WO2009139077A1

WO2009139077A1 - 交流電圧制御装置

Info

Publication number: WO2009139077A1
Application number: PCT/JP2008/059397
Authority: WO
Inventors: 嶋田隆一
Original assignee: 国立大学法人東京工業大学
Priority date: 2008-05-15
Filing date: 2008-05-15
Publication date: 2009-11-19
Also published as: US8384333B2; US20110121774A1; CN102047546A; WO2009139505A1

Abstract

４個の逆導通型半導体スイッチ(S1,S2,S3,S4)にて構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続され、スイッチ遮断時に交流負荷（３）の磁気エネルギーを回生するコンデンサ（２）とから成る磁気エネルギー回生スイッチ（１）と、ブリッジ回路の対角線上に位置する二組のスイッチを相補的にオン／オフする制御手段（６）と、交流電源（４）に並列に接続される補償コンデンサ（Ｃcom）と、交流電源（４）と磁気エネルギー回生スイッチ（１）との間に、交流電源の出力電圧を低減するステップダウン変圧器（７）と、リアクトル（５）と、を備えるとともに、制御手段（６）は、逆導通型半導体スイッチのゲート制御信号の位相を、交流電源（４）の電圧に同期して制御することによって、コンデンサ（２）に交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、交流負荷（３）に印加される負荷電圧を制御する、交流電圧制御装置。

Description

明細書

交流電圧制御装置技分野

本発明は、交流電源と負荷との間に接続される交流電圧制御装置に関し、特に、負荷電圧の調整を磁気エネルギー回生スィッチによって制御するようにした交流電圧制御装置に関する。背景技術

現在、電力エネルギーシステムは瞬時も停止できない重要な社会インフラとなっているが、負荷電圧の安定とその制御は重要である。

電力システムにおいては、白熱ランプの点灯時のラッシュ電流など短時間の過電流、誘導電動機の起動時ラッシュや、トランスの初期励磁突入時の飽和突入電流などによる短時間の電圧低下は、機器の健全な運転に障害を起こす可能性があるため、供給側は高い電圧を供給している。電力供給システムでは、最大負荷時の配電線の電圧ドロップに対する対策として、電圧数％過大に供給する傾向があるが、最大負荷となる頻度が通常はそれほど多くないため、電圧が定格より大きい分を不必要に消費している場合が多い。その結果、インバ一タ化されていない蛍光灯、水銀灯、ナトリウム灯などの照明では、必要以上に明るくなつており、これら放電灯だけでも、入力電圧を連続的に適宜下げることで省ェネ調光する事が出来る。また、汎用誘導電動機では、鉄損の増加により、電力効率が落ちている。小型誘導電動機において、 7 0 %程享以下の負荷率で運転されている場合は、負荷電圧を定格より若干低減した方が、電動機効率が上がるのは周知のことである。

従来、電圧を適切に調整するには、トランスのタップ切換えで行うのが通常であるが、機械式の場合、ステップ的であるのと動作に時間遅れが生じる点が問題であった。また、スライド · トランス（スライダック）は高価な上、耐久性に問題がある。インバータ ' コンバータのパックトゥバック方式では、周波数を変える必要も無いので、その適用はコスト高で電力損失も大きいと考えられる。

従来は、直流回路においては、電力を交流から直流に変換してから、直流電圧調整回路により電圧を一定に制御しているが、交流側で同じことを行う技術は、かって、鉄共振を利用した磁気増幅器が存在したが、その後、ほとんど発展していない。サイリ.スタによる交流電圧調整器は、電流波形が歪み、また、電圧制御の結果、電流が遅れ力率（電圧より電流が遅れている状態）となることが欠点である。遅れ力率負荷では、電圧遮断時に高電圧が発生し、電圧ノィズが大きいのも問題である。

' 磁気エネルギー回生スィッチ（以下、 M E R Sという。）は、交流電源と交流負荷との間で電力制御が可能なスィツチである。独立に 4つのゲート信号でオン · オフするスィッチの構成で、交流負荷の磁気エネルギーをコンデンサに蓄積し回生する。コンデンサにリアクタンス電圧を自動的に発生させることで様々な電力制御が可能であることは、すでに、本発明者によって提案されており、特許が成立している（特許文献 1参照）。 4つのブリッジ接続された半導体スィッチの対向するペアのゲ一ト信号を電源電圧に同期させて交互にオン · オフさせると電流の位相を進ませることが可能であり、誘導性負荷では、電流位相を進ませることで負荷への電圧を高くでき、さらに進ませることで負荷への電圧を低くすることもできる。これが M E R Sの特徴である（第 4図参照）。

この M E R Sを用い、電流位相を進ませることで負荷電圧を高くも低くも制御できることは、すでに開示されている（特許文献 2参照）。従来、交流負荷が遅れ力率の場合、 M E R Sで力率を改善すると出力電圧が高くなり、過電圧となって負荷を損傷するおそれがあった。これに対処するため、本発明者は、負荷電流の位相をさらに大幅に進めることによって、電源電圧よりも小さな電圧を負荷に供給するようにした交流電圧制御装置を提案した（特許文献 3参照）。

[特許文献 1 ] 特許第 3 6 3 4 9 8 2号公報

[特許文献 2 ] 特開 2 0 0 4— 2 6 0 9 9 1号公報

[特許文献 3 ] 特開 2 0 0 7— 0 5 8 6 7 6号公報発明の開示

発明が解決しょうとする課題

しかしながら、位相を大幅に進めることによって交流負荷にかかる電圧を減少させたとしても、 ME R Sには電源電圧と同等か、それよりも大きな電圧が発生し、またコンデンサの電圧負担も大きかった。このため、半導体スィツチゃコンデンサは耐電圧の大きなものを使用することが必要となり、装置の小型化の阻害要因ともなつていた。また、位相進みを大きくすると電流波形に含まれる高調波が多くなるという問題もあつた。

そこで、本発明は、かかる従来技術の問題点に鑑み為されたものであり、 ME R Sの半導体スィッチ及びコンデンサの電圧負担を軽減し、少ない位相進み量によって負荷電圧の制御を行うことを可能とする交流電圧制御装置を提供することを目的とする。課題を解決するための手段

本発明は、負荷電圧の調整を磁気エネルギー回生スィツチによって制御するようにした交流電圧制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、交流電源 4と交流負荷 3 との間に直列に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、 4個の逆導通型半導体スィツチ（S1，S2, S3，S4)にて構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、前記プリッジのスィツチ遮断時に前記交流負荷の磁気エネルギーを回生するコンデンサ 2とから成る磁気エネルギー回生スィッチ 1 と、 .前記ブリッジ回路の対角線上に位置する二組のペアの逆導通型半導体スィツチのうち、一方のペア（S1, S3)がオンの時は他方のペア（S2,S4)をオフにするように制御する制御手段 6 と、' 前記交流電源に並列に接続される補償コンデンサ Ccom と、前記交流電源 4と前記磁気エネルギ一回生スィッチ 1 との間に挿入され、前記交流電源の出力電圧を低減するステップダウン変圧器 7 と、該ステップダウン変圧器 7の 2次側と前記磁気エネルギー回生スィッチ 1 との間に挿入されるリアクトル 5 と、を備えるとともに、前記制御手段 6は、前記逆導通型半導体スィツチをオンオフさせるゲー卜制御信号の位相を、前記交流電源 4の電圧に同期して制御することによって、前記コンデンサ 2に前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷 3に印加される負荷電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スィッチ 1 を、前記 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィッチ（S1, S4) をダイオード（D1，D4)で置換し、かつ、前記コンデンサ 2に替えて前記ダイオード（D1,D4)に並列にそれぞれコンデンサ（C1, C2) を接続した縦型ハ一フブリッジの磁気エネルギー回生スィツチ 1で置き換えた前記交流電圧制御装置によって達成される。

さらに、本発明の上記目的は、前記磁気エネルギー回生スィッチ 1 を、前記 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィッチ（S1,S2) を除去するとともに、前記コンデンサ 2を前記ブリッジの交流端子間につなぎ変えた横型ハフブリッジの磁気エネルギー回生スイッチ 1で置き換えた前記交流電圧制御装置によって達成される。図面の簡単な説明

第 1図は本発明に係る交流電圧制御装置の第 1実施例の構成を示すブロック図である。

第 2図は電源電圧の位相とゲート制御信号パルスの位相との関係を示す図である。

第 3図は第 1実施例のシミュレーション結果を示す図である。

第 4図はゲート制御信号パルスの位相の進み角と負荷電圧との関係を示す図である。

第 5図はトランス結合の縦型ハーフブリッジタイプの M E R Sを用いて交流電圧制御装置とした本発明の第 2実施例の構成を示すブロック図である。

第 6図はトランス結合の横型ハーフブリッジタイプの M E R Sを用いて交流電圧制御装置とした本発明の第 3実施例の構成を示すブロック図である。 ·

第 7図は交流ィンダク夕ンス入力の M E R Sを用いて交流電圧制御装置とした本発明の第 4実施例の構成を示すブロック図である。

第 8図は交流インダク夕ンス入力の横型ハーフブリッジタイプの M E R Sを用いて交流電圧制御装置とした本発明の第 5実施例の構成を示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態

本発明は、磁気エネルギー回生スィッチ（M E R S ) の制御進み位相を原点付近に限定して小さくできるように、ステップダウン変圧器を具備して.、予め電源電圧を下げておき、負荷電圧の変動部分（土数 1 0 % ) のみを制御するものである。

従来は、第 4図に示すように、 M E R Sに発生した過大な電圧を、負荷電流の位相を大幅に進めることによって、負荷電圧を下げていたが（領域 1での制御）、本発明では、位相進みが小さい領域（領域 2 )での制御が可能となるので、コンデンサの電圧負担が小さくなり、電流波形の高調波が少なくなるという長所がある。

この Μ έ R Sの電圧制御機能により、電源電圧が過大な場合は負荷電圧を低減し、また、電源電圧が低下した場合は負荷電圧を適切に維持することが可能な交流電圧制御装置を提供することが出来る。

第 1図は、本発明に係る交流電圧制御装置の第 1実施例の構成を示すブロック図である。

第 1図に示すように、交流電源 4と交流負荷 3 との間に直列に交流電圧制御装置が配置されている。交流電圧制御装置は交流負荷 3にかかる負荷電圧を制御する装置である。交流電圧制御装置は、 4個の逆導通型半導体スィッチ（81,82，83，84)にて構成されるブリッジ回路と、プリッジ回路の直流端子間に接続され、プリッジのスィツチ遮断時に交流負荷 3 の磁気（スナパ）エネルギ一を回生するコンデンサ 2 ( C mers) とから成る磁気エネルギー回生スィッチ（M E R S ) 1 と、ブリッジ回路の対角線上に位置する二組のペアの逆導通型半導体スィッチのうち、一方のペア（S1,S3)がオンの時は他方のペア（S2，S4)をオフにするようにゲート電圧 V _{G S} 〜 V _{G S 4}を制御する制御手段 6と、交流電源に並列に接続される補儍コンデンサ C com と、交流電源 4と M E R S 1 との間に揷入され、交流電源 4の出力電圧を低減するステップダウン変圧器 7 と、ステップダウン変圧器 7の 2次側と M E R S 1 との間に揷入されるリアクトル（交流インダク夕ンス） 5 とを備えている。ここで、制御手段 6は、逆導通型半導体スィッチをオン zオフさせるゲート制御信号の位相を、交流電源 4の電圧に同期して制御することによって、コンデンサ 2に交流負荷 3のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、交流負荷 3に印加される負荷電圧を制御する。このコンデンサ 2は従来の電圧型インバ一夕と異なり、. 負荷の磁気エネルギーを蓄積するだけであるためコンデンサの静電容量 Cが小さく、電圧は各半サイクルでピークと電圧ゼロまで放電することが特徴である。

第 2図は電源電圧に対するゲ一トパルス電圧（V _{G S 1}〜V _{G S 4} ) の関係を示す図である。

充電放電の電流波形が交流電圧源の角速度 ω。に近くなるように Cが選択されるべきで、その結果、高調波が少なくなる。静電容量 Cと負荷の交流インダクタンス Lとの関係式は、

L C = ω 0 - ² ( 1 )

である。 .

さらに、 Cの値を（ 1 ) 式より若干、小さくすることで、半サイクルの放電の後に、電圧ゼロの期間が生じ、半導体スィッチのスイッチングを容易にすることが出来る。

また、別に電圧を検出する要素からの信号を受けて、パルスの夕イミングを決定する。従来、 M E R Sの点弧位相では、 9 0度以上、大きく進めて進相電流にて負荷電圧を制御する方法がとられてきたが、これに対して、本発明では、位相を進ませる方向にはプラス 9 0度まで、また、電圧を減少させる方向にはマイナス 1 8 0度まで遅らせる。これにより、電圧波形、電流波形に歪みを生じることが少なくなることが特徴である。さらに、コンデンサの分担電圧を負荷電圧の制御すべき変化幅に合わせて設計すれば良くなるので、さらに経済的である。

第 1図の回路のシミュレーション結果を回路定数と共に説明する。この場合、負荷の抵抗分は 1 0 Ω、力率は 0. 7であり、低力率の蛍光灯や一般のリアクトル安定器型水銀灯を想定している。 Lmersは、ここでは、 0. 1 πιΗを入れて電圧を上昇方向にのみ制御するようにする。負荷電圧を電源電圧より上昇させる場合は、ぞれに応じて小さい値を選べばよい。

さらに、交流電源 4との間にステップダウントランス 2 0 0 V対 4 0 Vをれて、電源電圧を 2 0 %分落としている。コンデンサ Cmers は、 2 0 0 Fとしている。負荷電圧は、位相を進ませると電源電圧の 2 0 % 下がったところから、上昇する。

力率改善のため、電源と並列に補償コンデンサ Ccom= l 2 0 ^ Fを並列接続すると、本装置による電圧制御の全範囲で力率がほぼ 1になるという良い効果がある。

第 1図のシミュレーション波形を第 3図に示す。 t = 0から t = 0. 1 2 5秒までは、位相進み— 4 5度で運転し、その後 t = 0. 1 2 5から 0. 2 5秒までは、 3 0度進みで電圧を上昇させている。その結果、負荷電圧は 1 5 7 Vから 2 0 2 Vと変化している。

第 5図は本発明に係る交流電圧制御装置の第 2実施例の構成を示すブロック図である。第 1 図の第 1実施例と異なる箇所は、 ME R Sが縦型ハーフブリッジになった点である。すなわち、 M E R S 1の 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィツチ（S1，S4) をダィオード（D1,D4)で置換し、かつ、コンデンサ 2 に替えてダイオード (D1,D4)に並列にそれぞれコンデンサ（C1,C2) を接続した縦型ハーフブリッジの ME R S 1 に置き換えたものである。この回路の特徵は、スィツチング損失が半減することである。しかし、コンデンサが 2個必要になるという欠点もある。

第 6図は本発明に係る交流電圧制御装置の第 3実施例の構成を示すプロック図である。第 1図の第 1実施例と異なる箇所は、 M E R Sが横型ハーフブリッジになった点である。すなわち、 M E R S 1の 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィツチ（S l， S 2) を除去するとともに、コンデンサ 2をプリッジの交流端子間につなぎ変えた横型ハーフブリッジの M E R S 1で置き換えたものである。このタイプの M E R Sはコンデンサの充電電圧を短絡しやすいので、制御位相角に制限があり、従来、あまり使用されたことが無かった。この横型ハーフブリッジは、位相遅れ 0付近で使用されるために、通電ロスが少なくなるという効果がある。この横型ハーフブリッジは電源電圧をスィツチのゲートオフで遮断できないという欠点があるが、そのために別 fc電源スイッチ 8を直列に揷入することが必要となる。

第 7図は本発明に係る交流電圧制御装置の第 4実施例の構成を示すブロック図である。第 1図の第 1実施例と異なる箇所は、ステツプダウン変圧器を除去し、代わりにリアクトル 5の交流インダクタンス Lme r s を大きくすることにより、電源電圧を下げた点である。このリアクトル 5 の分担電圧は制御すべき電圧程度でよいため、小型で、経済的である場合がある。

従来のような進み角度領域 1で制御する場合は、リアクトル 5は不要であるが、本発明では、位相進みがゼロに近い領域 2での制御であるので、電圧を下げる場合は、大きな交流インダク夕ンス L me r sが必要になるが、負荷の力率によって設計を変える必要がある場合は、電流波形が基本波に近いなど、大型電力変換の場合は大いに有利な構成になり得る。

トランスとリアクトルを併用する第 1実施例を採用するか、リアクトルのみを使用した第 4実施例を採用するかは、損失の限度又はサイズの制限などによって決定すればよい。

第 8図は本発明に係る交流電圧制御装置の第 5実施例の構成を示すブロック図である。第 7図の第 4実施例と異なる箇所は、 M E R Sが横型ハーフブリッジになった点である。すなわち、 M E R S 1 の 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィツチ（S 1 , S 2) を除去するとともに、コンデンサ 2をプリッジの交流端子間につなぎ変えた横型ハーフブリッジの M E R S 1で置き換えたものである。

ここでは、位相遅れ 0付近で使用するために、この横型ハ一フブリッジで効果を発揮する。横型ハーフブリッジは、電源電圧.をゲートオフで阻止できない欠点がある。そのために別に電源スィツチ 8を直列に置くことが必要であるのは、第 6図の第 3実施例と同じである。発明の効果

磁気エネルギ一回生スィッチ（M E R S ) は回路遮断時の磁気（スナバ）エネルギ一をコンデンサに蓄積し、損失無く負荷に回生する半導体スィッチである。従来の交流スィツチであるサイリス夕やトライアツクスィッチと異なり、電流を断続せずに電圧制御が可能である。本発明による交流電圧制御装置は、蛍光灯や水銀灯などの放電灯に適用すると連続調光が可能になる。これまでは、位相進みを 9 0度以上の制御で、電圧を低減してきたが、今回は、 9 0度以下の運転であるのでスィッチに発生する電圧が小さく、スィツチの電圧容量が少なくてすむことが利点である。

本発明に係る交流電圧制御装置を誘導電動機の電圧制御に用いると、定常時は、スィッチに電圧の発生しない制御位相進み（一 3 0度付近）で運転し電圧を定格より下げて運転するが（例えば誘導機の場合、鉄損を低減して運転）、始動時のみ、位相をプラスにして、電圧上昇をさせ、始動トルクを増大させることが考えられる。このときは、スィッチは短時間のみ高電圧になるので、それに耐え得るだけの小容量のコンデンサが使用可能である。

今回は単相回路で説明したが 3組の ME R Sを使用することで三相交流にも、当然応用でき、その場合、ス夕一 · デルタ変換による電流 3次高調波が消滅するなどの効果もある。しかも三相の不平衡電圧時の対応も可能である。

Claims

求の範

1 交流電源（ 4) と交流負荷（ 3 ) との間に直列に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、

4個の逆導通型半導体スィツチ（S1，S2,S3， S4)にて構成されるブリツジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、前記ブリッジのスイッチ遮断時に前記交流負荷の磁気エネルギーを回生するコンデンサ ( 2 ) とから成る磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) と、

前記プリッジ回路の対角線上に位置する二組のペアの逆導通型半導体スィッチのうち、一方のペア（S1, S3)がオンの時は他方のペア（S2， S4)をオフにするように制御する制御手段（ 6 ) と、

前記交流電源に並列に接続される補償コンデンサ（Ccom) と、前記交流電源（ 4) と前記磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) との間に挿入され、前記交流電源の出力電圧を低減するステップダウン変圧器 ( 7 ) と、

該ステップダウン変圧器（ 7 ) の 2次側と前記磁気エネルギー囪生スイッチ（ 1 ) との間に挿入されるリアクトル（ 5 ) と、を備えるとともに、

前記制御手段（ 6 ) は、前記逆導通型半導体スィッチをオン/オフさせるゲート制御信号の位相を、前記交流電源（4) の電圧に同期して制御することによって、前記コンデンサ（ 2 ) に前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷（ 3 ) に印加される負荷電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。

2 前記磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) を、前記 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィツチ（Si, S4) をダイォ一ド（D1,M)で置換し、かつ、前記コンデンサ（ 2 ) に替えて前記ダイォ一ド（D1,D4)に並列にそれぞれコンデンサ（C1, C2) を接続した縦型ハーフブリッジの磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) で置き換えたことを特徵とする請求の範囲第 1項に記載の交流電圧制御装置。

3 前記磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) を、前記 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィツチ（S1，S2) を除去するとともに、前記コンデンサ（ 2 ) を前記ブリッジの交流端子間につなぎ変えた横型ハーフブリッジの磁気エネルギ一回生スィッチ（ 1 ) で置き換えたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の交流電圧制御装置。

4 交流電源（4 ) と交流負荷（ 3 ) との間に直列に挿入され、前記交流負荷にかかる負荷電圧を制御する交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、

4個の逆導通型半導体スィッチ（S1, S2， S3, S4)にて構成されるプリツジ回路と、該ブリッジ回路の直流端子間に接続され、前記ブリッジのスィツチ遮断時に前記交流負荷の磁気エネルギーを回生するコンデンサ ( 2 ) とから成る磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) と、

前記プリッジ回路の対角線上に位置する二組のペアの逆導通型半導体スィッチのうち、一方のペア（S1, S3)がオンの時は他方のペア（S2，S4)をオフにするように制御する制御手段（ 6 ) と、

前記交流電源に並列に接続される補償コンデンサ（Ccom) と、前記交流電源（ 4 ) と前記磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) との間に挿入され、前記交流電源の出力電圧を低減するリアクトル（ 5 ) と、を備えるとともに、前記制御手段（ 6 ) は、前記逆導通型半導体スィッチをオンノオフさせるゲート制御信号の位相を、前記交流電源（ 4) の電圧に同期して制御することによって、前記コンデンサ（ 2 ) に前記交流負荷のリアクタンス電圧分を補償する電圧を発生させ、前記交流負荷（ 3 ) に印加される負荷電圧を制御することを特徴とする交流電圧制御装置。

5 前記磁気エネルギ一回生スィッチ（ 1 ) を、前記 4個の逆導通型半導体スィッチのうち 2つの逆導通型半導体スィツチ（S1, S2) を除去するとともに、前記コンデンサ（ 2 ) を前記ブリッジの交流端子間につなぎ変えた横型ハーフブリッジの磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) で置き換えたことを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の交流電圧制御装置。

6 電源を遮断する電源スィッチ（ 8 ) を、前記交流電源（4) と前記磁気エネルギー回生スィッチ（ 1 ) との間に設置したことを特徴とする請求の範囲第 3項又は第 5項に記載の交流電圧制御装置。