JP4701332B2 - 交流電圧制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源と誘導性負荷との間に接続される交流電圧制御装置に関し、負荷電圧の調整を磁気エネルギー回生スイッチによって制御するようにした交流電圧制御装置に関するものである。

現在、電力エネルギーシステムは瞬時も停止できない重要な社会インフラとなっているが、負荷電圧の安定とその制御は重要である。
電力システムにおいては、白熱ランプの点灯時のラッシュ電流など短時間の過電流、誘導電動機の起動時ラッシュや、トランスの初期励磁突入時の飽和突入電流などによる短時間の電圧低下は、機器の健全な運転に障害を起こす可能性があるため、供給側は高い電圧を供給している。
電力供給システムでは、最大負荷時の配電線の電圧ドロップに対する対策として、電圧を数％過大に供給する傾向があるが、最大負荷となる頻度が通常はそれほど多くないため、電圧が定格より大きい分を不必要に消費している場合が多い。その結果、インバータ化されていない蛍光灯、水銀灯、ナトリウム灯などの照明では、必要以上に明るくなっており、これら放電灯だけでも、入力電圧を連続的に適宜下げることで省エネ調光する事が出来る。また、汎用誘導電動機では、鉄損の増加により、電力効率が落ちている。小型誘導電動機において、７０％程度以下の負荷率で運転されている場合は、負荷電圧を定格より若干低減した方が、電動機効率が上がるのは周知のことである。
従来、交流電圧を適切に調整するには、トランスのタップ切換えで行うことが一般的である。しかしながらが、機械式の場合、切換えによって出力される電圧がステップ的であるのと、動作に時間遅れが生じる点が問題であった。また、スライド・トランス（スライダック）は高価な上、耐久性に問題がある。インバータ・コンバータのバック・トゥ・バック方式では、周波数を変える必要も無いので、その適用はコスト高で電力損失も大きいと考えられる。
また、直流回路においては、電力を交流から直流に変換してから、直流電圧調整回路により電圧を一定に制御しているが、交流側で同じことを行う技術は、かつて、鉄共振を利用した磁気増幅器が存在したが、その後、ほとんど発展していない。サイリスタによる交流電圧調整器は、電流波形が歪み、また、電圧制御の結果、電流が遅れ力率（電圧より電流が遅れている状態）となることが欠点である。誘導性負荷のように遅れ力率負荷では、電圧遮断時に高電圧が発生し、電圧ノイズが大きいのも問題である。
また、もう一方で回路技術として、磁気エネルギー回生スイッチ（以下「ＭＥＲＳ」という。）と呼ばれるものが提案され、既に特許として成立している（特許文献１参照）。
ＭＥＲＳは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を用いる。逆導通型のスイッチング回路／半導体素子として、たとえば自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続（以下、単に「逆並列」に接続という。）したものからなる回路、または製造時に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子などがある（以下、これらの逆導通型のスイッチング回路／半導体素子を、単に、「逆導通型半導体スイッチ」という）。
ＭＥＲＳは、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチの正極同士を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチの負極同士を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなる。
フルブリッジ回路の第１の交流端子と第２の交流端子間に、ＭＥＲＳの制御対象の回路を接続する。
第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御することで、ＭＥＲＳは、回路の電流が遮断されたときに、コンデンサが、フルブリッジ回路と制御対象の回路の全体に蓄積されている「スナバーエネルギー」を吸収し、制御対象の回路に回生することのできる電流双方向のスイッチ回路として機能する。制御対象の回路に流れる電流の向きを制御の目的・範囲に応じて、順方向・逆方向と切り替えることができる。
ＭＥＲＳの第１の交流端子と第２の交流端子間に、制御対象の回路として誘導性負荷と交流電源を直列に接続した回路を用いると、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができる。コンデンサと誘導性負荷のインダクタンス成分との共振により、コンデンサが、誘導性負荷のインダクタンス成分に蓄積されている「磁気エネルギー」を吸収（コンデンサは充電）し、誘導性負荷に回生（コンデンサは放電）することで実現している。これは、ＭＥＲＳを用いた交流電源装置として提案され、既に特許として成立している（特許文献２参照）。
ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、コンデンサの静電容量は、誘導性負荷のインダクタンスと共振状態となる容量であって、制御の目的・範囲に応じてその容量を選択する。特に、コンデンサの静電容量を、コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンスで決まる共振周波数が逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数以上となるように選択することで、逆導通型半導体スイッチをオンにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、逆導通型半導体スイッチの第１のペアがオンの状態のときは、第２のペアをオフの状態に、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する。逆導通型半導体スイッチのオンの時間とオフの時間の時間比（デューティ比）は０．５、すなわち、オンの時間とオフの時間は等しい。逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を時間軸で表現したものを制御信号とすると、制御信号の位相は、交流電源の電圧位相に同期させ、かつ制御信号の位相を交流電源の電圧位相から進み（時間的に制御信号の位相の変化が先となる状態）となる制御を行う。制御信号と交流電源の電圧位相の位相差を、制御の目的・範囲に応じて変化させることで、誘導性負荷に供給する交流電力を制御することができる。さらに、電流位相を進ませることで誘導性負荷への供給電圧を高くでき、また、電流位相を大幅に進ませることで誘導性負荷への供給電圧を低くすることもできるのが特徴である。
ＭＥＲＳを用いた交流電源装置において、誘導性負荷のように遅れ力率の負荷の場合、ＭＥＲＳで力率を改善すると、誘導性負荷への供給電圧が高くなって過電圧となり、誘導性負荷を損傷する虞があった。これに対処するため、本発明者は、誘導性負荷への電流の位相をさらに大幅に進めることによって、交流電源の電圧よりも低い電圧を誘導性負荷に供給するようにし、ＭＥＲＳが接続されていない別の誘導性負荷の遅れ力率の電流と合わせることで、全体の電源電流の力率を１とする交流電圧制御装置（以下、単に「進相電流による交流電圧制御装置」という。）を提案し、公開され、既に公知となっている（特許文献３参照）。
日本国特許第３６３４９８２号公報 日本国特許第３７３５６７３号公報 特開２００７−０５８６７６号公報

進相電流による交流電圧制御装置では、ＭＥＲＳ回路による進み力率負荷と、ＭＥＲＳ回路が接続されていない別の遅れ力率負荷の２つを使用することで力率を改善できる。
しかしながら、誘導性負荷に供給する電流の位相を大幅に進めることにより、誘導性負荷に供給する電圧を減少させたとしても、ＭＥＲＳ回路内には交流電源の電圧と同等か、より大きな電圧が発生する。またコンデンサの電圧負担も大きい。このため、逆導通型半導体スイッチとコンデンサは、耐電圧の大きなものを使用することが必要となり、装置の小型化の阻害要因となる虞がある。また、電流の位相を大幅に進めると、電流波形に含まれる高調波が多くなるという事象もあった。
本発明は、上述の問題に鑑み為されたものであり、ＭＥＲＳ回路の逆導通型半導体スイッチとコンデンサの電圧負担を軽減し、誘導性負荷に供給する電流の位相の進み量を小さくしても、誘導性負荷に供給される電圧の制御を行うことができる交流電圧制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、負荷電圧の調整を磁気エネルギー回生スイッチによって制御するようにした交流電圧制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、交流電圧制御装置は、自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子と負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路と、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、制御手段と、を備えるとともに、第２の交流端子は、誘導性負荷に接続され、制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチと第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチと第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相を、交流電源の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧をコンデンサに発生させ、誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
また、本発明の上記目的は コンデンサが有極性のコンデンサであることを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、コンデンサの静電容量（Ｃ）と誘導性負荷のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）が、交流電源の周波数（ｆａｃ）以上となるように、コンデンサの静電容量（Ｃ）の値が設定されていることを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、ゲート制御信号の位相の変化と交流電源の電圧位相との差をゲート制御信号の位相角とし、ゲート制御信号の位相の変化が交流電源の電圧位相より時間的に先となる場合を「進み」としてプラスの角度で表現し、また、ゲート制御信号の位相の変化が交流電源の電圧位相より時間的に後になる場合を「遅れ」としてマイナスの角度で表現したとき、ゲート制御信号の位相角の範囲を、０度からプラス９０度まで、または、０度からマイナス１８０度までに設定したことを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、交流電圧制御装置は、第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続した逆導通型半導体スイッチレグと、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側である第１の交流端子と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側である第２の交流端子との間に接続されたコンデンサと、を備えた１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路と、１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、制御手段と、を備えるとともに、第２の交流端子は、誘導性負荷に接続され、制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチをオンの状態として、第１の逆導通型半導体スイッチと第２の逆導通型半導体スイッチが同時にオフの状態にならないように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相を交流電源の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を、コンデンサに発生させ、誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、第１の逆導通型半導体スイッチと、第２の逆導通型半導体スイッチの接続極性をそれぞれ逆にしたことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、コンデンサの静電容量（Ｃ）と誘導性負荷のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）が、交流電源の周波数（ｆａｃ）以上となるように、コンデンサの静電容量（Ｃ）の値が設定されていることを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、交流電圧制御装置は、第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした逆導通型半導体スイッチレグと、第１のダイオードと第１のコンデンサを並列に接続した第１のコンデンサクランプ回路と、第２のダイオードと第２のコンデンサを並列に接続した第２のコンデンサクランプ回路を、第１のダイオードの正極側と第２のダイオードの負極側を接続した点を第２の交流端子としたコンデンサ回路を、第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と第１のダイオードの負極側を接続した点を正極端子とし、かつ、第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２のダイオードの正極側を接続した点を負極端子として構成される、縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路と、縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、制御手段と、を備えるとともに、
第２の交流端子は、誘導性負荷に接続され、制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチをオンの状態として、第１の逆導通型半導体スイッチと第２の逆導通型半導体スイッチが同時にオンの状態にならないように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相を交流電源の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を、第１のコンデンサと第２のコンデンサに発生させ、誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、交流電圧制御装置は、第１の逆導通型半導体の正極側を第１の交流端子とし、第１の逆導通型半導体スイッチと第１のコンデンサを並列に接続した第１のコンデンサ短絡回路と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を第２の交流端子とし、第２の逆導通型半導体スイッチと第２のコンデンサを並列に接続した第２のコンデンサ短絡回路を、第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続した２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路と、
２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、制御手段と、を備えるとともに、
第２の交流端子は、誘導性負荷に接続され、制御手段は、第１の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、第１の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチをオンの状態として、第１の逆導通型半導体スイッチと第２の逆導通型半導体スイッチが同時にオンの状態にならないように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相を交流電源の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を、第１のコンデンサと第２のコンデンサに発生させ、誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子であり、制御手段は、逆導通型半導体スイッチを構成するダイオードが順方向で導通状態となるときに、逆導通型半導体スイッチをオンの状態とするように制御することを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサがそれぞれ有極性のコンデンサであることを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、第１の逆導通型半導体スイッチと第２の逆導通型半導体スイッチの接続極性をそれぞれ逆にしたことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、第１の逆導通型半導体スイッチと第２の逆導通型半導体スイッチの接続極性をそれぞれ逆にし、さらに、第１のコンデンサと第２のコンデンサの接続極性をそれぞれ逆にしたことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、第１のコンデンサの静電容量（Ｃ１）と誘導性負荷のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる第１の共振周波数（ｆｒｅｓ１）と、第２のコンデンサの静電容量（Ｃ２）と誘導性負荷のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる第２の共振周波数（ｆｒｅｓ２）が、それぞれ交流電源の周波数（ｆａｃ）以上となるように、第１および第２のコンデンサの静電容量（Ｃ１、Ｃ２）の値がそれぞれ設定されていることを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
さらに、本発明の上記目的は、ステップダウン変圧器を除去し、交流電源を交流リアクトルの他端に直結したことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、交流電源の端子間に並列に接続される力率補償コンデンサをさらに備えたことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、ゲート制御信号の位相の変化と交流電源の電圧位相との差をゲート制御信号の位相角とし、ゲート制御信号の位相の変化が交流電源の電圧位相より時間的に先となる場合を「進み」としてプラスの角度で表現し、また、ゲート制御信号の位相の変化が交流電源の電圧位相より時間的に後になる場合を「遅れ」としてマイナスの角度で表現したとき、ゲート制御信号の位相角の範囲を、０度からプラス９０度まで、または、０度からマイナス９０度までに設定したことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。
さらに、本発明の上記目的は、ゲート制御信号の位相角の範囲を、常に０度のままとしたことを特徴とする交流電圧制御装置によっても達成される。

本発明に係る交流電圧制御装置によれば、負荷に供給する電流の位相を大幅に進めることなく、負荷に供給する電圧を制御することができる。
また、ＭＥＲＳ回路の逆導通型半導体スイッチとコンデンサの電圧負担を軽減でき、本発明にかかる交流電圧制御装置の小型化につながる。
また、電流の位相を大幅に進めないため、電流波形に含まれる高調波も低減できる。
さらに、交流電源の電圧が過大な場合には、負荷に供給する電圧を低減し、また、交流電源の電圧が低下した場合には、負荷に供給する電圧を適切に維持することができるという多くの効果がある。

第１図は、本発明に係る第１の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
第２図は、本発明に係る第２の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
第３図は、本発明に係る第２の実施形態で、２つの逆導通型半導体スイッチの正極同士を共通とした構成を示す回路ブロック図である。
第４図は、本発明に係る第３の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
第５図は、本発明に係る第４の実施形態の構成を示す回路ブロック図である。
第６図は、本発明に係る第４の実施形態で、２つの逆導通型半導体スイッチの正極同士を共通とした構成を示す回路ブロック図である。
第７図は、本発明に係る交流電圧制御装置の構成において、ステップダウン変圧器を除去し、交流電源と交流リアクトルを直結した構成を示す回路ブロック図の抜粋である。
第８図は、本発明に係る交流電圧制御装置の構成において、力率補償コンデンサを接続した構成を示す回路ブロック図の抜粋である。
第９図は、本発明に係る第２、および第４の実施形態で、完全な電流遮断のために電源スイッチを使用した構成を示す回路ブロック図の抜粋である。
第１０図は、本発明に係る第２、および第４の実施形態で、力率補償コンデンサを接続し、さらに、完全な電流遮断のために電源スイッチを使用した構成を示す回路ブロック図の抜粋である。
第１１図は、交流電源の電圧位相とゲート制御信号の位相角αとの関係を示す図である。
第１２図は、ゲート制御信号の位相角αと、負荷電圧の関係を示す図である。
第１３図は、本発明に係る第１の実施形態の構成の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１４図は、本発明に係る第６の実施形態の構成の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１５図は、本発明に係る第７の実施形態の構成の計算機シミュレーション結果を示す図である。
第１６図は、本発明に係る第７の実施形態の構成がない場合の、計算機シミュレーション結果を示す図である。

３ 交流電源
４ 制御手段
５ 誘導性負荷
９ ステップダウン変圧器
１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路
１１ ２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路
１２ ２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の別の態様
２１ １コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路
２２ １コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の別の態様
３０ 縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路
ＡＣ１ 第１の交流端子
ＡＣ２ 第２の交流端子
ＤＣＰ 正極端子
ＤＣＮ 負極端子
Ｇ１ 第１の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ２ 第２の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ３ 第３の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
Ｇ４ 第４の逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号
ＳＷ１ 第１の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ２ 第２の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ３ 第３の逆導通型半導体スイッチ
ＳＷ４ 第４の逆導通型半導体スイッチ
Ｃ コンデンサ
Ｃ１ 第１のコンデンサ
Ｃ２ 第２のコンデンサ
Ｃｃｏｍ 力率補償コンデンサ
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード
Ｌ 誘導性負荷のインダクタンス成分
Ｌａｃ 交流リアクトル
Ｒ 誘導性負荷の抵抗成分
ＰＳＷ 電源スイッチ
Ｉｓｗ１ 第１の逆導通型半導体スイッチを通過する電流
Ｉｓｗ２ 第２の逆導通型半導体スイッチを通過する電流
Ｉｌｏａｄ 誘導性負荷を流れる電流（負荷電流）
Ｉｉｎ 交流電源から供給される電流
Ｖａｃ 交流電源の電圧
Ｖａｃ＿ｒｍｓ 交流電源の実効電圧
Ｖｃ コンデンサの両端電圧
Ｖｃ１ 第１のコンデンサの両端電圧
Ｖｃ２ 第２のコンデンサの両端電圧
Ｖｉｎ ブリッジ回路に供給される電圧
Ｖｉｎ＿ｒｍｓ ブリッジ回路に供給される実効電圧
Ｖｌｏａｄ 誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）
Ｖｌｏａｄ＿ｒｍｓ 誘導性負荷に供給される実効電圧
ＶＡａｃ 交流電源で測定した皮相電力
Ｗａｃ 交流電源で測定した有効電力
ＰＦａｃ 交流電源で測定した力率
α ゲート制御信号の位相角
（ｆａｃ） 交流電源の周波数
（ｆｓｗ） 逆導通型半導体スイッチのスイッチング周波数
（ｆｒｅｓ）、（ｆｒｅｓ１）、（ｆｒｅｓ２） 共振周波数
（Ｃ） コンデンサの静電容量
（Ｃ１） 第１のコンデンサの静電容量
（Ｃ２） 第２のコンデンサの静電容量
（Ｌ） 誘導性負荷のインダクタンス
（Ｒ） 誘導性負荷の等価抵抗
（Ｌａｃ） 交流リアクトルのインダクタンス

以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には同一の符号を付与するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
以下の説明で、自己消弧形素子とは、素子のゲートに制御信号を印加することにより、素子の順方向の導通状態／阻止状態を制御できる能力のある電子部品を指し示している。
また、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号とし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間は一致するものとする。
すなわち、逆導通型半導体スイッチをオンにするゲート制御信号が継続するときは、逆導通型半導体スイッチはオンの状態を継続し、逆導通型半導体スイッチをオフにするゲート制御信号が継続するときは、逆導通型半導体スイッチはオフの状態を継続するということである。
また、第１１図は、ゲート制御信号の位相角の定義について示している。
より詳しくは、ゲート制御信号の位相の変化は、交流電源３の電圧位相との差をゲート制御信号の位相角αとし、ゲート制御信号の位相の変化が交流電源３の電圧位相より時間的に先となる場合を「進み」としてプラスの角度で表現し、また、ゲート制御信号の位相の変化が交流電源３の電圧位相より時間的に後になる場合を「遅れ」としてマイナスの角度で表現している。
さらに、第１２図は、ゲート制御信号の位相角αと、負荷電圧Ｖｌｏａｄの関係を示している。
より詳しくは、ゲート制御信号の位相角αの範囲を、０度から９０度までの範囲を「領域１」、９０度から１８０度までの範囲を「領域２」、−１８０度から−９０度までの範囲を「領域３」、−９０度から０度までの範囲を「領域４」、０度の点を「０度点」と呼び、適宜この呼び方を使用する。

フルブリッジ型ＭＥＲＳを用いた交流電圧制御装置
第１図は、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置は、交流電源３と誘導性負荷５との間に直列に挿入され、誘導性負荷５に供給する電圧（負荷電圧）を制御する交流電圧制御装置である。
第１図の交流電圧制御装置は、自己消弧形素子とダイオードを、自己消弧形素子の正極側とダイオードの負極側を接続し、かつ自己消弧形素子の負極側とダイオードの正極側を接続（以下、単に「逆並列」に接続という）した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１を構成する自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２を構成する自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の正極側を接続した点を第２の交流端子ＡＣ２とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３の正極側を接続して正極端子ＤＣＰとし、かつ第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４の負極側を接続して負極端子ＤＣＮとして構成されるフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間に接続されたコンデンサＣとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路１０と、
フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の第１の交流端子ＡＣ１に一端が接続された交流リアクトルＬａｃと、
交流電源３に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルＬａｃの他端に接続されたステップダウン変圧器９と、
制御手段４と、を備えるとともに、
第２の交流端子ＡＣ２は、誘導性負荷５に接続され、
制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第４の逆導通型半導体スイッチＳＷ４を第１のペアとし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第３の逆導通型半導体スイッチＳＷ３を第２のペアとし、第１のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオンの状態」という。）のときは、第２のペアの２つの逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、第１のペアがオフの状態のときは、第２のペアをオンの状態とするように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相を、交流電源３の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧をコンデンサＣに発生させ、誘導性負荷５に印加される電圧を制御することが特徴である。
次に、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置の動作の状態を、第１３図に基づいて説明する。
より詳しくは、第１３図は、第１図で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す。
＜第１３図の回路定数＞
交流電源３の実効電圧（Ｖａｃ＿ｒｍｓ）： ２００Ｖｒｍｓ、
交流電源３の周波数（ｆａｃ）： ５０Ｈｚ、
ステップダウン変圧器９の巻き線比： １次側：２時側＝２００：４０、
交流リアクトルＬａｃのインダクタンス（Ｌａｃ）： ０．１ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ２００マイクロＦ、
誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）： ３０ｍＨ、
誘導性負荷５の等価抵抗（Ｒ）： １０オーム。
第１３図は、交流電源３から供給される電流Ｉｉｎ、誘導性負荷５を流れる電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、交流電源３の電圧Ｖａｃ、誘導性負荷に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄ、交流電源３の電圧Ｖａｃと第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２を拡大したもの、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、交流電源３で測定した皮相電力ＶＡａｃ、交流電源３で測定した有効電力Ｗａｃ、交流電源３で測定した力率ＰＦａｃ（力率ＰＦａｃは１０００倍に表示している）の波形を示している。
交流電源３と本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置との間に、ステップダウン変圧器９が挿入され、２００Ｖｒｍｓから１６０Ｖｒｍｓと、交流電源３の電圧Ｖａｃを２０％降圧している。交流リアクトルＬａｃは、０．６ｍＨを選択している。交流電源３の電圧Ｖａｃより高い負荷電圧Ｖｌｏａｄを供給させるためには、それに応じてインダクタンス容量のより小さいものを選択する。負荷電圧Ｖｌｏａｄは、ゲート制御信号の位相角αを「進み」とすると、交流電源３の電圧Ｖａｃから２０％降圧した電圧から昇圧していく。
制御手段４は、時刻０から時刻０．１秒までは、ゲート制御信号の位相角αを、−４５度（遅れ）、その後は、ゲート制御信号の位相角αを３０度（進み）として、負荷電圧Ｖｌｏａｄを昇圧させている。
第１３図より、負荷電圧Ｖｌｏａｄが、１６０Ｖｒｍｓから２００Ｖｒｍｓに昇圧されていることが確認できる。
次に、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置の特徴を説明する。
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）は、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）との共振により、誘導性負荷５の磁気エネルギーを吸収（コンデンサは充電）、放出（コンデンサは放電）するだけの、極めて小さな容量でよい。すなわち、誘導性負荷５の交流電源３の半周期分の磁気エネルギーを吸収、放出だけに見合う容量でよい。コンデンサＣが、従来の電圧型ＰＷＭインバーター回路で使用されている直流電圧を安定して供給するための大容量の平滑コンデンサと、その容量・目的が全く異なる点である。
また、コンデンサＣは、交流電源３の半周期毎に磁気エネルギー（１／２（Ｌ（Ｉｌｏａｄ）＾２））を静電エネルギー（１／２（Ｃ（Ｖｃ）＾２））として吸収、放出する。コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、交流電源３の半周期毎に同期して、ピークから略ゼロ［Ｖ］になる特徴がある。
また、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間の電位の位置関係が変わらない。そのため、コンデンサＣに有極性コンデンサを使用することができる。
また、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）と、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）を、交流電源３の周波数（ｆａｃ）の近傍とすることで、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置による電圧と電流の高調波の発生を低減することができる。
また、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）と、誘導性負荷３のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）を、交流電源３の周波数（ｆａｃ）以上とすることで、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
また、コンデンサＣは、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧の範囲の電圧幅であるため、コンデンサＣの分担電圧を低くすることができる。第１３図より、ステップダウン変圧器９の２次側の電圧は１６０Ｖｒｍｓ（最大電圧は２２６Ｖ）であるが、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、最大で１５０Ｖであることが確認できる。
また、ゲート制御信号の位相角αの範囲を、０度から９０度まで（第１２図の領域１の範囲）と、０度から−１８０度まで（第１２図の領域３と領域４の範囲）とすることで、誘導性負荷５に印加される電圧波形と電流波形に発生する歪を低減することができる。
さらに、交流リアクトルＬａｃを挿入することで、逆導通型半導体スイッチのスイッチングの際の電流の立ち上がりを緩やかにすることができ、安定したソフトスイッチング動作とすることができる。交流リアクトルＬａｃのインダクタンス（Ｌａｃ）が極めて小さくて済む特徴もある。

１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳを用いた交流電圧制御装置
第２図は、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、第２図は、交流電源３と誘導性負荷５との間に直列に挿入され、誘導性負荷５に供給する電圧（負荷電圧）を制御する交流電圧制御装置である。
第２図の交流電圧制御装置は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の負極側と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側を接続した逆導通型半導体スイッチレグと、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側である第１の交流端子ＡＣ１と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の正極側である第２の交流端子ＡＣ２との間に接続されたコンデンサＣで構成される１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路２１と、
１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路２１の第１の交流端子ＡＣ１に一端が接続された交流リアクトルＬａｃと、
交流電源３に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルＬａｃの他端に接続されたステップダウン変圧器９と、
制御手段４と、を備えるとともに、
第２の交流端子ＡＣ２は、誘導性負荷５に接続され、
制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１がオンの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオフの状態とし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１がオフの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオンの状態として、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２が同時にオフの状態にならないように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相は、交流電源３の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧を、コンデンサＣに発生させ、誘導性負荷５に印加される電圧を制御することが特徴である。
第３図は、本発明に係る第２の実施形態において、２つの逆導通型半導体スイッチの正極側同士を共通とした構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置において、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のそれぞれの接続極性を入れ替え、正極側同士を接続した態様である。本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置と同一の機能・作用・効果をもつ。
逆導通型半導体スイッチに、ＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ、ＰＮＰトランジスタとダイオードを逆並列に接続した回路などを用いたときも、同様の構成により対応することができる。
次に、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置の特徴を説明する。
本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置と同様である。以下、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置に特有の事項を説明する。
コンデンサＣは、１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路２１の第１の交流端子ＡＣ１と第２の交流端子ＡＣ２間の電位の位置関係が、交流電源３の電圧位相の変化に伴い毎回入れ替わるため、無極性コンデンサを使用する。
また、コンデンサＣの静電容量（Ｃ）と、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる共振周波数（ｆｒｅｓ）を、交流電源３の周波数（ｆａｃ）以上とすることで、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、オン／オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
また、使用する逆導通型半導体スイッチが２つで済むため、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置と比べて、スイッチング損失が半減するという特徴がある。さらに、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置の構成を簡素とすることができる。
また、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置は、コンデンサＣに電荷が残った状態で、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を切り替えると、コンデンサＣが短絡する。そこで、ゲート制御信号の位相角αの範囲を、０度から９０度まで（第１２図の領域１の範囲）と、０度から−９０度まで（第１２図の領域４の範囲）の間で制御することで、コンデンサＣの短絡に対応できる。位相角αの範囲を上述の通りの範囲とすると、本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置の通電損失が減少する効果もある。
さらに、２つの逆導通型半導体スイッチをオフ状態としても、コンデンサＣが交流電源３と誘導性負荷５との間に直列に接続された状態となるため、負荷電流Ｉｌｏａｄを完全に遮断することができない。負荷電流Ｉｌｏａｄを完全に遮断する必要がある場合は、交流電源３と本発明に係る第２の実施形態の交流電圧制御装置の間に、電源スイッチＰＳＷを設置することで、対応できる。
第９図（Ａ）と第９図（Ｂ）は、上述の電源スイッチＰＳＷを設置した態様を示している。（第９図（Ｂ）の態様は後述する。）

縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路を用いた交流電圧制御装置
第４図は、本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、第４図は、交流電源３と誘導性負荷５との間に直列に挿入され、誘導性負荷５に供給する電圧（負荷電圧）を制御する交流電圧制御装置である。
第４図の交流電圧制御装置は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の負極側と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の正極側を接続した点を第１の交流端子ＡＣ１とした逆導通型半導体スイッチレグと、第１のダイオードＤ１と第１のコンデンサＣ１を並列に接続した第１のコンデンサクランプ回路と、第２のダイオードＤ２と第２のコンデンサＣ２を並列に接続した第２のコンデンサクランプ回路を、第１のダイオードＤ１の正極側と第２のダイオードＤ２の負極側を接続した点を第２の交流端子ＡＣ２としたコンデンサ回路を、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の正極側と第１のダイオードＤ１の負極側を接続した点を正極端子ＤＣＰとし、かつ、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側と第２のダイオードＤ２の正極側を接続した点を負極端子ＤＣＮとして構成される、縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路３０と、
縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路３０の第１の交流端子ＡＣ１に一端が接続された交流リアクトルＬａｃと、
交流電源３に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルＬａｃの他端に接続されたステップダウン変圧器９と、
制御手段４と、を備えるとともに、
第２の交流端子ＡＣ２は、誘導性負荷５に接続され、
制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１がオンの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオフの状態とし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１がオフの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオンの状態として、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２が同時にオンの状態にならないように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相を交流電源３の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧を、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２に発生させ、誘導性負荷５に印加される電圧を制御することが特徴である。
次に、本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置の特徴を説明する。
本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置と同様である。以下、本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置に特有の事項を説明する。
第１のコンデンサＣ１の静電容量（Ｃ１）と第２のコンデンサＣ２の静電容量（Ｃ２）は、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）との共振により、誘導性負荷５の磁気エネルギーを吸収（コンデンサは充電）、放出（コンデンサは放電）するだけの、極めて小さな容量でよい。すなわち、誘導性負荷５の交流電源３の半周期分の磁気エネルギーを吸収、放出だけに見合う容量でよい。第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２が、従来の電圧型ＰＷＭインバータ回路で使用されている直流電圧を安定して供給するための大容量の平滑コンデンサと、その容量・目的が全く異なる点である。
また、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２は、交流電源３の半周期毎に同期して、交互に磁気エネルギー（１／２（Ｌ（Ｉｌｏａｄ）＾２））を静電エネルギー（１／２（Ｃ１（Ｖｃ１）＾２））、（１／２（Ｃ２（Ｖｃ２）＾２））として吸収、放出する。第１のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２は、交流電源３の半周期毎に同期して、交互にピークから略ゼロ［Ｖ］になる特徴がある。
また、縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路３０の正極端子ＤＣＰと負極端子ＤＣＮ間の電位の位置関係が変わらない。そのため、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２に、有極性コンデンサを使用することができる。
また、第１のコンデンサＣ１の静電容量（Ｃ１）と、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる第１の共振周波数（ｆｒｅｓ１）と、第２のコンデンサＣ２の静電容量（Ｃ２）と、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる第２の共振周波数（ｆｒｅｓ２）が、それぞれ交流電源３の周波数（ｆａｃ）の近傍とすることで、本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置による電圧と電流の高調波の発生を低減することができる。
また、第１のコンデンサＣ１の静電容量（Ｃ１）と、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる第１の共振周波数（ｆｒｅｓ１）と、第２のコンデンサＣ２の静電容量（Ｃ２）と、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）の値で決まる第２の共振周波数（ｆｒｅｓ２）が、それぞれ交流電源３の周波数（ｆａｃ）以上となるように、第１および第２のコンデンサの静電容量（Ｃ１、Ｃ２）の値を設定することで、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧かつゼロ電流で、また、オフにするとき、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子は、略ゼロ電圧であるソフトスイッチング動作とすることができる。
また、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２は、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧の範囲の電圧幅であるため、それぞれのコンデンサの分担電圧を低くすることができる。第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２は、交流電源３の半周期毎に同期して、交互に充放電をするため、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置と比べて、コンデンサ１つあたりの電流責務が半分になる特徴もある。
また、使用する逆導通型半導体スイッチが２つで済むため、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置と比べて、スイッチング損失が半減するという特徴がある。さらに、本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置の構成を簡素とすることができる。
さらに、ゲート制御信号の位相角αの範囲は、本発明にかかる第１の実施形態と同様に、０度から９０度まで（第１２図の領域１の範囲）と、０度から−１８０度まで（第１２図の領域３と領域４の範囲）とすることができる。しかしながら、ゲート制御信号の位相角αを−９０度から−１８０度まで（第１２図の領域４の範囲）とすると、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２のそれぞれに電荷が残り、それぞれのコンデンサの分担電圧が高くなる。ゲート制御信号の位相角αの範囲は、０度から９０度まで（第１２図の領域１の範囲）と、０度から−９０度まで（第１２図の領域４の範囲）とすることで、それぞれのコンデンサの分担電圧を低くすることができる。また、誘導性負荷５に印加される電圧波形と電流波形に発生する歪を低減することができる。

２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳを用いた交流電圧制御装置
第５図は、本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置の構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、第５図は、交流電源３と誘導性負荷５との間に直列に挿入され、誘導性負荷５に供給する電圧（負荷電圧）を制御する交流電圧制御装置である。
第５図の交流電圧制御装置は、第１の逆導通型半導体ＳＷ１の正極側を第１の交流端子ＡＣ１とし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第１のコンデンサＣ１を並列に接続した第１のコンデンサ短絡回路と、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の正極側を第２の交流端子ＡＣ２とし、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２と第２のコンデンサＣ２を並列に接続した第２のコンデンサ短絡回路を、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１の負極側と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２の負極側を接続した２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路１１と、
２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路１１の第１の交流端子ＡＣ１に一端が接続された交流リアクトルＬａｃと、
交流電源３に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が交流リアクトルＬａｃの他端に接続されたステップダウン変圧器９と、
制御手段４と、を備えるとともに、
第２の交流端子ＡＣ２は、誘導性負荷５に接続され、
制御手段４は、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１がオンの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオフの状態とし、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１がオフの状態のときは、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２をオンの状態として、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２が同時にオンの状態にならないように逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
さらに、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、ゲート制御信号の位相は、交流電源３の電圧位相に同期して制御することで、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧を、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２に発生させ、誘導性負荷５に印加される電圧を制御することが特徴である。
第６図は、本発明に係る第４の実施形態において、２つの逆導通型半導体スイッチの正極側同士を共通とした構成を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置において、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１と第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のそれぞれの接続極性を入れ替え、正極側同士を接続した態様である。本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置と同一の機能・作用・効果をもつ。
逆導通型半導体スイッチに、ＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ、ＰＮＰトランジスタとダイオードの逆並列に接続した回路などを用いたときも、同様の構成により対応することができる。
本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置の基本的な動作、特徴は、本発明に係る第３の実施形態の交流電圧制御装置と同様である。以下、本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置に特有の事項を説明する。
第１のコンデンサ短絡回路の端子間と、第２のコンデンサ短絡回路の端子間のそれぞれの電位の位置関係が変わらない。そのため、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２に、有極性コンデンサを使用することができる。
また、本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置は、第１のコンデンサＣ１、または第２のコンデンサＣ２の少なくとも一方に電荷が残った状態で、逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を切り替えると、電荷が残っているコンデンサが短絡する。そこで、ゲート制御信号の位相角αの範囲を、０度から９０度まで（第１２図の領域１の範囲）と、０度から−９０度まで（第１２図の領域４の範囲）の間で制御することで、対応できる。位相角αの範囲を上述の通りの範囲とすると、本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置の通電損失が減少する効果もある。
また、２つの逆導通型半導体スイッチを同時オフ状態としても、第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２の直列回路が、交流電源３と誘導性負荷５との間に直列に接続された状態となるため、負荷電流Ｉｌｏａｄを完全に遮断することができない。負荷電流Ｉｌｏａｄを完全に遮断する必要がある場合は、交流電源３と本発明に係る第４の実施形態の交流電圧制御装置の間に、電源スイッチＰＳＷを設置することで、対応できる。第９図（Ａ）と第９図（Ｂ）は、上述の電源スイッチＰＳＷを設置した態様を示している。（第９図（Ｂ）の態様は後述する。）
さらに、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子が電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子を使用したとき、制御手段４は、逆導通型半導体スイッチを構成するダイオードが順方向で導通状態となるときに、逆導通型半導体スイッチをオンの状態とするように制御すると、同期整流方式となって導通損失を減らすこともできる。

ステップダウン変圧器を省略した場合
第７図（Ｂ）は、本発明に係る第５の実施形態の交流電圧制御装置の構成の一部を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、第７図（Ｂ）は、本発明に係る交流電圧制御装置の交流リアクトルＬａｃのインダクタンスの容量を大きくすることで、ステップダウン変圧器９のもつ交流電源３の電圧を下げる機能を代替させて除去し、交流電源３を交流リアクトルＬａｃの他端に直結したことが特徴である。
次に、本発明に係る第５の実施形態の交流電圧制御装置の特徴を説明する。
交流リアクトルＬａｃの分担電圧は、誘導性負荷５のリアクタンス電圧を補償する電圧の範囲の電圧幅程度でよい特徴がある。
また、ゲート制御信号の位相角αがゼロ度近傍での制御を行い、かつ、交流電圧３の電圧を下げるには、交流リアクトルＬａｃは、インダクタンス容量の大きなものが必要になる。しかしながら、本発明に係る交流電圧制御装置の電力容量が大きく、誘導性負荷５の力率に応じて交流リアクトルＬａｃの設計をする場合は、負荷電流Ｉｌｏａｄの波形を基本波に近くできるなど、かえって大きな利点となり得る。

力率補償コンデンサを使用した例
第８図（Ａ）と第８図（Ｂ）は、本発明に係る第６の実施形態の交流電圧制御装置の構成の一部を示す回路ブロック図である。
より詳しくは、第８図（Ａ）と第８図（Ｂ）は、交流電源３の端子間に並列に接続される力率補償コンデンサＣｃｏｍをさらに備え、本発明に係る流電圧制御装置による電圧制御の全範囲において力率を略１にすることが特徴である。
次に、本発明に係る第６の実施形態の交流電圧制御装置の動作の状態を、第１４図（Ａ）と第１４図（Ｂ）に基づいて説明する。
より詳しくは、第１４図（Ａ）は、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置において、第１３図での回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す。
第１４図（Ｂ）は、本発明に係る第１の実施形態の交流電圧制御装置において、第１３図での回路定数を用い、さらに、力率補償コンデンサＣｃｏｍの静電容量を１２０マイクロＦとしたときの、計算機シミュレーション結果を示す。
第１４図（Ａ）と第１４図（Ｂ）のそれぞれは、交流電源３で測定した皮相電力ＶＡａｃ、交流電源３で測定した有効電力Ｗａｃ、交流電源３で測定した力率ＰＦａｃ（力率ＰＦａｃは１０００倍に表示している）の波形を示している。
第１４図（Ａ）と第１４図（Ｂ）を比較すると、力率補償コンデンサＣｃｏｍを接続した交流電圧制御装置のゲート制御信号の位相角αを、−４５度（遅れ）から３０度（進み）に変化させても、力率が略１になっていることが確認できる。

ゲート制御信号の位相角を常に０度にした場合
第１５図は、本発明に係る第７の実施形態の構成の計算機シミュレーション結果を示す図である。また、第１６図は、交流電源３と誘導性負荷５を直接接続した場合の計算機シミュレーション結果を示す図である。また、どちらの場合も、交流電源３のインピータンスが高く、負荷電流Ｉｌｏａｄが大きいと、負荷電圧Ｖｌｏａｄが降下するものとしている。
より詳しくは、第１５図は、第１図で示した回路ブロック図で、以下の回路定数を用いたときの、計算機シミュレーション結果を示す。
＜第１５図の回路定数＞
交流電源３の実効電圧（Ｖａｃ＿ｒｍｓ）： １１０Ｖｒｍｓ、
交流電源３の周波数（ｆａｃ）： ５０Ｈｚ、
ステップダウン変圧器９の巻き線比： １次側：２時側＝１１０：２２、
交流リアクトルＬａｃのインダクタンス（Ｌａｃ）： ６．２ｍＨ、
コンデンサＣの静電容量（Ｃ）： ５００マイクロＦ、
時刻０秒から時刻０．１秒までと、時刻０．２秒後以降の、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）： ２０ｍＨ、誘導性負荷５の等価抵抗（Ｒ）：２０オーム、
時刻０．１秒から時刻０．２秒までの間の、誘導性負荷５のインダクタンス（Ｌ）： １２ｍＨ、誘導性負荷５の等価抵抗（Ｒ）： ４オーム。
第１５図は、誘導性負荷５を流れる電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃ、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０に供給される電圧Ｖｉｎ、フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路１０に供給される実効電圧Ｖｉｎ＿ｒｍｓと、誘導性負荷５に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄと、誘導性負荷５に供給される実効電圧Ｖｌｏａｄ＿ｒｍｓ、交流電源３で測定した皮相電力ＶＡａｃ、第１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート制御信号Ｇ１、第２の逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート制御信号Ｇ２の波形を示している。
第１６図は、誘導性負荷５を流れる電流（負荷電流）Ｉｌｏａｄ、交流電圧３の電圧Ｖａｃと、交流電源３の実効電圧Ｖａｃ＿ｒｍｓと、誘導性負荷５に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄと、誘導性負荷５に供給される実効電圧Ｖｌｏａｄ＿ｒｍｓ、交流電源３で測定した皮相電力ＶＡａｃの波形を示している。
第１５図では、交流電源３と本発明に係る第７の実施形態の交流電圧制御装置との間にステップダウン変圧器９が挿入され、１１０Ｖｒｍｓから８８Ｖｒｍｓと、交流電源３の電圧Ｖａｃを２０％降圧している。交流リアクトルＬａｃは、６．２ｍＨを選択している。誘導性負荷５は、２つの誘導性負荷を並列に接続したものを模しており、第１の誘導性負荷と第２の誘導性負荷からなる。第１の誘導性負荷は、２０ｍＨ、２０オーム、第２の誘導性負荷は、３０ｍＨ、５オームとしている。第１の誘導性負荷は、時刻０から常に接続されているが、第２の誘導性負荷は、時刻０．１秒から時刻０．２秒までの間のみ接続されるようにしている。
制御手段４は、ゲート制御信号の位相角αを、常に０度（第１２図の０度点）としている。すなわち、交流電源３の電圧Ｖａｃが、略０電圧になる時点に同期して、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート信号制御信号Ｇ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート信号制御信号Ｇ２の位相を入れ替えているだけである。
第１５図より、時刻０．１秒から時刻０．２秒までの間、約１７Ａのラッシュ電流が流れているが、誘導性負荷５に供給される実効電圧Ｖｌｏａｄ＿ｒｍｓが１００Ｖのままに維持できているのが確認できる。また、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは、ラッシュ電流分を吸収（コンデンサＣは充電）し、放出（コンデンサＣは放電）することが自動的に行われている。これに比べ、第１６図では、約１７Ａのラッシュ電流が流れている間、誘導性負荷５に供給される実効電圧Ｖｌｏａｄ＿ｒｍｓが８８Ｖにまで降下しているのが確認できる。
次に、本発明に係る第７の実施形態の交流電圧制御装置の特徴を説明する。
本発明に係る第７の実施形態の交流電圧制御装置の基本的な動作、特徴は、本発明にかかる第１の実施形態の交流電圧制御装置と同様である、以下、本発明にかかる第７の実施形態の交流電圧制御装置に特有の事項を説明する。
ゲート制御信号の位相角αを、常に０度（第１２図の０度点）としている。すなわち、交流電源３の電圧Ｖａｃが、略０電圧になる時点に同期して、逆導通型半導体スイッチＳＷ１のゲート信号制御信号Ｇ１と、逆導通型半導体スイッチＳＷ２のゲート信号制御信号Ｇ２の位相を入れ替えているだけである。その他の本発明に係る実施形態の交流電圧制御装置では、積極的にゲート制御信号の位相角αを制御していた。本発明にかかる第７の実施形態の交流電圧制御装置では、ゲート制御信号の位相角αを、常に０度（第１２図の０度点）とすることで、誘導性負荷５に供給される電圧（負荷電圧）Ｖｌｏａｄを一定とすることができる。ゲート制御信号の位相角αを、常に０度（第１２図の０度点）とする方法は、その他の本発明に係る実施形態の交流電源制御装置においても、有効に作用する。

放電灯調光システム
上述の交流電圧制御装置に接続される誘導性負荷５として、誘導性負荷を有する単数、または複数の放電灯（以下、単に「放電灯」という。）を接続し、負荷電圧Ｖｌｏａｄを変化させることで、放電灯の輝度を目的に応じて調光することを特徴とする放電灯調光システムを提供することができる。
なお、第１３図で示した回路定数は、交流２００Ｖｒｍｓ入力で、力率が０．７の低力率型の蛍光灯や、リアクトル安定器型水銀灯を想定した値であり、本発明に係る交流電圧制御装置が有効に作用することが確認できる。

誘導電動機制御システム
上述の交流電圧制御装置に接続される誘導性負荷５として、単数、または複数の誘導電動機（以下、単に「誘導電動機」という。）を接続し、制御手段４は、誘導電動機の定常運転時は、コンデンサＣ（または第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２）に電圧の発生しないゲート制御信号の位相角αを設定して、負荷電圧Ｖｌｏａｄを誘導電動機の定格より下げて供給することで、誘導電動機での鉄損を低減し、さらに、制御手段４は、誘導電動機の始動時は、コンデンサＣ（または第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２）に電圧が発生するように、ゲート制御信号の位相角αを設定して、負荷電圧Ｖｌｏａｄを、誘導電動機の定格、またはそれ以上に供給することで、始動トルクを増大させるたり、ゲート制御信号の位相角αを０度とすることで、複数の誘導電動機を起動する際の、負荷電圧Ｖｌｏａｄの電圧降下を防止することを特徴とする誘導電動機制御システムを提供することができる。

三相交流回路での使用
交流電源３として三相交流を用いる場合、三相交流の各相に上述の交流電圧制御装置をそれぞれ接続し、各相のそれぞれの交流電圧制御装置の制御手段４の間を通信手段で接続した１つの交流電圧制御装置とし、それぞれの制御手段４は、通信手段によって取得した各相の負荷電圧Ｖｌｏａｄが互いに平衡するように調整することで、三相の不平衡電圧の対応が可能であることを特徴とする交流電源装置を提供することができる。

Claims (22)

1. 交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、前記誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   自己消弧形素子とダイオードを、前記自己消弧形素子の正極側と前記ダイオードの負極側を接続し、かつ前記自己消弧形素子の負極側と前記ダイオードの正極側を接続した回路、または等価の半導体素子を逆導通型半導体スイッチ（以下、単に「逆導通型半導体スイッチ」という。）となし、第１の逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の負極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの負極側」という。）と、第２の逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の正極側（以下、単に「逆導通型半導体スイッチの正極側」という。）を接続した点を第１の交流端子とした第１の逆導通型半導体スイッチレグと、第３の逆導通型半導体スイッチの負極側と第４の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第２の交流端子とした第２の逆導通型半導体スイッチレグを、前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と前記第３の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続して正極端子とし、かつ前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と前記第４の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続して負極端子として構成されるフルブリッジ回路と、前記フルブリッジ回路の前記正極端子と前記負極端子間に接続されたコンデンサとからなるフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチ（以下、磁気エネルギー回生スイッチを、単に「ＭＥＲＳ」という。）回路と、
   前記フルブリッジ型ＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、
   前記交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が前記交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、
   制御手段と、を備えるとともに、
   前記第２の交流端子は、前記誘導性負荷に接続され、
   前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第４の逆導通型半導体スイッチを第１のペアとし、前記第２の逆導通型半導体スイッチと前記第３の逆導通型半導体スイッチを第２のペアとし、前記第１のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子が導通状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチがオンの状態」という。）のときは、前記第２のペアの２つの前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子を阻止状態（以下、単に「逆導通型半導体スイッチをオフの状態」という。）とし、前記第１のペアがオフの状態のときは、前記第２のペアをオンの状態とするように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
   さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号の位相を、前記交流電源の電圧位相に同期して制御することで、前記誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を前記コンデンサに発生させ、前記誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
2. 前記コンデンサが有極性のコンデンサであることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の交流電圧制御装置。
3. 前記コンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスの値で決まる共振周波数が、前記交流電源の周波数以上となるように、前記コンデンサの静電容量の値が設定されていることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の交流電圧制御装置。
4. 前記ゲート制御信号の位相の変化と前記交流電源の電圧位相との差を前記ゲート制御信号の位相角とし、前記ゲート制御信号の位相の変化が前記交流電源の電圧位相より時間的に先となる場合を「進み」としてプラスの角度で表現し、また、前記ゲート制御信号の位相の変化が前記交流電源の電圧位相より時間的に後になる場合を「遅れ」としてマイナスの角度で表現したとき、前記ゲート制御信号の位相角の範囲を、０度からプラス９０度まで、または、０度からマイナス１８０度までに設定したことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
5. 交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、前記誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続した逆導通型半導体スイッチレグと、
   前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極側である第１の交流端子と、前記第２の逆導通型半導体スイッチの正極側である第２の交流端子との間に接続されたコンデンサと、を備えた１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路と、
   前記１コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、
   前記交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が前記交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、
   制御手段と、を備えるとともに、
   前記第２の交流端子は、前記誘導性負荷に接続され、
   前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、前記第２の逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、前記第１の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときは、前記第２の逆導通型半導体スイッチをオンの状態として、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチが同時にオフの状態にならないように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
   さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号の位相を前記交流電源の電圧位相に同期して制御することで、前記誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を、前記コンデンサに発生させ、前記誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
6. 前記第１の逆導通型半導体スイッチと、前記第２の逆導通型半導体スイッチの接続極性をそれぞれ逆にしたことを特徴とする請求の範囲第５項に記載の交流電圧制御装置。
7. 前記コンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスの値で決まる共振周波数が、前記交流電源の周波数以上となるように、前記コンデンサの静電容量の値が設定されていることを特徴とする請求の範囲第５項または第６項に記載の交流電圧制御装置。
8. 交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、前記誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を接続した点を第１の交流端子とした逆導通型半導体スイッチレグと、第１のダイオードと第１のコンデンサを並列に接続した第１のコンデンサクランプ回路と、第２のダイオードと第２のコンデンサを並列に接続した第２のコンデンサクランプ回路を、前記第１のダイオードの正極側と前記第２のダイオードの負極側を接続した点を第２の交流端子としたコンデンサ回路を、前記第１の逆導通型半導体スイッチの正極側と前記第１のダイオードの負極側を接続した点を正極端子とし、かつ、前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極側と前記第２のダイオードの正極側を接続した点を負極端子として構成される、縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路と、
   前記縦型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、
   前記交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が前記交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、
   制御手段と、を備えるとともに、
   前記第２の交流端子は、前記誘導性負荷に接続され、
   前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、前記第２の逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、前記第１の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときは、前記第２の逆導通型半導体スイッチをオンの状態として、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチが同時にオンの状態にならないように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
   さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号の位相を前記交流電源の電圧位相に同期して制御することで、前記誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサに発生させ、前記誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
9. 交流電源と誘導性負荷との間に直列に挿入され、前記誘導性負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
   第１の逆導通型半導体の正極側を第１の交流端子とし、前記第１の逆導通型半導体スイッチと第１のコンデンサを並列に接続した第１のコンデンサ短絡回路と、第２の逆導通型半導体スイッチの正極側を第２の交流端子とし、前記第２の逆導通型半導体スイッチと第２のコンデンサを並列に接続した第２のコンデンサ短絡回路を、前記第１の逆導通型半導体スイッチの負極側と前記第２の逆導通型半導体スイッチの負極側を接続した２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路と、
   前記２コンデンサ横型ハーフブリッジＭＥＲＳ回路の前記第１の交流端子に一端が接続された交流リアクトルと、
   前記交流電源に１次側が接続され、かつ、２次側の一端が前記交流リアクトルの他端に接続されたステップダウン変圧器と、
   制御手段と、を備えるとともに、
   前記第２の交流端子は、前記誘導性負荷に接続され、
   前記制御手段は、前記第１の逆導通型半導体スイッチがオンの状態のときは、前記第２の逆導通型半導体スイッチをオフの状態とし、前記第１の逆導通型半導体スイッチがオフの状態のときは、前記第２の逆導通型半導体スイッチをオンの状態として、前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチが同時にオンの状態にならないように前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御し、
   さらに、前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態を制御する信号をゲート制御信号となし、前記逆導通型半導体スイッチのオン／オフの状態と、前記ゲート制御信号のオン信号の継続時間／オフ信号の継続時間が一致するとしたとき、前記ゲート制御信号の位相を前記交流電源の電圧位相に同期して制御することで、前記誘導性負荷のリアクタンス電圧を補償する電圧を、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサに発生させ、前記誘導性負荷に印加される電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。
10. 前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子が電界効果トランジスタ、または同等の構造をもつ半導体素子であり、
    前記制御手段は、前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記ダイオードが順方向で導通状態となるときに、前記逆導通型半導体スイッチをオンの状態とするように制御することを特徴とする請求の範囲第９項に記載の交流電圧制御装置。
11. 前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサがそれぞれ有極性のコンデンサであることを特徴とする請求の範囲第８項乃至第１０項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
12. 前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチの接続極性をそれぞれ逆にしたことを特徴とする請求の範囲第９または第１０項に記載の交流電圧制御装置。
13. 前記第１の逆導通型半導体スイッチと前記第２の逆導通型半導体スイッチの接続極性をそれぞれ逆にし、さらに、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続極性をそれぞれ逆にしたことを特徴とする請求の範囲第１１項に記載の交流電圧制御装置。
14. 前記第１のコンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスの値で決まる第１の共振周波数と、前記第２のコンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスの値で決まる第２の共振周波数が、それぞれ前記交流電源の周波数以上となるように、前記第１および第２のコンデンサの静電容量の値がそれぞれ設定されていることを特徴とする請求の範囲第８項乃至第１３項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
15. 前記ステップダウン変圧器を除去し、前記交流電源を前記交流リアクトルの前記他端に直結したことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第１４項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
16. 前記交流電源の端子間に並列に接続される力率補償コンデンサをさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第１５項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
17. 前記ゲート制御信号の位相の変化と前記交流電源の電圧位相との差を前記ゲート制御信号の位相角とし、前記ゲート制御信号の位相の変化が前記交流電源の電圧位相より時間的に先となる場合を「進み」としてプラスの角度で表現し、また、前記ゲート制御信号の位相の変化が前記交流電源の電圧位相より時間的に後になる場合を「遅れ」としてマイナスの角度で表現したとき、前記ゲート制御信号の位相角の範囲を、０度からプラス９０度まで、または、０度からマイナス９０度までに設定したことを特徴とする請求の範囲第５項乃至第１６項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
18. 前記ゲート制御信号の位相角の範囲を、常に０度のままとしたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至１６項（第４項を除く。）のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置。
19. 請求の範囲第５項乃至第７項、および、第９項乃至第１４項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置と、前記交流電源との間に、前記交流電源を完全に遮断するための電源スイッチを設置したことを特徴とする交流電圧制御システム。
20. 請求の範囲第１項乃至第１８項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置に、前記誘導性負荷を有する、一または複数の放電灯を接続した放電灯調光システムであって、
    前記交流電圧制御装置の前記制御手段が、前記負荷電圧を制御することで、前記放電灯の輝度を目的に応じて調光することを特徴とする放電灯調光システム。
21. 請求の範囲第１項乃至第１８項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置に、前記誘導性負荷を有する、一または複数の誘導電動機を接続した誘導電動機制御システムであって、
    前記交流電圧制御装置の前記制御手段が、前記誘導電動機の定常運転時は、前記コンデンサ、または前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサに、電圧の発生しない前記ゲート制御信号の位相角を設定して、前記負荷電圧を前記誘導電動機の定格よりも下げて供給することで、前記誘導電動機で発生する鉄損を低減し、
    さらに、前記制御手段は、前記誘導電動機の始動時は、前記コンデンサ、または前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサに、電圧が発生する前記ゲート制御信号の位相角を設定して、前記負荷電圧を定格、またはそれ以上に供給することで、始動トルクを増大させることを特徴とする誘導電動機制御システム。
22. 三相交流電源の各相に、請求の範囲第１項乃至第１８項のいずれか１項に記載の交流電圧制御装置をそれぞれ接続し、前記各相のそれぞれの前記交流電圧制御装置の前記制御手段間を通信手段で接続した交流電源装置であって、
    それぞれの前記制御手段は、前記通信手段によって取得した各相の前記負荷電圧が互いに平衡するように調整することを特徴とする交流電源装置。