JP2008544740A - ガス放電供給回路のインバータを駆動する方法 - Google Patents
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Abstract
ガス放電ランプ回路のインバータを制御する方法に関する。インバータは、2つのブランチを有する。各ブランチは、第2の半導体スイッチ(34,38)に直列な第1の半導体スイッチ(32,36)を有し、インバータの夫々の出力端子(42,46)へ接続された接続ノード(40,44)を有する。第1及び第2のスイッチは、夫々、インバータの第1の入力端子(16)へ及び第2の入力端子(18)へ接続されている。各スイッチは、内在する又は外部に接続された逆並列ダイオード(52−56)を有する。ブランチのスイッチは、導通及び非導通となるよう、交互に且つ交差して制御装置によって制御される。スイッチの制御は、ブランチごとに第1の遅延時間だけ遅延され、またブランチ間で第2の遅延時間だけ遅延される。
Description
本発明は、請求項1の前提部に記載されるようなガス放電供給回路のインバータを駆動する方法に関する。
米国特許6,815,910号は、高圧放電ランプを動作させる装置を開示する。この装置で、直流(DC)電圧供給はインバータに給電する。インバータは、そのDC入力部に平滑コンデンサを有し、また、フルブリッジとして互いに接続された4つのスイッチを有する。また、当該装置において、インバータは、その出力部で直列インダクタを介してランプに給電する。かかるインバータは、いずれ減衰する電流が不感時間の間ランプを流れ続けるように、エネルギーを蓄える。ある程度これは、不感時間の間の一瞬の望ましくない認知できるほどの暗化の発生を防ぐことができる。基本的に、不感時間はDC供給の短絡を防ぐ。これは、スイッチが、直列な2つのスイッチの重複導通を生じさせることができるいくらかの遅延を有する傾向があるためである。スイッチは半導体スイッチである。これはFFTであっても良い。夫々のスイッチに対して、逆並列なダイオードが接続される。
インバータのスイッチがMOSFETであるならば、逆並列に接続された夫々のスイッチの内在するダイオードが存在することが知られる。
インバータは、矩形交流(AC)出力電圧を供給する。インバータの出力電圧の夫々の遷移から、インダクタは、そのインダクタを流れる電流を保持する傾向を有する。結果として、かかる電流は、他のスイッチに関連するダイオード、即ち、存在しうる内在ダイオードを流れるよう一対のスイッチを流れることから転換する。結果として、インバータの出力電圧は逆になる。次いで、インバータ出力電圧は、ランプにおける電流が瞬時に減衰する間、前出の他のスイッチが不感時間の終了から導通するようオンされる場合の出力電圧と等しい。幾つかの場合で、電流が低くなりすぎる場合に、具体的に電流がゆっくりと逆になる場合に、即ち、数マイクロ秒又はそれ以上の時間フレームにおいて、ランプは消灯しうる。これは、ランプを起動させるために必要な点灯用変圧器が、一般に、逆電流が一時消灯を回避するに足りるほどに短い時間フレームにおいて発生しないような、高いインダクタンスを有するために生ずる。これは、ランプにおける放電経路の導電性が極めて低い値まで下がり、転換前にランプの燃焼電圧よりも著しく高いいくらかの余分の電圧により回復される必要があることを意味する。
通常、これは、不感時間が経過した後にインバータスイッチがオンしている間に起こるある電圧オーバーシュートによって引き起こされる。電圧オーバーシュートは、ランプ点灯装置におけるインダクタと、ランプ両端のいくらかの寄生コンデンサとによって形成される共振回路及び電力トランジスタのオン切替えの電圧ステップによって生ずる。
しかし、幾つかの点灯装置は、即ち、スチール遮蔽型の装置は、電圧オーバーシュートに反対に作用するよう点灯装置において補償電流を生じさせるように、転換の間、好ましくない動的挙動を有する。この場合に、余分の電圧は、もはや、転換の後にランプを再点灯させるのに十分でない。その影響として、不感時間が経過した後でさえ、ランプ電流は戻らず、より一層長い時間が、ランプドライバにおける電流源が十分な電圧を増大させるまでに必要とされる。これは、ちらつき(flickering)、更には、ランプの消灯をももたらしうる。
米国特許6,815,910号
本発明は、上述された先行技術の欠点を解決することを目的とする。
本発明の上記目的は、請求項1に記載される方法を提供することによって達成される。
これにより、先行技術に対してインバータのスイッチのオン及びオフの切替えのための制御パターンを時間シフトすることによって、点灯装置の遮蔽部において発生する渦電流が減衰するよう与えられ、その後、転換が続けられ得、十分な再点灯電圧がもたらされる。結果として、ランプのちらつき及び望ましくない消灯は回避される。
本発明は、添付の図面に関連する以下の例となる記載から、より一層明らかになるであろう。
図1は、先行技術のガス放電ランプ回路の図を示す。具体的に、ランプはキセノンランプであり、回路は自動車において使用される。回路は、ブースタ2と、インバータ4と、負荷6とを有する。
ブースタ2は、直流(DC)電力供給源(図示せず。)への接続のための入力端子8及び10と、インバータ4のDC入力端子16及び18の夫々への接続のためのDC出力端子12及び14とを有する。DC電力供給源は自動車用バッテリーであっても良い。ブースタ2のスイッチ20は、具体的に半導体スイッチである。ブースタ2のスイッチ20及びインダクタ22は、上記DC入力端子8及び10に対して直列に接続されている。スイッチ20及びインダクタ22のノードは、ダイオード24を介してブースタ2のDC出力端子12へ接続されている。他のDC出力端子14はDC入力端子10へ接続されている。図1に示されるように、DC入力端子8がDC供給源の正の電圧へ接続され、DC入力端子10が零又はマス(mass)電圧にある場合、ダイオード24の陽極はDC出力端子12へ接続される。制御装置(図示せず。)は、交互に導通及び非導通とするようスイッチ20を制御する。
スイッチ20が導通するよう制御される場合、電流は、DC入力端子8からスイッチ20及びインダクタ22を介してDC入力端子10へと流れる。次いで、スイッチ20が非導通となるよう制御される場合、インダクタ22は、そのインダクタ22を流れる電流を保持する傾向を有する。結果として、インダクタ22を流れる電流は、ダイオード24を介して取り出される。結果として、ブースタ2はDC出力電圧を供給する。従って、DC出力端子12での電圧はDC出力端子14に対して負となる。DC出力端子12及び14でのDC出力電圧の大きさは端子12及び14へ接続される負荷に依存する。自動車におけるキセノンランプに随伴する使用のための例により、ブースタ2は、待機状態動作の間は約90VのDC電圧を供給するよう設計される。
インバータ4は平滑コンデンサ30を有する。平滑コンデンサ30は、インバータ4のDC入力端子16及び18へ接続されている。インバータ4は、また、半導体スイッチのブリッジ状配置を有する。かかるスイッチ配置の第1のブランチは、直列に、第1のスイッチ32及び第2のスイッチ34を有する。かかるスイッチ配置の第2のブランチは、直列に、第1のスイッチ36及び第2のスイッチ38を有する。第1のスイッチ32、36は、インバータ4の第1のDC入力端子16へ接続され、第2のスイッチ34、38は、インバータ4の第2のDC入力端子18へ接続されている。第1のブランチのスイッチ32及び34の接続ノード40は、インバータ4の第1の出力端子42へ接続されている。第2のブランチのスイッチ36及び38の接続ノード44は、インバータ4の第2の出力端子46へ接続されている。
図示されるように、スイッチ32、34、36及び38はMOSFETスイッチである。かかるスイッチの夫々は、夫々、内在する(バルク−ドレイン)ダイオード52、54、56及び58を有する。かかるダイオードは破線によって表されている。MOSFETスイッチの代わりに、例えばバイポーラトランジスタのような他の半導体スイッチが使用されても良く、ダイオードは、後述するように、負荷6のインダクタを流れる電流を維持(サステイン)するよう、スイッチに対して逆並列に接続され得る。
制御装置(図示せず。)は、交互に且つ交差してスイッチ32、34、36及び38を制御するようスイッチ32、34、36及び38の制御入力(ゲート)へ接続されている。基本的に、先行技術に従って、これは、一方のブランチの第1のスイッチ32又は36が導通するよう制御される場合に、他方のブランチの第2のスイッチ38又は34は夫々同じく導通するよう制御され、一方、残りのスイッチは非導通となるよう制御されるように、スイッチを制御することを意味する。しばらくの後、導通及び非導通のためのスイッチの制御は逆にされ、その後同様に続く。結果として、矩形波形を有する出力電圧がインバータ4の出力端子42及び46で供給される。より具体的に、制御装置は、不感時間(dead time)として知られる第1の遅延時間だけブランチごとにスイッチの制御を遅延させ、ブランチの両方のスイッチが同時に導通することを防ぐ。ブランチの両方のスイッチが同時に導通すると、DC入力端子16からDC入力端子18へ流れる短絡電流によるスイッチの破壊が起こる。
負荷6は、インバータ4の出力端子42及び46へ接続されている。負荷6は点灯用変圧器60を有する。変圧器60の第1の巻線、即ち一次巻線は、ガス放電ランプ62とともにインバータ4の出力端子42及び46へ直列に接続されている。ランプはキセノンランプである。コンデンサ64は、変圧器60及びランプ62に対する寄生容量を表す。変圧器60の第2の巻線、即ち二次巻線は、スパークギャップ66及び充電抵抗68とともにこの順序で、インバータ4の出力端子42及び46へ直列に接続されている。点灯用コンデンサ70は、点灯用変圧器60の二次巻線及びスパークギャップ66の直列配置に対して並列に接続されている。点灯のメカニズムは、本発明に従う回路の動作には無関係である。従って、かかるメカニズムの詳細な記載はここでは省略する。
上述されるようなタイプのランプは、交互極性の電流を供給されなければならない。結果として、インバータ4の出力電圧の極性の夫々の遷移により、ランプ62は再点灯されるべきである。負荷6は、ランプ62を再点灯させるに足る上記遷移の夫々において、ランプ62での電圧の共振昇圧を提供することができる。しかし、本発明者は、ランプ62の点灯部の金属遮蔽における渦電流の発生が、十分な過電圧の発生を有効に抑制しうることを発見した。かかる渦電流は、ランプ電圧の共振交番に反対に作用する。ランプ電圧の共振交番は、ランプ62の再点灯を妨げ、放射光のちらつき、更にはランプ62の永続的な消灯をももたらしうる。
本発明に従って、過電圧低減に関する欠点は、スイッチ32、34、36及び38を制御するための改善された制御方式(即ち、制御パターン。)を適用することによって解決される。改善された制御方式について、最初に図2によって表される目下の先行技術に従う制御方式を参照しながら説明する。
図2のダイアグラムは4つの制御信号G32、G34、G36及びG38を示す。かかる制御信号は論理レベルを有し、夫々、スイッチ32、34、36及び38の制御入力、具体的にゲートへ、上述された制御装置(図示せず。)によって供給される。制御信号G32、G34、G36及びG38の夫々の高レベルは、各制御信号が供給されるところのスイッチが導通するよう制御されることを示す。低レベル(零)は、スイッチが非導通となるよう制御されることを示す。
図2に示される先行技術の制御方式に従って、スイッチ32及び38は、両方が同時に導通又は非導通となるよう制御される。スイッチ34及び36も同様である。導通するよう制御する期間は、非導通とされる期間と交互にされる。スイッチ32および38を非導通となるよう制御する際、遅延Td1のタイムアウトが開始される。遅延Td1の間、全てのスイッチ32、34、36及び38は非導通となるよう制御される。従って、この遅延時間Td1は“不感時間(dead time)”と呼ばれる。遅延時間Td1のタイムアウト時に、他のスイッチ34及び36は導通するよう制御される。同様に、スイッチ34及び36がオフに切り替わる際、遅延Td1は、また、スイッチ32及び38がオンに切り替わる前に導入される。遅延時間Td1は、DC入力端子16及び18の間の短絡の発生を防ぐよう導入される。
図2で、零に対する出力端子42及び46での電圧は、夫々、V42及びV46によって示される。上述されるように、本例に関して、上記電圧は0V又は−90Vである。インバータ4の出力電圧は、インバータ出力部42及び46での電圧の間の差に等しい。この差は、図2ではV42−V46によって示される。
スイッチ32及び38が導通している場合に、出力端子42はDC入力端子16へ接続され、出力端子46はDC入力端子18へ接続される。従って、V42=0且つV46=−90Vである。この時点で、電流は、DC入力端子16からスイッチ32、負荷6及びスイッチ38を介してDC入力端子18へと流れる。スイッチ32及び38がオフに切り替わると、負荷6の変圧器60の一次巻線は、自身を流れる電流を保持しようとする。結果として、インバータ4を流れる電流は、スイッチ32及び38を通る経路から他のスイッチ34及び36のダイオード54及び56を夫々通る逆インバータ経路へと切り替わり、V42及びV46は値が逆となり、インバータ出力電圧V42−V46は極性が逆となる。電流がダイオード54及び56を流れるこの状況は、しばらく、場合により遅延時間Td1の間続く。遅延時間Td1の終了時に、この電流は零でない。これにより、再点灯するには不十分であるランプ62両端の電圧の共振昇圧が生じ、ちらつき及び場合によりランプ62の完全な消灯が引き起こされる。
本発明に従って、スイッチ32、34、36及び38を制御するための改善された方式又はパターンが、図3によって表されるように、提供される。図3は、図2を参照して記載されるような同様の配置で時間の関数として電圧を示す。制御信号G32及びG34並びに電圧V42は、図2及び図3ともに同一である。他の制御信号及び電圧は、図2及び図3で異なっている。従って、図3で、制御信号G36及びG38並びに電圧V46は、G36′、G38′及びV46′によって置換されている。これにより、インバータ4の出力端子42及び46の間の出力電圧は、V46−V46′となった。
図3によって示されるように、本発明に従って、スイッチ36及び38のブランチの制御は、他のブランチのスイッチ32及び34のオン切替え遷移に対して第2の遅延時間Td2だけ遅延される。即ち、スイッチ38は、先行技術の場合のようにスイッチ32と同時にオン及びオフを切り替えられず、第2の遅延時間Td2の後に切り替えられる。スイッチ34に対するスイッチ36の制御についても同様である。
第2の遅延時間Td2の導入により、出力端子46での電圧V46′も、図2の先行技術の場合に対して時間においてシフトされる。結果として、インバータ出力電圧V42−V46′は、スイッチ32及び34のいずれかがオフされた後にインターバルを有し、その間は零である。インバータ出力電圧におけるこのような零インターバルの発生により、ランプ電圧の共振昇圧は、第2の遅延時間Td2の終了時に、ランプ62を再点灯させるに足るほど高くされる。
望ましくは、第2の遅延時間Td2は第1の遅延時間Td1よりも長い。望ましくは、また、第2の遅延時間Td2は20から40マイクロ秒の範囲にある存続期間を有する。これは、特に自動車への適用にとって有用である。
Claims (6)
- インバータは、当該インバータを直流電圧供給源へ接続する2つの入力端子と、直列にインダクタ及びガス放電ランプを有する負荷へ接続する2つの出力端子と、半導体スイッチの2つのブランチとを有し、
前記ブランチの夫々は、第1のスイッチ及び第2のスイッチを有し、
前記第1及び第2のスイッチは、前記出力端子へ接続される接続ノードにおいて相互に接続され、且つ、夫々第1の入力端子へ及び第2の入力端子へ接続され、これによって、夫々のスイッチに関して該スイッチに対して逆並列なダイオードが存在し、
前記第1及び第2のスイッチは、一方のブランチの第1のスイッチ及び他方のブランチの第2のスイッチが他のスイッチに対して交互に導通及び非導通となるよう制御されるように、制御装置によって制御され、
前記ブランチの夫々に関して、導通すべきスイッチの制御は、当該ブランチの他のスイッチが非導通となるよう制御される時間から第1の遅延時間だけ遅延される、ガス放電ランプ回路のインバータを制御する方法であって、
一方のブランチの前記第1及び第2のスイッチの制御から、他方のブランチの前記第1及び第2のスイッチの制御は、前記出力端子の間の出力電圧が第2の遅延時間の部分の間は零であるように、前記第2の遅延時間だけ遅延される、ことを特徴とする方法。 - 前記第2の遅延時間は前記第1の遅延時間よりも長い、ことを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記第2の遅延時間は20から40マイクロ秒の範囲にある存続期間を有する、請求項1又は2記載の方法。
- フルブリッジタイプのインバータを有し、
前記インバータは、当該インバータを直流電圧供給源へ接続する2つの入力端子と、直列にガス放電ランプを接続する接続端子及びインダクタを有する負荷へ接続する2つの出力端子と、半導体スイッチの2つのブランチとを有し、
前記ブランチの夫々は、第1のスイッチ及び第2のスイッチを有し、
前記第1及び第2のスイッチは、前記出力端子へ接続される接続ノードにおいて相互に接続され、且つ、夫々第1の入力端子へ及び第2の入力端子へ接続され、これによって、夫々のスイッチに関して該スイッチに対して逆並列なダイオードが存在し、
前記インバータは、一方のブランチの第1のスイッチ及び他方のブランチの第2のスイッチが他のスイッチに対して交互に導通及び非導通となるよう制御され、前記ブランチの夫々に関して、導通すべきスイッチの制御が当該ブランチの他のスイッチが非導通となるよう制御される時間から第1の遅延時間だけ遅延されるように、前記スイッチを制御する制御装置を更に有する、ガス放電ランプを動作させる回路配置であって、
前記制御装置は、前記出力端子の間の出力電圧が第2の遅延時間の部分の間は零であるように、一方のブランチの前記第1及び第2のスイッチの制御を他方のブランチの前記第1及び第2のスイッチの制御に対して前記第2の遅延時間だけ遅延させる手段を設けられる、ことを特徴とする回路配置。 - 前記第2の遅延時間は前記第1の遅延時間よりも長い、ことを特徴とする請求項4記載の回路配置。
- 前記第2の遅延時間は20から40マイクロ秒の範囲にある存続期間を有する、請求項4又は5記載の回路配置。
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