zahlreiche Probleme aufweisen. Beispielsweise kann eine konventionelle Ansteuerschaltung eine komplizierte Steuerungskonfiguration erfordern, um einen glatten und zuverlässigen Übergang der Entladungsleuchte in einen kontinuierlichen Leuchtzustand zu bewirken.
Hiervon ausgehend liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Vorschaltgerät mit einem vereinfachten Aufbau bereitzustellen, das ebenfalls einen glatten und zuverlässigen Übergang der Entladungslampe in einen kontinuierlichen Leuchtzustand bewirkt, selbst wenn es zu einem unbeabsichtigten Erlöschen der Lampe kommt.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale der Ansprüche 1 und 5 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Vorschaltgerät mit einer DC-AC-Wandlerschaltung, die eine DC-AC-Wandlung und ein Hochsetzen beim Anlegen einer DC-Eingangsspannung bewirkt; ferner umfasst die Ansteuerschaltung eine Starterschaltung zum Zuführen eines Anlaufsignals zu einer Entladungsleuchte. Des weiteren führt die Entladungsleuchtenansteuerschaltung eine Beleuchtungssteuerung der Entladungsleuchte aus, indem ein Leistungsausgang der DC-AC-Wandlerschaltung unter Anwendung einer Steuereinrichtung gesteuert wird. Die Entladungsleuchtenansteuerschaltung kann wie folgt konfiguriert sein.
Die DC-AC-Wandlerschaltung besitzt einen AC-Transformator, mehrere Schaltelemente und einen Resonanzkondensator. Die Schaltelemente werden von der Steuereinrichtung aktiviert, um damit eine Reihenresonanz zwischen dem Resonanzkondensator und einer induktiven Komponente des AC-Transformators, oder eine Reihenresonanz zwischen dem Resonanzkondensator und einem induktiven Element, das mit dem Resonanzkondensator verbunden ist, zu erzeugen.
Hinsichtlich der Ansteuer- bzw. Arbeitsfrequenz der Schaltelemente gilt, dass ein erster Frequenzwert – der ein Frequenzwert während einer Zeitdauer ist, wenn Ausgänge vor dem Zünden der Entladungsleuchte offen sind – und ein zweiter Frequenzwert – der ein Frequenzwert während einer Zeitdauer bis zum Verstreichen einer vorbestimmten Zeitperiode, oder eine Zeitperiode, die entsprechend einem Beleuchtungszustand in dem Falle spezifiziert ist, in welchem die Entladungsleuchte nachfolgend von der Starterschaltung gezün det wird – identisch sind, oder der zweite Frequenzwert nahe an dem ersten Frequenzwert liegt.
In einem erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren für eine Entladungsleuchte werden die Frequenz einer AC-Spannung und eines AC-Stromes, die der Entladungsleuchte zugeführt werden, bevor die Entladungsleuchte gezündet wird, als ein erster Frequenzwert spezifiziert. Im Falle, wenn die Entladungsleuchte nachfolgend gezündet wird, wird ein zweiter Frequenzwert, der ein Frequenzwert einer Zeitdauer von der Zündung der Entladungsleuchte mittels der Starterschaltung bis zum Verstreichen einer vorbestimmten Zeitdauer, oder einer Zeitdauer, die gemäß einem Beleuchtungszustand spezifiziert ist, ist, identisch zu dem ersten Frequenzwert oder nahe an dem ersten Frequenzwert liegend eingestellt.
Daher kann ein nicht beabsichtigtes Verlöschen oder dergleichen verhindert werden, indem ein Frequenzwert für eine gewisse Zeitdauer konstant gewählt wird, ohne dass eine Schaltfrequenz unmittelbar nach dem Zünden der Entladungsleuchte durch Anlegen eines Anlaufsignals geändert wird. Ferner kann die Zuverlässigkeit des erneuten Zündens für den Fall verbessert werden, in welchem die Entladungsleuchte nach einer vorhergehenden zeitweiligen Leuchtphase verlischt. Ferner ist eine komplizierte Steuerung nicht erforderlich.
In diversen Implementierungen können einer oder mehrere der folgenden Vorteile auftreten. Beispielsweise kann die vorliegende Erfindung eine zuverlässige Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtszustand einer Entladungsleuchte durch Steuern einer Arbeitsfrequenz von Schaltelementen erreichen, ohne dass eine Zunahme der Größe der Schaltung oder eine drastische Erhöhung der Kosten erforderlich ist.
Wenn der erste und der zweite Frequenzwert als Werte höher als eine Reihenresonanzfrequenz während einer Zeitdauer, bevor die Entladungsleuchte gezündet hat, bestimmt wird, können die Verluste der Schaltungselemente verringert werden, wodurch die Schaltungseffizienz ansteigt. Wenn eine der Entladungsleuchte vor deren Zünden zugeführte Ausgangsspannung so eingestellt ist, dass diese höher als die Ausgangsspannung nach dem Zünden der Entladungsleuchte ist, kann die Zuverlässigkeit der Leuchtphase verbessert werden.
Ferner können obere und untere Grenzwerte von Bereichen für den ersten und den zweiten Frequenzwert so festgelegt werden, dass eine elektrostatische Kapazität des Resonanz kondensators und ein Wert einer Induktivität der AC-Wandlereinheit oder des induktiven Elements auf geeignete Werte festgelegt werden. Folglich kann elektrische Leistung zugeführt werden, um die Leuchtphase der Entladungsleuchte beizubehalten und die Stabilität der Leuchtphase kann verbessert werden. Der obere Grenzwert wird auf einen Frequenzwert festgelegt, der aus einem Schnittpunkt einer Resonanzkurve bestimmt wird, die sich auf eine Ausgangsspannung bezieht, die der Entladungsleuchte während einer Dunkelphase vor dem Zünden der Entladungsleuchte angelegt wird. Der untere Grenzwert wird als ein Frequenzwert spezifiziert, der aus einem Schnittpunkt der Resonanzkurve bestimmt wird, die sich auf die Ausgangsspannung bezieht, die an die Entladungsleuchte während einer Leuchtphase der Entladungsleuchte angelegt wird, und einer minimalen Spannung, mit der eine Leuchtphase der Entladungsleuchte beibehalten werden kann.
1 ist eine Ansicht, die eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ist eine Ansicht zum Beschreiben eines Steuerungsmodus;
3 ist eine schematische Signalformdarstellung, in der Zustände vor und nach dem Zünden einer Entladungsleuchte gezeigt sind;
4 ist eine Ansicht zum Beschreiben eines Steuerungsbereichs für eine Arbeitsfrequenz;
5 ist eine erläuternde Ansicht für eine zeitliche Beschränkung, die mit der Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtszustand verknüpft ist;
6 ist eine weitere erläuternde Ansicht für eine zeitliche Beschränkung, die mit einer Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtsbeleuchtungszustand verknüpft ist;
7 bis 14 zeigen beispielhafte Schaltungskonfigurationen gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei 7 eine Blockansicht ist, die eine beispielhafte Konfiguration einer Steuerungseinrichtung zeigt;
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer Stromerfassungsschaltung der Entladungsleuchte zeigt;
9 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer Spannungserfassungsschaltung einer Entladungsleuchte zeigt;
10 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer Leucht/Dunkelphasen-Unterscheidungseinrichtung zeigt;
11 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer Schaltung zum Erzeugen eines T1 Signals zeigt;
12 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer OCV-Steuerschaltung zeigt;
13 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer V-F-Wandlerschaltung zeigt; und
14 ist eine Ansicht, die eine beispielhafte Konfiguration einer OCV-Steuerschaltung und einer Schaltung zum Erzeugen eines T2 Signals zeigt.
1 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Ein Vorschaltgerät, nachfolgend auch als Entladungsleuchtenansteuerschaltung 1 bezeichnet, umfasst eine DC-AC-(Gleichspannungs-Wechselspannungs-)Wandlerschaltung 3, die Leistung von einer DC-Leistungsquelle 2 empfängt, und umfasst ferner eine Starterschaltung 4.
Die DC-AC-Wandlerschaltung 3 ist so ausgebildet, um beim Anlegen einer Spannung, die direkt von einer Batterie oder dergleichen bereitgestellt wird, eine DC-AC-Wandlung und ein Hochsetzen dieser Spannung auszuführen. Die Ausführungsform ist mit zwei Schaltelementen 5H und 5L und einer Steuereinrichtung 6 zum Aktivieren der Schaltelemente 5H und 5L zur Ausführung einer Schalteransteuerung versehen. Genauer gesagt, ein Anschluss des Schaltelements 5H auf einer Hochspannungsseite ist mit einem Leistungszu fuhranschluss verbunden, und der andere Anschluss des Schaltelements 5H ist über das Schaltelement 5L auf einer Niedrigspannungsseite mit Masse verbunden. Des weiteren werden die beiden Schaltungselemente 5H und 5L abwechselnd durch die Steuereinrichtung 6 ein- und ausgeschaltet. In 1 sind die Schaltelemente 5H und 5L einfach als Schaltersymbole bezeichnet. Die Schaltelemente 5H und 5L können jedoch die Form eines Halbleiterschaltelements, etwa eines Feldeffekttransistors (FET) oder eines Bipolartransistors annehmen.
Die DC-AC-Wandlerschaltung 3 besitzt einen AC-Transformator 7, dessen primärseitige Schaltung und sekundärseitige Schaltung voneinander isoliert sind. Ferner ist in der Ausführungsform eine Schaltungskonfiguration verwendet, in der ein Resonanzphänomen zwischen einem Resonanzkondensator 8 und einer Induktivität, oder zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einer induktiven Komponente ausgenutzt wird. Genauer gesagt, es können die folgenden drei Schaltungskonfigurationen aufgeführt werden:

(I) eine Konfiguration, in der eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einem induktiven Element ausgenutzt wird;
(II) eine Konfiguration, in der eine Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einer Streuinduktivität des AC-Transformators 7 ausgenutzt wird; und
(III) eine Konfiguration, in der die Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8, dem induktiven Element und der Streuinduktivität des AC-Transformators 7 ausgenutzt wird.

Die erste Konfiguration (I) kann wie folgt angeordnet sein. Ein induktives Element 9, etwa eine Resonanzspule, ist hierbei vorgesehen und ein Ende des induktiven Elements 9 kann mit einem Anschluss des Resonanzkondensators 8 verbunden sein. Der andere Anschluss des Resonanzkondensators 8 ist mit einem Knotenpunkt zwischen den Schaltelementen 5H und 5L verbunden. Des weiteren ist das andere Ende des induktiven Elements 9 mit einer Primärwicklung 7p des AC-Transformators 7 verbunden.
Die zweite Konfiguration (II) nutzt eine induktive Komponente des AC-Transformators 7. Somit muss eine Resonanzspule oder dergleichen nicht hinzugefügt werden. Genauer ge sagt, eine zusätzliche Resonanzspule oder dergleichen kann weggelassen werden, indem ein Anschluss des Resonanzkondensators 8 mit dem Knotenpunkt zwischen den Schaltelementen 5H und 5L verbunden wird und indem der andere Anschluss des Resonanzkondensators 8 mit der Primärwicklung 7p des AC-Transformators 7 verbunden wird.
Die dritte Konfiguration (III) kann die gemeinsame Reaktanz des induktiven Elements 9 und einer Streuinduktivität, die in Reihe angeordnet sind, ausnutzen.
In jeder der obigen Konfigurationen kann eine Entladungsleuchte 10, die mit einer Sekundärwicklung 7s des AC-Transformators 7 verbunden ist, einer sinusförmigen Ansteuerung unterzogen werden, vorausgesetzt, dass die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf einen Wert der Reihenresonanzfrequenz oder darüber festgelegt wird, indem diese Reihenresonanz zwischen dem Resonanzkondensator 8 und einem induktiven Element (d. h. der induktiven Komponente oder dem induktiven Element) ausgenutzt wird, um abwechselnd die Schaltelemente 5H, 5L einzuschalten oder auszuschalten. Bei der Steuerung der entsprechenden Schaltelemente mittels der Steuereinrichtung 6 sollten die Schaltelemente abwechselnd eingeschaltet werden, um einen Zustand zu vermeiden, in welchem die beiden Schaltelemente gleichzeitig eingeschaltet sind (mittels einer Tastgradsteuerung, was eine Steuerung des Zeitverhältnisses der Einschaltphase bedeutet, oder dergleichen). Es sei eine Reihenresonanzfrequenz als „f”, eine elektrostatische Kapazität des Resonanzkondensators 8 als „Cr”, Lr als eine Induktivität der Komponente 9 und eine primärseitige Induktivität des Transformators 7 als „Lp1” bezeichnet. In dem dritten Modus (III) gilt beispielsweise die folgende Beziehung, bevor die Entladungsleuchte gezündet wird: f = f1 = 1/(2·π·√Cr·(Lr + Lp1)).
Wenn die Arbeitsfrequenz kleiner als f1 ist, werden die Verluste der Schaltungselemente erhöht. Daher wird das Schalten in einem Frequenzbereich über f1 durchgeführt. Nachdem die Entladungsleuchte gezündet hat, gilt die folgende Abhängigkeit (zu beachten ist, dass f1 kleiner als f2 ist): f = f2 ≈ /2·π·√Cr·Lr).
In diesem Falle findet das Schalten innerhalb eines Frequenzbereichs über f2 statt.
Die Starterschaltung 4 ist zum Zuführen eines Anlaufsignals zu der Entladungsleuchte 10 vorgesehen. Eine Ausgangsspannung aus der Starterschaltung 4 wird zum Zeitpunkt des Anlaufens von dem AC-Transformator 7 hochgesetzt und die hochgesetzte Spannung wird der Entladungsleuchte 10 zugeführt (in anderen Worten, die Ausgangsspannung – die von Gleichspannung in Wechselspannung umgewandelt wird – wird dem Anlaufsignal überlagert, und danach wird diese der Entladungsleuchte zugeführt).
In der dargestellten Ausführungsform ist einer der Ausgangsanschlüsse der Starterschaltung 4 mit einem Punkt der Primärwicklung 7p des AC-Transformators 7 und der andere Ausgangsanschluss ist mit einem Ende (einem auf Masse liegenden Anschluss) der Primärwicklung 7p verbunden. Jedoch ist die Schaltungskonfiguration nicht auf diese Anordnung beschränkt und es kann eine Konfiguration angewendet werden, in der die beiden Ausgangsanschlüsse der Starterschaltung 4 mit Punkten der Primärwicklung 7p des AC-Transformators 7 verbunden sind. Um eine Pulsspannung mit einem Spitzenwert auf der Sekundärseite des AC-Transformators 7 zu erzeugen, der zum Starten der Entladungsleuchte 10 ausreichend hoch ist, muss ein Kondensator in der Starterschaltung 4 mit einer möglichst hohen Spannung beaufschlagt werden, um ein Aufladen zu bewirken. Beispielsweise kann eine sich ergebende Resonanzspannung benutzt werden, wenn einer der Eingangsanschlüsse der Starterschaltung 4 mit einem Punkt zwischen dem Resonanzkondensator 8 und dem induktiven Element 9 verbunden ist und der andere Eingangsanschluss mit einer Leitung der auf Masse liegenden Seite verbunden ist. Zusätzlich zu den vorhergehenden Konfigurationen kann eine Eingangsspannung an die Starterschaltung von einer Sekundärseite des AC-Transformators 7 aus zugeleitet werden. Alternativ kann eine Hilfswicklung (eine Wicklung 11, die später beschrieben ist) vorgesehen werden, die in Kombination mit dem induktiven Element 9 einen Transformator bildet, so dass einer Starterschaltung eine Eingangsspannung von der Hilfswicklung zugeführt wird.
Während einer Dunkelphase, bevor die Entladungsleuchte 10 gezündet wird, kann, wenn die Schaltelemente 5H und 5L in einem Frequenzbereich, der unter der Resonanzfrequenz f1 liegt, aktiviert werden, um die OCV an die Entladungsleuchte anzulegen, eine Abnahme der Schaltungseffizienz, die sich aus erhöhten Schaltungsverlusten ergibt, problematisch sein. Wenn ferner die Schaltelemente in einem Frequenzgebiet über f1 betrieben werden, kann eine Zunahme der Schaltverluste ebenso ein Problem werden. Folglich sollte vorteilhafterweise der kontinuierliche Betrieb der Schaltung unter Bedingungen ohne Last so eingestellt sein, dass dieser nicht über eine notwendige Zeitdauer hinaus anhält.
Während einer Leuchtphase der Entladungsleuchte ist die Schaltung kontinuierlich aktiv und dies erfordert eine hohe Schaltungseffizienz. Wenn dabei die Schaltelemente in einem Frequenzbereich unter f2 betrieben werden, steigen die Schaltverluste auf Grund der geringeren Schaltungseffizienz an. Daher werden die Schaltelemente vorzugsweise in einem Frequenzgebiet über f2 betrieben.
Während einer Dunkelphase (unter Bedingungen ohne Last) der Entladungsleuchte, nachdem die Ansteuerschaltung eingeschaltet wird, wird die OCV vorzugsweise mit einer Frequenz von ungefähr f1 angesteuert. Wenn die Entladungsleuchte in einen Leuchtzustand nach dem Erzeugen des Anlaufsignals gebracht wird, woraufhin die Entladungsleuchte gezündet wird, wird die Beleuchtungsansteuerung vorzugsweise in einem Frequenzbereich über f2 durchgeführt. Jedoch kann erfindungsgemäß die Schalteransteuerung für OCV so ausgeführt werden, dass die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente bei einer Frequenz festgelegt ist, die anfänglich von f1 abweicht und sich dann allmählich an f1 annähert. Genauer gesagt, während der Dunkelphase, bevor die Entladungsleuchte gezündet wird, ist der elektrische Strom, der der Ansteuerschaltung eingespeist wird um so größer, je näher die Arbeitsfrequenz an der Resonanzfrequenz f1 liegt, da eine Ausgangsspannung der Entladungsleuchte erhöht wird. In Hinblick dessen ist beispielsweise ein Verfahren vorteilhaft in Bezug auf Sicherheit und Zuverlässigkeit der Schaltung, das bewirkt, dass sich OCV einem Sollwert annähert, indem ein Wert der Arbeitsfrequenz von der Seite mit höherer Frequenz einer Resonanzkurve aus annähert – deren Spitzenwert der Ausgangsspannung bei f1 liegt.
2 ist ein Graph zum Beschreiben eines Steuerungsmodus. 2 zeigt eine Resonanzkurve g1 einer Dunkelphase der Entladungsleuchte und eine Resonanzkurve g2 einer Leuchtphase. Die horizontale Achse bezeichnet die Frequenz „f”, während die vertikale Achse eine Ausgangsspannung V bezeichnet.
Die in der Figur gezeigten Symbole besitzen die folgenden Bedeutungen:

„fa”:: ein Frequenzbereich, in welchem „f” kleiner als f1 ist;
„fa2”:: ein Frequenzbereich, in welchem „f” größer als f1 ist;
„fb”:: ein Frequenzbereich, in welchem „f” größer als f2” ist (während einer Leuchtphase);
„P1”:: ein Arbeitspunkt vor dem Einschalten;
„P2”:: ein anfänglicher Arbeitspunkt unmittelbar nach dem Einschalten (innerhalb des Frequenzbereichs fb);
„P3”:: ein Arbeitspunkt, der eine Zeit bezeichnet, wenn ein Sollwert von OCV während einer Dunkelphase erreicht wird; und
„P4”:: ein Arbeitspunkt nach dem Zünden der Entladungsleuchte (innerhalb des Frequenzbereichs fb).

In dem Steuerungsmodus wird unmittelbar nach dem Einschalten oder unmittelbar nachdem die Entladungsleuchte erloschen ist, nach einem vorhergehenden zeitweiligen Leuchten, die Frequenz in den Frequenzbereich fb gebracht, dessen Frequenz höher als die Resonanzfrequenz f2 der Leuchtphase ist (P1→P2). Genauer gesagt, die Frequenz wird zeitweilig erhöht und dann allmählich abgesenkt, um sich f1 anzunähern (P2→P3). Wenn die Entladungsleuchte in der Leuchtphase ist, wird die Frequenz erhöht und wieder in den Frequenzbereich fb gebracht (P3→P4).
Die Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtsleuchtzustand der Entladungsleuchte wird gemäß den folgenden Schritten durchgeführt: die OCV wird gesteuert; danach wird ein Anlaufsignal erzeugt; und das Anlaufsignal wird zugeführt, um die Entladungsleuchte zu zünden. Ein Teil der Steuerung der OCV besteht darin, dass die Frequenz von dem Bereich fb ausgehend abgesenkt wird, um sich f1 von der Seite mit höherer Frequenz anzunähern, so dass die Ausgangsspannung graduell erhöht wird. Somit nimmt die Ausgangsspannung einen Sollwert bei dem Arbeitspunkt P3 in dem Frequenzbereich fa2 an. Anschließend wird, wenn die Entladungsleuchte durch die Starterschaltung 4 gezündet wird, ein Übergang zur Beleuchtungssteuerung (Steuerung mit zugeführter Leistung) bewirkt. Die Steuerung wird innerhalb des Frequenzbereichs fb, der durch den Arbeitspunkt P4 gekennzeichnet ist, ausgeführt, unabhängig davon, ob die Entladungsleuchte leuchtet oder nicht. Der Übergang von dem Bereich fa2 in den Bereich fb kann dadurch bewerkstelligt werden, dass ein Übergang in abgestufter Weise durchgeführt wird oder indem die Frequenz graduell erhöht wird.
Wenn die Entladungsleuchte aus einem anderen Grunde als einem Ausschaltbefehl erlischt, wird bewirkt, dass die Entladungsleuchte in die Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtsleuchtzustand zurückkehrt (d. h., die Leuchte wird zum Punkt P2 zurückgeführt und macht dann den Übergang P2→P3→P4).
Der Arbeitspunkt P2 besitzt eine vorbestimmte Frequenz (ein festgelegter Wert) innerhalb des Frequenzbereichs fb; jedoch besitzt P4 nicht notwendigerweise eine konstante Frequenz (d. h., die Frequenz kann entsprechend den Leuchtbedingungen der Entladungsleuchte variieren).
Wenn die Frequenz unmittelbar nach dem Einschalten der Leistung erhöht wird, besteht der Grund dafür, dass die Frequenz zu dem Frequenzbereich fb übergeht, der höher als f2 liegt, und der durch den Arbeitspunkt P2 gekennzeichnet ist, darin, ein höheres Maß an Flexibilität bei der Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtszustand zu ermöglichen. Wenn beispielsweise lediglich die Steuerung der OCV in Betracht gezogen wird, kann eine erforderliche Ausgangsspannung erreicht werden, selbst wenn eine Frequenz bei einem kleineren Wert als f1 unmittelbar nach dem Einschalten der Leistung festgelegt ist. Wenn die Entladungsleuchte jedoch nach einer zeitweiligen Leuchtphase erlischt, kann solange der Arbeitspunkt innerhalb des Frequenzbereichs fb liegt, der OCV-Wert durch das Absenken der Frequenz erhöht werden, um zu bewirken, dass sich die Frequenz an f1 annähert – die eine Resonanzfrequenz während einer Dunkelphase darstellt – ausgehend von der Seite mit höherer Frequenz. Daher können eine Frequenzsteuerung für den Übergang in den Gleichgewichtsleuchtzustand für den Fall unmittelbar nach dem Einschalten der Leistung und eine Sequenz für die Steuerung für den Übergang für den Gleichgewichtsleuchtzustand für den Fall, wenn die Entladungsleuchte nach einem zeitweiligen Leuchten erlischt, ohne Unterscheidung zwischen diesen beiden Fällen in gleicher Weise festgelegt werden. Da ferner ein Schaltungsabschnitt, der für die Steuerung zuständig ist, gemeinsam verwendbar ist, kann die Konfiguration im Vergleich zu einer Schaltung vereinfacht werden, in der die Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtszustand durch eine Unterscheidung zwischen einem Fall unmittelbar nach dem Einschalten der Leistung und ein Fall, in welchem die Entladungsleuchte nach zeitweiligem Leuchten erlischt, ausgeführt wird.
Wenn die Resonanzfrequenzen f1 und f2 Werte annehmen, die höher als ein Amplitudenmodulations-(AM)Band und kleiner als Kurzwellen- oder Frequenzmodulations-(FM)Band (beispielsweise f1 > 2 MHz) ist, besteht nicht die Möglichkeit, dass sich eine nachteilige Auswirkung, etwa Radiorauschen ergibt, da die Resonanzfrequenzen f1 und f2 nahezu sofort durchlaufen werden.
Als nächstes wird die Funktionsweise der Entladungsleuchte, die beim Anlegen eines Anlaufsignals an die Entladungsleuchte zündet (d. h. ein Betrieb, wenn ein Durchschlag hervorgerufen wird), beschrieben.
In den schematischen Signalformen, die in 3 gezeigt sind, zeigt die obere Signalform einen Ausgangsstrom IL und nach dem Zünden der Entladungsleuchte und die untere Signalform zeigt eine Ausgangsspannung VL.
Eine Zeitdauer vom Zeitpunkt eines Durchschlags der Entladungsleuchte zu einen Übergang zu einem stabilen Beleuchtungszustand kann beispielsweise in folgende drei Phasen unterteilt werden:
eine Periode „a”: eine Zeitdauer von unmittelbar nach dem Durchschlag der Entladungsleuchte bis zum Aussenden von Energie, die in der Starterschaltung gespeichert ist;
eine Periode „b”: eine Zeitdauer, während welcher der Ausgangsstrom IL Null oder ungefähr Null ist;
eine Periode „c”: eine Zeitdauer, wenn das Leuchten der Entladungsleuchte nach einem erneuten Zünden aufrecht erhalten wird.
Während der Periode „a” wird, wie in der Signalform des Ausgangsstroms IL gezeigt ist, eine Schwingung bei der Reihenresonanzfrequenz (f1) zwischen einem Resonanzkondensator (Cr) und einem induktiven Element (Lr) erzeugt.
Nachfolgend während der Periode „b” ist das Auskoppeln der gesamten Energie, die in einem Kondensator in der Starterschaltung 4 gespeichert ist, abgeschlossen, woraufhin der Strom IL zu Null wird. In einigen Fällen ist die Periode „b” nicht enthalten und es wird ein Übergang von der Periode „a” zu der Periode „c” bewirkt.
Der Ausdruck „der Strom IL ist Null oder nahezu Null” bedeutet, dass beide Anschlüsse der Entladungsleuchte offen sind. Anders ausgedrückt, der Ausdruck bedeutet, dass eine Sekundärseite des AC-Transformators 7 in einen nicht geschlossenen Zustand gebracht wird. Wenn daher die Zeitdauer, während welcher die Frequenz in der Nähe von f1 liegt, lang ist, kann das Ansteigen der Verluste problematisch sein. Daher wird die Frequenz vorzugsweise in einen Frequenzbereich so früh wie möglich überführt, der höher als f2 liegt. Wenn jedoch die Frequenz in der Mitte der Periode „a” oder „b” auf Grund einer großen Abweichung von f1 vor dem Zünden erhöht wird, gibt es eine erhöhte Wahrscheinlichkeit, dass die Leuchtphase der Entladungsleuchte nicht beibehalten werden kann oder dass ein Übergang zu dem Leuchtzustand nicht möglich ist.
Es sei daher angenommen, dass „F1” eine erste Frequenz während einer nicht eingeschalteten Periode vor dem Zünden der Entladungsleuchte und „F2” einen zweiten Frequenzwert bezeichnet, der ein Frequenzwert einer Periode von dem Zünden der Entladungsleuchte durch die Starterschaltung bis zum Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer ist, oder einer Periode, die einem Beleuchtungszustand entspricht, so werden f1 und f2 so festgelegt, dass f1 und f2 identisch sind oder dicht zusammenliegen. Anders ausgedrückt, durch Halten der Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf einem konstanten Wert oder nahezu konstanten Wert vor und nach dem Zünden wird die Reihenresonanz zwischen dem zuvor genannten Cr und (Lr + Lp1), sogar unmittelbar nachdem der Strom IL zu Null geworden ist, hergestellt, wodurch ein Ausgangsstrom erhöht wird, der der Entladungsleuchte zugeführt wird. Dabei ist ein wichtiger Punkt, dass die Arbeitsfrequenz nahe an f1 liegt. Wenn die Ausgangsspannung nicht zu dem Zeitpunkt erhöht wird, wenn IL Null wird, geht die Entladungsleuchte leicht in einen ausgelöschten Zustand über. Die folgenden Modi können für das Beibehalten der Frequenz ausgeführt werden, für den Fall, dass die Entladungsleuchte gezündet ist: ein Modus, in welchem eine vorbestimmte Zeitdauer festgelegt ist; und ein Modus, in welchem eine Zeitdauer – die zur Festlegung einer Zeitdauer gemäß einem Beleuchtungszustand der Entladungsleuchte verwendet wird – festgelegt wird. In beiden Fällen ist eine untere Grenze eine Zeitdauer einschließlich der Perioden „a” und „b”, und eine obere Grenze ist eine maximale zulässige Zeitdauer, die die Schaltelemente aushalten können.
4 zeigt eine Resonanzkurve g1 einer Dunkelphase der Entladungsleuchte und eine Resonanzkurve g2 einer Leuchtphase. Die horizontale Achse bezeichnet eine Frequenz „f” und die vertikale Achse bezeichnet eine Ausgangsspannung V. F1 und F2 sind vorzugsweise im Hinblick auf Verluste der Schaltelemente bei einer Reihenresonanzfrequenz oder höher festgelegt, die sich auf eine Periode bezieht, bevor die Entladungsleuchte gezündet wird. Die Reihenresonanzfrequenz ist durch eine elektrostatische Kapazität des Resonanzkondensators und eine Wicklungsinduktivität und eine Streuinduktivität des AC-Transformators 7 oder die Induktivität des induktiven Elements bestimmt.
Die in der Figur dargestellten Symbole besitzen die folgenden Bedeutungen:

„Vmax”:: eine maximale Spannung während einer Leuchtphase;
„Vmin”:: eine minimale Leuchtenspannung, mit der die Leuchtphase aufrecht erhalten werden kann;
„famax”:: eine Frequenz an einem Schnittpunkt Q der Resonanzkurve g1 und einer Linie „V = Vmax”;
„famin”:: eine Frequenz an einem Schnittpunkt mit geringerer Frequenz R der Resonanzkurve g2 und einer Linie „V = Vmin”;
„fa”:: ein Bereich, in welchem F1 und F2 gesteuert werden („f” liegt in den Bereich von famin bis famax); und
„fb”:: ein Bereich für die Frequenzsteuerung, der während einer Leuchtphase verwendet wird („f” ist größer als f2).

Wie durch fa in 4 gezeigt ist, steigt eine Resonanzspannung um so steiler zu dem Zeitpunkt an, wenn die Resonanz wieder hergestellt wird, je näher der Wert von F1 und F2 an f1 festgelegt wird, so dass sich eine kontinuierlichere erneute Zündung der Entladungsleuchte nach dem Verlöschen ergibt (im Weiteren als „erneutes Zünden” bezeichnet). Anders ausgedrückt, wenn die Resonanzfrequenz langsam ansteigt, kann die Entladungsleuchte nur mit Schwierigkeiten erneut gezündet werden. Der Begriff „erneute Zündung” der hierin verwendet wird, beinhaltet nicht einen Fall, in welchem die erneute Zündung durch die Einwirkung eines Bedieners hervorgerufen wird (beispielsweise wenn ein Einschalter erneut nach dem Ausschalten betätigt wird). D. h., der Begriff „erneutes Zünden” bedeutet ein derartiges Ereignis, dass, selbst wenn ein Strom nach dem Durchschlag der Entladungsleuchte beim Anlegen eines Anlaufsignals fließt und dann IL zeitweilig auf Null während der Periode „P” abfällt, der Strom während der Periode „c” erneut beginnt zu fließen.
Wenn fa zu nahe an f1 gelegt wird, steigt die Ausgangsspannung an, was problematisch wird im Hinblick auf die Spannungsfestigkeit oder Belastung eines Schaltungselements. Daher sollte eine Schaltung im Hinblick darauf gestaltet sein, eine Zunahme der Größe oder einen Anstieg der Kosten der Schaltung zu vermeiden, die sich bei der Verwendung von Teilen mit hoher Spannungsfestigkeit ergibt.
Wie aus dem Spitzenwert der Resonanzkurve g2, der gleich Vmax oder kleiner ist, hervorgeht, ist, wenn die Ausgangsspannungen für die Entladungsleuchte während der Phasen vor und nach dem Zünden der Entladungsleuchte verglichen werden, die Spannung innerhalb eines Steuerungsbereichs fa vor dem Zünden höher als während des Leuchtens. Somit kann die Zuverlässigkeit des Zündens oder des erneuten Zündens verbessert werden.
Während der Periode „c” wird die Leuchtphase der Entladungsleuchte nach dem erneuten Zünden beibehalten. Wenn jedoch ausreichend elektrische Leistung zum Halten der Entladungsleuchte im gezündeten Zustand nicht zu der Entladungsleuchte innerhalb des Steuerungsbereichs fa zugeführt werden kann, besteht eine größere Wahrscheinlichkeit, dass die Entladungsleuchte erlischt.
Wenn daher die Schaltelemente in einem Steuerungsbereich fa angesteuert werden, in welchem die Entladungsleuchte leuchtet, um sicherzustellen, dass die Leuchtphase der Entladungsleuchte beibehalten wird, sollte die folgende Bedingung erfüllt sein.
Die elektrostatische Kapazität des Resonanzkondensators und die Induktivität des AC-Transformators oder des induktiven Elements werden so festgelegt, dass F1 und F2 im Bereich von famin bis famax liegen. Aus der Beziehung, dass „eine Ausgangsspannung innerhalb des Steuerungsbereichs fa größer als innerhalb des Frequenzbereichs fb ist”, wird ein Grenzwert von fa aus einem Schnittpunkt zwischen der Resonanzkurve g2 und Vmax, die die maximale Spannung der Leuchtphase ist, ermittelt. Ein unterer Grenzwert von Va wird aus einem Schnittpunkt zwischen der Resonanzkurve g2 und Vmin, das die minimale Spannung ist, mit der die Entladungsleuchte im Leuchtzustand gehalten werden kann, ermittelt.
Es gibt zwei Schnittpunkte der Resonanzkurve g2 mit der Linie „V = Vmin” (d. h. der Schnittpunkt R bei der niedrigeren Frequenz und der Schnittpunkt R' bei der höheren Frequenz). Jedoch ergibt derjenige Schnittpunkt, der die Erfordernis erfüllt, dass er kleiner als famax ist (famin ist kleiner als famax) als eine untere Grenze von fa gewählt, d. h. der Schnittpunkt R ergibt die untere Grenze von fa. Daher sollte mit Bedacht vorgegangen werden, so dass ein übermäßiger Abstand zwischen f1 und f2 nicht einen Bereich von fa erzeugt, der die obige Erfordernis erfüllt.
Die vorherige Erfordernis kann erfüllt werden, indem die Werte von f1 und f2 geeignet festgelegt werden, beispielsweise indem Schaltungskonstanten (das zuvor erwähnte Cr, Lr oder Lp1) geeignet gewählt werden, die letztlich f1 und f2 bestimmen.
Wenn der Schaltvorgang mit einer Arbeitsfrequenz innerhalb des Steuerungsbereichs fa gesteuert wird, wird den Schaltelementen eine erhöhte Last auferlegt. Daher bleibt vorzugsweise die Frequenz nicht über eine erforderliche Zeitdauer hinaus innerhalb des Bereichs fa. Daher wird eine zeitliche Beschränkung, die mit der Steuerung des Übergangs in den Gleichgewichtsbeleuchtungszustand der Entladungsleuchte einhergeht, nachfolgend beschrieben.
Um eine Zeitdauer zu beschränken, während der die Frequenz in der Nähe der Resonanzfrequenz f1 während einer Dunkelphase bleibt, kann ein Übergang zu dem Frequenzbereich fb bewirkt werden, nachdem eine vorbestimmte Zeitdauer von dem Zeitpunkt aus verstrichen ist, an welchem die Entladungsleuchte als erloschen erkannt wurde, oder von einem Zeitpunkt ausgehend, wenn der Wert der OCV einen Sollwert erreicht hat. Der Grund, warum ein Zünd-(d. h. Durchschlags-)Punkt nicht als zeitlicher Startpunkt festgelegt wird, besteht darin, dass die Frequenz für eine relativ lange Zeit in der Nähe von f1 bleiben kann, wenn die Entladungsleuchte nicht zündet. Ferner können auch andere Vorteile erreicht werden, etwa dass das Bestimmen, ob die Leuchte in der Leuchtphase ist oder nicht, nicht in rascher Weise ausgeführt werden muss.
Die Erfindung kann beispielsweise in den folgenden Konfigurationsmustern implementiert werden:

(i) ein Konfigurationsmuster 1, in welchem die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente zeitweilig in den Frequenzbereich fb gebracht wird, nachdem eine vorbestimmte Zeitdauer seit dem Beginn der OCV-Steuerung verstrichen ist; und
(ii) ein Konfigurationsmuster 2, in welchem die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente zeitweilig zu dem Frequenzbereich fb überführt wird, nachdem eine Zeitdauer – in welcher die Arbeitsfrequenz auf einen vorbestimmten Wert festgelegt ist – von einem Zeitpunkt ausgehend, in welchem OCV auf eine vorbestimmte Spannung hochgesetzt wird, verstrichen ist.

Es wird nun ein Fall beschrieben, wobei angenommen wird, dass F1 gleich F2 ist.
5 zeigt eine anschauliche Ansicht des Konfigurationsmusters 1 und der Pfeil „t” bezeichnet die Richtung der Zeit.
Eine Periode T1 bezeichnet eine Periode (vorbestimmte Periode) der Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtsbeleuchtungszustand und ein Startpunkt t1 von T1 wird als ein Zeitpunkt betrachtet, wenn erkannt wird, dass die Entladungsleuchte erloschen ist. Die Steuerung für den Übergang in den Gleichgewichtsbeleuchtungszustand wird beim Erkennen des verloschenen Zustands begonnen. Die Zeitperiode T1 beinhaltet die Zeit, die zum Hochsetzen von OCV zum Erreichen eines Sollwerts erforderlich ist, und eine Zeitperiode, nachdem OCV den Sollwert erreicht hat, zum Ausführen der Schaltersteuerung, wobei die Arbeitsfrequenz bei F1 (gleich F2) festgelegt ist (im Weiteren als „Periode mit fester Frequenz” bezeichnet). In 5 bezeichnet t2 einen Zeitpunkt, bei dem OCV den Sollwert erreicht hat; t3 bezeichnet einen Zeitpunkt, bei welchem die Entladungsleuchte gezündet wird (d. h. ein Durchbruch erfolgt); und t4 bezeichnet einen Zeitpunkt, wenn die Zeitperiode T1 verstrichen ist.
Nach einer ersten Zeitdauer (Hochsetzphase), die zum Hochsetzen der OCV erforderlich ist, und einer nachfolgenden zweiten Zeitdauer (die Phase mit fester Frequenz) wird die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente auf eine Frequenz über f2 festgelegt, während eine Zeitperiode T1, die die erste und die zweite Zeitdauer mit einschließt, als konstant festgelegt ist. Nachdem die Zeitperiode T1 verstrichen ist, wird die Frequenz in den Frequenzbereich fb belegt, unabhängig davon, ob die Entladungsleuchte eine Leuchtphase ist oder nicht. Somit kann die Zeitdauer, während der die Frequenz in der Nähe von f1 bleibt, geregelt werden. Die Länge der Periode T1 wird unter Berücksichtigung der Abhängigkeit bestimmt, dass je länger die Zeitperiode T1 dauert, desto zuverlässiger die Entladungsleuchte gezündet werden kann. Je länger die Zeitperiode T1 ist, um so größer ist jedoch auch die Wahrscheinlichkeit einer Fehlfunktion oder von Verlusten. Angesichts dieser Faktoren sollte die Periode T1 so festgelegt werden, um beiden Erfordernissen zu genügen.
In dem Beleuchtungsverfahren des Konfigurationsmusters 1 wird F1 (das sich auf eine Phase vor dem Zünden der Entladungsleuchte bezieht) nicht unmittelbar nach dem Zünden der Entladungsleuchte erhöht. Stattdessen wird F2 (das sich auf eine Phase nach Ablauf einer gewissen Zeitdauer bezieht, die gemäß einem Beleuchtungszustand festgelegt ist) identisch zu F1 (oder auf einen Wert nahe F1) festgelegt.
6 ist eine anschauliche Darstellung des Konfigurationsmusters 2, das sich von dem Konfigurationsmuster 1 dahingehend unterscheidet, dass die Phase mit fester Frequenz, die als T2 bezeichnet ist, auf eine vorbestimmte Zeitdauer festgelegt wird.
In dem Konfigurationsmuster 2 wird beim Erlöschen der Entladungsleuchte OCV erhöht. Nachdem OCV den Sollwert erreicht hat, wird die Arbeitsfrequenz der Schaltelemente für eine vorbestimmte Dauer festgelegt, die größer als eine vorbestimmte Zeitperiode T2 ist. Innerhalb der Periode T2 mit festgelegter Frequenz wird ein Anlaufsignal erzeugt und das Anlaufsignal wird der Entladungsleuchte zugeführt.
In dem Beleuchtungsverfahren gemäß dem Konfigurationsmuster 2 wird in Verbindung mit F1, das sich auf eine Phase vor dem Zünden der Entladungsleuchte bezieht), F2 (das sich auf eine Phase, in der OCV einen vorbestimmten Wert erreicht hat, bis zum Verstreichen einer vorbestimmten Zeitdauer bezieht) identisch zu F1 festgelegt (oder auf einen Wert in der Nähe von F1 festgelegt). D. h., die Länge der Periode T2 – in der die Arbeitsfrequenz auf einen vorbestimmten Wert F1 (gleich F2) festgelegt ist – wird als konstant festgelegt. Nachdem die Zeitperiode T2 verstrichen ist, wird die Frequenz in den Frequenzbereich fb gelegt, unabhängig davon, ob die Entladungsleuchte leuchtet oder nicht. Somit kann die Zeitdauer, während der die Frequenz in der Nähe von f1 bleibt, geregelt werden. Die Länge der ersten Zeitperiode, die zum Hochsetzen der OCV erforderlich ist, ist nicht konstant. Jedoch kann in dem Konfigurationsmuster 2 eine Länge der Periode T2 auf einen gewünschten Wert festgelegt werden.
Die Dauer der zuvor genannten Phase mit fester Frequenz reicht von den Perioden „a” und „b” in 3 bis zu einer oberen Grenze, in der eine Spannungsfestigkeit der Schaltelemente berücksichtigt ist.
7 bis 14 zeigen spezifische Beispiele von Schaltungskonfigurationen gemäß der vorliegenden Erfindung.
Mit Bezug zu den 7 bis 13 wird zunächst das Konfigurationsmuster 1 erläutert.
7 zeigt eine beispielhafte Schaltungskonfiguration der Steuereinrichtung 6. Genauer gesagt, 7 zeigt eine beispielhafte Konfiguration, in der eine Spannungs-Frequenz-Wandlerschaltung (eine „V-F-Wandlerschaltung”) zum Ändern einer Frequenz in Abhängigkeit von einer eingespeisten Spannung angewendet ist. In 7 bezeichnet Vin eine Eingangsspannung einer V-F-Wandlerschaltung 6a und fout bezeichnet eine Frequenz einer Ausgangsspannung, die durch Konversion von der V-F-Wandlerschaltung 6a ausgegeben wird.
Die V-F-Wandlerschaltung 6a besitzt eine Steuerungscharakteristik derart, dass fout bei einem Anstieg von Vin erhöht wird. Die Ausgangsspannung wird einer nachfolgenden Brückentreibersignalerzeugungsschaltung 6b zugeleitet. Weiterhin wird das Ausgangssignal aus der Brückentreibersignalerzeugungsschaltung 6b den entsprechenden Steueranschlüssen der Schaltelemente 5H und 5L über eine Brückentreiberschaltung 6c zugeführt. Beispielsweise ist in einem Frequenzbereich, der über der Resonanzfrequenz liegt, der Wert von fout umso kleiner, je größer der Wert von Vin ist. Wenn daher Vin erhöht wird, wird die Ausgangsleistung (oder die Ausgangsspannung) erhöht. Im Gegensatz dazu ist der Wert von fout umso größer, je kleiner der Wert von Vin ist. Wenn daher der Wert von Vin verkleinert wird, wird die Ausgangsleistung (oder die Ausgangsspannung) geringer und damit reduziert.
Wie zuvor beschrieben ist, ist Vin eine Spannung zum Steuern der Frequenz der Schaltelemente. In der beispielhaften Schaltungskonfiguration wird Vin durch die Ausgangsspannungen von einer OCV-Steuerschaltung 6d und einer Einschaltleistungssteuerschaltung 6e bestimmt.
Die OCV-Steuerschaltung 6d ist eine Schaltung zum Steuern einer Ausgangsspannung ohne Last vor dem Zünden der Entladungsleuchte. Ein Emitteranschluss eines NPN-Transistors 6f, der an einer Ausgangsstufe der OCV-Steuerschaltung 6d vorgesehen ist, ist mit einem Widerstand 6g verbunden und dessen Ausgangssignal wird einem Eingangsanschluss für Vin zugeleitet.
Eine Schaltung 6h für die Erzeugung eines T1-Signals ist eine Schaltung zum Erzeugen eines Pulssignals mit einer Breite entsprechend der oben bezeichneten Periode T1 für den Übergang in den Gleichgewichtsleuchtzustand in Reaktion auf ein Signal einer Leucht/Dunkelphasenunterscheidungsschaltung 6i. Das erzeugte Signal wird der OCV-Steuerschaltung 6d zugeleitet.
Die Einschaltleistungssteuerschaltung 6e ist eine Schaltung zum Steuern einer Übergangsleistungseinspeisung für die Entladungsleuchte und einer Leistungseinspeisung beim Gleichgewichtsbeleuchtungszustand, nachdem die Entladungsleuchte gezündet ist. Ein Emitterausgangssignal eines NPN-Transistors 6j, der an einer Ausgangsstufe der Einschaltleistungssteuerschaltung 6e vorgesehen ist, wird der V-F-Wandlerschaltung 6h zugeleitet. Es kann eine beliebige Schaltungskonfiguration für die Einschaltleistungssteuerschaltung 6e vorgesehen sein. Somit kann eine bekannte Konfiguration verwendet werden. Beispielsweise kann ein Fehlerverstärker vorgesehen sein, der Berechnungen aus einem Spannungsdetektionssignal oder einem Stromdetektionssignal der Entladungsleuchte ausführt oder es kann eine Begrenzerschaltung (für einen unteren Grenzwert) zum Begrenzen eines gesteuerten Ausgangssignals vorgesehen sein, um zu verhindern, dass die Arbeitsfrequenz kleiner als F2 während einer Leuchtphase der Entladungsleuchte wird.
Der Ausgang mit der höheren Spannung zwischen der OCV-Steuerschaltung 6d und der Einschaltleistungssteuerschaltung 6e wird ausgewählt und dessen Ausgangsspannung wird der V-F-Wandlerschaltung 6a als eine Steuerspannung zugeführt. Ferner wird ein Ausgangssignal, das durch Umwandlung der Steuerspannung gewonnen wird, den Schaltele menten 5H und 5L als ein Steuersignal über die Brückentreibersignalerzeugungsschaltung 6b und die Brückentreiberschaltung 6c zugeführt.
1 zeigt eine Schaltungskonfiguration mit einem DC-DC-Wandler. In dieser Schaltungskonfiguration wird die Leistung der Entladungsleuchte mittels des Umwandelns einer DC-Eingangsspannung in eine Wechselspannung und Hochsetzen der resultierenden Spannung durch die Anwendung lediglich der DC-AC-Wandlerschaltung 3 gesteuert. Wenn ein Pfad zum Erfassen des Stromes, der in der Entladungsleuchte fließt, nicht gewährleistet ist, ist es besser, einen Stromwert und einen Spannungswert der Entladungsleuchte zu erfassen, indem dem induktiven Resonanzelement 9 eine Wicklung oder dem AC-Transformator 7 eine weitere Wicklung hinzugefügt wird.
Wie beispielsweise in 1 gezeigt ist, ist die Hilfswicklung 11, die einen Transformator in Verbindung mit dem induktiven Element 9 bildet, zum Erfassen eines Stromes, der einem Strom entspricht, der in der Entladungsleuchte 10 fließt, vorgesehen. Eine Ausgangsspannung aus der Hilfswicklung 11 wird einer Stromerfassungsschaltung 12 zugeführt. Anders ausgedrückt, ein in der Entladungsleuchte 10 fließender Strom wird mittels des induktiven Elements 9 und der Hilfswicklung 11 erfasst. Das Ergebnis der Erfassung wird der Steuereinrichtung 6 zugeleitet und wird für die Leistungssteuerung oder die Unterscheidung der Leuchtphase/Dunkelphase der Entladungsleuchte 10 verwendet.
Die an die Entladungsleuchte 10 angelegte Spannung wird von einem Ausgangssignal aus der Primärwicklung 7p oder der Sekundärwicklung 7s des AC-Transformators 7 oder aus einer Detektionswicklung 7v, die auf dem AC-Transformator 7 vorgesehen ist, erkannt. In der beispielhaften Schaltungskonfiguration wird ein Ausgangssignal der Detektionswicklung 7v einer Spannungserfassungsschaltung 13 zugeleitet, wobei eine Detektionsspannung entsprechend einer Spannung, die an die Entladungsleuchte 10 angelegt ist, mittels der Spannungserfassungsschaltung 13 ermittelt wird. Nachfolgend wird die Detektionsspannung an die Steuereinrichtung 6 gesendet und für die Leistungssteuerung oder die Unterscheidung der Leuchtphase/Dunkelphase der Entladungsleuchte verwendet.
8 zeigt eine beispielhafte Schaltungskonfiguration der Stromerfassungsschaltung 12.
Mehrere Spannungsteilerwiderstände 14, 14, ... sind in Reihe mit einem Ende (d. h. einem Anschluss auf der nicht auf Masse liegenden Seite) der Hilfswicklung 11 verbunden. Ein Ende eines Spannungsteilerwiderstands 14, der als die unterste Stufe angeordnet ist, ist mit einer Diode 15 verbunden und das andere Ende liegt auf Masse. Die durch die Widerstände herabgeteilte Spannung wird einer Anode der Diode 15 zugeleitet und eine Kathode der Diode 15 ist mit einem der Detektionsausgangsanschlüsse verbunden.
Ein Anschluss eines Kondensators 16 ist mit der Kathode der Diode 15 verbunden und der andere Anschluss liegt auf Masse. Ein Widerstand 17 ist parallel zu dem Kondensator 16 angeschlossen.
Wie zuvor beschrieben ist, kann eine Detektionsschaltung mit einer grundlegenden Konfiguration als die Stromerfassungsschaltung 12 verwendet werden. Folglich wird ein von dem induktiven Element 9 und der Hilfswicklung 11 erkanntes DC-Signal in ein AC-Signal umgewandelt (siehe die Detektionsspannung VS1 in 8).
Durch das Vorsehen einer Spannungsteilung unter Verwendung mehrerer Widerstandselemente kann ein Anlaufsignal, das von der Starterschaltung 4 erzeugt wird, auf einen Pegel herabgesetzt werden, bei welchem die Detektionsspannung entsprechend einer Spitzespannung eines Anlaufsignals vernachlässigbar ist. Daher ist eine Schaltungskonfiguration zum Unterdrücken einer hohen Spannung, die beim Anlauf der Entladungsleuchte erzeugt wird, sehr einfach.
Ferner kann ein Stromdetektionssignal, das durch die Stromerfassungsschaltung 12 erzeugt wird, für die OCV-Steuerschaltung 6d, die nachfolgend beschrieben ist, verwendet werden.
9 zeigt eine beispielhafte Schaltungskonfiguration der Spannungserfassungsschaltung 13.
Ein Anschluss einer nicht auf Masse liegenden Seite der Detektionswicklung 7v (siehe Punkt „a” in 9) ist mit einem Anschluss eines Kondensators 18 verbunden und der andere Anschluss des Kondensators 18 liegt auf Masse. Ferner ist ein Kondensator 19, der parallel zu dem Kondensator 18 angeschlossen ist, mit einer Kathode einer Diode 20 und einer Anode einer Diode 21 verbunden. Die Anode der Diode 20 liegt auf Masse.
Eine Kathode der Diode 21 ist mit einem der Detektionsausgangsanschlüsse verbunden und ist ferner mit einer Kathode einer Zener Diode 22 und einem Anschluss eines Kondensator 23 verbunden. Eine Anode der Zener Diode 22 und der andere Anschluss des Kondensators 23 liegen auf Masse.
Ein Widerstand 24 ist parallel zu dem Kondensator 23 angeschlossen, um eine Detektionsspannung zu erhalten, die als VS2 bezeichnet ist.
In der Schaltung wird beim Anlaufen der Entladungsleuchte eine Spannung an die Detektionswicklung 7v dann angelegt, wenn daran ein Hochspannungspuls angelegt ist. Jedoch kann die Spannung mittels der Verwendung der Kondensatoren 19 und 23 und des Widerstands 24 erfasst werden. Beim Vergleich der Größen der Impedanzen der Kondensatoren 19 und 23 zeigt sich, dass die Impedanz des Kondensators 23 ungefähr eine Größenordnung kleiner als jene des Kondensators 19 ist. Ferner wird ein Widerstandswert des Widerstands 24 auseichend groß im Vergleich zur Impedanz des Kondensators 23 festgelegt. Daher ist eine Spannung, die an den Punkt „b” (ein Knotenpunkt zwischen der Anode der Diode 21 und dem Kondensator 19) in 9 angelegt ist, durch ein Impedanzverhältnis zwischen den Kondensatoren 19 und 23 bestimmt.
Nachdem die Entladungsleuchte gezündet ist, wird ein elektrischer Strom auf Grund der Wirkung der Diode 21 lediglich in einer Richtung hervorgerufen. Daher wird der Kondensator 23 allmählich aufgeladen, wodurch sich die Spannung über den Kondensator 23 erhöht (siehe den Punkt „c” in 9). Wenn das Potential an einem Ende der Detektionswicklung 7v (ein Potential an dem Punkt „a” in 9) und ein Anschlusspotential (ein Potential an dem Punkt „c” in 9) des Kondensators 22 nahezu gleich sind, findet kein Stromfluss mehr in den Kondensator 19 statt. D. h., eine Detektionsspannung bei einem Gleichgewichtsbeleuchtungszustand der Entladungsleuchte kann ohne Spannungsteilung der Kondensatoren 19 und 23 erfasst werden, selbst wenn eine an die Detektionswicklung 7v angelegte Spannung klein ist. Somit kann die erforderliche Genauigkeit gewährleistet werden.
Der Kondensator 18 an der ersten Stufe ist vorgesehen, um eine Rückschlagspannung zu absorbieren. Die Zener-Diode 22 dient der Funktion als Klemm-Element, um eine hohe Spannung zu unterdrücken, die auf Grund der Erzeugung einer Anlaufspannung hervorgerufen wird, und dient als eine Begrenzerschaltung für eine Spannungsspitze, die durch das Erzeugen der Anlaufpulsspannung hervorgerufen wird.
10 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Konfiguration 25 der Leucht/Dunkelphasenunterscheidungsschaltung 6i zeigt.
Die Detektionsspannung VS1, die von der Stromerfassungsschaltung 12 erhalten wird, und die Detektionsspannung VS2, die von der Spannungserfassungsschaltung 13 erhalten wird, wird einer Subtrahierschaltung 27 zugeführt, in der ein Operationsverstärker 26 verwendet ist. Genauer gesagt, VS1 wird einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 über einen Widerstand 28 zugeführt, und VS2 wird dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 über Widerstände 29 und 30 zugeleitet. Des weiteren ist ein Anschluss des Widerstands 20 mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands 30 liegt auf Masse. Ein Widerstand 31 ist zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 26 und einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 26 vorgesehen. Ferner sind die Widerstandswerte der Widerstände 28 und 29 (als „R1” bezeichnet) als einander gleich festgelegt, und Widerstandswerte der Widerstände 30 und 31 (als „R2” bezeichnet) sind ebenso als einander gleich festgelegt.
Der Operationsverstärker 26 liefert ein Ausgangssignal ((R2/R1)·(VS2 – VS1)) – das proportional zu einer Differenz zwischen VS2 und VS1 ist – zu einem nicht invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 32, der in einer nachfolgenden Stufe vorgesehen ist. Eine vorbestimmte Referenzspannung (als „VREF” bezeichnet) wird einem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 32 zugeleitet. Ob die Entladungsleuchte leuchtet oder nicht, wird durch Vergleichen eines Berechnungsergebnisses – das proportional zu (VS2 – VS1) ist – mit VREF ermittelt. Genauer gesagt, wenn ein Pegel des Ausgangssignals von dem Operationsverstärker 26 gleich VREF oder höher ist, nimmt ein Ausgangssignal des Komparators 32 einen hohen (H) Pegel an, was anzeigt, dass die Entladungsleuchte erloschen ist. Wenn im Gegensatz dazu der Pegel des Ausgangssignals aus dem Operations verstärker 26 kleiner als VREF ist, geht das Ausgangssignal des Komparators 32 auf einen niedrigen (L) Pegel, was anzeigt, dass die Entladungsleuchte leuchtet.
Die beispielhafte Konfiguration 25 ist mit einer Schaltung zum Subtrahieren eines Stromdetektionswertes von einem Spannungsdetektionswertes der Entladungsleuchte und einer Schaltung zum Vergleichen des Ergebnisses der Subtraktion mit einer Schwellwertspannung ausgestattet. Somit wird ein Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal (als „Si” bezeichnet) der Entladungsleuchte als ein binäres Signal erhalten.
11 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Schaltungskonfiguration 33 der Schaltung 6h zum Erzeugen des T1-Signals zeigt.
In der vorliegenden Ausführungsform wird ein monostabiler Multivibrator 34 verwendet, der ein Pulssignal S1 erzeugt, das die vorbestimmte Periode T1 kennzeichnet, und es wird ein Pulssignal S1_B erzeugt, das ein invertiertes Signal von S1 ist. Die Signale S1 und S1_B werden der OCV-Steuerschaltung 6d (die nachfolgend beschrieben ist) zugeleitet. Genauer gesagt, wenn das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si einen H-Pegel während der Dunkelphase der Entladungsleuchte annimmt, wird das H-Pegelsignal dem monostabilen Multivibrator 34 über ein RC-Filter (ein Widerstand 37 und ein Kondensator 38) eingespeist. Danach werden die Signale S1 und S1_B mit einer Breite, die der Periode T1 für den Übergang in den Gleichgewichtsbeleuchtungszustand entspricht, ausgegeben.
Eine vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss R des monostabilen Multivibrators 34 über einen Widerstand 35 zugeführt. Ein Anschluss eines Kondensators 36 ist mit dem Widerstand 35 und dem Anschluss R verbunden und der andere Anschluss des Kondensators 36 ist mit einem Anschluss C und mit Masse verbunden. Die Länge der Periode T1 ist durch eine Zeitkonstante festgelegt, die durch den Widerstand 35 und den Kondensator 36 gegeben ist.
Ein Anschluss A (Eingangsanschluss) des monostabilen Multivibrators 34 ist mit einem Knotenpunkt zwischen dem Widerstand 37 und dem Kondensator 38 verbunden. Das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si wird einem Anschluss des Widerstands 37 zugeleitet und der andere Anschluss des Widerstands 37 liegt über den Kondensator 38 an Masse. Wenn erkannt wird, dass die Entladungsleuchte erloschen ist, nimmt das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si den H-Pegel an, und wenn erkannt wird, dass die Entladungsleuchte leuchtet, weist das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si den L-Pegel auf.
Während der Initialisierung wird ein POR-Signal aus einer Schaltung 39 für ein Rücksetzen beim Einschalten (als „POR” bezeichnet) einem Anschluss CD (Eingang, der bei niedrigem Pegel aktiv ist) des monostabilen Multivibrators 34 zugeführt. In der beispielhaften Konfiguration 33 ist die POR-Schaltung 39 als eine RC-Schaltung ausgebildet, die aus einem Widerstand 40 und einem Kondensator 41 und zwei NICHT-Gattern 42 und 43 mit Schmitt-Trigger-Verhalten aufgebaut ist. Die Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss des Widerstands 40 zugeführt, und der andere Anschluss des Widerstands 40 liegt über den Kondensator 41 auf Masse. Ein Eingangsanschluss des NICHT-Gatters 42 der vorhergehenden Stufe ist mit einem Punkt zwischen dem Widerstand 40 und dem Kondensator 41 verbunden. Ein Ausgangssignal des NICHT-Gatters 42 wird dem Anschluss CD über das NICHT-Gatter 43 der nachfolgenden Stufe zugeleitet. Ein Ausgangssignal des NICHT-Gatters 42 wird einer Basis eines NPN-Transistors 45 mit auf Masse liegendem Emitter über einen Widerstand 45 zugeführt. Ferner ist ein Kollektor des Transistors 45 mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden (d. h. der Transistor 45 ist zeitweilig z. Z. der Initialisierung eingeschaltet).
Das Pulssignal S1 wird von einem Anschluss Q des monostabilen Multivibrators 34 ausgegeben. Das Pulssignal S1 besitzt eine Pulsbreite, die identisch zu der Zeitperiode T1 ab dem Zeitpunkt ist, wenn das Unterscheidungssignal S1 einen H-Pegel angenommen hat. Ferner wird das Pulssignal S1_B von einem Anschluss Q quer (in 11 ist der Anschluss Quer durch einen Strich auf dem Q bezeichnet) ausgegeben und wird ebenso einem Anschluss B (Eingang, der bei niedrigem Pegel aktiv ist) zugeführt.
Das Pulssignal S1 wird einem der Eingangsanschlüsse eines ODER-Gatters 46 mit zwei Eingängen und ferner zu dem anderen Eingangsanschluss des ODER-Gatters 46 über einen Verzögerungsabschnitt 47 (Verzögerungselement oder dergleichen) zugeleitet. Ein Ausgangssignal des ODER-Gatters 46 wird einer Basis eins NPN-Transistors 49 über einen Widerstand 48 zugeleitet. Der Transistor 49 besitzt einen auf Masse liegenden Emitter und ein Kollektor des Transistors 49 ist mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden. Der vorhergehende Schaltungsabschnitt kann helfen, nachteilige Auswirkungen zu vermei den, die durch eine fehlerhafte Unterscheidung der Leucht/Dunkelphase hervorgerufen werden. D. h., innerhalb des Frequenzbereichs fa2 (siehe 2), wenn die Frequenz in den Frequenzbereich fb nach dem Zünden der Entladungsleuchte verschoben wird, führt eine Spannungserfassung oder Stromerfassung der Entladungsleuchte sofort zu einem instabilen Zustand. Dieser Zustand kann zu einer fehlerhaften Unterscheidung der Leucht/Dunkelphase führen. Wenn beispielsweise bestimmt wird, dass die Entladungsleuchte erloschen ist, obwohl sie eigentlich leuchtet, kann die Frequenz in den Frequenzbereich fa2 gelegt werden. Um daher ein derartiges Problem zu vermeiden, kann der Transistor 49 eingeschaltet werden, um das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si (d. h. wird zwangsweise auf L-Pegel gebracht) für mehrere Millisekunden nach dem Übergang in den Frequenzbereich fb zu maskieren.
In der beispielhaften Konfiguration 33 wird die RC-Zeitkonstante für das Einstellen der Periode T1 verwendet. Jedoch ist die Konfiguration nicht darauf eingeschränkt und es kann eine Konfiguration verwendet werden, in der ein internes grundlegendes Taktsignal von einem Zähler gezählt wird.
12 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Konfiguration 50 der OCV-Steuerschaltung 6d zeigt.
Die Detektionsspannung VS2 (oder VS1) wird durch Widerstände 51 und 52 geteilt und dann einem nicht invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 53 zugeleitet. Eine vorbestimmte Referenzspannung (als „VREF” bezeichnet) ist einem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 53 zugeleitet, woraufhin ein Detektionswert von VS2 (oder VS1) mit VREF verglichen wird. Ein Kondensator 54 ist parallel zu dem Widerstand 52 vorgesehen. Ein Klemmwiderstand 55 ist mit einem Ausgangsanschluss des Komparators 53 verbunden.
Die vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc wird einem Anschluss D eines D-Flip-Flops 56 und einem Voreinstellungs-(PR)Anschluss mit einem Eingang, der bei niedrigem Pegel aktiv ist, des D-Flip-Flops 56 zugeleitet. Ein Ausgangssignal des Komparators 53 ist einem Taktsignaleingangsanschluss (CK) zugeleitet. Ferner wird das Pulssignal S1 einem Rücksetz-(R)Anschluss mit einem Eingang, der bei niedrigem Pegel aktiv ist, über einen Widerstand 57 zugeleitet.
Ein Ausgangssignal Q des D-Flip-Flops 56 wird einer Basis eines NPN-Transistors 59 mit auf Masse liegendem Emitter über einen Widerstand 58 zugeleitet. Ein Kollektor des Transistors 59 ist mit einem Schaltungsleistungsversorgungsanschluss (Leistungsversorgungsspannung Vcc) über einen Widerstand 60 verbunden.
Eine Anode einer Diode 61 ist mit einem Anschluss des Widerstands 60 und eine Kathode der Diode 61 ist mit einem Anschluss eines Kondensators 62 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators 62 liegt auf Masse.
Das Signal S1_B ist einer Basis eines NPN-Transistors 63 mit auf Masse liegendem Emitter über einen Widerstand 64 zugeleitet. Ein Kollektor des Transistors 63 ist mit einem Knotenpunkt zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über einen Widerstand 65 verbunden.
Ein Operationsverstärker 66 und ein NPN-Transistor 6f – der an einer Ausgangsstufe des Operationsverstärkers 66 vorgesehen ist – bilden einen Puffer. Ein nicht invertierender Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit einem Knotenpunkt zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über einen Widerstand 67 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit einer Basis des Transistors 6f verbunden. Ein Emitter des Transistors 6f ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 verbunden und liegt über einen Widerstand 6g auf Masse. Eine Leistungsversorgungsspannung Vcc ist dem Kollektor des Transistors 6f zugeleitet.
Wenn in der Schaltung die Leistung eingeschaltet wird, oder wenn die Entladungsleuchte leuchtet, fällt das Pulssignal S1 auf den L-Pegel ab und das D-Flip-Flop 56 wird zurückgesetzt. Als Folge davon nimmt das Ausgangssignal Q einen L-Pegel an und der Transistor 59 wird ausgeschaltet. Da ferner das Pulssignal S1_B auf H-Pegel ist, wird der Transistor 63 eingeschaltet und ein Anschlusspotential des Kondensators 62 nimmt einen L-Pegel an. Daher geht ein Ausgang (d. h. ein Emitterpotential des Transistors 6f) der Schaltung auf einen L-Pegel über.
Wenn die Entladungsleuchte erlischt, nimmt das Pulssignal S1 einen H-Pegel an und das D-Flip-Flop 56 wird aus der Rücksetzbedingung freigegeben. Des weiteren liegt das Signal S1_B auf L-Pegel und der Transistor 63 wird ausgeschaltet. Somit wird das Entladen des Kondensators 62 gestoppt und das Laden des Kondensators 62 über den Widerstand 60 und die Diode 61 wird begonnen. Ein Emitterpotential des Transistors 6f wird beim Laden des Kondensators angehoben. Dadurch nimmt die Frequenz allmählich ab. Genauer gesagt, die Frequenz wird innerhalb des Frequenzbereichs fa2 (siehe 2) allmählich abgesenkt, und der OCV-Wert wird allmählich angehoben. Wenn die OCV einen Sollwert erreicht (siehe P3 in 2) nimmt der Ausgang des Komparators 53 den H-Pegel an. D. h., wenn eine Detektionsspannung, die von den Widerständen 51 und 52 geteilt wird, VREF oder höher erreicht, wird das D-Flip-Flop 56 von dem Ausgangssignal des Komparators 53 gesetzt und das Ausgangssignal Q geht in den H-Pegel über. Somit wird der Transistor 59 eingeschaltet und das Laden des Kondensators 62 wird unterbrochen. Damit sind ein Anschlusspotential des Kondensators 62 und das Emitterpotential des Transistors 6f festgelegt. Als Folge davon wird der Frequenzwert konstant gehalten. Wenn die Periode T1 für den Übergang in den Gleichgewichtsleuchtzustand verstrichen ist, geht das Signal S1 in den L-Pegel über, das D-Flip-Flop 56 wird zurückgesetzt und das Ausgangssignal Q geht in den L-Pegel über, und der Transistor 59 wird ausgeschaltet. Wenn das Signal S1_B den H-Pegel annimmt und der Transistor 63 eingeschaltet wird, wird der Kondensator 62 entladen, woraufhin das Anschlusspotential auf den L-Pegel abfällt. Folglich fällt das Emitterpotential des Transistors 6f auf L-Pegel ab, und die Frequenz, die nun nicht mehr in der Phase mit fester Frequenz liegt, wird in den Frequenzbereich fb verschoben.
13 zeigt einen wesentlichen Teil 68 einer beispielhaften Konfiguration der V-F-Wandlerschaltung 6a.
Die Eingangsspannung Vin ist einem invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 70 über einen Widerstand 69 zugeleitet. Eine vorbestimmte Referenzspannung EREF ist einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 70 zugeleitet. Ein Ausgangssignal des Operationsverstärkers 70 ist einer spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 über einen Widerstand 71 zugeleitet. Ferner ist ein Widerstand 73 zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 70 vorgesehen. Ein Anschluss eines Widerstands 74 ist mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 70 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands 74 liegt auf Masse.
Eine Kathode der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 ist mit einem Bereich zwischen dem Widerstand 71 und einem Kondensator 75 verbunden und eine Anode der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 liegt auf Masse. Ferner ist ein Eingangsanschluss eines NICHT-Gatters mit Schmitt-Trigger-Verhalten mit der Kathode der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 verbunden. Ein Widerstand 77 ist parallel zu dem NICHT-Gatter 76 angeschlossen. Eine frequenzveränderliche Oszillatorschaltung ist aus den obigen Elementen aufgebaut, wobei ein Ausgangspuls von dem NICHT-Gatter 76 dem Schaltungsabschnitt 6b der nachfolgenden Stufe zugeleitet ist. Insbesondere erzeugt die Brückentreibererzeugungsschaltung 6b die Treibersignale zum Steuern der entsprechenden Schaltelemente auf der Grundlage von Pulssignalen und liefert die Treibersignale zu der Brückentreiberschaltung 6c. Es können alternative Konfigurationen für die Schaltungen 6b und 6c verwendet werden.
In der beispielhaften Konfiguration 68 wird, wenn ein Pegel von Vin angehoben (abgesenkt) wird, ein Ausgangspotential des Operationsverstärkers 70 verringert (angehoben), wodurch eine Kapazität der spannungsvariablen Kapazitätsdiode 72 erhöht (abgesenkt) wird. Als Folge davon wird die Frequenz des Ausgangspulses erniedrigt (erhöht).
Als nächstes wird das Konfigurationsmuster 2 mit Bezug zu 14 beschrieben. 14 zeigt eine beispielhafte Konfiguration 78 einer Schaltung zum Erzeugen eines T2-Signals, die mit der OCV-Steuerschaltung und der Phase mit fester Frequenz verknüpft ist. Eine Ausgangsspannung aus der Erzeugungsschaltung für das T2-Signal wird der V-F-Wandlerschaltung 6a zugeführt. In der beispielhaften Konfiguration 78 sind Bereiche, die funktionell mit denen der 11 oder 12 identisch sind, mit den gleichen Bezugszeichen belegt.
Die Detektionsspannung VS2 (oder VS1) wird durch die Widerstände 51 und 52 geteilt und sodann einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 53 zugeleitet. Die vorbestimmte Referenzspannung VREF wird einem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 53 zugeleitet und der Detektionswert von VS2 (oder VS1) wird mit VREF verglichen. Der Kondensator 54 ist parallel zu dem Widerstand 52 angeschlossen. Der Klemm-Widerstand 55 ist mit einem Ausgangsanschluss des Komparators 53 verbunden.
Die vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc ist dem Anschluss D und dem Anschluss PR des D-Flip-Flops 56 zugeleitet. Ein Ausgangssignal des Komparators 53 ist dem Taktsignaleingangsanschluss CK zugeleitet. Ferner ist das Unterscheidungssignal Si, das mit der Leucht/Dunkelphase verknüpft ist, dem Anschluss R, der ein Eingang ist, der bei niedrigem Pegel aktiv ist, über den Widerstand 37 und den Kondensator 38 zugeleitet.
Das Ausgangssignal Q des D-Flilp-Flops 56 ist einem Anschluss A eines monostabilen Multivibrators 34A einer nachfolgenden Stufe zugeleitet.
In der beispielhaften Konfiguration 78 erzeugt der monostabile Multivibrator 34A ein Signal S2 – das ein Pulssignal mit der gleichen Breite wie die vorbestimmte Periode T2 ist – und ein Signal S2_B – das ein zu S2 invertierendes Signal ist.
Die vorbestimmte Leistungsversorgungsspannung Vcc ist einem Anschluss R des monostabilen Multivibrators 34A über einen Widerstand 35A zugeleitet. Ferner ist ein Anschluss eines Kondensators 36A mit dem Widerstand 35A und dem Anschluss R verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators 36A ist mit einem Anschluss C verbunden und liegt ferner auf Masse. Die Dauer der Periode T2 ist durch eine Zeitkonstante festgelegt, die durch den Widerstand 35A und den Kondensator 36A festgelegt ist.
Während der Initialisierung wird ein POR-Signal der POR-Schaltung 39 einem Anschluss CD (Eingang, der bei niedrigem Pegel aktiv ist) des monostabilen Multivibrators 34A zugeführt. Die POR-Schaltung 39 umfasst den Widerstand 40, den Kondensator 41 und die beiden NICHT-Gatter 42 und 43 mit Schmitt-Trigger-Verhalten. Ein Eingangsanschluss des NICHT-Gatters 42 ist mit einem Punkt zwischen dem Widerstand 40 und dem Kondensator 41 verbunden. Ein Ausgangssignal des NICHT-Gatters 42 wird dem Anschluss CD über das NICHT-Gatter 43 zugeführt. Das Ausgangssignal des NICHT-Gatters 42 wird der Basis des NPN-Tranistors 45 mit auf Masse liegendem Emitter über den Widerstand 40 zugeleitet. Ferner ist der Kollektor des Transistors 45 mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden.
Das Pulssignal S2 wird von einem Anschluss Q des monostabilen Multivibrators 34A ausgegeben. Das Pulssignal S2 ist so gestaltet, dass es eine Pulsbreite aufweist, die identisch zu der Zeitperiode T2 ab einem Zeitpunkt ist, ab dem die OCV den Sollwert erreicht hat.
Ferner wird das Pulssignal S2_B von einem Anschluss Q quer (in 14 ist der Anschluss Q quer durch einen Strich auf Q gekennzeichnet) ausgegeben und wird ebenso einem Anschluss B (Eingang, der bei niedrigen Pegel aktiv ist) zugeleitet. Das Pulssignal S2 wird der Basis des NPN-Transistors 59 mit auf Masse liegendem Emitter über den Widerstand 58 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 59 ist mit einem Schaltungsleistungsversorgungsanschluss (Leistungsversorgungsspannung Vcc) über den Widerstand 60 verbunden. Des weiteren wird das Pulssignal S2 einem der Eingangsanschlüsse des ODER-Gatters 46 zugeführt und wird ferner dem anderen Eingangsanschluss des ODER-Gatters 46 über den Verzögerungsabschnitt 47 zugeführt. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 46 ist der Basis des NPN-Transistors 49 mit auf Masse liegendem Emitter über den Widerstand 48 zugeleitet. Der Kollektor des NPN-Transistors 49 mit auf Masse liegendem Emitter ist mit einem Anschluss des Kondensators 38 verbunden. Wie dies bereits erwähnt ist, kann der obige Schaltungsabschnitt aber helfen, nachteilige Auswirkungen zu verhindern, die durch eine fehlerhafte Unterscheidung der Leucht/Dunkelphase hervorgerufen werden.
Die Diode 61 ist mit dem Widerstand 60 verbunden. Die Kathode der Diode 61 ist mit einem Anschluss des Kondensators 62 verbunden und der andere Anschluss des Kondensators 62 liegt auf Masse.
Der Kollektor des NPN-Transistors 63 mit auf Masse liegendem Emitter ist mit einem Knotenpunkt zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über den Widerstand 65 verbunden. Ferner wird ein Ausgangssignal eines ODER-Gatters 79 mit zwei Eingängen einer Basis des Transistors 63 über ein NICHT-Gatter 80 mit Schmitt-Trigger-Verhalten und einen Widerstand 81 zugeleitet. Das Pulssignal S2 wird einem der Eingangsanschlüsse des ODER-Gatters 79 zugeführt und das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si wird dem anderen Eingangsanschluss über die RC-Schaltung (d. h. der Widerstand 37 und der Kondensator 38) zugeführt.
Der Operationsverstärker 66 und der NPN-Transistor 6f – der an der Ausgangsstufe des Operationsverstärkers 66 vorgesehen ist – bilden einen Puffer. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit einem Knotenpunkt zwischen der Diode 61 und dem Kondensator 62 über den Widerstand 67 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 66 ist mit der Basis des Transistors 6f verbunden. Der Emitter des Transistors 6f ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operations verstärkers 66 verbunden und liegt ferner über den Widerstand 6g auf Masse. Ein Emitterausgangssignal des Transistors 6f wird der V-F-Wandlerschaltung 6a an der nachfolgenden Stufe als Vin zugeleitet.
Wen in der Schaltung die Leistung eingeschaltet wird, oder wenn die Entladungsleuchte leuchtet, liegt das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si auf L-Pegel und das D-Flip-Flop 56 wird zurückgesetzt. Als Folge davon geht das Ausgangssignal Q des D-Flip-Flops auf L-Pegel und das Ausgangssignal Q des monostabilen Multivibrators 34 geht ebenso auf L-Pegel, woraufhin der Transistor 59 ausschaltet. Ferner wird ein L-Pegel Signal, das von dem ODER-Gatter 79 ausgegeben wird, zu einem H-Pegel-Signal über das NICHT-Gatter 80 mit Schmitt-Trigger-Verhalten umgewandelt. Folglich schaltet der Transistor 63 ein und ein Anschlusspotential des Kondensators 62 fällt auf L-Pegel ab. Daher fällt ein Ausgang (d. h. ein Emitterpotential des Transistors 60 der Schaltung ebenfalls auf L-Pegel ab.
Wenn die Entladungsleuchte erloschen ist, nimmt das Leucht/Dunkelphasenunterscheidungssignal Si den H-Pegel an und das D-Flip-Flop 56 wird aus dem zurückgesetzten Zustand freigegeben. Gleichzeitig nimmt das Ausgangssignal des ODER-Gatters 79 H-Pegel an, und weist nach dem Durchlaufen des NICHT-Gatters 80 einen L-Pegel auf. Folglich schaltet der Transistor 63 aus. Das Laden des Kondensators 62 wird gestartet, so dass die Spannung an dem Kondensator 62 ansteigt. Wenn der OCV-Wert einen Sollwert erreicht, wird ein von dem Komparator 53 ausgegebenes Signal mit H-Pegel in das D-Flip-Flop 56 eingespeist. Das Ausgangssignal Q des D-Flip-Flops 56 nimmt H-Pegel an (d. h. das Signal wird zwischengespeichert) und wird dem monostabilen Multivibrator 34a zugeleitet. Als Folge davon wird das Pulssignal S2 mit einer Pulsbreite, die gleich zu der vorbestimmten Zeitperiode T2 ist, von dem Anschluss Q ausgegeben und der Transistor 59 schaltet ein. Somit wird das Laden des Kondensators 62 verhindert. Der Transistor 63 bleibt im ausgeschalteten Zustand. Somit sind ein Anschlusspotential des Kondensators 62 und ein Emitterpotential des Transistors 6f festgelegt. Als Folge davon wird der Frequenzwert konstant gehalten. Während des vorhergehenden Ablaufs ist die Zwischenspeicherung durch das D-Flip-Flop 58 nicht aktiv.
Nachdem die vorbestimmte Zeitperiode T2 verstrichen ist, geht das Pulssignal S2 auf L-Pegel über. Nach dem Verstreichen einer Zeitperiode, die durch den Verzögerungsab schnitt 47 festgelegt ist, wird das D-Flip-Flop 50 zurückgesetzt. Die Frequenz, die die Phase mit festgelegter Frequenz durchlaufen hat, wird in den Frequenzbereich fb eingesteuert. Wenn jedoch die Entladungsleuchte nach einem zeitweiligen Leuchten erlischt, wird die Zwischenspeicherung aktiviert und die Steuerung geht erneut in die Steuerung für den Übergang in die Beleuchtung über.

Claims

Vorschaltgerät (1) einer Entladungslampe (10) mit: einer Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3), die ausgebildet ist, bei Anliegen einer Eingangsgleichspannung eine Wechselspannungswandlung und ein Hochsetzen durchzuführen; und einer Starterschaltung (4) zum Zuführen eines Anlaufsignals zu einer Entladungslampe (10), wobei das Vorschaltgerät für die Beleuchtungssteuerung unter Anwendung einer Steuereinrichtung (6) für das Steuern einer Leistung, die von der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) ausgegeben wird, verwendet ist, wobei die Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) umfasst: einen Wechselspannungstransformator (7); mehrere Schaltelemente (5H, 5L); und einen Resonanzkondensator (8), wobei die Schaltelemente (5H, 5L) von der Steuereinrichtung so aktivierbar sind, um eine Reihenresonanz zu erzeugen zwischen dem Resonanzkondensator (8), einer Primärwicklung (7p) des Wechselspannungstransformators (7) und einem induktiven Element (9), die alle in Reihe geschaltet sind; die Entladungslampe mit einer Sekundärwicklung (7s) des Wechselspannungstransformators (7) verbunden ist und die Starterschaltung (4) mit der Primärwicklung des Wechselspannungstransformators (7) verbunden ist, wobei zum Starten der Entladungslampe der Entladungslampe ein Hochspannungsimpuls von der Starterschaltung (4) über den Wechselspannungstransformator (7) zugeführt wird; wobei die Schaltelemente (5H, 5L) mit einem ersten Frequenzwert (F₁) und einem zweiten Frequenzwert (F2) betrieben werden; wobei der erste Frequenzwert (F₁) einer Frequenz in einer Zeitphase vor dem Zünden der Entladungslampe (10) und der zweite Frequenzwert (F₂) einer Frequenz in einer Zeitphase ab dem Zünden der Entladungslampe (10) durch die Starterschaltung (4) bis zum Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer oder einer Zeitperiode, die gemäß einem Beleuchtungszustand spezifiziert ist, entspricht, wobei der erste Frequenzwert (F₁) und der zweite Frequenzwert (F₂) gleich sind.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, wobei der erste (F₁) und der zweite Frequenzwert (F₂) als Werte festgelegt sind, die größer als eine Reihenresonanzfrequenz (f₁) während einer Phase vor dem Zünden der Entladungslampe (10) sind.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei eine an die Entladungslampe (10) von der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerschaltung (3) vor dem Zünden der Entladungslampe angelegte Spannung größer als eine von der Gleichspannungs-Wechselspannungs-Wandlerspannung (3) an die Entladungslampe (10) nach dem Zünden der Entladungslampe angelegte Spannung ist.
Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei wenn ein oberer Grenzfrequenzwert, wie er durch einen Schnittpunkt einer Resonanzkurve (g₁), die sich auf eine Ausgangsspannung bezieht, die an die Entladungslampe während einer Dunkelphase vor dem Zünden der Entladungslampe (10) angelegt ist, und einer maximalen Spannung (Vmax) einer Dunkelphase einer Entladungslampe bestimmt ist, als „famax” bezeichnet ist, und ein unterer Grenzfrequenzwert, der durch einen Schnittpunkt einer Resonanzkurve (g₂), die sich auf die Ausgangsspannung bezieht, die an die Entladungslampe (10) während einer Leuchtphase der Entladungslampe angelegt wird, und einer minimalen Spannung (Vmin), mit der die Entladungslampe (10) im Leuchtzustand gehalten werden kann, bestimmt ist, als „famin” bezeichnet ist, eine Kapazität des Resonanzkondensators (8) und eine Induktivität des Wechselspannungstransformators (7) oder des induktiven Elements (9) so festgelegt sind, dass der erste (F1) und der zweite Frequenzwert (F2) innerhalb des Bereiches von famin bis famax liegt.
Verfahren zur Verwendung in einer Beleuchtungssteuerung einer Entladungslampe gemäß dem Anspruch 1 mittels dem Zuführen eines Hochfrequenzausgangssignals, das von einer der Entladungslampe zugeführten Eingangsgleichspannung in eine Wechselspannung erzeugt wird, wobei in Verbindung mit den Frequenzen einer Wechselspannung und eines Wechselstromes, die der Entladungslampe (10) zugeführt werden, ein erster Frequenzwert (F₁) vor dem Zünden der Entladungslampe (10) festgelegt wird; und ein zweiter Frequenzwert (F₂), der ein Frequenzwert einer Phase ab dem Zünden der Entladungslampe durch eine Starterschaltung bis zum Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer oder einer Zeitdauer, die entsprechend einem Beleuchtungszustand festgelegt wird, ist, als gleich zu dem ersten Frequenzwert (F₁) festgelegt wird.