JP4500208B2 - 放電灯駆動回路及び放電灯の駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば高圧ナトリウムランプ、メタルハライドランプ、水銀ランプ等の高輝度放電灯（ＨＩＤランプ：High Discharge Lamp）に用いて好適な放電灯駆動回路及び放電灯の駆動方法に関する。

一般に、ＨＩＤランプは以下のような効果を有する。

（１）ランプ１灯当たりの光束が大きく、大規模空間の照明に適する。

（２）白熱電球やハロゲン電球に比べ、発光効率に優れるため，導入施設の省エネルギ化を図ることができる。

（３）長寿命のため、ランニングコスト、メンテナンスコストを軽減できる。

そして、このようなＨＩＤランプ等の放電灯を駆動する回路としては、例えば図３６に示すような駆動回路１（例えば特許文献１参照）が知られている。

この駆動回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５、制御回路７を備えている。

直流−直流変換回路３は、直流電源２からの直流入力電圧を受けて所望の直流電圧に変換するものであり、電圧共振型のフライバック式ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる。

直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後で起動回路５を介して放電灯６に供給するために設けられている。例えば、４つの半導体スイッチング素子を用いたブリッジ型回路とその駆動回路を備えており、２組のスイッチング素子対を相反的にオン／オフ制御することによって、交流電圧を出力するものである。

起動回路５は、放電灯６に対する起動用の高電圧パルス信号（起動用パルス）を発生させて当該放電灯に起動をかけるために設けられており、当該信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳されて放電灯６に印加される。

制御回路７は、放電灯にかかる電圧や当該放電灯に流れる電流又はそれらに相当する電圧や電流についての検出信号を受けて放電灯６に投入する電力を制御すると共に直流−直流変換回路３の出力を制御するものである。

特開２００３−２７２８８７号公報

ところで、最近では、ＨＩＤランプを自動車のヘッドライト用光源として利用するケースもあり、駆動回路に対する小型化の要請がある。

しかしながら、特許文献１のような従来の駆動回路１は、直流−交流変換回路４に加えて起動回路５が必要であることから、小型化には限界が生じる。

また、ＨＩＤランプは、高温を必要とすることから、電源スイッチを入れてから明るさが安定するまでに４〜８分程度かかり、また、消灯直後でも電源スイッチを入れてから再び点灯するまでに５〜１５分程度かかるという問題がある。特に、自動車のヘッドライトのような電装品にＨＩＤランプを入れた場合、再始動時間が長くなる傾向がある。

従って、ＨＩＤランプに関し、小型化と再始動時間の短縮化が解決できなければ、自動車のヘッドライト用光源として普及させることは難しいと思われる。

本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、ＨＩＤランプ等の高輝度放電灯において、その駆動回路を小型化することができ、しかも、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができ、高輝度放電灯の例えば自動車のヘッドライトへの普及を促進させることができる放電灯駆動回路及び放電灯の駆動方法を提供することを目的とする。

本発明に係る放電灯駆動回路は、正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力し、放電灯を点灯駆動する放電灯駆動回路において、直流電源部の両端に直列接続されたトランスと少なくとも１つの半導体スイッチとを有し、前記放電灯に対して高電圧パルスを出力するパルス発生回路と、前記半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための駆動パルスを供給する制御回路とを具備し、前記トランスの二次巻線の両端に前記放電灯が接続され、前記制御回路は、第１の期間に、前記駆動パルスを制御して、前記高電圧パルスを第１の周波数で出力して前記放電灯にて初期放電を行わせ、前記第１の期間後の第２の期間に、前記駆動パルスを制御して、前記高電圧パルスを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で出力して前記放電灯での放電をほぼ定常状態にすることを特徴とする。ここで、初期放電とは、最初に行われる放電のほか、放電を一旦停止した後、再び放電を開始する際に行われるいわゆる再起動時の放電も含む。

本発明においては、例えば特許文献１における直流−交流変換回路４と起動回路５を簡素化して１つの回路にした形態となるため、駆動回路自体を小型化することができる。

また、第１の期間では、第１の周波数による高電圧パルスによってアーク放電が発生し、金属蒸気が管内を満たすにつれてインピーダンスが低下する。続く第２の期間での第２の周波数でアーク放電を維持しながら一定の電力を放電灯に供給することで、安定した放電状態を維持する。つまり、電力投入を制御することで、放電の安定状態に移行するまでの時間が短縮することが可能となり、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができる。

このように、本発明においては、ＨＩＤランプ等の高輝度放電灯に好適な駆動回路の小型化並びに始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができ、高輝度放電灯の例えば自動車のヘッドライトへの普及を促進させることができる。

そして、前記構成において、前記制御回路は、前記第２の期間の初期段階において、前記パルス発生回路に流れる電流値及び／又は前記パルス発生回路にて発生する電圧値を検出する検出回路と、前記検出回路にて検出された値に基づいて、前記第２の期間における前記放電灯での放電をほぼ定常状態に制御する放電制御回路とを有するようにしてもよい。

この場合、前記放電制御回路は、前記駆動パルスの出力周波数である前記第２の周波数を設定する周波数設定回路を有し、前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が所定のしきい値以下である場合、あるいは前記検出回路にて検出された前記電圧値が所定のしきい値以下である場合、あるいは前記検出回路にて検出された前記電流値及び前記電圧値に基づく電力値が所定のしきい値以下である場合に、前記高電圧パルスの周波数として、前記第２の周波数よりも低い周波数が設定されるように、前記駆動パルスの出力周波数を設定し、その後、前記低い周波数が前記第２の周波数に移行するように前記駆動パルスの出力周波数を設定するようにしてもよい。

また、前記放電制御回路は、前記駆動パルスの出力周波数を設定する周波数設定回路を有し、前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が規定電流値となるように、あるいは、前記検出回路にて検出された前記電圧値が規定電圧値となるように、あるいは、前記検出回路にて検出された前記電力値が規定電力値となるように、前記駆動パルスの出力周波数を制御するようにしてもよい。

また、前記放電制御回路は、前記半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの比率である前記駆動パルスのデューティ比を所定のデューティ比に設定するデューティ比設定回路を有し、前記デューティ比設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が所定のしきい値以下である場合、あるいは前記検出回路にて検出された前記電圧値が所定のしきい値以下である場合、あるいは前記検出回路にて検出された前記電流値及び前記電圧値に基づく電力値が所定のしきい値以下である場合に、前記所定のデューティ比よりもＯＮの期間を長くしたデューティ比に設定し、その後、前記ＯＮの期間を長くしたデューティ比を前記所定のデューティ比に移行させるようにしてもよい。

また、前記放電制御回路は、前記直流電源部の直流電圧を所定の直流電圧に設定する電圧設定回路を有し、前記検出回路にて検出された前記電流値が規定電流値と異なる場合に、前記電流値が前記規定電流値になるように前記直流電圧を制御する、あるいは前記検出回路にて検出された前記電圧値が規定電圧値と異なる場合に、前記電圧値が前記規定電圧値になるように前記直流電圧を制御する、あるいは前記検出回路にて検出された前記電圧値及び前記電流値に基づく電力値が規定電力値と異なる場合に、前記電力値が前記規定電力値になるように前記直流電圧を制御するようにしてもよい。

また、本発明において、前記パルス発生回路は、前記直流電源部の両端に直列接続された前記トランス、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチとを有し、前記トランスの一次巻線の一端は、前記第１の半導体スイッチのアノード端子が接続され、前記一次巻線の他端は、ダイオードを介して前記第１の半導体スイッチのゲート端子に接続され、前記ダイオードは、前記一次巻線の他端側をカソード、前記第１の半導体スイッチのゲート端子側をアノードとして接続され、前記制御回路は、前記第２の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給するようにしてもよい。

この場合、前記第２の半導体スイッチのターンオンによる前記第１の半導体スイッチの導通に伴う前記トランスへの誘導エネルギの蓄積と、前記第２の半導体スイッチのターンオフによる前記第１の半導体スイッチのターンオフに伴う前記放電灯での放電の発生とが行われることになり、例えば特許文献１における直流−交流変換回路４と起動回路５を簡素化して１つの回路にする具体的な回路構成として提供することができる。

また、本発明においては、前記トランスの一次巻線にタップ接続点を有し、前記パルス発生回路は、前記直流電源の−端子と前記タップ接続点との間に接続され、前記一次巻線に流れる電流を前記直流電源部側に引き込む第１の半導体スイッチと、前記一次巻線の一方の端子と前記直流電源の＋端子との間に接続された第２の半導体スイッチと、前記一次巻線の他方の端子と前記直流電源の＋端子との間に接続された第３の半導体スイッチとを有し、前記制御回路は、前記第２の半導体スイッチ及び前記第３の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給するようにしてもよい。

あるいは、前記パルス発生回路は、前記直流電源の＋端子と前記タップ接続点との間に順方向接続されたダイオードと、前記一次巻線の一方の端子と前記直流電源の−端子との間に接続され、前記直流電源部からの電流を前記タップ接続点から前記一方の端子に向けて流す第１の半導体スイッチと、前記第１の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第２の半導体スイッチと、前記一次巻線の他方の端子と前記直流電源部の−端子との間に接続され、前記直流電源部からの電流を前記タップ接続点から前記他方の端子に向けて流す第３の半導体スイッチと、前記第３の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第４の半導体スイッチとを有し、前記制御回路は、前記第２の半導体スイッチ及び前記第４の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給するようにしてもよい。

これらのパルス発生回路においては、正方向及び負方向の双方向に高電圧パルスが連続して出力されることになるため、アーク放電を起こさせるのに必要な高電圧パルス波形になるまでの時間を短縮することが可能となり、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができる。しかも、例えば特許文献１における直流−交流変換回路４を省略することができ、駆動回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。

次に、本発明に係る放電灯の駆動方法は、直流電源部の両端に直列接続されたトランスと少なくとも１つの半導体スイッチとを有し、前記放電灯に対して高電圧パルスを出力するパルス発生回路と、前記半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための駆動パルスを供給する制御回路とを具備した放電灯駆動回路を用い、前記放電灯を前記トランスの二次巻線の両端に接続して、該放電灯を点灯駆動する放電灯の駆動方法であって、第１の期間に、前記高電圧パルスを第１の周波数で出力して前記放電灯にて初期放電を行わせる第１のステップと、前記第１の期間後の第２の期間に、前記高電圧パルスを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で出力して前記放電灯での放電をほぼ定常状態にする第２のステップとを有することを特徴とする。

これにより、ＨＩＤランプ等の高輝度放電灯に好適な駆動回路の小型化並びに始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができ、高輝度放電灯の例えば自動車のヘッドライトへの普及を促進させることができる。

そして、前記方法において、前記第２のステップは、前記第２の期間の初期段階において、前記パルス発生回路に流れる電流値及び／又は前記パルス発生回路にて発生する電圧値を検出する検出ステップと、前記検出された値に基づいて、前記第２の期間における前記放電灯での放電をほぼ定常状態に制御する放電制御ステップとを有するようにしてもよい。

以上説明したように、本発明に係る放電灯駆動回路及び放電灯の駆動方法によれば、ＨＩＤランプ等の高輝度放電灯において、その駆動回路を小型化することができ、しかも、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができ、高輝度放電灯の例えば自動車のヘッドライトへの普及を促進させることができる。

以下、本発明に係る放電灯駆動回路及び放電灯の駆動方法を例えばＨＩＤランプ用の駆動回路に適用した実施の形態例を図１〜図３５を参照しながら説明する。

まず、第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａは、図１に示すように、パルス発生回路１２と、制御回路１４とを有する。

パルス発生回路は、直流電源１６（電源電圧Ｖｄｃ）と高周波インピーダンスを低くするコンデンサ１８とを有する直流電源部２０と、該直流電源部２０の両端２２及び２４に直列接続されたトランス２６、第１の半導体スイッチ２８及び第２の半導体スイッチ３０とを有する。

トランス２６は、一次巻線３２と二次巻線３４とを有し、二次巻線３４の両端から高電圧が取り出されるようになっている。二次巻線３４の両端には、例えば高圧ナトリウムランプ、メタルハライドランプ、水銀ランプ等の高輝度の放電灯３６が接続される。トランス２６の一次巻線３２の一端３８ａには、第１の半導体スイッチ２８のアノードが接続されている。

また、第１の半導体スイッチ２８のゲートと一次巻線３２の他端３８ｂ間にダイオード４０が接続されている。該ダイオード４０は、アノードが第１の半導体スイッチ２８のゲートに接続され、カソードが一次巻線３２の他端３８ｂに接続されている。また、ダイオード４０に並列に抵抗４１が接続されている。

なお、第１の半導体スイッチ２８に対して並列にダイオード４２が接続されている。つまり、ダイオード４２は、そのアノード及びカソードが、第１の半導体スイッチ２８のカソード及びアノードに接続され、第１の半導体スイッチ２８に対して逆並列接続されている。

図１の例では、第２の半導体スイッチ３０が直流電源部２０の負極端子２４側に設けられているが、正極端子２２側に設けても同じ効果をもたらすことはいうまでもない。また、出力もトランス２６からではなく、第１の半導体スイッチ２８の両端から取り出すようにしてもよい。

第２の半導体スイッチ３０は、自己消弧形あるいは転流消弧形のデバイスを用いることができるが、この例では、アバランシェ形ダイオード４４が逆並列で内蔵された電力用金属酸化半導体電界効果トランジスタ４６を使用している。第２の半導体スイッチ３０のゲートとソース間には、制御回路１４に含まれるスイッチング制御回路５０からのスイッチング制御信号Ｓｃが供給されるようになっている。

スイッチング制御信号Ｓｃは、例えば図４Ｃに示すように、複数のスイッチングパルスＰｃ（第２の半導体スイッチ３０をオン／オフ制御するためのパルス）を含み、これらスイッチングパルスＰｃの各パルス幅の期間（高レベルの期間）において第２の半導体スイッチ３０がオンとなる。

第１の半導体スイッチ２８は、電流制御形のデバイス又は自己消弧形あるいは転流消弧形のデバイスを用いることができるが、この実施の形態では、ターンオフ時の電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に対する耐量が極めて大きく、且つ、電圧定格の高いＳＩサイリスタを用いている。

なお、このパルス発生回路１２は、後述するように、一方向（例えば正方向）について高電圧パルスＰｏが出力されることから、パルス発生回路１２から出力される高電圧パルスＰｏは、スイッチングパルスＰｃの周波数と同じ周波数で出力されることになる。

一方、制御回路１４は、上述したスイッチング制御回路５０に加えて、周波数設定回路５２を有する。周波数設定回路５２は、入力される電圧（制御電圧ｄＶｉ）を周波数信号Ｓｆに変換する電圧−周波数変換回路５４と、例えばメモリ５６に記録され、単位時間当たりの入力電圧Ｖｉの変化データが格納された周波数情報テーブル５８と、該周波数情報テーブル５８から順次データを読み出すデータ読出し回路６０と、読み出されたデータに基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力する電圧制御回路６２とを有する。

スイッチング制御回路５０は、スイッチングパルスＰｃの出力タイミングを電圧−周波数変換回路５４からの周波数信号Ｓｆの周波数に同期させてスイッチング制御信号Ｓｃとして出力する。

周波数情報テーブル５８に格納される入力電圧の変化データは、例えば図２Ａに示す第１のデータ特性や図３Ａに示す第２のデータ特性等がある。

第１のデータ特性は、図２Ａに示すように、第１の期間Ｔ１に対応するアドレスにおいては、一定の電圧値Ｖ１（第１の周波数ｆ１に対応する電圧値）であり、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａに対応するアドレスにおいては、電圧値が、一定の電圧値Ｖ１から最大値Ｖ２（第２の周波数ｆ２に対応する電圧値）に向かって、単位時間当たり、一定の割合で増加する特性を有する。

第２のデータ特性は、図３Ａに示すように、第１の期間に対応するアドレスにおいては、一定の電圧値Ｖ１（第１の周波数ｆ１に対応する電圧値）であり、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａに対応するアドレスにおいては、電圧値が、一定の電圧値Ｖ１から最大値Ｖ２（第２の周波数ｆ２に対応する電圧値）に向かって、定期的にあるいは不定期に階段状に増加する特性を有する。

なお、周波数情報テーブル５８から最大値Ｖ２が読み出された段階で、データ読出し回路６０は、それ以降、この最大値Ｖ２のみを読み出して電圧制御回路６２に供給する。

従って、スイッチング制御回路５０から出力されるスイッチング制御信号Ｓｃに含まれるスイッチングパルスＰｃは、図２Ａや図３Ａのデータ特性に準じた周波数で出力されることになる。

すなわち、図２Ａに示す第１のデータ特性を採用した場合は、図２Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１においては、第１の周波数ｆ１でスイッチングパルスＰｃが出力され、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって、スイッチングパルスＰｃの周波数が、単位時間当たり、一定の割合で増加し、第２の周波数ｆ２となった段階で、該第２の周波数ｆ２を維持することとなる。

図３Ａに示す第２のデータ特性を採用した場合は、図３Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１においては、第１の周波数ｆ１でスイッチングパルスＰｃが出力され、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２においては、第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって、スイッチングパルスＰｃの周波数が、定期的にあるいは不定期に階段状に増加し、第２の周波数ｆ２となった段階で、該第２の周波数ｆ２を維持することとなる。

次に、この第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａにおけるパルス発生回路１２の回路動作について図１の回路図と図４Ａ〜図５Ｃの波形図とを参照しながら説明する。図４Ａ及び図５Ａは二次巻線の両端の出力電圧Ｖｏの波形を示し、図４Ｂ及び図５Ｂは二次巻線に流れる電流Ｉｏの波形を示し、図４Ｃ及び図５Ｃはスイッチング制御信号Ｓｃの波形を示す。

まず、この第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａでは、第１の期間Ｔ１において、第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃを第２の半導体スイッチ３０に供給することで、放電灯３６に対して第１の周波数ｆ１の高電圧パルスＰｏを出力することにより、放電灯３６にアーク放電を起こさせて放電灯３６内のインピーダンスを低下させ、その後、第２の期間Ｔ２において、上述した初期段階Ｔ２ａを経た後、第２の周波数ｆ２のスイッチングパルスＰｃを第２の半導体スイッチ３０に供給することで、放電灯３６に対して第２の周波数ｆ２の高電圧パルスＰｏを出力することにより、放電灯３６にアーク放電を起こさせて、該放電灯３６を発光させる。

最初に、スイッチングパルスＰｃの周波数が第１の周波数ｆ１（１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）である場合の動作について図４Ａ〜図４Ｃを参照しながら説明する。

まず、時点ｔ０において、第２の半導体スイッチ３０のゲート−ソース間に、スイッチング制御信号Ｓｃに含まれる高レベルのスイッチングパルスＰｃが供給されることによって、第２の半導体スイッチ３０がオンになる。

このとき、ダイオード４０と並列に接続された抵抗４１を介して、第１の半導体スイッチ２８は、ゲート及びカソード間に正に印加される電界効果によりターンオンする。第１の半導体スイッチ２８のアノード電流の立ち上がりは、トランス２６により抑制されるため、電界効果だけでも、正常なターンオンが行われる。

このようにして、時点ｔ０で第２の半導体スイッチ３０及び第１の半導体スイッチ２８が導通すると、トランス２６に直流電源部２０の電源電圧Ｖｄｃとほぼ同じ電圧が印加され、トランス２６の一次巻線３２に流れる電流は一定の勾配で時間の経過に伴って直線状に増加する。

そして、第１の半導体スイッチ２８がオンとなっている期間Ｔｏｎにおいて、二次巻線３４の両端には、一定の負極性の電圧（負極性パルスＰｎ）が出力される（図４Ａ参照）。この負極性パルスＰｎの値は例えば−８５Ｖである。また、この期間Ｔｏｎにおいては、放電灯３６のインピーダンスが極めて高いため、二次巻線３４にはほとんど電流Ｉｏは流れず、ほぼ０Ａが維持される（図４Ｂ参照）。

その後、時点ｔ１において、第２の半導体スイッチ３０のゲート−ソース間に供給されていたスイッチングパルスＰｃが低レベルになることにより（図４Ｃ参照）、第２の半導体スイッチ３０がターンオフし、第１の半導体スイッチ２８のカソードからの電流もゼロ、つまり、開放状態となるため、一次巻線３２に流れていた電流は遮断され、一次巻線３２は残留電磁エネルギによって逆誘起電圧を発生させようとするが、ダイオード４０が作用し、一次巻線３２の電流は、第１の半導体スイッチ２８のアノード→第１の半導体スイッチ２８のゲート→ダイオード４０のアノード→ダイオード４０のカソードで構成される経路に転流する。

そして、上述した一次巻線３２の電流の還流によって、第１の半導体スイッチ２８内のキャリアがなくなると、第１の半導体スイッチ２８は急速にオフ状態に移行する。このとき、放電灯３６への高電圧パルスＰｏの発生が開始されると共に、トランス２６に発生する誘導起電力によって高電圧パルスＰｏの電圧レベルが急峻に上昇する。第１の半導体スイッチ２８がオフになって、一次巻線３２の電流がゼロになった時点ｔ２で、高電圧パルスＰｏがピークとなり（図４Ａ参照）、これに幾分遅れて二次巻線３４に流れる電流Ｉｏもピークとなる（図４Ｂ参照）。

高電圧パルスＰｏのピーク値は、トランス２６の巻数比をｎ、トランス２６の一次インダクタンスをＬ、トランス２６の一次巻線３２を流れる電流の遮断速度を（ｄｉ／ｄｔ）としたとき、ｎＬ１（ｄｉ／ｄｔ）であり、例えば１８〜２０ｋＶである。これは、第１の半導体スイッチ２８のアノード−カソード間電圧Ｖ_AKとしたとき、高電圧パルスＰｏのピーク値はｎＶ_AKとなり、第１の半導体スイッチ２８のアノード−カソード間電圧Ｖ_AKの耐量以上の電圧となる。また、第１の半導体スイッチ２８の電気容量の等価容量をＣとすると、高電圧パルスＰｏのパルス幅Ｔｐは、

となる。

この第１の周波数ｆ１による高電圧パルスＰｏが放電灯３６に供給されることで、放電灯３６ではアーク放電が生じ、放電灯３６内に金属蒸気が発生し、インピーダンスが低下する。

次に、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２（１００ｋＨｚを超える周波数）である場合の動作について図５Ａ〜図５Ｃを参照しながら説明する。

まず、図２Ｂあるいは図３Ｂに示すように、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、スイッチング制御信号Ｓｃに含まれるスイッチングパルスＰｃの周波数が第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって線形的にあるいは段階的に増加することとなる。このときの動作は、上述したｔ０〜ｔ２までの動作とほぼ同じではあるが、特に、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２となった段階では、図５Ｃに示すように、スイッチングパルスＰｃが高レベルである期間（第２の半導体スイッチ３０がオンになっている時間）が短くなることに伴い、第１の半導体スイッチ２８がオンになっている時間も短くなることから、第１の半導体スイッチ２８がオンとなっている期間にトランス２６に蓄積される電磁エネルギの量も第１の周波数ｆ１の場合よりも少なくなり、第１の半導体スイッチ２８がオフとなった時点での高電圧パルスＰｏ並びに二次巻線に流れる電流Ｉｏのピークも低くなる。

例えば、放電灯３６のインピーダンスをＲとすると、電流遮断時の放電灯３６への印加電圧は電流Ｉｏ×Ｒとなる。第２の半導体スイッチ３０がオンとなっている時間とオフになっている時間の比率が同じ、すなわち、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が５０％で、Ｉｏ×Ｒが放電灯電圧になるように回路定数を設定してやれば、放電灯３６への印加電圧は正負に同じような電圧を出力できる。つまり、電流Ｉｏと放電灯３６のインピーダンスＲの積がトランス２６の昇圧比ｎと直流電圧の積と同じになるようにしてやればよい。こうすることで、放電灯３６内部の電極の消耗を軽減し、放電灯３６の長寿命化を図ることができる。

また、制御回路１４から第２の半導体スイッチ３０へのスイッチング制御信号Ｓｃの供給を停止して、放電灯３６の発光を停止し、その後、再び制御回路１４から第２の半導体スイッチ３０に対してスイッチング制御信号Ｓｃの供給を再開した場合、上述と同様に、まず、最初の段階で第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃで高電圧パルスＰｏを発生させて、放電灯３６にアーク放電を起こさせて金属を蒸発により放電灯３６内のインピーダンスを低下させ、その後、第２の周波数ｆ２のスイッチングパルスＰｃで電力制御を行うことで、放電灯３６をアーク放電を持続し、放電灯３６の再始動発光を実現させることができる。

このように、第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａにおいては、例えば特許文献１における直流−交流変換回路４と起動回路５を簡素化して１つの回路（パルス発生回路１２）にした形態となるため、駆動回路１０Ａ自体を小型化することができる。

特に、第１の期間Ｔ１では第１の周波数ｆ１による高電圧パルスＰｏによってアーク放電を起こさせて金属を蒸発により放電灯３６内のインピーダンスを低下させ、続く第２の期間Ｔ２での第２の周波数ｆ２で電力制御を行うことで、放電灯３６をアーク放電を持続し、安定した放電を維持する。つまり、第２の周波数ｆ２で動作時に制御回路１４による周波数制御によって電力制御を行うことで安定した放電状態までの時間が短縮することが可能となり、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができる。

従って、第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａにおいては、ＨＩＤランプ等の高輝度放電灯に好適な駆動回路１０Ａの小型化並びに始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができ、高輝度の放電灯３６の例えば自動車のヘッドライトへの普及を促進させることができる。

上述の例では、スイッチングパルスＰｃの周波数（すなわち、高電圧パルスＰｏの周波数）を第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させる例を示したが、その他、第１の周波数ｆ１から瞬時に第２の周波数ｆ２に変化させるようにしてもよい。

次に、第２の実施の形態に係る駆動回路１０Ｂについて図６〜図９Ｂを参照しながら説明する。

この第２の実施の形態に係る駆動回路１０Ｂは、上述した第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａとほぼ同様の構成を有するが、制御回路１４が、上述した周波数設定回路５２に加えて、デューティ比設定回路７０を有する点で異なる。ここで、デューティ比とは、スイッチングパルスＰｃのパルス周期に対するスイッチングパルスＰｃが高レベルとなっている期間（第２の半導体スイッチ３０がオンとなる期間）の割合をいう。

デューティ比設定回路７０は、例えばメモリ５６に記録され、単位時間当たりのデューティ比の変化データが格納されたデューティ比情報テーブル７２と、該デューティ比情報テーブル７２から順次データを読み出すデータ読出し回路７４と、読み出されたデータに応じたデューティ比制御信号Ｓｄを生成して出力するデューティ比制御回路７６とを有する。

スイッチング制御回路５０は、周波数設定回路５２からの周波数信号Ｓｆに基づいてスイッチングパルスＰｃの周波数を制御すると共に、デューティ比設定回路７０からのデューティ比制御信号Ｓｄに基づいてスイッチングパルスＰｃのデューティ比を制御して出力する。

このデューティ比設定回路７０のデューティ比情報テーブル７２に格納されるデータは、上述と同様に、例えば図７Ａに示す第１のデータ特性や図７Ｂに示す第２のデータ特性等がある。

第１のデータ特性は、図７Ａに示すように、第１の期間Ｔ１に対応するアドレスにおいては、第１のデューティ比Ｄ１（例えば８０％）を示すデータであり、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａに対応するアドレスにおいては、第１のデューティ比Ｄ１を示すデータから第２のデューティ比Ｄ２（例えば５０％）を示すデータに向かって、単位時間当たり、一定の割合で減少する特性を有する。

第２のデータ特性は、図７Ｂに示すように、第１の期間に対応するアドレスにおいては、第１のデューティ比Ｄ１（例えば８０％）を示すデータであり、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａに対応するアドレスにおいては、第１のデューティ比Ｄ１を示すデータから第２のデューティ比Ｄ２（例えば５０％）を示すデータに向かって、定期的にあるいは不定期に階段状に減少する特性を有する。

そして、デューティ比情報テーブル７２から第２のデューティ比Ｄ２を示すデータが読み出された段階で、データ読出し回路７４は、それ以降、この第２のデューティ比Ｄ２を示すデータのみを読み出してデューティ比制御回路７６に供給する。

従って、スイッチング制御回路５０から出力されるスイッチング制御信号Ｓｃに含まれるスイッチングパルスＰｃは、図２Ａや図２Ａのデータ特性に準じた周波数及び図７Ａや図７Ｂのデータ特性に応じたデューティ比で出力されることになる。

例えば周波数設定回路５２が図２Ａの第１のデータ特性を採用した場合を想定したとき、デューティ比設定回路７０が図７Ａに示す第１のデータ特性を採用した場合は、図８Ａ及び図８Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１においては、第１の周波数ｆ１であって、且つ、第１のデューティ比Ｄ１のスイッチングパルスＰｃが出力され、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、スイッチングパルスＰｃの周波数が、第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって、単位時間当たり、一定の割合で増加すると共に、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が、第１のデューティ比Ｄ１（例えば８０％）から第２のデューティ比Ｄ２（例えば５０％）に向かって、単位時間当たり、一定の割合で減少し、スイッチングパルスＰｃが第２の周波数ｆ２及び第２のデューティ比Ｄ２となった段階で、該第２の周波数ｆ２及び第２のデューティ比Ｄ２を維持することとなる。

デューティ比設定回路７０が図７Ｂに示す第２のデータ特性を採用した場合は、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１においては、第１の周波数ｆ１であって、且つ、第１のデューティ比Ｄ１のスイッチングパルスＰｃが出力され、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、スイッチングパルスＰｃの周波数が、第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって、単位時間当たり、一定の割合で増加すると共に、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が、第１のデューティ比Ｄ１から第２のデューティ比Ｄ２に向かって、定期的にあるいは不定期に階段状に減少し、スイッチングパルスＰｃが第２の周波数ｆ２及び第２のデューティ比Ｄ２となった段階で、該第２の周波数ｆ２及び第２のデューティ比Ｄ２を維持することとなる。

このように、第２の実施の形態に係る駆動回路１０Ｂにおいては、上述した第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａと同様に、駆動回路１０Ｂ自体を小型化することができる。また、放電灯３６内のインピーダンスが安定するまでの電力制御を制御回路１４による周波数制御とデューティ比制御によって短縮することが可能となり、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができる。

上述の例では、スイッチングパルスＰｃのデューティ比を第１のデューティ比Ｄ１から第２のデューティ比Ｄ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させる例を示したが、その他、第１のデューティ比Ｄ１から瞬時に第２のデューティ比Ｄ２に変化させるようにしてもよい。

次に、第３の実施の形態に係る駆動回路１０Ｃについて図１０〜図１３Ｂを参照しながら説明する。

この第３の実施の形態に係る駆動回路１０Ｃは、上述した第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａとほぼ同様の構成を有するが、直流電源部２０と制御回路１４の構成が以下のように異なる。

すなわち、直流電源部２０は、直流電源１６と、高周波インピーダンスを低くするコンデンサ１８と、これら直流電源１６とコンデンサ１８との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ８０とを有する。このＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、制御端子８２に供給された直流電圧制御信号Ｓｖのレベルに応じて出力電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が変化するようになっている。

制御回路１４は、上述した周波数設定回路５２に加えて、直流電圧設定回路８４を有する。

直流電圧設定回路８４は、例えばメモリ５６に記録され、単位時間当たりの直流電圧の変化データが格納された直流電圧情報テーブル８６と、該直流電圧情報テーブル８６から順次データを読み出すデータ読出し回路８８と、読み出されたデータに応じた直流電圧制御信号Ｓｖを生成して出力する直流電圧制御回路９０とを有する。

スイッチング制御回路５０は、周波数設定回路５２からの周波数信号Ｓｆに基づいてスイッチングパルスＰｃの周波数を制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、直流電圧制御回路９０からの直流電圧制御信号Ｓｖのレベルに応じた直流電圧Ｖｄｃを出力する。

この直流電圧設定回路８４の直流電圧情報テーブル８６に格納されるデータは、上述と同様に、例えば図１１Ａに示す第１のデータ特性や図１１Ｂに示す第２のデータ特性等がある。

第１のデータ特性は、図１１Ａに示すように、第１の期間Ｔ１に対応したアドレスにおいては、第１の直流電圧Ｖｄｃ１を示すデータであり、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａに対応したアドレスにおいては、第１の直流電圧Ｖｄｃ１を示すデータから第２の直流電圧Ｖｄｃ２を示すデータに向かって、単位時間当たり、一定の割合で減少する特性を有する。

第２のデータ特性は、図１１Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１に対応したアドレスにおいては、第１の直流電圧Ｖｄｃ１を示すデータであり、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、第１の直流電圧Ｖｄｃ１を示すデータから第２の直流電圧Ｖｄｃ２を示すデータに向かって、定期的にあるいは不定期に階段状に減少する特性を有する。

なお、直流電圧情報テーブル８６から第２の直流電圧Ｖｄｃ２を示すデータが読み出された段階で、データ読出し回路８８は、それ以降、この第２の直流電圧Ｖｄｃ２を示すデータのみを読み出して直流電圧制御回路９０に供給する。

従って、スイッチング制御回路５０から出力されるスイッチング制御信号Ｓｃに含まれるスイッチングパルスＰｃは、図２Ａや図３Ａのデータ特性に準じた周波数で出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０からは、図１１Ａや図１１Ｂのデータ特性に応じた直流電圧が出力されることになる。

例えば周波数設定回路５２が図２Ａの第１のデータ特性を採用した場合を想定したとき、直流電圧設定回路８４が図１１Ａに示す第１のデータ特性を採用した場合は、図１２Ａ及び図１２Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１においては、第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃが出力されると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０から第１の直流電圧Ｖｄｃ１が出力され、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、スイッチングパルスＰｃの周波数が、第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって、単位時間当たり、一定の割合で増加すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０から出力される直流電圧Ｖｄｃが、第１の直流電圧Ｖｄｃ１から第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって、単位時間当たり、一定の割合で減少する。

そして、スイッチングパルスＰｃが第２の周波数ｆ２となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０から第２の直流電圧Ｖｄｃ２が出力された段階で、該第２の周波数ｆ２及び第２の直流電圧Ｖｄｃ２が維持されることとなる。

直流電圧設定回路８４が図１１Ｂに示す第２のデータ特性を採用した場合は、図１３Ａ及び図１３Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１においては、第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃが出力されると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０から第１の直流電圧Ｖｄｃ１が出力され、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、スイッチングパルスＰｃの周波数が、第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって、単位時間当たり、一定の割合で増加すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０から出力される直流電圧Ｖｄｃが、第１の直流電圧Ｖｄｃ１から第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって、定期的にあるいは不定期に階段状に減少する。

そして、スイッチングパルスＰｃが第２の周波数ｆ２となり、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０から第２の直流電圧Ｖｄｃ２が出力された段階で、該第２の周波数ｆ２及び第２の直流電圧Ｖｄｃ２が維持されることとなる。

また、放電を安定させる上で電圧や電流、電力を制御する必要があるが、バッテリ電圧の変動により放電灯３６への印加電圧が変動することがある。第３の実施の形態は、バッテリ電圧の変動等の外乱に対し、放電灯への電圧、電流及び電力を制御させることができる。

このように、第３の実施の形態に係る駆動回路１０Ｃにおいては、上述した第１の実施の形態に係る駆動回路１０Ａと同様に、駆動回路１０Ｃ自体を小型化することができる。また、放電灯３６内のインピーダンスが安定するまでの時間を制御回路１４による周波数制御と直流電圧制御によって短縮することが可能となり、始動時間並びに再始動時間の短縮化を図ることができる。

上述の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃを第１の直流電圧Ｖｄｃ１から第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させる例を示したが、その他、第１の直流電圧Ｖｄｃ１から瞬時に第２の直流電圧Ｖｄｃ２に変化させるようにしてもよい。

もちろん、制御回路１４に、上述したスイッチング制御回路５０、周波数設定回路５２、デューティ比設定回路７０（図６参照）及び直流電圧設定回路８４（図１０参照）を含めるようにして、スイッチングパルスＰｃの周波数を第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させると共に、スイッチングパルスＰｃのデューティ比を第１のデューティ比Ｄ１から第２のデューティ比Ｄ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させ、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃを第１の直流電圧Ｖｄｃ１から第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させるようにしてもよい。

また、パルス発生回路１２としては、図１、図６及び図１０に示す回路構成のほか、図１４に示す第１の変形例に係るパルス発生回路１２Ａ、図１７に示す第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂ並びに図２０に示す第３の変形例に係るパルス発生回路１２Ｃを採用することができる。

すなわち、第１の変形例に係るパルス発生回路１２Ａは、図１４に示すように、直流電源部２０と、該直流電源部２０の両端に直列接続されたトランス２６と第２の半導体スイッチ３０とを有する。

ここで、第１の変形例に係るパルス発生回路１２Ａの回路動作を図１５Ａ〜図１６Ｃを参照しながら説明する。

最初に、第１の周波数ｆ１の高電圧パルスＰｏを出力する場合について説明すると、まず、時点ｔ１０から第２の半導体スイッチ３０がオンになっている期間Ｔｏｎにおいて、二次巻線３４の両端には、一定の負極性の電圧（負極性のパルスＰｎ）が出力される（図１５Ａ参照）。この期間Ｔｏｎにおいては、二次巻線３４にはほとんど電流Ｉｏは流れず、ほぼ０Ａが維持される（図１５Ｂ参照）。

その後、時点ｔ１１において、第２の半導体スイッチ３０をオフにすると、トランス２６に発生する誘導起電力によって出力電圧Ｖｏが急峻に上昇し、正電圧値をピークとする逆極性（正極性）の電圧（正極性のパルスＰｏ）が出力される。これに幾分遅れて二次巻線３４に流れる電流Ｉｏもピークとなる。

そして、高電圧パルスＰｏの周波数を第２の周波数ｆ２に移行させた場合は、図１６Ａ〜図１６Ｃに示すように、第２の半導体スイッチ３０がオンになっている時間が短くなることから、第２の半導体スイッチ３０がオンとなっている期間にトランス２６に蓄積される電磁エネルギの量も第１の周波数ｆ１の場合よりも少なくなり、第２の半導体スイッチ３０がオフとなった時点での高電圧パルスＰｏのピークも低くなる。

例えば、本実施の形態に係るパルス発生回路１２と同様に、第２の半導体スイッチ３０がオンとなっている時間とオフになっている時間の比率が同じ、すなわち、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が５０％で、一次巻線３２に流れる電流Ｉｏと放電灯３６のインピーダンスＲの積が放電灯電圧になるように回路定数を設定してやれば、放電灯３６への印加電圧は正負に同じような電圧を出力できる。こうすることで、放電灯３６内部の電極の消耗を軽減し、放電灯の長寿命化をはかることができる。

例えばスイッチングパルスＰｃのデューティ比が５０％である場合を想定したとき、高電圧パルスＰｏの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階からある程度の時間が経過した時点で、高電圧パルスＰｏの負のピーク値と正のピーク値の絶対値がほぼ同じになり、この時点でアーク放電の環境（電流や温度等）にあればいわゆる放電の定常状態となり、アーク放電に移行することとなる。アーク放電に移行することで、放電灯３６は安定に発光することとなる。

次に、第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂについて図１７〜図１９Ｄを参照しながら説明する。

この第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂは、図１７に示すように、トランス２６の一次巻線３２にタップ接続点１００を有する。そして、直流電源１６と、該直流電源１６の−端子と一次巻線３２のタップ接続点１００との間に接続され、且つ、一次巻線３２に流れる電流を直流電源１６側に引き込む第３の半導体スイッチ１０２と、一次巻線３２の一端３８ａと直流電源１６の＋端子との間に接続された第４の半導体スイッチ１０４と、一次巻線３２の他端３８ｂと直流電源１６の＋端子との間に接続された第５の半導体スイッチ１０６とを有する。

第３の半導体スイッチ１０２としては、例えば実施の形態に係るパルス発生回路１２における第１の半導体スイッチ２８と同様の半導体スイッチ（例えばＳＩサイリスタ）を使用することができ、第４及び第５の半導体スイッチ１０４及び１０６としては、実施の形態に係るパルス発生回路１２における第２の半導体スイッチ３０と同様の半導体スイッチ（例えばアバランシェ形ダイオード４４が逆並列で内蔵された電力用金属酸化半導体電界効果トランジスタ４６）を使用することができる。

また、第３の半導体スイッチ１０２のカソードとアノード間に、第１のダイオード１０８が、第３の半導体スイッチ１０２のアノード側がカソード、第３の半導体スイッチ１０２のカソード側がアノードとなるように接続され、第３の半導体スイッチ１０２のゲートと一次巻線３２の一端３８ａ間に、第２のダイオード１１０が、一次巻線３２の一端３８ａ側がカソード、第３の半導体スイッチ１０２のゲート側がアノードとなるように接続され、第３の半導体スイッチ１０２のゲートと一次巻線３２の他端３８ｂ間に、第３のダイオード１１２が、一次巻線３２の他端３８ｂ側がカソード、第３の半導体スイッチ１０２のゲート側がアノードとなるように接続されている。

さらに、第４の半導体スイッチ１０４のソースと一次巻線３２の一端３８ａとの間に、第４のダイオード１１４が、第４の半導体スイッチ１０４のソース側がアノード、一次巻線３２の一端３８ａ側がカソードとなるように接続され、第５の半導体スイッチ１０６のソースと一次巻線３２の他端３８ｂとの間に、第５のダイオード１１６が、第５の半導体スイッチ１０６のソース側がアノード、一次巻線３２の他端３８ｂ側がカソードとなるように接続されている。

第４及び第５の半導体スイッチ１０４及び１０６には、制御回路１４からそれぞれ第１及び第２のスイッチング制御信号Ｓｃ１及びＳｃ２が供給されるようになっている。

ここで、この第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂの回路動作を図１８Ａ〜図１９Ｄを参照しながら簡単に説明する。

最初に、第１の周波数ｆ１の高電圧パルスＰｏを出力する場合について説明すると、まず、図１８Ｃに示すように、第１のスイッチング制御信号Ｓｃ１が高レベルとなって、時点ｔ２０から第４の半導体スイッチ１０４がオンとなっている期間ｔｗ１においては、図１８Ａに示すように、二次巻線３４の両端には、一定の負極性の電圧（負極性のパルスＰｎ）が出力される。この期間ｔｗ１において、二次巻線３４にはほとんど電流Ｉｏは流れず、ほぼ０（Ａ）が維持される（図１８Ｂ参照）。

時点ｔ２１において、図１８Ｃに示すように、第１のスイッチング制御信号Ｓｃ１が低レベルとなって第４の半導体スイッチ１０４がターンオフすると、第３の半導体スイッチ１０２が開放状態となるため、一次巻線３２に流れていた電流が遮断され、トランス２６に発生する誘導起電力によって出力電圧Ｖｏが急峻に上昇し、時点ｔ２２において、正電圧値（例えば１８〜２０ｋＶ）をピークとした狭いパルス幅の正極性の高電圧パルスＰｏが出力される。

その後、時点ｔ２３において、図１８Ｄに示すように、第２のスイッチング制御信号Ｓｃ２が高レベルとなって、第５の半導体スイッチ１０６がオンとなっている期間ｔｗ２においては、図１８Ａに示すように、二次巻線３４の両端には、一定の正極性の電圧（正極性のパルスＰｐ）が出力される。この期間ｔｗ２において、二次巻線３４にはほとんど電流Ｉｏは流れず、ほぼ０（Ａ）が維持される（図１８Ｂ参照）。

時点ｔ２４において、第５の半導体スイッチ１０６がターンオフすると、第３の半導体スイッチ１０２が開放状態となるため、トランス２６の一次巻線３２に流れていた電流Ｉｏは遮断され、トランス２６に発生する誘導起電力によって出力電圧Ｖｏが急峻に下降し、時点ｔ２５において、負電圧値（例えば−１８〜−２０ｋＶ）をピークとした狭いパルス幅の負極性のパルスＰｏが出力される。

そして、高電圧パルスＰｏの周波数を第２の周波数ｆ２に移行させた場合は、図１９Ｃ及び図１９Ｄに示すように、第４及び第５の半導体スイッチ１０４及び１０６がオンになっている時間が短くなることから、第３の半導体スイッチ１０２がオンとなっている期間にトランス２６に蓄積される電磁エネルギの量も第１の周波数ｆ１の場合よりも少なくなり、第３の半導体スイッチ１０２がオフとなった時点での正極性及び負極性の高電圧パルスＰｏのピークも低くなる。

例えばスイッチングパルスＰｃのデューティ比が５０％である場合を想定したとき、高電圧パルスＰｏは正方向にも負方向にも出力されていることから、高電圧パルスＰｏの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階で、放電灯３６内のインピーダンスが低下し、高電圧パルスＰｏの負のピーク値と正のピーク値の絶対値がほぼ同じになる。その後、一定の電力制御を行い、ある時間が経過後に放電の定常状態となり、放電灯３６は安定に発光することとなる。

すなわち、この第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂにおいては、高電圧パルスＰｏの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階から高電圧パルスＰｏの負のピーク値と正のピーク値の絶対値がほぼ同じになるまでの時間を大幅に短縮することができ、図１等に示すパルス発生回路１２の場合よりも放電灯３６が安定した発光に移行させるまでの時間を短縮させることができる。

また、制御回路１４から第４及び第５の半導体スイッチ１０４及び１０６への第１及び第２のスイッチング制御信号Ｓｃ１及びＳｃ２の供給を停止して、放電灯３６の発光を停止し、その後、再び制御回路１４から第４及び第５の半導体スイッチ１０４及び１０６への第１及び第２のスイッチング制御信号Ｓｃ１及びＳｃ２の供給を再開した場合、上述と同様に、まず、初期段階で第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃで高電圧パルスＰｏを発生させて、放電灯３６にアーク放電を起こさせて放電灯３６内のインピーダンスを低下させ、その後、第２の周波数ｆ２のスイッチングパルスＰｃで電力制御を行い、放電灯３６に安定した放電をさせることで、放電灯３６の再始動発光を実現させることができる。

なお、この第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂでは、実施の形態に係るパルス発生回路１２における第２の半導体スイッチ３０を２つ設けた形態（第４及び第５の半導体スイッチ１０４及び１０６）となるため、各半導体スイッチ１０４及び１０６に与えるスイッチングパルスＰｃの周波数を上述した実施の形態の場合よりも１／２の周波数で済ませることができる。

従って、この第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂに制御回路１４を適用させる場合は、周波数情報テーブル５８、デューティ比情報テーブル７２、直流電圧情報テーブル８６の各データをそれぞれ第１の周波数ｆ１の１／２の周波数、第２の周波数ｆ２の１／２の周波数に適用したデータに置き換えるようにしてもよいし、単に制御回路１４と第４の半導体スイッチ１０４の間、並びに制御回路１４と第５の半導体スイッチ１０６の間にそれぞれ１／２分周回路を挿入接続するようにしてもよい。

このように、この第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂにおいては、図１等に示すパルス発生回路１２と異なり、正方向と負方向に高電圧パルスＰｏを出力することができるため、放電灯３６が安定した発光に移行するまでの時間を大幅に短縮することができる。

しかも、高電圧パルスＰｏの周波数の１／２の周波数でスイッチングパルスＰｃを制御すればよいため、パルス発生回路１２Ｂへの負担を軽減させることができる。

次に、第３の変形例に係るパルス発生回路１２Ｃについて図２０を参照しながら説明する。

この第３の変形例に係るパルス発生回路１２Ｃは、図２０に示すように、トランス２６の一次巻線３２にタップ接続点１００を有する。そして、直流電源１６と、該直流電源１６の＋端子と一次巻線３２のタップ接続点１００との間に順方向接続されたダイオード１２０と、一次巻線３２の一端３８ａと直流電源１６の−端子との間に接続され、かつ、直流電源１６からの電流を一次巻線３２のタップ接続点１００から一端３８ａに向けて流す第６の半導体スイッチ１２２と、該第６の半導体スイッチ１２２のオン／オフを制御する第７の半導体スイッチ１２４と、一次巻線３２の他端３８ｂと直流電源１６の−端子との間に接続され、かつ、直流電源１６からの電流を一次巻線３２のタップ接続点１００から他端３８ｂに向けて流す第８の半導体スイッチ１２６と、該第８の半導体スイッチ１２６のオン／オフを制御する第９の半導体スイッチ１２８とを有する。

第６及び第８の半導体スイッチ１２２及び１２６としては、例えば実施の形態に係るパルス発生回路１２における第１の半導体スイッチ２８と同様の半導体スイッチ（例えばＳＩサイリスタ）を使用することができ、第７及び第９の半導体スイッチ１２４及び１２８としては、実施の形態に係るパルス発生回路１２における第２の半導体スイッチ３０と同様の半導体スイッチ（例えばアバランシェ形ダイオードが逆並列で内蔵された電力用金属酸化半導体電界効果トランジスタ）を使用することができる。

また、第６の半導体スイッチ１２２のゲートとダイオード１２０のアノード間に、第６のダイオード１３０が、第６の半導体スイッチ１２２のゲート側がアノード、ダイオード１２０のアノード側がカソードとなるように接続され、第８の半導体スイッチ１２６のゲートとダイオード１２０のアノード間に、第７のダイオード１３２が、第８の半導体スイッチ１２６のゲート側がアノード、ダイオード１２０のアノード側がカソードとなるように接続されている。

この第３の変形例に係るパルス発生回路１２Ｃの回路動作は、上述した第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂとほぼ同様であるため、その説明を省略する。

この第３の変形例に係るパルス発生回路１２Ｃにおいても、高電圧パルスＰｏは正方向にも負方向にも出力されていることから、高電圧パルスＰｏの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階で、放電灯３６内のインピーダンスが低下し、高電圧パルスＰｏの負のピーク値と正のピーク値の絶対値がほぼ同じになる。その後、一定の電力制御を行い、ある時間が経過後に放電の定常状態となり、放電灯３６は安定に発光することとなる。

すなわち、このパルス発生回路１２Ｃにおいても、高電圧パルスＰｏの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階から高電圧パルスＰｏの負のピーク値と正のピーク値の絶対値がほぼ同じになるまでの時間を大幅に短縮することができ、図１等に示すパルス発生回路１２の場合よりもアーク放電に移行させるまでの時間を短縮させることができる。

ところで、高電圧パルスＰｏを第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に切り替える際に、放電が安定しないため、発光にちらつきが生じたり、場合によると消灯したりする等の問題が生じる場合がある。

そこで、以下に示す第４の実施の形態に係る駆動回路１０Ｄでは、図２１に示すように、制御回路１４に、検出回路１４０と放電制御回路１４２とを組み込む。図２１では、簡単のために、パルス発生回路１２を１つのブロックとして表記するが、該パルス発生回路１２は、図１、図６及び図１０に示すパルス発生回路１２、図１４に示す第１の変形例に係るパルス発生回路１２Ａ、図１７に示す第２の変形例に係るパルス発生回路１２Ｂ並びに図２０に示す第３の変形例に係るパルス発生回路１２Ｃを適用させることができる。

検出回路１４０は、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、パルス発生回路１２に流れる電流値及び／又は前記パルス発生回路１２にて発生する電圧値を検出する。

放電制御回路１４２は、検出回路１４０にて検出された値に基づいて、第２の期間Ｔ２における放電灯での放電をほぼ定常状態に制御する。

次に、検出回路１４０と放電制御回路１４２の具体例について図２２〜図３２Ｃを参照しながら説明する。

まず、検出回路１４０の第１の具体例である第１の検出回路１４０Ａは、図２２に示すように、直流電源部２０のコンデンサ１８に対して並列に接続された２つの抵抗１５０及び１５２の直列回路１５４と、これら２つの抵抗１５０及び１５２のうち、一方の抵抗１５２の両端電圧を検出する電圧検出回路１５８と、一次巻線３２を流れるトランス電流を検出する電流検出回路１６０と、これら電圧検出回路１５８からの電圧値Ｖ１と電流検出回路１６０からのトランス電流値Ｉ１に基づいて第１の電力値Ｐ１を検出する電力検出回路１６２とを有する。もちろん、電圧検出回路１５８のみ、電流検出回路１６０のみでもよい。

次に、放電制御回路１４２の第１の具体例である第１の放電制御回路１４２Ａは、図２２に示すように、上述した周波数設定回路５２と、比較回路１６４と、該比較回路１６４からの比較結果Ｓ１に基づいて、データ読出し回路６０による周波数情報テーブル５８からの読出しアドレスを変更するアドレス変更回路１６６とを有する。

比較回路１６４は、第１の検出回路１４０Ａにおける電流検出回路１６０にて検出された電流値Ｉ１と所定のしきい値（電流値）Ｉ１ｔｈとを比較する、あるいは電圧検出回路１５８にて検出された電圧値Ｖ１と所定のしきい値（電圧値）Ｖ１ｔｈとを比較する、あるいは電力検出回路１６２にて検出された電力値Ｐ１と所定のしきい値（電力値）Ｐ１ｔｈとを比較する。

上述した所定のしきい値（電流値Ｉ１ｔｈ、電圧値Ｖ１ｔｈ、電力値Ｐ１ｔｈ）は、放電灯３６の規模やパルス発生回路１２の回路定数、使用する第１の半導体スイッチ２８及び第２の半導体スイッチ３０の種類、特性等によって適宜選択することができる。

そして、図２３Ａ及び図２４Ａに示すように、第１の期間Ｔ１において、第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃを第２の半導体スイッチ３０に供給することで、放電灯３６にアーク放電を起こさせ、その後、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａを経た後、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階で、第１の検出回路１４０Ａによる電流値Ｉ１、電圧値Ｖ１、電力値Ｐ１の検出が行われる。なお、図２３Ａ及び図２４Ａにおける第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、一例として第１のデータ特性に従った周波数の増加を示す。

このとき、比較回路１６４は、電流検出回路１６０からの電流値Ｉ１と所定のしきい値（電流値）Ｉ１ｔｈとを比較する、あるいは電圧検出回路１５８からの電圧値Ｖ１と所定のしきい値（電圧値）Ｖ１ｔｈとを比較する、あるいは電力検出回路１６２からの電力値Ｐ１と所定のしきい値（電力値）Ｐ１ｔｈとを比較する。

そして、図２３Ａに示すように、電流値Ｉ１が所定のしきい値Ｉ１ｔｈを超えている場合、あるいは電圧値Ｖ１が所定のしきい値Ｖ１ｔｈを超えている場合、あるいは電力値Ｐ１が所定のしきい値Ｐ１ｔｈを超えている場合は、アーク放電への移行が完了したとして、図２３Ｂに示すように、正常信号Ｓ１ｇ（例えば高レベル信号）を出力する。データ読出し回路６０は、比較回路１６４からの正常信号Ｓ１ｇの入力に基づいて、現在の出力（第２の周波数ｆ２を示す最大値の出力）を維持する。

一方、図２４Ａに示すように、電流値Ｉ１が所定のしきい値Ｉ１ｔｈ以下である場合、あるいは電圧値Ｖ１が所定のしきい値Ｖ１ｔｈ以下である場合、あるいは電力値Ｐ１が所定のしきい値Ｐ１ｔｈ以下である場合は、アーク放電への持続が実現していないとして、図２４Ｂに示すように、異常信号Ｓ１ｅ（例えば低レベル信号）を出力する。アドレス変更回路１６６は、比較回路１６４からの異常信号Ｓ１ｅの入力に基づいて周波数情報テーブル５８の読出しアドレスを、図２４Ａに示すように、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、周波数を第２の周波数ｆ２に向かって増加させる過程におけるいずれかの周波数ｆｎに対応した電圧値が格納されたアドレスに変更して、データ読出し回路６０に供給する。もちろん、第１の周波数ｆ１に対応した電圧値が格納されたアドレスに変更してもよい。

データ読出し回路６０は、アドレス変更回路１６６から供給されたアドレスを周波数情報テーブル５８に対する読出し開始アドレスとして、該周波数情報テーブル５８から順次データを読み出して、電圧制御回路６２に供給する。

これによって、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２となった段階でも、アーク放電への移行が進行しなかった場合に、上述の周波数情報テーブル５８に対する読出し開始アドレスのアドレス変更によってスイッチングパルスＰｃの周波数が第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に至るまでの任意の周波数ｆｎ、あるいは第１の周波数ｆ１に戻り、それ以降、スイッチングパルスＰｃの周波数は第２の周波数ｆ２に向かって増加していくこととなる（再トライ過程）。

そして、この再トライ過程を経て、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階で、第１の検出回路１４０Ａからの電流値Ｉ１が未だ所定のしきい値Ｉ１ｔｈ以下、あるいは電圧値Ｖ１が未だ所定のしきい値Ｖ１ｔｈ以下、あるいは電力値Ｐ１が未だ所定のしきい値Ｐ１ｔｈ以下である場合には、上述した再トライ過程が繰り返されることになる。

上述した再トライ過程を経て、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階で、第１の検出回路１４０Ａからの電流値Ｉ１が所定のしきい値Ｉ１ｔｈを超えている場合、あるいは電圧値Ｖ１が所定のしきい値Ｖ１ｔｈを超えている場合、あるいは電力値Ｐ１が所定のしきい値Ｐ１ｔｈを超えている場合には、比較回路１６４から正常信号Ｓ１ｇが出力されることになるため、上述した再トライ過程は行われず、通常の第２の周波数ｆ２を維持する処理が行われる。

次に、検出回路１４０の他の具体例について説明する。まず、検出回路１４０の第２の具体例である第２の検出回路１４０Ｂは、図２５に示すように、上述した直列回路１５４と、該直列回路１５４の２つの抵抗１５０及び１５２のうち、一方の抵抗１５２の両端電圧を検出する電圧検出回路１７０と、二次巻線３４と放電灯３６との間に流れる負荷電流を検出する電流検出回路１７２と、これら電圧検出回路１７０からの電圧値Ｖ２と電流検出回路１７２からの負荷電流値Ｉ２に基づいて電力値Ｐ２を検出する電力検出回路１７４とを有する。

この第２の検出回路１４０Ｂを図２２に示す制御回路１４に適用する場合、図２５に示すように、比較回路１６４は、電流検出回路１７２からの電流値Ｉ２と所定のしきい値（電流値）Ｉ２ｔｈとを比較する、あるいは電圧検出回路１７０からの電圧値Ｖ２と所定のしきい値（電圧値）Ｖ２ｔｈとを比較する、あるいは電力検出回路１７４からの電力値Ｐ２と所定のしきい値（電力値）Ｐ２ｔｈとを比較する。なお、第２の検出回路１４０Ｂは、電圧検出回路１７０のみでもよいし、電流検出回路１７２のみでもよい。

また、検出回路１４０の第３の具体例である第３の検出回路１４０Ｃは、図２６に示すように、上述した直列回路１５４と、該直列回路１５４の２つの抵抗１５０及び１５２のうち、一方の抵抗１５２の両端電圧を検出する電圧検出回路１７６と、パルス発生回路１２に流れる直流電流、例えば直流電源部２０の−側端子とコンデンサ１８との接続点との間に流れる直流電流を検出する電流検出回路１７８と、これら電圧検出回路１７６からの電圧値Ｖ３と電流検出回路１７８からの直流電流値Ｉ３に基づいて電力値Ｐ３を検出する電力検出回路１８０とを有する。

この第３の検出回路を図２２に示す制御回路１４に適用する場合、図２６に示すように、比較回路１６４は、電流検出回路１７８からの電流値Ｉ３と所定のしきい値（電流値）Ｉ３ｔｈとを比較する、あるいは電圧検出回路１７６からの電圧値Ｖ３と所定のしきい値（電圧値）Ｖ３ｔｈとを比較する、あるいは電力検出回路１８０からの電力値Ｐ３と所定のしきい値（電力値）Ｐ３ｔｈとを比較する。なお、第３の検出回路１４０Ｃは、電圧検出回路１７６のみでもよいし、電流検出回路１７８のみでもよい。

これら第２及び第３の検出回路１４０Ｂ及び１４０Ｃを第１の検出回路１４０Ａに代えて使用することで、上述と同様に、放電灯３６の安定した放電までの時間を短縮させることができる。

次に、放電制御回路１４２の他の具体例について説明する。まず、放電制御回路１４２の第２の具体例である第２の放電制御回路１４２Ｂは、図２７に示すように、上述した第１の放電制御回路１４２Ａと、デューティ比設定回路７０と、第１の放電制御回路１４２Ａにおける比較回路１６４からの比較結果Ｓ１に基づいて、デューティ比設定回路７０におけるデータ読出し回路７４によるデューティ比情報テーブル７２からの読出しアドレスを変更するアドレス変更回路１８２とを有する。

そして、図２８Ａ、図２８Ｂ、図２９Ａ及び図２９Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１において、第１の周波数ｆ１であって、且つ、第１のデューティ比Ｄ１のスイッチングパルスＰｃを第２の半導体スイッチ３０に供給することで、放電灯３６にアーク放電を起こさせて放電灯３６内のインピーダンスを低下させ、その後、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａを経た後、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になり、且つ、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が第２のデューティ比Ｄ２になった段階で、第１の検出回路１４０Ａによる電流値Ｉ１、電圧値Ｖ１、電力値Ｐ１の検出が行われる。なお、図２８Ａ及び図２９Ａにおける第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、一例として第１のデータ特性に従った周波数の増加を示し、図２８Ｂ及び図２９Ｂにおける第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、一例として第１のデータ特性に従ったデューティ比の減少を示す。

そして、図２８Ａ及び図２８Ｂに示すように、電流値Ｉ１が所定のしきい値Ｉ１ｔｈを超えている場合、あるいは電圧値Ｖ１が所定のしきい値Ｖ１ｔｈを超えている場合、あるいは電力値Ｐ１が所定のしきい値Ｐ１ｔｈを超えている場合は、アーク放電への移行が完了したとして、図２８Ｃに示すように、正常信号Ｓ１ｇ（例えば高レベル信号）を出力する。周波数設定回路５２のデータ読出し回路６０は、比較回路１６４からの正常信号Ｓ１ｇの入力に基づいて、現在の出力（第２の周波数ｆ２を示す最大値の出力）を維持し、デューティ比設定回路７０のデータ読出し回路７４は、前記正常信号Ｓ１ｇの入力に基づいて、現在の出力（第２のデューティ比Ｄ２を示す出力）を維持する。

一方、図２９Ａ及び図２９Ｂに示すように、電流値Ｉ１が所定のしきい値Ｉ１ｔｈ以下である場合、あるいは電圧値Ｖ１が所定のしきい値Ｖ１ｔｈ以下である場合、あるいは電力値Ｐ１が所定のしきい値Ｐ１ｔｈ以下である場合は、アーク放電への移行が完了していないとして、図２９Ｃに示すように、異常信号Ｓ１ｅ（例えば低レベル信号）を出力する。第１の放電制御回路１４２Ａのアドレス変更回路１６６は、比較回路１６４からの異常信号Ｓ１ｅの入力に基づいて周波数情報テーブル５８の読出しアドレスを、図２９Ａに示すように、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、周波数を第２の周波数ｆ２に向かって増加させる過程におけるいずれかの周波数ｆｎに対応した電圧値が格納されたアドレスに変更して、データ読出し回路６０に供給する。もちろん、第１の周波数ｆ１に対応した電圧値が格納されたアドレスに変更してもよい。

第２の放電制御回路１４２Ｂのアドレス変更回路１８２は、比較回路１６４からの異常信号Ｓ１ｅの入力に基づいてデューティ比情報テーブル７２の読出しアドレスを、図２９Ｂに示すように、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、スイッチングパルスＰｃのデューティ比を第２のデューティ比Ｄ２に向かって減少させる過程におけるいずれかのデューティ比Ｄｎを示すデータが格納されたアドレスに変更して、データ読出し回路７４に供給する。もちろん、第１のデューティ比Ｄ１を示すデータが格納されたアドレスに変更してもよい。

周波数設定回路５２のデータ読出し回路６０は、アドレス変更回路１６６から供給されたアドレスを周波数情報テーブル５８に対する読出し開始アドレスとして、該周波数情報テーブル５８から順次データを読み出して、電圧制御回路６２に供給する。

デューティ比設定回路７０のデータ読出し回路７４は、アドレス変更回路１８２から供給されたアドレスをデューティ比情報テーブル７２に対する読出し開始アドレスとして、該デューティ比情報テーブル７２から順次データを読み出して、デューティ比制御回路７６に供給する。

これによって、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２で、かつ、第２のデューティ比Ｄ２となった段階でも、アーク放電への移行が進行しなかった場合に、上述の周波数情報テーブル５８に対する読出し開始アドレスのアドレス変更、及びデューティ比情報テーブル７２に対する読出し開始アドレスのアドレス変更によって、スイッチングパルスＰｃの周波数が第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に至るまでの任意の周波数ｆｎ、あるいは第１の周波数ｆ１に戻り、さらに、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が第１のデューティ比Ｄ１から第２のデューティ比Ｄ２に至るまでの任意のデューティ比Ｄｎ、あるいは第１のデューティ比Ｄ１に戻り、それ以降、スイッチングパルスＰｃの周波数は第２の周波数ｆ２に向かって増加し、スイッチングパルスＰｃのデューティ比は第２のデューティ比Ｄ２に向かって減少していくこととなる（再トライ過程）。

そして、この再トライ過程を経て、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になり、且つ、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が第２のデューティ比Ｄ２になった段階で、第１の検出回路１４０Ａからの電流値Ｉ１が未だ所定のしきい値Ｉ１ｔｈ以下、あるいは電圧値Ｖ１が未だ所定のしきい値Ｖ１ｔｈ以下、あるいは電力値Ｐ１が未だ所定のしきい値Ｐ１ｔｈ以下である場合には、上述した再トライ過程が繰り返されることになる。

上述した再トライ過程を経て、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になり、且つ、スイッチングパルスＰｃのデューティ比が第２のデューティ比Ｄ２になった段階で、第１の検出回路１４０Ａからの電流値Ｉ１が所定のしきい値Ｉ１ｔｈを超えている場合、あるいは電圧値Ｖ１が所定のしきい値Ｖ１ｔｈを超えている場合、あるいは電力値Ｐ１が所定のしきい値Ｐ１ｔｈを超えている場合には、比較回路１６４から正常信号Ｓ１ｇが出力されることになるため、上述した再トライ過程は行われず、通常の第２の周波数ｆ２及び第２のデューティ比Ｄ２を維持する処理が行われる。

次に、放電制御回路１４２の第３の具体例である第３の放電制御回路１４２Ｃについて説明する。この第３の放電制御回路１４２Ｃでの説明では、検出回路１４０として第３の検出回路１４０Ｃを用いた例を示している。

この第３の放電制御回路１４２Ｃは、図３０に示すように、上述した第１の放電制御回路１４２Ａと、直流電圧設定回路８４と、第１の放電制御回路１４２Ａにおける比較回路１６４からの比較結果Ｓ１に基づいて、直流電圧設定回路８４におけるデータ読出し回路８８による直流電圧情報テーブル８６からの読出しアドレスを変更するアドレス変更回路１８４とを有する。

そして、図３１Ａ、図３１Ｂ、図３２Ａ及び図３２Ｂに示すように、第１の期間Ｔ１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃを第１の直流電圧Ｖｄｃ１とし、第１の周波数ｆ１のスイッチングパルスＰｃを第２の半導体スイッチ３０に供給することで、放電灯３６にアーク放電を起こさせて放電灯３６内のインピーダンスを低下させ、その後、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａを経た後、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃを第２の直流電圧Ｖｄｃ２とし、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になった段階で、第３の検出回路１４０Ｃによる電流値Ｉ３、電圧値Ｖ３、電力値Ｐ３の検出が行われる。なお、図３１Ａ及び図３２Ａにおける第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、一例として第１のデータ特性に従った周波数の増加を示し、図３１Ｂ及び図３２Ｂにおける第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいては、一例として第１のデータ特性に従った直流電圧の減少を示す。

そして、図３１Ａ及び図３１Ｂに示すように、電流値Ｉ３が所定のしきい値Ｉ３ｔｈを超えている場合、あるいは電圧値Ｖ３が所定のしきい値Ｖ３ｔｈを超えている場合、あるいは電力値Ｐ３が所定のしきい値Ｐ３ｔｈを超えている場合は、アーク放電への移行が完了したとして、図３１Ｃに示すように、正常信号Ｓ１ｇ（例えば高レベル信号）を出力する。周波数設定回路５２のデータ読出し回路６０は、比較回路１６４からの正常信号Ｓ１ｇの入力に基づいて、現在の出力（第２の周波数ｆ２を示す最大値の出力）を維持し、直流電圧設定回路８４のデータ読出し回路８８は、前記正常信号Ｓ１ｇの入力に基づいて、現在の出力（第２の直流電圧Ｖｄｃ２）を維持する。

一方、図３２Ａ及び図３２Ｂに示すように、電流値Ｉ３が所定のしきい値Ｉ３ｔｈ以下である場合、あるいは電圧値Ｖ３が所定のしきい値Ｖ３ｔｈ以下である場合、あるいは電力値Ｐ３が所定のしきい値Ｐ３ｔｈ以下である場合は、アーク放電への持続が完了していないとして、図３２Ｃに示すように、異常信号Ｓ１ｅ（例えば低レベル信号）を出力する。

第３の放電制御回路１４２Ｃのアドレス変更回路１８４は、比較回路１６４からの異常信号Ｓ１ｅの入力に基づいて直流電圧情報テーブル８６の読出しアドレスを、図３２Ｂに示すように、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃを第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって減少させる過程におけるいずれかの直流電圧Ｖｄｃｎを示すデータが格納されたアドレスに変更して、データ読出し回路８８に供給する。もちろん、第１の直流電圧Ｖｄｃ１を示すデータが格納されたアドレスに変更してもよい。

第１の放電制御回路１４２Ａのアドレス変更回路１６６は、比較回路１６４からの異常信号Ｓ１ｅの入力に基づいて周波数情報テーブル５８の読出しアドレスを、図３２Ａに示すように、第２の期間Ｔ２の初期段階Ｔ２ａにおいて、周波数を第２の周波数ｆ２に向かって増加させる過程におけるいずれかの周波数ｆｎに対応した電圧値が格納されたアドレスに変更して、データ読出し回路６０に供給する。もちろん、第１の周波数ｆ１に対応した電圧値が格納されたアドレスに変更してもよい。

周波数設定回路５２のデータ読出し回路６０は、アドレス変更回路１６６から供給されたアドレスを周波数情報テーブル５８に対する読出し開始アドレスとして、該周波数情報テーブル５８から順次データを読み出して、電圧制御回路６２に供給する。

直流電圧設定回路８４のデータ読出し回路８８は、アドレス変更回路１８４から供給されたアドレスを直流電圧情報テーブル８６に対する読出し開始アドレスとして、該直流電圧情報テーブル８６から順次データを読み出して、直流電圧制御回路９０に供給する。

これによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧Ｖｄｃが第２の直流電圧Ｖｄｃ２となり、且つ、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２となった段階でも、アーク放電への移行が進行しなかった場合に、上述の周波数情報テーブル５８に対する読出し開始アドレスのアドレス変更、及び直流電圧情報テーブル８６に対する読出し開始アドレスのアドレス変更によって、スイッチングパルスＰｃの周波数が第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に至るまでの任意の周波数ｆｎ、あるいは第１の周波数ｆ１に戻り、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧Ｖｄｃが第１の直流電圧Ｖｄｃ１から第２の直流電圧Ｖｄｃ２に至るまでの任意の直流電圧Ｖｄｃｎ、あるいは第１の直流電圧Ｖｄｃ１に戻り、それ以降、スイッチングパルスＰｃの周波数は第２の周波数ｆ２に向かって増加し、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧Ｖｄｃは第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって減少していくこととなる（再トライ過程）。

そして、この再トライ過程を経て、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になり、且つ、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧Ｖｄｃが第２の直流電圧Ｖｄｃ２になった段階で、第３の検出回路１４０Ｃからの電流値Ｉ３が未だ所定のしきい値Ｉ３ｔｈ以下、あるいは電圧値Ｖ３が未だ所定のしきい値Ｖ３ｔｈ以下、あるいは電力値Ｐ３が未だ所定のしきい値Ｐ３ｔｈ以下である場合には、上述した再トライ過程が繰り返されることになる。

上述した再トライ過程を経て、スイッチングパルスＰｃの周波数が第２の周波数ｆ２になり、且つ、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の出力電圧Ｖｄｃが第２の直流電圧Ｖｄｃ２になった段階で、第３の検出回路１４０Ｃからの電流値Ｉ３が所定のしきい値Ｉ３ｔｈを超えている場合、あるいは電圧値Ｖ３が所定のしきい値Ｖ３ｔｈを超えている場合、あるいは電力値Ｐ３が所定のしきい値Ｐ３ｔｈを超えている場合には、第３の検出回路１４０Ｃから正常信号Ｓ１ｇが出力されることになるため、上述した再トライ過程は行われず、通常の第２の周波数ｆ２及び第２の直流電圧Ｖｄｃ２を維持する処理が行われる。

上述した第３の放電制御回路１４２Ｃに、第２の放電制御回路１４２Ｂを含めるようにして、再トライ過程において、スイッチングパルスＰｃの周波数を第１の周波数ｆ１から第２の周波数ｆ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させると共に、スイッチングパルスＰｃのデューティ比を第１のデューティ比Ｄ１から第２のデューティ比Ｄ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させ、さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃを第１の直流電圧Ｖｄｃ１から第２の直流電圧Ｖｄｃ２に向かって線形的にあるいは段階的に移行させるようにしてもよい。

上述の第１〜第３の具体例では、再トライ過程を行う例を示したが、その他、検出回路１４０からの検出値と規定値とを比較し、その比較結果に基づいて、スイッチングパルスＰｃの周波数を制御し、検出値が規定値に整定するようにフィードバック制御するようにしてもよい。この例を以下の第４〜第６の具体例に基づいて説明する。

まず、放電制御回路１４２の第４の具体例である第４の放電制御回路１４２Ｄは、図３３に示すように、上述した第１の放電制御回路１４２Ａとほぼ同様の構成を有するが、以下の点で異なる。

すなわち、比較回路１６４に代えて差分検出回路１９０を有する。この差分検出回路１９０は、第１の検出回路１４０Ａからの検出値と規定値との差分値ｄＳを出力する回路であって、例えば電流検出回路１６０にて検出された電流値Ｉ１と電流規定値Ｉ１ｂとの差分値ｄＳＩ、あるいは電圧検出回路１５８にて検出された電圧値Ｖ１と電圧規定値Ｖ１ｂとの差分値ｄＳＶ、あるいは電力検出回路１６２にて検出された電力値Ｐ１と電力規定値Ｐ１ｂとの差分値ｄＳＰを出力する。

上述した規定値（電流規定値Ｉ１ｂ、電圧規定値Ｖ１ｂ、電力規定値Ｐ１ｂ）は、放電灯３６において安定にアーク放電を維持したときに、第１の検出回路１４０Ａにて検出された電流値Ｉ１、電圧値Ｖ１、電力値Ｐ１が選ばれ、もちろん、放電灯３６の規模やパルス発生回路１２の回路定数、使用する第１の半導体スイッチ２８及び第２の半導体スイッチ３０の種類、特性等によって適宜設定することができる。

周波数設定回路５２内の電圧制御回路６２は、上述したように、データ読出し回路６０によって読み出されたデータに基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力するほか、差分検出回路１９０からの差分値ｄＳ（ｄＳＩ、ｄＳＶ、ｄＳＰ）に基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力する。

つまり、この第４の具体例においては、第１の検出回路１４０Ａからの検出値と規定値との差分値ｄＳに基づいて、スイッチングパルスＰｃの周波数が制御されることで、検出値が規定値に整定するようにフィードバック制御され、放電灯３６は安定にアーク放電を維持することとなる。

次に、放電制御回路１４２の第５の具体例である第５の放電制御回路１４２Ｅは、図３４に示すように、上述した第２の放電制御回路１４２Ｂとほぼ同様の構成を有するが、以下の点で異なる。

すなわち、比較回路１６４に代えて差分検出回路１９０を有する。この差分検出回路１９０は、第４の放電制御回路１４２Ｄにおける差分検出回路１９０と同様であるので、その説明を省略する。

周波数設定回路５２内の電圧制御回路６２は、上述したように、データ読出し回路６０によって読み出されたデータに基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力するほか、差分検出回路１９０からの差分値ｄＳ（ｄＳＩ、ｄＳＶ、ｄＳＰ）に基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力する。

また、デューティ比設定回路７０内のデューティ比制御回路７６は、上述したように、データ読出し回路７４によって読み出されたデータに応じたデューティ比制御信号Ｓｄを出力するほか、差分検出回路１９０からの差分値ｄＳ（ｄＳＩ、ｄＳＶ、ｄＳＰ）に応じたデューティ比制御信号Ｓｄを出力する。

つまり、この第５の具体例においては、第１の検出回路１４０Ａからの検出値と規定値との差分値ｄＳに基づいて、スイッチングパルスＰｃの周波数とデューティ比が制御されることで、検出値が規定値に整定するようにフィードバック制御され、放電灯３６は安定にアーク放電を維持することとなる。

次に、放電制御回路１４２の第６の具体例である第６の放電制御回路１４２Ｆは、図３５に示すように、上述した第３の放電制御回路１４２Ｃとほぼ同様の構成を有するが、以下の点で異なる。

すなわち、比較回路１６４に代えて差分検出回路１９０を有する。この差分検出回路１９０は、第４の放電制御回路１４２Ｄにおける差分検出回路１９０と同様であるので、その説明を省略する。

周波数設定回路５２内の電圧制御回路６２は、上述したように、データ読出し回路６０によって読み出されたデータに基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力するほか、差分検出回路１９０からの差分値ｄＳ（ｄＳＩ、ｄＳＶ、ｄＳＰ）に基づいて入力電圧Ｖｉを変調して制御電圧ｄＶｉとして出力する。

また、直流電圧設定回路８４内の直流電圧制御回路９０は、上述したように、データ読出し回路８８によって読み出されたデータに応じた直流電圧制御信号Ｓｖを出力するほか、差分検出回路１９０からの差分値ｄＳ（ｄＳＩ、ｄＳＶ、ｄＳＰ）に応じた直流電圧制御信号Ｓｖを出力する。

つまり、この第６の具体例においては、第３の検出回路１４０Ｃからの検出値と規定値との差分値に基づいて、スイッチングパルスＰｃの周波数とＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃが制御されることで、検出値が規定値に整定するようにフィードバック制御され、放電灯３６は安定にアーク放電を維持することとなる。

上述した第６の放電制御回路１４２Ｆに、第２の放電制御回路１４２Ｂを含めるようにして、フィードバック制御において、検出値が規定値になるように、スイッチングパルスＰｃの周波数と、スイッチングパルスＰｃのデューティ比と、ＤＣ−ＤＣコンバータ８０の直流電圧Ｖｄｃをそれぞれ制御するようにしてもよい。

なお、本発明に係る放電灯駆動回路及び放電灯の駆動方法は、上述の実施の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

第１の実施の形態に係る駆動回路を示す構成図である。 図２Ａは周波数情報テーブルに格納されたデータ列の第１のデータ特性を示す説明図であり、図２Ｂは第１のデータ特性に基づいた周波数設定回路によるスイッチングパルスの周波数の変化を示す説明図である。 図３Ａは周波数情報テーブルに格納されたデータ列の第２のデータ特性を示す説明図であり、図３Ｂは第２のデータ特性に基づいた周波数設定回路によるスイッチングパルスの周波数の変化を示す説明図である。 図４Ａは第１の周波数のスイッチングパルスによって放電灯に供給される高電圧パルスの波形を示す図であり、図４Ｂは同じく放電灯に供給される電流の波形を示す図であり、図４Ｃはスイッチング制御信号の波形を示す図である。 図５Ａは第２の周波数のスイッチングパルスによって放電灯に供給される高電圧パルスの波形を示す図であり、図５Ｂは同じく放電灯に供給される電流の波形を示す図であり、図５Ｃはスイッチング制御信号の波形を示す図である。 第２の実施の形態に係る駆動回路を示す構成図である。 図７Ａはデューティ比情報テーブルに格納されたデータ列の第１のデータ特性を示す説明図であり、図７Ｂはデータ列の第２のデータ特性を示す説明図である。 図８Ａは第１のデータ特性に基づいた周波数設定回路によるスイッチングパルスの周波数の変化を示す説明図であり、図８Ｂは第１のデータ特性に基づいたデューティ比設定回路によるスイッチングパルスのデューティ比の変化を示す説明図である。 図９Ａは第２のデータ特性に基づいた周波数設定回路によるスイッチングパルスの周波数の変化を示す説明図であり、図９Ｂは第２のデータ特性に基づいたデューティ比設定回路によるスイッチングパルスのデューティ比の変化を示す説明図である。 第３の実施の形態に係る駆動回路を示す構成図である。 図１１Ａは直流電圧情報テーブルに格納されたデータ列の第１のデータ特性を示す説明図であり、図１１Ｂはデータ列の第２のデータ特性を示す説明図である。 図１２Ａは第１のデータ特性に基づいた周波数設定回路によるスイッチングパルスの周波数の変化を示す説明図であり、図１２Ｂは第１のデータ特性に基づいた直流電圧設定回路によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の変化を示す説明図である。 図１３Ａは第２のデータ特性に基づいた周波数設定回路によるスイッチングパルスの周波数の変化を示す説明図であり、図１３Ｂは第２のデータ特性に基づいた直流電圧設定回路によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の変化を示す説明図である。 第１の変形例に係るパルス発生回路を示す構成図である。 図１５Ａは第１の変形例に係るパルス発生回路において、第１の周波数のスイッチングパルスによって放電灯に供給される高電圧パルスの波形を示す図であり、図１５Ｂは同じく放電灯に供給される電流の波形を示す図であり、図１５Ｃはスイッチング制御信号の波形を示す図である。 図１６Ａは第１の変形例に係るパルス発生回路において、第２の周波数のスイッチングパルスによって放電灯に供給される高電圧パルスの波形を示す図であり、図１６Ｂは同じく放電灯に供給される電流の波形を示す図であり、図１６Ｃはスイッチング制御信号の波形を示す図である。 第２の変形例に係るパルス発生回路を示す構成図である。 図１８Ａは第２の変形例に係るパルス発生回路において、第１の周波数のスイッチングパルスによって放電灯に供給される高電圧パルスの波形を示す図であり、図１８Ｂは同じく放電灯に供給される電流の波形を示す図であり、図１８Ｃ及び図１８Ｄはスイッチング制御信号の波形を示す図である。 図１９Ａは第２の変形例に係るパルス発生回路において、第２の周波数のスイッチングパルスによって放電灯に供給される高電圧パルスの波形を示す図であり、図１９Ｂは同じく放電灯に供給される電流の波形を示す図であり、図１９Ｃ及び図１９Ｄはスイッチング制御信号の波形を示す図である。 第３の変形例に係るパルス発生回路を示す構成図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路を示す構成図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路の構成、特に、第１の検出回路と第１の放電制御回路の構成を示すブロック図である。 図２３Ａは比較回路から正常信号が出力された場合の第１の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図２３Ｂは比較回路から出力される正常信号を示す波形図である。 図２４Ａは比較回路から異常信号が出力された場合の第１の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図２４Ｂは比較回路から出力される異常信号及び正常信号を示す波形図である。 第２の検出回路をパルス発生回路と比較回路と共に示す構成図である。 第３の検出回路をパルス発生回路と比較回路と共に示す構成図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路の構成、特に、第１の検出回路と第２の放電制御回路の構成を示すブロック図である。 図２８Ａは比較回路から正常信号が出力された場合の第１の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図２８Ｂは第２の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図２８Ｃは比較回路から出力される正常信号を示す波形図である。 図２９Ａは比較回路から異常信号が出力された場合の第１の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図２９Ｂは第２の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図２９Ｃは比較回路から出力される異常信号及び正常信号を示す波形図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路の構成、特に、第３の検出回路と第３の放電制御回路の構成を示すブロック図である。 図３１Ａは比較回路から正常信号が出力された場合の第１の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図３１Ｂは第３の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図３１Ｃは比較回路から出力される正常信号を示す波形図である。 図３２Ａは比較回路から異常信号が出力された場合の第１の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図３２Ｂは第３の放電制御回路の動作を示す波形図であり、図３２Ｃは比較回路から出力される異常信号及び正常信号を示す波形図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路の構成、特に、第１の検出回路と第４の放電制御回路の構成を示すブロック図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路の構成、特に、第１の検出回路と第５の放電制御回路の構成を示すブロック図である。 第４の実施の形態に係る駆動回路の構成、特に、第３の検出回路と第６の放電制御回路の構成を示すブロック図である。 従来例に係る駆動回路を示すブロック図である。

符号の説明

１０Ａ〜１０Ｄ…駆動回路
１２、１２Ａ〜１２Ｃ…パルス発生回路
１４…制御回路 ２０…直流電源部
２６…トランス ２８…第１の半導体スイッチ
３０…第２の半導体スイッチ ３２…一次巻線
３４…二次巻線 ３６…放電灯
４０…ダイオード ５０…スイッチング制御回路
５２…周波数設定回路 ７０…デューティ比設定回路
８０…ＤＣ−ＤＣコンバータ ８４…直流電圧設定回路
１４０…検出回路
１４０Ａ〜１４０Ｃ…第１〜第３の検出回路
１４２…放電制御回路
１４２Ａ〜１４２Ｃ…第１〜第３の放電制御回路
１９０…差分検出回路

Claims (18)

1. 正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力し、放電灯を点灯駆動する放電灯駆動回路において、
   直流電源部の両端に直列接続されたトランスと少なくとも１つの半導体スイッチとを有し、前記放電灯に対して高電圧パルスを出力するパルス発生回路と、前記半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための駆動パルスを供給する制御回路とを具備し、
   前記トランスの二次巻線の両端に前記放電灯が接続され、
   前記トランスの一次巻線にタップ接続点を有し、
   前記パルス発生回路は、
   前記直流電源の−端子と前記タップ接続点との間に接続され、前記一次巻線に流れる電流を前記直流電源部側に引き込む第１の半導体スイッチと、
   前記一次巻線の一方の端子と前記直流電源の＋端子との間に接続された第２の半導体スイッチと、
   前記一次巻線の他方の端子と前記直流電源の＋端子との間に接続された第３の半導体スイッチとを有し、
   前記制御回路は、前記第２の半導体スイッチ及び前記第３の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給し、
   前記制御回路は、第１の期間に、前記駆動パルスを制御して、前記高電圧パルスを第１の周波数で出力して前記放電灯にて初期放電を行わせ、前記第１の期間後の第２の期間に、前記駆動パルスを制御して、前記高電圧パルスを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で出力して前記放電灯での放電をほぼ定常状態にすることを特徴とする放電灯駆動回路。
2. 正極性のパルスと負極性のパルスとを連続して出力し、放電灯を点灯駆動する放電灯駆動回路において、
   直流電源部の両端に直列接続されたトランスと少なくとも１つの半導体スイッチとを有し、前記放電灯に対して高電圧パルスを出力するパルス発生回路と、前記半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための駆動パルスを供給する制御回路とを具備し、
   前記トランスの二次巻線の両端に前記放電灯が接続され、
   前記トランスの一次巻線にタップ接続点を有し、
   前記パルス発生回路は、
   前記直流電源の＋端子と前記タップ接続点との間に順方向接続されたダイオードと、
   前記一次巻線の一方の端子と前記直流電源の−端子との間に接続され、前記直流電源部からの電流を前記タップ接続点から前記一方の端子に向けて流す第１の半導体スイッチと、
   前記第１の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第２の半導体スイッチと、
   前記一次巻線の他方の端子と前記直流電源部の−端子との間に接続され、前記直流電源部からの電流を前記タップ接続点から前記他方の端子に向けて流す第３の半導体スイッチと、
   前記第３の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第４の半導体スイッチとを有し、
   前記制御回路は、前記第２の半導体スイッチ及び前記第４の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給し、
   前記制御回路は、第１の期間に、前記駆動パルスを制御して、前記高電圧パルスを第１の周波数で出力して前記放電灯にて初期放電を行わせ、前記第１の期間後の第２の期間に、前記駆動パルスを制御して、前記高電圧パルスを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で出力して前記放電灯での放電をほぼ定常状態にすることを特徴とする放電灯駆動回路。
3. 請求項１又は２記載の放電灯駆動回路において、
   前記制御回路は、前記第２の期間の初期段階において、前記パルス発生回路に流れる電流値及び／又は前記パルス発生回路にて発生する電圧値を検出する検出回路と、
   前記検出回路にて検出された値に基づいて、前記第２の期間における前記放電灯での放電をほぼ定常状態に制御する放電制御回路とを有することを特徴とする放電灯駆動回路。
4. 請求項３記載の放電灯駆動回路において、
   前記放電制御回路は、
   前記駆動パルスの出力周波数を設定する周波数設定回路を有し、
   前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が所定のしきい値以下である場合に、前記高電圧パルスの周波数として、前記第２の周波数よりも低い周波数が設定されるように、前記駆動パルスの出力周波数を設定し、その後、前記低い周波数が前記第２の周波数に移行するように前記駆動パルスの出力周波数を設定することを特徴とする放電灯駆動回路。
5. 請求項３記載の放電灯駆動回路において、
   前記放電制御回路は、
   前記駆動パルスの出力周波数を設定する周波数設定回路を有し、
   前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が規定電流値となるように、前記駆動パルスの出力周波数を制御することを特徴とする放電灯駆動回路。
6. 請求項３記載の放電灯駆動回路において、
   前記放電制御回路は、
   前記駆動パルスの出力周波数である前記第２の周波数を設定する周波数設定回路を有し、
   前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電圧値が所定のしきい値以下である場合に、前記高電圧パルスの周波数として、前記第２の周波数よりも低い周波数が設定されるように、前記駆動パルスの出力周波数を設定し、その後、前記低い周波数が前記第２の周波数に移行するように前記駆動パルスの出力周波数を設定することを特徴とする放電灯駆動回路。
7. 請求項３記載の放電灯駆動回路において、
   前記放電制御回路は、
   前記駆動パルスの出力周波数を設定する周波数設定回路を有し、
   前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電圧値が規定電圧値となるように、前記駆動パルスの出力周波数を制御することを特徴とする放電灯駆動回路。
8. 請求項３記載の放電灯駆動回路において、
   前記放電制御回路は、
   前記駆動パルスの出力周波数である前記第２の周波数を設定する周波数設定回路を有し、
   前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値及び前記電圧値に基づく電力値が所定のしきい値以下である場合に、前記高電圧パルスの周波数として、前記第２の周波数よりも低い周波数が設定されるように、前記駆動パルスの出力周波数を設定し、その後、前記低い周波数が前記第２の周波数に移行するように前記駆動パルスの出力周波数を設定することを特徴とする放電灯駆動回路。
9. 請求項３記載の放電灯駆動回路において、
   前記放電制御回路は、
   前記駆動パルスの出力周波数を設定する周波数設定回路を有し、
   前記周波数設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電力値が規定電力値となるように、前記駆動パルスの出力周波数を制御することを特徴とする周波数設定回路を有することを特徴とする放電灯駆動回路。
10. 請求項３〜９のいずれか１項に記載の放電灯駆動回路において、
    前記放電制御回路は、
    前記半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの比率である前記駆動パルスのデューティ比を所定のデューティ比に設定するデューティ比設定回路を有し、
    前記デューティ比設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が所定のしきい値以下である場合に、前記所定のデューティ比よりもＯＮの期間を長くしたデューティ比に設定し、その後、前記ＯＮの期間を長くしたデューティ比を前記所定のデューティ比に移行させることを特徴とする放電灯駆動回路。
11. 請求項３〜９のいずれか１項に記載の放電灯駆動回路において、
    前記放電制御回路は、
    前記半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの比率である前記駆動パルスのデューティ比を所定のデューティ比に設定するデューティ比設定回路を有し、
    前記デューティ比設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電圧値が所定のしきい値以下である場合に、前記所定のデューティ比よりもＯＮの期間を長くしたデューティ比に設定し、その後、前記ＯＮの期間を長くしたデューティ比を前記所定のデューティ比に移行させることを特徴とする放電灯駆動回路。
12. 請求項３〜９のいずれか１項に記載の放電灯駆動回路において、
    前記放電制御回路は、
    前記半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの比率である前記駆動パルスのデューティ比を所定のデューティ比に設定するデューティ比設定回路を有し、
    前記デューティ比設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値及び前記電圧値に基づく電力値が所定のしきい値以下である場合に、前記所定のデューティ比よりもＯＮの期間を長くしたデューティ比に設定し、その後、前記ＯＮの期間を長くしたデューティ比を前記所定のデューティ比に移行させることを特徴とする放電灯駆動回路。
13. 請求項３〜１２のいずれか１項に記載の放電灯駆動回路において、
    前記放電制御回路は、
    前記直流電源部の直流電圧を所定の直流電圧に設定する電圧設定回路を有し、
    前記電圧設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電流値が規定電流値と異なる場合に、前記電流値が前記規定電流値になるように前記直流電圧を制御することを特徴とする放電灯駆動回路。
14. 請求項３〜１２のいずれか１項に記載の放電灯駆動回路において、
    前記放電制御回路は、
    前記直流電源部の直流電圧を所定の直流電圧に設定する電圧設定回路を有し、
    前記電圧設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電圧値が規定電圧値と異なる場合に、前記電圧値が前記規定電圧値になるように前記直流電圧を制御することを特徴とする放電灯駆動回路。
15. 請求項３〜１２のいずれか１項に記載の放電灯駆動回路において、
    前記放電制御回路は、
    前記直流電源部の直流電圧を所定の直流電圧に設定する電圧設定回路を有し、
    前記電圧設定回路は、前記検出回路にて検出された前記電圧値及び前記電流値に基づく電力値が規定電力値と異なる場合に、前記電力値が前記規定電力値になるように前記直流電圧を制御することを特徴とする放電灯駆動回路。
16. 直流電源部の両端に直列接続されたトランスと少なくとも１つの半導体スイッチとを有し、前記放電灯に対して高電圧パルスを出力するパルス発生回路と、前記半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための駆動パルスを供給する制御回路とを具備した放電灯駆動回路を用い、前記放電灯を前記トランスの二次巻線の両端に接続して、該放電灯を点灯駆動する放電灯の駆動方法であって、
    前記パルス発生回路として、前記直流電源の−端子と前記トランスの一次巻線におけるタップ接続点との間に接続され、前記一次巻線に流れる電流を前記直流電源部側に引き込む第１の半導体スイッチと、前記一次巻線の一方の端子と前記直流電源の＋端子との間に接続された第２の半導体スイッチと、前記一次巻線の他方の端子と前記直流電源の＋端子との間に接続された第３の半導体スイッチとを有する回路を使用し、
    前記制御回路として、前記第２の半導体スイッチ及び前記第３の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給する回路を使用し、
    第１の期間に、前記高電圧パルスを第１の周波数で出力して前記放電灯にて初期放電を行わせる第１のステップと、
    前記第１の期間後の第２の期間に、前記高電圧パルスを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で出力して前記放電灯での放電をほぼ定常状態にする第２のステップとを有することを特徴とする放電灯の駆動方法。
17. 直流電源部の両端に直列接続されたトランスと少なくとも１つの半導体スイッチとを有し、前記放電灯に対して高電圧パルスを出力するパルス発生回路と、前記半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための駆動パルスを供給する制御回路とを具備した放電灯駆動回路を用い、前記放電灯を前記トランスの二次巻線の両端に接続して、該放電灯を点灯駆動する放電灯の駆動方法であって、
    前記パルス発生回路として、前記直流電源の＋端子と前記トランスの一次巻線におけるタップ接続点との間に順方向接続されたダイオードと、前記一次巻線の一方の端子と前記直流電源の−端子との間に接続され、前記直流電源部からの電流を前記タップ接続点から前記一方の端子に向けて流す第１の半導体スイッチと、前記第１の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第２の半導体スイッチと、前記一次巻線の他方の端子と前記直流電源部の−端子との間に接続され、前記直流電源部からの電流を前記タップ接続点から前記他方の端子に向けて流す第３の半導体スイッチと、前記第３の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御する第４の半導体スイッチとを有する回路を使用し、
    前記制御回路として、前記第２の半導体スイッチ及び前記第４の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦ制御するための前記駆動パルスを供給する回路を使用し、
    第１の期間に、前記高電圧パルスを第１の周波数で出力して前記放電灯にて初期放電を行わせる第１のステップと、
    前記第１の期間後の第２の期間に、前記高電圧パルスを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で出力して前記放電灯での放電をほぼ定常状態にする第２のステップとを有することを特徴とする放電灯の駆動方法。
18. 請求項１６又は１７記載の放電灯の駆動方法において、
    前記第２のステップは、
    前記第２の期間の初期段階において、前記パルス発生回路に流れる電流値及び／又は前記パルス発生回路にて発生する電圧値を検出する検出ステップと、
    前記検出された値に基づいて、前記第２の期間における前記放電灯での放電をほぼ定常状態に制御する放電制御ステップとを有することを特徴とする放電灯の駆動方法。

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