CN104052304A - 电力转换系统及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

提供电力转换系统及其操作方法，其中，有源前端整流器通过在DC母线电压升压量的第一范围中使用非连续脉宽调制而在第二范围中使用连续空间向量脉宽调制来操作于升压模式，所述范围在第一范围中相对于滤波器电感器磁性与输出降额相关而在第二范围中与整流器开关损耗降额相关。

Description

电力转换系统及其操作方法
技术领域
本公开涉及电力转换系统及其操作方法，更具体地，涉及用于连续和非连续有源滤波器升压操作以提高电力转换器额定值的方法和装置。
背景技术
电力转换系统用于向负载（如电机驱动器）提供交流（AC）输出电力，其中逆变器级驱动AC电机。有源前端（AFE）转换器采用脉宽调制的开关整流器来转换输入AC电力并向母线提供直流（DC）电力，其中逆变器开关对DC母线进行转换以输出电流来驱动负载。这种有源前端转换器通常与输入滤波器耦接，如连接到每个电力相的LCL滤波器电路。由于前端整流器是开关电路，输入滤波器进行操作以避免将不必要的谐波含量引入电网或其它输入源。滤波器部件（包括滤波器电感器）一般根据电力转换器额定值进行设计，其中尺寸过大的输入滤波器部件增加了系统的成本并且占用了宝贵的封装空间。然而，会出现如下情况：电网电压下降，或者可用输入源电压低于标称AC输入电压，其中针对该标准AC输入电压来设计转换器。而且，在某些应用中，虽然源电压较低，但会期望对较高电压的电机或其他负载进行操作，例如，400伏输入电压驱动460V电机。在这些情况下，有源前端整流器可以操作于升压模式，以提供额外的升压来提高前端转换器的增益，从而提高DC母线电压。然而，在满负载状态下，有源前端整流器的升压模式操作导致增大的纹波和其它谐波，这可能会使滤波器电感器芯部过热。可以安置一个或更多个热关断开关以感测电感器温度上升并使得安全系统关机。然而，在某些应用中可能不希望驱动器跳闸，因此，期望有一种技术，其允许系统操作于升压模式而无需所述关机。此外，这种热敏开关可以被定位成与电感器芯部相距一定距离，以感测由于多种原因引起的温度升高，例如检测系统送风风扇是否在正在驱动满负载的同时被关闭，并且因此可能不能够快速检测到滤波器电感器芯部的过热。添加多个热敏开关可以解决这个问题，但这种做法进一步增加了系统的成本和复杂度。除了滤波器电感器过热的问题，有源前端整流器也还表现出与升压模式下整流开关器件的操作相关联的增加的开关损耗。
对于这两种原因，升压模式下有源前端电力转换系统的操作可能需要转换器的输入和输出能力的整体降额（derating）。具体地，当有源前端操作于升压模式时，可能需要降低可从电力转换器获得的最大输出电流，以减轻或避免使滤波器电感器过热和/或降低整流器开关损耗。然而，这种降额可能使电力转换系统不适合于特定的应用。因此，需要一种改进的电力转换装置和操作技术，以改善升压模式下有源前端的操作，同时减轻或避免对滤波器电感器的热应力和/或整流器开关损耗，以实现改进的电力额定值。
发明内容
现在概述本公开内容的各个方面，以便于对本公开内容的基本理解，其中此概述不是本公开内容的详尽概述，并且既不旨在确定本公开内容的某些元素，也不旨在描绘其范围。相反，本概述的主要目的是为了在下文中所呈现的详细描述之前以简化的形式呈现本公开内容的各种构思。本公开内容提供降额技术和有源前端电力转换器控制装置，其中在DC母线电压升压量的第一范围中使用非连续脉宽调制（DPWM）以及在第二范围中使用连续空间向量脉宽调制（SVPWM或SVM）来执行整流器升压模式操作。升压模式范围之间的交叉（crossover）根据与电力转换器的滤波器电感器磁性和整流器开关损耗相关联的降额曲线或值来确定。在这种方式中，有源前端转换器可以通过选择采用整流器DPWM或SVPWM在升压模式操作期间以降低的降额进行操作。
根据本公开内容的一个或更多个方面，提供了电力转换系统操作方法，所述电力转换系统操作方法包括：使整流器操作于升压模式；至少部分地根据DC母线电压升压量来确定滤波器磁性降额值和空间向量脉宽调制降额值；以及比较降额值。该方法还包括：如果滤波器磁性降额值大于空间向量脉宽调制降额值，则使用非连续脉宽调制来提供整流器开关控制信号，以及如果空间向量脉宽调制降额值大于滤波器磁性降额值，则对整流器开关使用空间向量脉宽调制。
在某些实施方案中，该方法包括：根据依照滤波器磁性降额值和空间向量脉宽调制降额值中的较高的一个而设置的降额输出电流值来直接或间接地操作所述整流器。该方法因此可以被采用来通过考虑PWM类型对整流器开关损耗的影响以及与输入滤波器电感器芯部温度有关的热效应选择性地使用最高降额值来提高整体电力转换器额定值。
在某些实施方案中，例如通过随着DC母线电压升压量的增加而选择性减小DPWM角，根据滤波器磁性降额值来调整非连续脉宽调制角。这个构思提供了一种混合型DPWM/SVPWM整流器开关控制方法，并且当整流器操作于升压模式时可以有利地促进电力转换器额定值的进一步提高。
本公开内容的另外的方面涉及具有用于实现电力转换系统操作方法的计算机可执行指令的非暂态计算机可读介质。
根据本公开内容的另外的方面，提供了电力转换系统和控制器，所述电力转换系统包括有源整流器和控制器，该控制器提供整流器开关控制以在DC母线电压升压量的第一范围中使用DPWM而在更高的第二范围中使用SVPWM来以升压模式进行操作。
在某些实施方式中，控制器至少部分地根据DC母线电压升压量来确定滤波器磁性降额值和空间向量脉宽调制降额值，并且在第一范围中采用DPWM整流器控制或在第二范围中采用SVPWM，其中在所述第一范围中所述滤波器磁性降额值高于空间向量脉宽调制降额值，在所述第二范围中所述空间向量脉宽调制降额值大于等于所述滤波器磁性降额值。
在某些实施方式中，控制器根据滤波器磁性降额值和空间向量脉宽调制降额值中的较高的一个来提供整流器开关控制信号，并且可以例如通过随着在第一范围中DC母线电压升压量的增加选择性地减小DPWM角来根据滤波器磁性降额值选择性地调整DPWM角。
附图说明
下面的描述和附图详细阐述了本公开内容的某些说明性实施，这些实施示出了可以执行本公开内容的各种原理的若干示例性方式。然而，所示出的示例并不穷举本公开内容的众多可能的实施方式。在下文结合附图考虑的详细描述中，将会阐述本公开内容的其他目的、优点和新颖特征，在附图中：
图1是示出了根据本公开内容的一个或更多个方面的示例性电机驱动器电力转换器的示意图，该示例性电机驱动器电力转换器具有选择性SVPWM/DPWM有源前端升压模式操作和改进的降额控制，以保护输入滤波器电感器以及减轻过度的整流器开关损耗，同时实现提高的整流器输出额定值；
图2是示出了使用在SVPWM或DPWM模式下的选择性整流器操作的示例性电力转换器操作方法以及在有源前端整流器升压模式操作期间智能整流器电流输出降额的流程图；
图3示出了与图1的电力转换器相关联的滤波器磁性降额曲线、空间向量脉宽调制降额曲线、受控DPWM角调整曲线以及总体驱动器降额曲线；
图4示出了用于根据DC电压升压选择性使整流器输出电流降额的示例性滤波器磁性降额查找表；以及
图5是示出了在图1的电力转换器的升压模式操作期间实现非连续脉宽调制的示例性载波波形的一部分和相应的可调DPWM角。
具体实施方式
现在参照附图，在下文中结合附图描述了若干实施方式或实施，其中贯穿全文，相同的附图标记被用来指代相同的元件，并且其中各种特征不一定按比例绘制。针对有源前端的升压模式操作，在下文中呈现了电力转换器和相关联的操作方法，其中针对不同的DC母线电压升压量可以使用不同的脉宽调制方法。虽然在AC电机驱动器的情况下示出和描述了这些构思，但是它们也可以用于其他形式的具有驱动DC负载的有源前端转换器的电力转换系统，其中本公开内容并不限于所示示例。
图1示出了从外部电源2接收单相或多相AC输入电力的示例性电机驱动器电力转换系统10。所示出的示例接收三相输入，但其他多相实施方式也是可以的。电机驱动器10包括输入滤波电路20，该输入滤波电路20在这种情况下为三相LCL滤波器，该三相LCL滤波器具有连接至电源2的电力引线的电网侧电感器L1、L2和L3以及串联连接的转换器侧电感器L4、L5和L6，其中在相应的电网和转换器侧电感器与公共连接节点之间连接有滤波电容器C1、C2和C3，该公共连接节点可以但不必被连接到系统地。虽然在三相LCL滤波电路20的情况下进行了说明，但是也可以使用其他替代的电路配置，包括但不限于LC滤波器。
电机驱动器10包括输入滤波电路20、整流器30、DC母线或DC链路电路40和输出逆变器50，其中整流器30和逆变器50由控制器60操作。控制器60包括具有相关联的升压逻辑电路64的整流器控制器62，并且包括用于在升压模式下选择性提供SVPWM或DPWM操作的部件63。逆变器控制器66与各种降额电路70、80和90一起被提供以通过控制或限制提供给逆变器50的最大整流器输出电流选择性地对电机驱动器10进行降额，如下文中进一步描述的。在所示示例中，降额控制部件向逆变器开关控制器66提供降额输出电流值94，逆变器开关控制器66进而向整流器开关控制器62提供DC电流命令值IDC，以便以降额输出电流水平来操作整流器30。在其他可能的实施中，降额部件直接向整流器开关控制器62提供降额输出电流值94，并且所公开的构思可以用于不包括输出逆变器50而是从整流器30提供DC输出以驱动外部负载的有源前端电力转换系统，例如为电池充电系统、太阳能板系统、燃料电池等。
在图1的系统中，控制器60的LCL或滤波器磁性降额控制部件70采用一个或更多个查找表（LUT）72和/或一个或更多个降额公式74来生成滤波器磁性降额值或量76，该滤波器磁性降额值或量76可以被选择性用于在整流器30操作于升压模式时对整流器输出电流进行直接或间接地降额。此外，该驱动器控制器60包括SVPWM降额查询表（LUT）或其它提供SVPWM降额值或量82的降额部件80。这些值76和82经由比较和选择逻辑部件或电路90进行比较，该比较和选择逻辑部件或电路90向整流器开关控制器62提供SVPWM/DPWM选择信号92并且向逆变器开关控制器66提供降额输出电流值94，或者直接向整流器控制器62提供降额输出电流值94。在某些实施方案中，例如，比较和选择逻辑90向控制器66（或直接向控制器62）提供降额输出电流值94，作为滤波器磁性降额值76和空间向量脉宽调制降额值82中的较高的一个。逆变器开关控制器66进而根据降额输出电流值94提供逆变器开关控制信号66a以操作输出逆变器50，并且根据降额输出电流值94向整流器控制器62提供DC电流命令信号或值IDC。在实践中，降额值76、82和94小于或等于整流器30的最大输出电流额定值，整流器开关控制部件62的操作提供由处于或低于降额值的整流器输出驱动的负载的受控操作，以减轻或避免对滤波器电感器L的热应力以及也减轻或避免与整流器开关器件S1-S6的操作相关联的过度开关损耗。
控制器60及其部件可以被实现为任何合适的硬件、处理器执行的软件、处理器执行的固件、逻辑、和/或它们的组合，其中所示控制器60可以在很大程度上实现为提供各种控制功能的、由处理器执行的软件或固件，通过所述控制功能控制器60接收反馈和/或输入信号和/或值（例如，设定点（S）），并提供整流器和逆变器开关控制信号62a和66a以操作逆变器50的整流器开关器件S1-S6和开关S7-S12，以转换输入电力，从而提供AC输出电力来驱动负载4。此外，控制器60及其部件可以实现在单个基于处理器的设备中，例如微处理器、微控制器、FPGA等，或者这些中的一个或更多个可以分别单独地实现，或者由两个或更多个处理器设备以分布式的方式实现。
电机驱动器10实现一种有源前端（AFE），该有源前端（AFE）包括开关整流器（也称为转换器）30，该开关整流器30通过滤波电路20从源2接收三相电力。整流器30包括整流器开关S1-S6，整流器开关S1-S6可以是可根据相应的整流器开关控制信号62a进行操作以在被激活时选择性地导通电流的绝缘栅双极晶体管（IGBT）或其他合适形式的基于半导体的开关器件。此外，如在图1所示，二极管横跨各个IGBT S1-S6连接。整流器开关S1-S6的操作根据脉宽调制整流器开关控制信号62a控制，以提供来自源2的AC输入电力的有源整流，以在DC链路电路40中提供跨在DC母线电容C4两端的DC母线电压Vdc。在其它实施方式中，整流器30提供DC输出以驱动外部负载（未示出），并且逆变器50和相应的控制器66可以被省略。此外，整流器30可以由整流器开关控制部件62根据升压控制逻辑64针对正常操作或升压模式操作来选择性地操作。在升压操作中，整流器开关控制部件62提供信号62a以使整流器30生成在高于从输入源2接收的峰值线间（line to line）AC输入电压的水平处的DC母线电压。此外，整流器控制器62根据来自升压部件64的DC母线电压升压量64a来提供升压模式操作，并且根据来自比较和选择逻辑90的脉冲宽度调制选择信号92经由部件63来选择性地采用连续空间向量脉宽调制（SVPWM）或非连续脉宽调制（DPWM）。
逆变器开关S7-S12被耦接来从DC母线40接收电力并向电机或其他负载4提供AC输出电力。开关S7-S12根据来自逆变器开关控制部件66的开关控制信号66a进行操作，并且可以是任何形式的合适的高速开关器件，包括但不限于IGBT。逆变器控制器66还向整流器开关控制器62提供DC电流命令信号或值IDC，以使整流器控制器62操作整流器开关S1-S6以相应地向DC链路电路40提供DC输出电流。另外，控制器60接收各种输入信号或值（包括用于期望的输出操作的设定信号或值，如电机速度、位置、转矩等）以及表示电机驱动器10的各个部分的操作值的反馈信号或值。其中一些为表示DC母线电压Vdc的DC母线电压反馈信号或值78和表示线间AC输入电压值的信号或值79。
有源前端整流器30的升压模式操作可能出现于各种情况下。例如，电机驱动器10可以被设计为基于接收在一定标称电压电平或范围（在一个示例中例如为480V AC）的AC输入电力来设计输出电流（或马力）额定值。在某些实施方式中，控制器60采用升压控制部件64以选择性地将整流器开关控制部件64从正常操作切换到升压操作，并且向降级部件70或80以及向整流器开关控制器62提供操作逆变器电机所需的额外DC母线电压升压量64a（ΔVdc），例如DC母线电压升压量。此外，在某些实现中，升压量64a可被预先编程到控制器60中，或者也可以是用户可配置的。例如，电机驱动器10可以被设计为针对一定AC输入电压值或范围（例如，480V、60Hz），但也可以安装使用在仅提供380V AC输入的环境中。在这种情况下，控制器60可以被编程为供整流器开关控制器62和降额系统70、80、90使用的固定DC电压升压值64a。
本发明人已经认识到，在升压模式下谐波含量增加将导致滤波电路电感器L4-L6的电感器芯部的操作温度增加。特别地，转换器侧电感器L4-L6可能经受由有源前端整流器30的升压操作引起的热应力。在这方面，电机驱动器和其他有源前端电力转换系统10通常围绕标称额定状态进行设计，包括额定AC输入电压电平和相应的DC母线电压和电流以及驱动器输出电力或电流水平。为了针对成本、热和机柜空间进行经济化设计，输入滤波器电感器L被典型地设计为围绕标称额定状态，从而到升压模式的切换操作可能会引起电感器L的过度热应力，因为增加的谐波加热了芯部结构。如上所述，可以使用热关断开关来尝试检测电感器芯部的过热，但是广泛的传感器覆盖范围既昂贵又增加了电机驱动系统10的复杂性。此外，在实践中出现许多如下情况：期望在整流器将DC母线电压提升至超过峰值线AC输入电压值的情形下来操作电力转换器10。简单地提供热关断功能可以防止滤波器电感器L遭受热应力，但可能会产生不期望的系统关机。解决这一问题的另一种方法是设计滤波器电感器L以适应与升压模式操作相关联的较高的谐波含量，但是这需要增加输入滤波电路20和其部件的尺寸和成本。
此外，本发明人已经认识到，提高整流器30的开关频率可以有利地减少对电感器L的热应力。例如，将整流器开关频率从2kHz改变为4kHz可以在一定程度上减轻电感器芯部散热问题。然而，提高的开关频率导致与整流开关器件S1-S6相关联的较高的开关损耗。本发明人已经认识到，该开关损耗增加可以通过如下降额值来表征：该降额值可以根据DC母线电压升压量而变化。此外，本发明人进一步认识到，可以使用非连续脉宽调制（DPWM）来减轻伴随着开关频率的增加的开关损耗增加。
本公开内容有利地在一部分电压升压范围上采用DPWM，并且针对较高的升压量选择性地切换至SVPWM，从而在整流器电压升压操作期间提供潜在的最佳整流器输出电流额定值。这进而允许在可用AC输入电压可能不匹配驱动器10的AC输入电压额定值的情况下以最小输出降额惩罚（penalty）来使用给定的电机驱动器或其它电力转换系统10。例如，针对480V三相AC输入电压设计的电机驱动器可以成功地使用在可获得380V AC输入的情况中，其中有源前端操作于升压模式，并且所公开的控制装置和技术允许驱动器10以最高可能输出额定值进行操作，而不对输入滤波器电感器产生热应力并且不会产生过多整流开关损耗惩罚。本公开内容因此提供了以其他方式根据电力转换系统10中的不同操作状况所确定的或计算的降额值的智能平衡，在这种情况下，所述降额值为表征关于在电感器芯部结构上的热应力的安全操作点的滤波器磁性降额值76以及根据整流器开关损耗所确定的脉宽调制降额值82。作为结果，实现了与使用传统驱动器额定值和操作技术和控制器可获得的电力转换器性能相比改善了的电力转换器性能。
控制器60可以操作于如下升压模式：其中整流器控制器62提供开关控制信号62a，使得跨接在DC链路电容器C4两端的所得到的DC母线电压Vdc高于峰值线间AC输入电压。此外，在升压模式操作期间，在各种实施中，电机驱动器10可以被配置为总是操作于升压模式，例如在上面提到的、期望AC输入电压低于针对驱动器10所设计的或标定的标称输入电压的情况。在替代实施中，升压控制部件64可以使用来自输入滤波器电路20的反馈信号或值79，基于所测量的AC输入电压值Vin来自动地切换到和切换出升压模式，或者升压控制状态可以通过从外部源（未示出）接收到的输入信号或上述的组合来被选择性地修改。此外，在所示示例中，升压控制部件64提供DC电压升压量输出值64a，其表示高于标称额定DC母线电压的电压，整流器开关控制器62将会调整该DC电压升压量输出值64a。在这方面，在所示实施方式中的DC电压升压量64a以直流伏特为单位，并且表示高于目前存在于系统10中的峰值线间AC输入电压的电压量，但是其它实施也是可以的。
在所示出的示例中，整流器开关控制器62以改进滤波器电感器热问题的相对较高的开关频率（例如在一个示例中约为4kHz）操作于非升压模式。此外，整流器控制器62使用非连续脉宽调制（DPWM），以减少整流器开关S1-S6的开关损耗的量。在该示例中，在升压模式下，控制器60在对整流器开关控制器62的操作中继续采用DPWM。然而，为了解决随DC电压升压量64a增加而增加的滤波器磁热敏感性，控制器60有利地将DPWM仅用于升压操作的第一范围（下面图3中的范围204）。对于在对应于更高的DC电压升压量的第二范围（图3中的范围206）处的操作，整流器控制基于来自比较和选择逻辑90的SVPWM/DPWM信号92来切换至连续SVPWM操作。因此，在升压操作中，控制器60提供了一种双模式脉宽调制技术，该技术可以有利地用于平衡滤波器磁热问题和整流器开关损耗。在特定实施方式中，如下面进一步描述的，从DPWM整流器操作到SVPWM的切换根据滤波器磁性降额值76与空间向量脉宽调制降额值82的相对值来策略性地确定。
在这点上，根据SVPWM降额值82与滤波器磁性降额值76中较高的一个，控制器60还有利地调整在操作逆变器开关控制器66中使用的并因此在操作整流器控制器62中使用的输出电流降额值94。以此方式，对电机驱动器10的额定值选择性地进行修改，以使得整流器DC输出电流不超过所选定的降额值94，从而保护滤波器电感器L不受热应力并且还使得整流器开关S1-S6避免过度的开关损耗。因此，通过所选定的值94的选择性降额有利地使降额影响最小，从而使得驱动器10可适用于更广范围的现场安装情况。
此外，使用这些新型技术，滤波器电感器L和整流器开关S1-S6的尺寸不必过大，并且系统可以间歇地或甚至连续地操作于整流器升压模式，而不会触发不期望的关闭。此外，所公开的构思便于将电机驱动器和其他电力转换系统10用于以改变或连续地降低AC输入电压为特征的应用中，其中采用选择性升压模式操作以允许使用以下转换器10：该转换器10被设计或优化为操作于较高输入电压电平。此外，本公开内容的构思允许这样的使用：除了适于充分保护滤波器电感器L和整流器开关S1-S6的降额之外，无需不必要地牺牲输出额定值。因此，转换器控制器60提供了对电力转换器10的设计考虑与需要升压模式操作的特定领域应用之间的相互关系的智能平衡，该平衡采用传统的控制方法是不能实现的。
在示出的实施方式中，根据存在于源2处的AC输入电压Vin（或在LCL滤波器电路20中的其他测量点处的AC输入电压电平）基于一个或更多个反馈信号或值79并且还根据DC母线电压（反馈信号或值78）和从升压控制部件64获得的DC母线电压升压量64a（ΔVdc）来确定滤波器磁性降额量76。在某些实施方式中，滤波器磁性降额值76可以被表示为标称整流器输出电流额定值的百分比或者总驱动器输出电流额定值的百分比。此外，实际上，滤波器磁性降额值76小于或等于整流器30的最大输出电流额定值，并且通常根据DC母线电压升压量64a而变化，如下面图3中所示。在这点上，滤波器磁性降额值76和相应的DC母线电压升压量64a在某些实施方式中对应于电力转换器10的最大稳态负荷操作状态，在该状态中至少一个输入滤波器电感器L被设计成不过热。如图1中所示，控制器60可以包括：各自对应于给定的AC输入值79的一个或更多个滤波器磁性降额查询表72和/或降额公式74，以用于根据DC母线电压升压量64a来确定滤波器磁性降额值76。
空间向量脉宽调制降额值82也小于或等于最大稳态整流器输出电流额定值，并且可以但不是必须随DC母线电压升压量64a变化。在示出的实施方式中，空间向量脉宽调制降额值82由降额单元80根据DC母线电压升压量64a来确定。实际上，如下面图3所示，降额值82可以是大致恒定的，例如在某些实施中为约80%。此外，SVPWM降额值82可以改变，只要整流器开关控制器62以不同的开关频率进行操作即可，其中降额值82通常随整流器开关频率的降低而增大。此外，在某些实施方式中，SVPWM降额值82和相应的DC母线电压升压量64a对应于电力转换器10或整流器30本身的最大稳态负载操作状态，在该状态下整流器开关S1-S6的开关损耗在可接受的设计限制内，例如防止开关S1-S6热降解（thermal degradation）的设计限制。实际上，SVPWM降额部件80可以包括根据DC母线电压升压量64a来索引的简单查找表，以提供相应的SVPWM降额值82。此外，在某些实施中可以不需要查找表，因为对于给定的整流器开关频率，降额值82是基本恒定的。
还参照图2，示出了用于操作电力转换系统的方法100，该方法可以被用于图1的电机驱动器10或任何其他电力转换系统中。虽然下面以一系列动作或事件的形式示出并描述了方法100，但是将被理解的是，本公开内容的各种方法不限于这样的动作或事件的所示顺序。在这点上，除了下文中具体提供的之外，一些动作或事件可以以不同的次序发生和/或与除了根据本公开内容示出和描述的动作或事件之外的其他动作或事件同时发生。还要注意的是，并非所有示出的步骤可能被需要来实现按照本公开内容的过程或方法，并且可以组合一个或更多个这样的动作。本公开内容的所示方法100和其他方法可以在例如上述示例性电机驱动器控制器60中以硬件、处理器执行的软件、或它们的组合来实现，并且可以以存储在有形的、非暂态计算机可读介质（例如在一个示例中与控制器60相关联进行操作的存储器）中的计算机可执行指令的形式来实施。
驱动器10或其整流器30可以以正常的100%输出电流额定值进行操作，如图2中的102处所示。在某些实现中，在102处的正常（非升压）操作可以通过对整流器30使用任何合适形式的脉宽调制（例如非连续PWM、连续脉宽调制等）来进行。例如，在图1的系统10中，整流器开关控制器62可以操作于正常模式并且操作于使用DPWM的升压模式的第一范围（图3中的范围204）中。在图2中的104处确定整流器30是否操作于升压模式。例如，升压控制部件64可以基于输入电压79的当前样本或者在某些实施方式中基于表明整流器将要操作于电压升压模式的一些外部信号来提供非零DC母线电压升压量值64a。如果整流器30不是处于升压模式（在104处为否），则在102处驱动器10继续操作于正常输出电流额定值。
如果整流器处于升压模式（在104处为是），则控制器60根据（例如来自反馈信号或值79的）线间AC输入电压值并根据来自升压控制部件64的DC母线电压升压量64a（ΔVdc）来确定滤波器磁性降额值（例如，上面图1中的值76）。在某些实施方式中，电压升压量64a用以伏特（V）DC的形式来表示，但这并非严格要求。例如，如果标称DC电压（例如，约峰值线间AC输入电压值）为560V DC，则要提供680V DC的DC母线电压的升压模式操作将表示120V DC母线电压升压量64a（ΔVdc=120VDC）。可以采用其他合适的表示方案，该方案利用DC母线电压升压量、以某种方式表示升压模式操作对DC母线电压Vdc的影响。
可以以多种方式来执行在106处对滤波器磁性降额值76的确定。在一个可能的实施方式中，可以使用查找表（例如图1中的查找表72），其中降额值76从对应于线间AC输入电压值的查找表72获得。这可以例如通过索引对应于AC输入电压电平的查找表72以确定与DC电压升压量64aΔVdc相关联的滤波器磁性降额值76来实现。在另外可能的实施方式中，可以在106处求解对应于AC输入电压电平的降额公式74（图1），以根据DC电压升压量ΔVdc64a来确定滤波器磁性降额值76。
在图2的108处，根据DC母线电压升压量64a来确定用于驱动器输出电流的脉宽调制降额值（图1中的值82）。在一个示例中，使用降额查找表80根据升压量64a来确定SVPWM降额值82，但是SVPWM降额值82是大致恒定的其他实施方式也是可以的。
然后在110处确定滤波器磁性降额值76是否大于SVPWM降额值82。如果滤波器磁性降额值76大于SVPWM降额值82（在110处为是），则在112处降额输出电流值（图1中的94）被设置成滤波器磁性降额值76，并且在114处整流器开关控制器62使用非连续脉宽调制（DPWM）进行操作。此外，如图2中所示，在115处控制器60可以可选地根据滤波器磁性降额值76来设置DPWM角（上面图1中的84或θDPWM）。在某些实施方式中，在115处通过使角84随DC母线电压升压量64a增大而减小来调整DPWM角84（例如，下面图3的曲线图210中的曲线84所示）。然后，在图2中的120处根据降额输出电流值94使驱动器输出逆变器50进行操作，并因此使整流器30进行操作。如果空间向量脉宽调制降额值84大于滤波器磁性降额值76（在110处为否），则图2的过程100替代地在116处将降额输出电流值94设置成SVPWM降额值82，并且在118处将整流器脉宽调制模式切换到连续空间向量调制（SVPWM），其中在120处根据降额输出电流值94使逆变器进行操作，并因此使整流器也进行操作。然后过程100如上述地进行重复以在104处再次验证整流器是否要继续升压模式操作。
因此，如果滤波器磁性降额值76大于SVPWM降额值82，则过程100使用DPWM向整流器30提供整流器PWM开关控制信号62a，而如果空间向量脉宽调制降额值大于滤波器磁性降额值76，则使用SVPWM来提供开关控制信号62a。此外，通过将降额输出电流值94设置成滤波器磁性降额值76与空间向量脉宽调制降额值82中较高的一个，以及通过使用降额输出电流值94操作整流器30，控制器60还提供了整流器输出电流的受控降额。例如，电机驱动器10和其逆变器50和整流器30可以接收表示期望负载驱动状态的一个或更多个设置点值，例如设置点转矩、速度、位置等。逆变器控制器66在某些实施方式中使用输出电流降额值94来作为提供给电机负载4的输出电流的最大限值，并且将DC电流命令值IDC提供给整流器开关控制器62以根据降额值94来操作整流器30。因此，整流器30将提供DC输出电流，以使得降额值94不被超过，从而确保滤波器电感器L不受热应力并且避免和减轻过度的整流器开关损耗。
还参照图3和图4，图3示出了描绘第一滤波器磁性降额曲线76a和第二滤波器磁性降额曲线76b的曲线图200，该曲线图表示针对400V AC线间输入电压电平的、DC电压升压量64a与百分比额定电流的关系。曲线200还示出了示例性的空间向量脉宽调制降额曲线或值82（例如，在该示例中为约76%）。此外，曲线图200还示出了滤波器磁性降额值76a和76b各自与SVPWM降额值82相交的两个示例性交叉点202a和202b。
图3还示出了描绘关于DPWM角84根据DC电压升压量而变化的示例性调整曲线的曲线图210，并且图3的曲线图220中示出了一对总输出电流降额值曲线94。
图4示出了对应于图3中的滤波器磁性降额曲线76a的示例性查找表72。在该示例中，在图4中的表72是从多个这样的表72中选择的，其中每个表72与特定的AC输入电压值相关联。如图3中的曲线76a所示，当DC母线电压为114V时，即高于正常时，整流器输出电流额定值为100%（例如，滤波器磁性降额值76等于整个电力转换器10或其整流器30的最大输出电流额定值）。在该情况下，曲线76表示在滤波器电感器L将不受热应力情况下的最大稳态负载状态，并因此即使电机驱动器10满载，使DC母线电压升高114V将使得滤波器电感器L避免过热。然而，由于DC母线电压升压量64a增大到160V和184V时，滤波器磁性降额值76分别下降至约93%和85%。因此，在这些电平处，控制整流器30以便不超过该输出电流的降额量将使得滤波器电感器L在合适温度范围内继续操作。在某些实施方式中，对于任意给定的DC母线电压升压量84a，可以使用公式74（图1）例如多项式函数来评估滤波器磁性降额曲线76。
此外，在图3中的曲线76a和图4中的相应查询表72对应于特定线间AC输入电压值，其中可以提供一个或更多个这样的参数函数74和/或查找表72。因此，例如，图1中的滤波器磁性降额系统70可以被配置成基于存在于系统10中的线间AC输入电压（例如根据输入电压反馈信号或值79）来选择合适的（例如最接近的）函数74或查找表72，并且被配置成根据AC输入线电压值并根据DC母线电压升压量64a来使用该函数或查找表来确定滤波器磁性降额值76。此外，如图4所示，某些实施方式对于各种AC输入电压电平如380V、390V、400V等可以采用不同的查找表72。同样地，滤波器磁性降额系统70可以使用多个降额公式74中的一个，每个降额公式对应于不同的AC输入电压电平，其中降额系统70根据反馈79来选择最接近的或最合适的公式74。在一个可能的实施方式中，滤波器磁性降额系统70被配置成动态地接收输入电压反馈信号或值79，并且选择最接近的查找表72，以用于确定滤波器磁性降额值76。类似地，滤波器磁性降额系统70可以基于AC输入值79从多个降额公式74中来选择。
此外，当使用所选择的查找表72时，滤波器磁性降额系统70可以利用插值来确定降额输出电流值。如图4中所示，例如，控制器60可以在对应于DC母线电压升压量64a的查找表72的滤波器磁性降额值76之间进行插值，以导出用于操作整流器30的滤波器磁性降额值76，其中所述DC母线电压升压量64a在存在于电力系统10中的DC母线电压升压量之上和之下。例如，如果在图4的示例中DC母线电压升压量64a为175VDC（ΔVdc=175），则控制器60可以使用任何合适的插值技术（例如，线性或其他方式），其中相应的滤波器磁性降额值（例如91%和87%）对应于在实际电压升压之上和之下的DC母线电压升压量（例如，170V DC和180V DC），以便通过插值来导出或计算值76（例如在该示例中为89%）。
在某些实现中，可以选择查找表72的值和降额公式74的参数，以使得它们对应于电力转换器10的在输入滤波器电感器（例如L）被设计成不过热的情况下的最大稳态负载操作状态。这种相关性可以通过任何合适的手段来获得，例如针对电感器芯部的温度处于额定值（或在其可接受范围内）的多个不同的DC母线电压升压值64a通过实验测试来导出整流器输出电流降额值76，并且针对多个AC输入电压值中的每一个创建相应表72。同样地，可以使用实验数据，基于曲线拟合或其他合适的数学技术来推导公式74（例如线性、多项式等）。
如图3中所示，第一示出的滤波器磁性降额曲线76a高于在升压模式操作的第一范围204内的SVPWM降额值82，曲线76a与82在点202a处相交。在交叉点202a之后随着DC母线电压升压量增加，在第二（上部）DC母线电压升压范围206中SVPWM降额值82高于滤波器磁性降额值曲线76a。在转折点202a处，比较和选择逻辑90（图1）将SVPWM/DPWM选择信号92提供给整流器开关控制器62，以用于通过SVPWM/DPWM部件63转换至整流器30的SVPWM操作。因此，比较和选择逻辑90提供在第一范围204内的DPWM整流器操作，并且此后基于相对降额值76和82来将整流器切换到第二范围206中的SVPWM控制。另外，比较和选择逻辑90将降额值94提供给逆变器开关控制器66，并因此将降额值94提供给整流器控制器62，以将整流器开关控制信号62a提供给开关器件S1-S6，以使得整流器30根据滤波器磁性降额值76与SVPWM降额值82中较高的一个来产生DC输出电流。如图3下方的曲线图220中所示，比较和选择逻辑90因而提供了复合降额曲线94a，对于该示例在考虑滤波器磁性降额和SVPWM降额因子两者的情况下，这有利于使总电机驱动器额定值最大（使对整流器30的降额影响最小）。
图3中的曲线图200和220还示出了另外的示例，在该情况中使用具有相关滤波器磁性降额值曲线76b的较大的滤波器电感器L，滤波器磁性降额值曲线76b在202b处与SVPWM降额值曲线82相交。图3中的曲线图220还示出了操作整流器30的相应复合降额曲线94b，该复合降额曲线94b是滤波器磁性降额曲线76b与SVPWM降额曲线82中较高的一个。
还参照图5，图3还示出了曲线图210，其示出了控制器60的某些实施方式的操作，其中由控制器60提供了一种混合DPWM和SVPWM技术。图5示出了示例性曲线图230，其示出了采用连续脉宽调制的三相载波波形，其在构成DPWM角84（θDPWM）的角范围上将载波箝位在最大或最小电平（例如在该示例中为+1.0和-1.0）。在该实现中，DPWM角84由比较和选择逻辑90提供给整流器开关控制器62以用于在第一升压模式范围204（图3）中的整流器30的非连续脉宽调制操作。此外，比较和选择逻辑90基于磁性滤波器降额值76来选择性地调整DPWM角84。另外，如图3的曲线图210中所示，本实施方式中的比较和选择逻辑90在第一范围204中随DC母线电压升压量64a的增加而选择性地使DPWM角84降低，在该情况下，从60°线性降低到0°，在交叉位置202a处达到0°，在交叉位置202a处该控制改变成针对上部范围206的连续空间向量脉宽调制。可以使用包括曲线形、阶梯形调整等其他调整分布和曲线。另外，可以在升压模式下通过该技术使AFE整流器定额降低与滤波器磁性降低同步。
根据本公开内容的另外方面，提供了一种非暂态计算机可读介质，例如计算机存储器、在电力转换器控制系统内的存储器（例如，控制器100、CD-ROM、软盘、闪速驱动器、数据库、服务器、计算机等），其包括用于执行上述方法的计算机可执行指令。以上示例仅说明本公开内容的各个方面的若干可能实施方式，其中其他本领域技术人员在阅读和理解本说明书与附图时将想到等效替换和/或修改。特别是关于由上述部件（组件、器件、系统、电路等）执行的各种功能，除非另有说明，否则用于描述这样的部件的术语（包括“装置”的引用）旨在对应于用于执行所描述部件的指定功能（即，功能上等效）的任何部件，如硬件、处理器执行的软件或其组合，即使其在结构上与执行本公开内容的所示实现的功能的所公开结构不等同。另外，尽管本公开内容的特定特征可能已经公开为若干实现中的仅一个，这样的特征可以与其他实现的一个或更多个其它特征组合，只要针对任何给定或特定应用这种组合可能是期望的且有利的。另外，就在具体实施方式部分和/或权利要求中使用的术语“包含（including）”、“含（includes）”、“具有（having）”、“有（having）”、“带有（with）”或其变体来说，这样的术语意在以类似于术语“包括（comprising）”的方式包含在内。
本发明通过以下方案来实现：
1.一种用于操作电力转换系统的方法，该方法包括：
使所述电力转换系统的整流器操作于升压模式，以在DC母线处提供高于峰值线间AC输入电压值的DC母线电压；
根据线间AC输入电压值并且根据DC母线电压升压量来确定滤波器磁性降额值，所述滤波器磁性降额值小于或等于所述整流器的最大输出电流额定值；
根据所述DC母线电压升压量确定空间向量脉宽调制降额值，所述空间向量脉宽调制降额值小于或等于所述整流器的最大输出电流额定值；
将所述滤波器磁性降额值与所述空间向量脉宽调制降额值进行比较；
如果所述滤波器磁性降额值大于所述空间向量脉宽调制降额值，则使用非连续脉宽调制向所述整流器的至少一个开关器件提供脉宽调制的整流器开关控制信号，以及
如果所述空间向量脉宽调制降额值大于所述滤波器磁性降额值，则使用空间向量脉宽调制向所述整流器的至少一个开关器件提供脉宽调制的整流器开关控制信号。
2.根据项1所述的方法，包括：
将降额输出电流值设置为所述滤波器磁性降额值和所述空间向量脉宽调制降额值中较高的一个；以及
根据所述降额输出电流值来操作所述整流器。
3.根据项2所述的方法，还包括：
如果所述滤波器磁性降额值大于所述空间向量脉宽调制降额值，则在非连续脉宽模式操作期间根据所述滤波器磁性降额值调整非连续脉宽调制角。
4.根据项3所述的方法，其中，所述非连续脉宽调制角随着所述DC母线电压升压量的增加而降低。
5.根据项4所述的方法，其中，确定所述滤波器磁性降额值包括：
从对应于所述线间AC输入电压值的查找表中获取与所述DC母线电压升压量对应的降额输出电流值。
6.根据项4所述的方法，其中，确定所述滤波器磁性降额值包括：
根据所述DC母线电压升压量求解至少一个降额公式。
7.根据项2所述的方法，
其中，所述滤波器磁性降额值和相应的DC母线电压升压量对应于所述电力转换系统的最大负载操作状态，在所述最大负载操作状态下所述电力转换系统的至少一个输入滤波器电感器被设计成不过热；以及
其中，所述空间向量脉宽调制降额值和相应的DC母线电压升压量对应于所述电力转换系统的最大负载操作状态，在所述最大负载操作状态下所述整流器的至少一个开关器件的开关损耗在可接受的设计限制内。
8.根据项1所述的方法，还包括：
如果所述滤波器磁性降额值大于所述空间向量脉宽调制降额值，则在非连续脉宽模式操作期间根据所述滤波器磁性降额值调整非连续脉宽调制角。
9.根据项8所述的方法，其中，所述非连续脉宽调制角随着DC母线电压升压量的增加而选择性地减小。
10.根据项1所述的方法，
其中，所述滤波器磁性降额值和相应的DC母线电压升压量对应于所述电力转换系统的最大稳态负载操作状态，在所述最大稳态负载操作状态下所述电力转换系统的至少一个输入滤波器电感器被设计为不过热；以及
其中，所述空间向量脉宽调制降额值和相应的DC母线电压升压量对应于所述电力转换系统的最大稳态负载操作状态，在所述最大稳态负载操作状态下所述整流器的至少一个开关器件的开关损耗在可接受的设计限制内。
11.一种具有用于操作电力转换系统的计算机可执行指令的非暂态计算机可读介质，所述计算机可读介质包括用于执行以下操作的计算机可执行指令：
使所述电力转换系统的整流器操作于升压模式，以在DC母线处提供高于峰值线间AC输入电压值的DC母线电压；
根据线间AC输入电压值并且根据DC母线电压升压量确定滤波器磁性降额值，所述滤波器磁性降额值小于或等于所述整流器的最大输出电流额定值；
根据所述DC母线电压升压量确定空间向量脉宽调制降额值，所述空间向量脉宽调制降额值小于或等于所述整流器的最大输出电流额定值；
将所述滤波器磁性降额值与所述空间向量脉宽调制降额值进行比较；
如果所述滤波器磁性降额值大于所述空间向量脉宽调制降额值，则使用非连续脉宽调制向所述整流器的至少一个开关器件提供脉宽调制的整流器开关控制信号，以及
如果所述空间向量脉宽调制降额值大于所述滤波器磁性降额值，则使用空间向量脉宽调制向所述整流器的至少一个开关器件提供脉宽调制的整流器开关控制信号。
12.根据项11所述的计算机可读介质，包括用于执行以下操作的计算机可执行指令：
将降额输出电流值设置为所述滤波器磁性降额值和所述空间向量脉宽调制降额值中较高的一个；以及
根据所述降额输出电流值来操作所述整流器。
13.根据项11的所述的计算机可读介质，包括用于执行以下操作的计算机可执行指令：
如果所述滤波器磁性降额值大于所述空间向量脉宽调制降额值，则在非连续脉宽模式操作期间根据所述滤波器磁性降额值调整非连续脉宽调制角。
14.一种电力转换系统，包括：
有源整流器，所述有源整流器包括多个整流器开关器件，并且耦接为从外部电源接收AC输入电力并在DC母线处提供DC母线电压；以及
控制器，所述控制器向所述整流器开关器件提供脉宽调制的整流器控制信号，以使所述整流器选择性地操作于升压模式，以提供高于峰值线间AC输入电压值的DC母线电压，所述控制器针对DC母线电压升压量的第一范围使用非连续脉宽调制来选择性地提供所述整流器控制信号，以及针对所述DC母线电压升压量的第二范围使用空间向量脉宽调制来提供所述整流器控制信号，其中所述第二范围高于所述第一范围。
15.根据项14所述的电力转换系统，其中，所述控制器操作来：
根据线间AC输入电压值并且根据所述DC母线电压升压量来确定滤波器磁性降额值，所述滤波器磁性降额值小于或等于所述整流器的最大输出电流额定值；
根据所述DC母线电压升压量确定空间向量脉宽调制降额值，所述空间向量脉宽调制降额值小于或等于所述整流器的最大输出电流额定值；
在所述滤波器磁性降额值大于所述空间向量脉宽调制降额值的第一范围中使用非连续脉宽调制向所述整流器开关器件提供所述脉宽调制的整流器开关控制信号，以及
在所述空间向量脉宽调制降额值大于所述滤波器磁性降额值的第二范围中使用连续空间向量脉宽调制向所述整流器开关器件提供所述脉宽调制的整流器开关控制信号。
16.根据项15所述的电力转换系统，其中，所述控制器操作为，根据所述滤波器磁性降额值和所述空间向量脉宽调制降额值中较高的一个来向所述整流器开关器件提供所述整流器开关控制信号。
17.根据项16所述的电力转换系统，其中所述控制器操作为，根据所述滤波器磁性降额值来调整非连续脉宽调制角。
18.根据项15所述的电力转换系统，其中所述控制器操作为，根据所述滤波器磁性降额值来调整非连续脉宽调制角。
19.根据项15所述的电力转换系统，
其中，所述滤波器磁性降额值和相应的DC母线电压升压量对应于所述整流器的最大稳态负载操作状态，在所述最大稳态负载操作状态下所述电力转换系统的至少一个输入滤波器电感器被设计为不过热；以及
其中，所述空间向量脉宽调制降额值和相应的DC母线电压升压量对应于所述整流器的最大稳态负载操作状态，在所述最大稳态负载操作状态下所述整流器的至少一个开关器件的开关损耗在可接受的设计限制内。
20.根据项14所述的电力转换系统，其中，所述控制器操作为，随着第一范围中所述DC母线电压升压量的增加而减小非连续脉宽调制角。
部件清单
输入滤波器电感器 L
开关器件 S1-S6
外部电源 2
电力转换系统 10
整流器 30
DC母线 40
控制器 60
调制整流器开控制信号 62a
电压升压量 64a
查找表 72
降额公式 74
滤波器磁性降额值 76
电压值 79
调制降额值 82
调制角 84
输出电流值 94
第一范围 204
第二范围 206

Claims (10)

1.一种用于操作电力转换系统（10）的方法（100），所述方法（100）包括：
使所述电力转换系统（10）的整流器（30）操作于（104）升压模式，以在直流母线（40）上提供高于峰值线间交流输入电压值的直流母线电压（Vdc）；
根据线间交流输入电压值（79）并且根据直流母线电压升压量（64a）确定（106）滤波器磁性降额值（76），所述滤波器磁性降额值（76）小于或等于所述整流器（30）的最大输出电流额定值；
根据所述直流母线电压升压量（64a）确定（108）空间向量脉宽调制降额值（82），所述空间向量脉宽调制降额值（82）小于或等于所述整流器（30）的最大输出电流额定值；
将所述滤波器磁性降额值（76）与所述空间向量脉宽调制降额值（82）进行比较（110）；
如果所述滤波器磁性降额值（76）大于所述空间向量脉宽调制降额值（82），则使用非连续脉宽调制（DPWM）向所述整流器（30）的至少一个开关器件（S1-S6）提供（114，120）脉宽调制的整流器开关控制信号（62a），以及
如果所述空间向量脉宽调制降额值（82）大于所述滤波器磁性降额值（76），则使用空间向量脉宽调制（SVPWM）向所述整流器（30）的至少一个开关器件（S1-S6）提供（118，120）脉宽调制的整流器开关控制信号（62a）。
2.根据权利要求1所述的方法（100），包括：
将降额输出电流值（94）设置（112，116）为所述滤波器磁性降额值（76）和所述空间向量脉宽调制降额值（82）中较高的一个；以及
根据所述降额输出电流值来操作（120）所述整流器（30）。
3.根据权利要求2所述的方法（100），还包括：
如果所述滤波器磁性降额值（76）大于所述空间向量脉宽调制降额值（82），则在非连续脉宽模式操作期间根据所述滤波器磁性降额值（76）调整（113）非连续脉宽调制角（84）。
4.根据权利要求2所述的方法（100），
其中，所述滤波器磁性降额值（76）和相应的直流母线电压升压量（64a）对应于所述电力转换系统（10）的最大负载操作状态，在所述最大负载操作状态下所述电力转换系统（10）的至少一个输入滤波器电感器（L）被设计成不过热；以及
其中，所述空间向量脉宽调制降额值（82）和相应的直流母线电压升压量（64a）对应于所述电力转换系统（10）的最大负载操作状态，在所述最大负载操作状态下所述整流器（30）的至少一个开关器件（S1-S6）的开关损耗在可接受的设计限制内。
5.根据权利要求1所述的方法（100），还包括：
如果所述滤波器磁性降额值（76）大于所述空间向量脉宽调制降额值（82），则在非连续脉宽模式操作期间根据所述滤波器磁性降额值（76）调整（113）非连续脉宽调制角（84）。
6.根据权利要求5所述的方法（100），其中，所述非连续脉宽调制角（84）随着直流母线电压升压量（64a）的增加而选择性地减小。
7.根据权利要求1所述的方法（100），
其中，所述滤波器磁性降额值（76）和相应的直流母线电压升压量（64a）对应于所述电力转换系统（10）的最大稳态负载操作状态，在所述最大稳态负载操作状态下所述电力转换系统（10）的至少一个输入滤波器电感器（L）被设计为不过热；以及
其中，所述空间向量脉宽调制降额值（82）和相应的直流母线电压升压量（64a）对应于所述电力转换系统（10）的最大稳态负载操作状态，在所述最大稳态负载操作状态下所述整流器（30）的至少一个开关器件（S1-S6）的开关损耗在可接受的设计限制内。
8.一种具有用于操作电力转换系统（10）的计算机可执行指令的非暂态计算机可读介质，所述计算机可读介质包括用于执行以下操作的计算机可执行指令：
使所述电力转换系统（10）的整流器（30）操作于（104）升压模式，以在直流母线（40）上提供高于峰值线间交流输入电压值的直流母线电压（Vdc）；
根据线间交流输入电压值（79）并且根据直流母线电压升压量（64a）确定（106）滤波器磁性降额值（76），所述滤波器磁性降额值（76）小于或等于所述整流器（30）的最大输出电流额定值；
根据所述直流母线电压升压量（64a）确定（108）空间向量脉宽调制降额值（82），所述空间向量脉宽调制降额值（82）小于或等于所述整流器（30）的最大输出电流额定值；
将所述滤波器磁性降额值（76）与所述空间向量脉宽调制降额值（82）进行比较（110）；
如果所述滤波器磁性降额值（76）大于所述空间向量脉宽调制降额值（82），则使用非连续脉宽调制（DPWM）向所述整流器（30）的至少一个开关器件（S1-S6）提供（114，120）脉宽调制的整流器开关控制信号（62a），以及
如果所述空间向量脉宽调制降额值（82）大于所述滤波器磁性降额值（76），则使用空间向量脉宽调制（SVPWM）向所述整流器（30）的至少一个开关器件（S1-S6）提供（118，120）脉宽调制的整流器开关控制信号（62a）。
9.一种电力转换系统（10），包括：
有源整流器（30），所述有源整流器（30）包括多个整流器开关器件（S1-S6），并且耦接为从外部电源（2）接收交流输入电力并在直流母线（40）上提供直流母线电压（Vdc）；以及
控制器（60），所述控制器（60）向所述整流器开关器件（S1-S6）提供脉宽调制的整流器控制信号（62a），以使所述整流器（30）选择性地操作于升压模式，以提供高于峰值线间交流输入电压值的直流母线电压（Vdc），所述控制器（60）选择性地针对直流母线电压升压量（64a）的第一范围（204）使用非连续脉宽调制来提供所述整流器控制信号（62a），以及针对所述直流母线电压升压量（64a）的第二范围（206）使用空间向量脉宽调制来提供所述整流器控制信号（62a），其中所述第二范围（206）高于所述第一范围（204）。
10.根据权利要求9所述的电力转换系统（10），其中，所述控制器（60）操作来：
根据线间交流输入电压值（79）并且根据所述直流母线电压升压量（64a）来确定（106）滤波器磁性降额值（76），所述滤波器磁性降额值（76）小于或等于所述整流器（30）的最大输出电流额定值；
根据所述直流母线电压升压量（64a）确定（108）空间向量脉宽调制降额值（82），所述空间向量脉宽调制降额值（82）小于或等于所述整流器（30）的最大输出电流额定值；
在所述滤波器磁性降额值（76）大于所述空间向量脉宽调制降额值（82）的第一范围（204）中使用非连续脉宽调制（DPWM）向所述整流器开关器件（S1-S6）提供（114，120）所述脉宽调制的整流器开关控制信号（62a），以及
在所述空间向量脉宽调制降额值（82）大于所述滤波器磁性降额值（76）的第二范围（206）中使用连续空间向量脉宽调制（SVPWM）向所述整流器开关器件（S1-S6）提供（118，120）所述脉宽调制的整流器开关控制信号（62a）。
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