BR102014006333A2 - métodos e aparelhos para operação contínua e descontínua de intensificação de retificador ativo para aumento de classe de conversor de potência - Google Patents

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Abstract

métodos e aparelhos para operação contínua e descontínua de intensificação de retificador ativo para aumento de classe de conversor de potência. os sistemas de conversão de potência e métodos de operação são apresentados, nos quais um retificador de extremidade dianteira ativo é operado em um modo de intensificação usando-se modulação de largura de pulso descontínua em uma primeira faixa de quantidade de intensificação de voltagem de barramento dc, e modulação de largura de pulso de vetor de espaço contínuo é usada em uma segunda faixa, com as faixas sendo correlacionadas à redução de classe de saída com respeito ao magnetismo de indutor de filtro na primeira faixa e a uma redução de classe de perda de comutação de retificador e à segunda faixa

Description

MÉTODOS E APARELHOS PARA OPERAÇÃO CONTÍNUA E DESCONTÍNUA DE INTENSIFICAÇÃO DE RETIFICADOR ATIVO PARA AUMENTO DE CLASSE
DE CONVERSOR DE POTÊNCIA ANTECEDENTES [0001] Os sistemas de conversão de potência são usados para a provisão de uma potência de saida AC para uma carga, tais como acionamentos de motor com um estágio de inversor acionando um motor AC. Os conversores de extremidade de entrada ativa (AFE) empregam um retificador de comutação de largura de pulso modulada para a conversão de potência AC e a provisão de potência DC para um barramento, os comutadores de inversor convertendo o barramento DC em correntes de saida para acionamento da carga. Esses conversores de extremidade dianteira ativa tipicamente são acoplados a filtros de entrada, tais como circuitos de filtro LCL conectados a cada fase de potência. Uma vez que o retificador de extremidade dianteira é um circuito de comutação, o filtro de entrada opera para evitar a introdução de um conteúdo harmônico indesejado na rede de potência ou outra fonte de entrada. Os componentes de filtro, incluindo os indutores de filtro, tipicamente são proj etados de acordo com a classificação de conversor de potência, onde um superdimensionamento de componentes de filtro de entrada adiciona custo ao sistema e ocupa um espaço de invólucro valioso. Contudo, podem ocorrer situações nas quais as voltagens de rede decaem, ou em que uma voltagem de fonte de entrada disponível é mais baixa do que a voltagem de entrada AC nominal para o que o conversor foi projetado. Em certas aplicações, mais ainda, pode ser desejável operar um motor de voltagem mais alta ou outra carga, embora voltagem de fonte seja baixa, por exemplo, uma voltagem de entrada de 4 00 V para acionamento de um motor de 460 V, Nestas situações, o retificador de extremidade dianteira ativo pode ser operado em modo de intensificação para a provisão de intensificação adicional para aumento do ganho do conversor de extremidade dianteira, desse modo intensificando a voltagem de barramento DC. Em condições de carga plena, contudo, a operação em modo de intensificação do retificador de extremidade dianteira ativa leva a uma ondulação aumentada e a outros harmônicos, os quais podem superaquecer o núcleo de indutor de filtro. Um ou mais comutadores de parada térmica podem ser posicionados para a detecção do aumento de temperatura de indutor e causam uma parada segura do sistema. Contudo, o gatilho do acionamento pode não ser desejado em certas aplicações e, assim, é desejável ter uma técnica para se permitir que o sistema opere em modo de intensificação sem parada. Além disso, esse comutador térmico pode ser posicionado a alguma distância do núcleo de indutor, de modo a detectar aumentos de temperatura devido a múltiplas causas, tal como detectar se um ventilador de soprador de sistema está desligado enquanto uma carga plena está sendo acionada, e, assim, pode ser incapaz de rapidamente detectar um superaquecimento no núcleo de indutor de filtro. A adição de múltiplos comutadores térmicos pode se dirigir a esta questão, mas esta abordagem adiciona mais custo e complexidade ao sistema. Além de problemas de superaquecimento de indutor de filtro, os retificadores de extremidade dianteira ativa também podem exibir uma perda de comutação aumentada associada à operação dos dispositivos de comutação de retificador em um modo de intensificação. [0002] Por ambas estas razões, a operação de um sistema de conversão de potência de extremidade dianteira ativa em modo de intensificação pode requerer uma redução de classe geral das capacidades de entrada e de saida do conversor. Especificamente, a corrente de saida máxima disponível a partir do conversor de potência pode precisar ser reduzida quando a extremidade dianteira ativa for operada em modo de intensificação, de modo a se mitigar ou evitar um superaquecimento dos indutores de filtro e/ou para redução de perdas de comutação de retificador. lontudo, essa redução de classe pode tornar um sistema de conversão de potência inadequado para uma dada aplicação, ãssim sendo, há uma necessidade de um aparelho conversor de potência melhorado e técnicas de operação para facilitar uma operação com uma extremidade dianteira ativa em modo de intensificação, enquanto se mitiga ou evita uma tensão térmica para indutores de filtro e/ou perdas de comutação de retificador para a obtenção de classificações melhoradas de potência.
SUMÁRIO [0003] Vários aspectos da presente exposição são resumidos, agora, para facilitar um entendimento básico da exposição, em que este sumário não é uma visão geral extensiva da exposição, e não é pretendido para a identificação de certos elementos da exposição, nem para o delineamento do escopo da mesma. Ao invés disso, a finalidade primária deste sumário é apresentar vários conceitos da exposição de uma forma simplificada antes da descrição mais detalhada que é apresentada aqui adiante. Ά presente exposição provê técnicas de redução de classe e um aparelho de controle de conversor de potência de extremidade dianteira ativa, em que uma operação em modo de intensificação de retificador é executada usando-se modulação de largura de pulso descontínua (DPWM) em uma primeira faixa de quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC, e modulação de largura de pulso de vetor de espaço contínuo (SVPWM ou SVM) é usada em uma segunda faixa. O cruzamento entre as faixas de modo de intensificação é determinado de acordo com curvas ou valores de redução associados com magnetismo de indutor de filtro e classe de perda de comutação de retificador do conversor de potência. Desta maneira, dianteira ativa e conversores podem ser operados com redução de classe durante uma operação em modo de intensificação pelo emprego seletivo de DPWM ou SVPWM. [0004] Os métodos de operação de sistema de conversão de potência são providos de acordo com um ou mais aspectos da presente exposição, incluindo a operação de um retificador em modo de intensificação, a determinação de um valor de redução de classe magnética de filtro e um valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço pelo menos parcialmente de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC, e a comparação dos valores de redução de classe. O método ainda envolve a provisão de sinais de controle de comutação de retificador usando-se modulação de largura de pulso descontínua, se o valor de redução de classe magnética de filtro for maior do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço, e o uso da modulação de largura de pulso de vetor de espaço para a comutação de retificador, se o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço for maior do que o valor de redução de classe magnética de filtro. [0005] Em certas modalidades, o método envolve a operação do retificador direta ou indiretamente de acordo com um valor de corrente de saída de classe reduzida regulado de acordo com o mais alto dentre o valor de redução de classe magnética de filtro e o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço. O método assim pode ser empregado para melhoria da classificação de conversor de potência em geral pelo uso seletivamente do valor de redução de classe mais alto em consideração a efeitos de tipo de PWM sobre uma perda de comutação de retificador, bem como efeitos térmicos .relacionados à temperatura de núcleo de indutor de filtro de entrada. [0006] Em certas modalidades, um ângulo de modulação de largura de pulso descontínua é ajustado de acordo com o valor de redução de classe magnética de filtro, tal como pela diminuição seletivamente do ângulo de DPWM, conforme a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC for aumentada. Este conceito provê uma abordagem híbrida de controle de conjunto de recursos de reconhecimento de DPWM / SVPWM, e pode facilitar vantajosamente um melhoramento adicional na classificação de conversor de potência, quando o retificador operar em modo de intensificação. [0007] Outros aspectos da exposição se referem a meios que podem ser lidos em computador não transitórios com instruções executáveis em computador para a implementação dos métodos de operação de sistema de conversão de potência. [0008] Os sistemas de conversão de potência e controladores são providos de acordo com aspectos adicionais da presente exposição, incluindo um retificador ativo e um controlador que provê controles de comutação de retificador para operação em um modo de intensificação usando DPWM em uma primeira faixa da quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC, e usando SVPWM em uma segunda faixa mais alta. [0009] Em certas modalidades, o controlador determina um valor de redução de classe magnética de filtro e um valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço pelo menos parcialmente de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC, e emprega um controle de retificador de DPWM na primeira faixa, onde o valor de redução de classe magnética de filtro é mais alto do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço, ou emprega SVPWM na segunda faixa par aa qual o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço está acima do valor de redução de classe magnética de filtro. [0010] O controlador em certas modalidades provê sinais de controle de comutação de retificador de acordo com o mais alto dentre o valor de redução de classe magnética de filtro e o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço, e pode seletivamente ajustar um ângulo de DPWM de acordo com o valor de redução de classe magnética de filtro, por exemplo, ao diminuir seletivamente o ângulo de DPWM com uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC crescente na primeira faixa.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS [0011] A descrição a seguir e os desenhos estabelecem certas implementações ilustrativas da exposição em detalhes, os quais são indicativos de várias formas pelas quais os vários princípios da exposição podem ser realizados. Os exemplos ilustrados, contudo, não são exaustivos das muitas modalidades possíveis da exposição. Outros objetivos, vantagens e novos recursos da exposição serão estabelecidos na descrição detalhada a seguir, quando considerada em conjunto com os desenhos, nos quais: [0012] a figura 1 é um diagrama esquemático que ilustra um conversor de potência de acionamento de motor de exemplo com uma operação em modo de intensificação de extremidade dianteira ativa de SVPWM / DPWM seletiva e um controle de redução de classe melhorado para proteção de indutores de filtro de entrada e para mitigação de perdas excessivas de comutação de retificador, enquanto se obtém uma classificação de saída de retificador melhorada de acordo com um ou mais aspectos da presente exposição; [0013] a figura 2 é um fluxograma que ilustra um método de operação de conversor de potência de exemplo usando uma operação seletiva de retificador em modo de SVPWM ou VPWM, bem como uma redução de classe de saída de corrente de retificador inteligente durante uma operação de modo de intensificação de extremidade dianteira ativa; [0014] a figura 3 ilustra curvas de redução de classe magnética de filtro e de modulação de largura de pulso de vetor de espaço continuo, uma curva de ajuste de ângulo de DPWM controlado e curvas de redução de classe de acionamento em geral associadas ao conversor de potência da figura 1; [0015] a figura 4 ilustra uma tabela de consulta de redução de classe magnética de filtro para redução de classe seletivamente da corrente de saida de retificador de acordo com uma intensificação de voltagem DC; e [0016] a figura 5 é um gráfico que mostra porções de formas de onda de portadora de exemplo implementando uma modulação de largura de pulso descontínua e um ângulo de DPWM ajustável correspondente durante uma operação em modo de intensificação do conversor de potência da figura 1.
DESCRIÇÃO DETALHADA [0017] Com referência, agora, às figuras, várias modalidades ou implementações são descritas, a partir deste ponto, em conjunto com os desenhos, em que números de referência iguais são usados para referência a elementos iguais por todas elas, e em que os vários recursos não estão necessariamente desenhados em escala. Os conversores de potência e as metodologias de operação associadas são apresentados a partir deste ponto para uma operação em modo de intensificação de uma extremidade dianteira ativa, em que abordagens diferentes de modulação de largura de pulso são usadas para quantidades diferentes de intensificação de voltagem de barramento DC. Embora estes conceitos sejam ilustrados e descritos no contexto de acionamentos de motor AC, eles podem ser empregados com outras formas de sistemas de conversão de potência tendo um conversor de extremidade dianteira ativa acionando uma carga DC, em que a presente exposição não está limitada aos exemplos ilustrados. [0018] A figura 1 ilustra um sistema de conversão de potência de acionamento de motor de exemplo 10 recebendo potência de entrada AC de fase única ou multifásico a partir de uma fonte de potência externa 2. O exemplo ilustrado recebe uma entrada trifásica, mas outras modalidades multifásicas são possíveis. O acionamento de motor 10 inclui um circuito de filtro de entrada 20, neste caso, um filtro LCL trifásico tendo indutores de lado de rede Ll, L2 e L3 conectados aos fios de potência da fonte de potência 2, bem como indutores de lado de conversor conectados em série L4, L5 e L6, com capacitores de filtro Cl, C2 e C3 conectados entre a rede correspondente e indutores de lado de conversor e um nó de conexão comum, o que, mas não precisa, estar conectado a um aterramento de sistema. Embora ilustradas no contexto de um circuito de filtro LCL trifásico 20, outras configurações de circuito podem ser usadas, incluindo, sem limitação, filtros LC. [0019] O acionamento de motor 10 inclui um circuito de filtro de entrada 20, um retificador 30, um circuito de barramento DC ou de enlace DC 40 e um inversor de saida 50, com o retificador 30 e o inversor 50 sendo operados por um controlador 60. 0 controlador 60 inclui um controlador de retificador 62 com um circuito lógico de intensificação associado 64 e inclui um componente 63 para seletivamente prover uma operação de SVPWM ou DPWM em um modo de intensificação. Um controlador de inversor 66 é provido juntamente com vários circuitos de redução de classe 70, 80 e 90 para redução de classe seletiva do acionamento de motor 10 pelo controle ou limitação da corrente de saída de retificador máxima provida para o inversor 50, conforme descrito adicionalmente aqui adiante. No exemplo ilustrado, os componentes de controle de redução de classe proveem um valor de corrente de saída de classe reduzida 94 para o controlador de comutação de inversor 66, o que, por sua vez, provê um valor de comando de corrente IDC para o controlador de comutação de retificador 62, de modo a operar o retificador 30 em um nível de corrente de saída de classe reduzida. Em outras implementações possíveis, os componentes de redução de classe proveem um valor de corrente de saída de classe reduzida 94 díretamente para o controlador de comutação de retificador 62, e os conceitos expostos podem ser empregados em sistemas de conversão de potência de extremidade dianteira ativa que não incluem um inversor de saída 50, mas, ao invés, disso, proveem uma saída DC a partir do retificador 30 para acionamento de uma carga externa, tais como um sistema de carregamento de bateria, sistemas de painel solar, células de combustível, etc. [0020] No sistema da figura 1, um componente de controle de redução de classe magnética de LCL ou filtro 70 do controlador 60 emprega uma ou mais tabelas de consulta (LUTs) 72 e/ou uma ou mais fórmulas de redução de classe 74 para a geração de um valor ou quantidade de redução de classe magnética de filtro 7 6, o qual pode ser seletivamente empregado para redução de classe direta ou indiretamente, a corrente de saida de retificador, quando o retificador 30 for operado em modo de intensificação. Também, o controlador de acionamento 60 inclui uma tabela de consulta de redução de classe de SVPWM (LUT) ou outro componente de redução de classe 80 provendo um valor ou uma quantidade de redução de classe de SVPWM 82. Estes valores 76 e 82 são comparados através de uma comparação e selecionam uma lógica de comparação e seleção 90, o que provê um sinal de seleção de SVPWM / DPWM 92 para um controlador de comutação de retificador 62 e provê um valor de corrente de saida de classe reduzida 94 para um controlador de comutação de inversor 66 ou diretamente provê um valor de corrente de saida de classe reduzida 94 para o controlador de retificador 62. Em certas modalidades, por exemplo, a lógica de comparação e seleção 90 provê o valor de corrente de saida de classe reduzida 94 para o controlador 66 (ou diretamente para o controlador 62) como o mais alto dentre o valor de redução de classe magnética de filtro 76 e o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso 82. O controlador de comutação de inversor 66 por sua vez provê sinais de controle de comutação de inversor 66a para operação do inversor de saida 50 de acordo com o valor de corrente de saida de classe reduzida 94, e provê um sinal ou valor de comando de corrente DC IDC para o controlador de retificador 62 de acordo com o valor de corrente de saida de classe reduzida 94. Na prática, os valores de redução de classe 76, 82 e 94 são menores do que ou iguais à classificação de corrente de saida máxima para o retificador 30, e uma operação do componente de controle de comutação de retificador 62 provê uma operação controlada da carga acionada pela saida de retificador em ou abaixo do valor de redução de classe, de modo a se mitigar ou evitar uma tensão térmica para os indutores de filtro L e também para mitigação ou evitação de perda de comutação excessiva associada à operação de dispositivos de comutação de retificador S1-S6. [0021] 0 controlador 60 e os componentes do mesmo podem ser implementados como qualquer hardware adequado, software executado por processador, firmware executado por processador, lógica e/ou combinações dos mesmos, em que o controlador ilustrado 60 pode ser implementado largamente em um software executado por processador ou um firmware provendo várias funções de controle pelas quais o controlador 60 recebe sinais de feedback e/ou de entrada e/ou valores (por exemplo, ponto (s) de regulagem) e provê sinais de controle de comutação de retificador e inversor S1-S6 e comutadores S7-S12 do inversor 50 para conversão de potência de entrada para a provisão de potência de saida AC para acionamento da carga 4. Além disso, o controlador 60 e os componentes do mesmo podem ser implementados em um dispositivo baseado em processador único, tais como um microprocessador, um microcontrolador, um FPGA, etc., ou um ou mais destes podem ser separadamente implementados de uma forma unitária ou distribuída por dois ou mais dispositivos de processador. [0022] O acionamento de motor 10 implementa uma extremidade dianteira ativa (AFE) incluindo um retificador de comutação (também referido como um conversor) 30 recebendo potência trifásica a partir da fonte 2 através do circuito de filtro 20. 0 retificador 30 inclui os comutadores de retificador S1-S6, os quais podem ser transistores bipolares de porta isolados (IGBTs) ou outra forma adequada de dispositivos de comutação baseados em semicondutor operáveis de acordo com um sinal de controle de comutação de retificador correspondente 62a para condução seletivamente de corrente, quando atuados. Além disso, conforme visto na figura 1, os diodos são conectados através dos IGBTs S1-S6 individuais. Uma operação dos comutadores de retificador S1-S6 é controlada de acordo com sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada 62a para a provisão de uma retificação ativa da potência de entrada AC a partir da fonte 2 para a provisão de uma voltagem de barramento DC Vdc através de uma capacitância de barramento DC C4 em um circuito de enlace DC 40. Em outras modalidades, o retificador 30 provê uma saida DC para acionamento de uma carga externa (não mostrada), e o inversor 50 e o controlador correspondente 66 podem ser omitidos. 0 retificador 30, mais ainda, pode ser seletivamente operado pelo componente de controle de comutação de retificador 62 para operação normal ou operação em modo de intensificação de acordo com uma lógica de controle de intensificação 64. Em uma operação de intensificação, o componente de controle de comutação de retificador 62 provê sinais 62a para se fazer com que o retificador 30 gere a voltagem de barramento DC em um nível acima da voltagem de entrada AC de linha para linha de pico recebida a partir da fonte de entrada 2. Além disso, o controlador de retificador 62 provê uma operação em modo de intensificação de acordo com uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a a partir do componente de intensificação 64, e seletivamente emprega uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço continua (SVPWM) ou uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço descontínuo (DPWM) através do componente 63 de acordo com um sinal de seleção de modulação de largura de pulso 92 a partir da lógica de comparação e seleção 90. [0023] Os comutadores de inversor S7-S12 são acoplados para o recebimento de potência a partir do barramento DC 40 e para a provisão de potência de saída AC para o motor ou outra carga 4. Os comutadores S7-S12 são operados de acordo com sinais de controle de comutação 66a a partir do controlador de comutação de inversor 66, e podem ser qualquer forma de dispositivos adequados de comutação de alta velocidade, incluindo, sem limitação, IGBTs. 0 controlador de inversor 66 também provê um sinal ou valor de comando de corrente DC IDc para o controlador de comutação de retificador 62, para fazer com que o controlador de retificador 62 opere os comutadores de retificador S1-S6 para a provisão de uma corrente de saída DC para o circuito de enlace DC 40 de modo conforme. Além disso, o controlador 60 recebe vários sinais ou valores de entrada, incluindo sinais de ponto de regulagem ou valores para a operação de saída desejada, tais como velocidade de motor, posição, torque, etc., bem como sinais de retorno ou valores representando valores operacionais de várias porções do acionamento de motor 10. Dentre eles, já um sinal ou valor de retorno de voltagem de barramento DC 78 representando a voltagem de barramento DC Vdc e um sinal ou valor 79 representando o valor de voltagem de entrada AC de linha para linha. [0024] A operação em modo de intensificação do retificador de extremidade dianteira ativa 30 pode surgir sob uma variedade de circunstâncias. Por exemplo, um acionamento de motor 10 pode ser projetado para uma classificação de corrente de saida (ou de potência mecânica) com base no recebimento de uma potência de entrada AC em um certo nivel de voltagem nominal ou faixa, tal como 480 V AC em um exemplo. Em certas modalidades, o controlador 60 emprega o componente de controle de intensificação 64 para seletivamente comutar o componente de controle de comutação de retificador 64 de uma operação normal para intensificação, e provê uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC adicional requerida para operação do motor de inversor (por exemplo, a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC) 64a (AVdc) para os componentes de redução de classe 70 e 80, bem como para o controlador de comutação de retificador 62. Em certas implementações, mais ainda, a quantidade de intensificação 64a pode ser pré-programada no controlador 60, ou pode ser configurável por usuário. Por exemplo, o acionamento de motor 10 pode ser projetado para um certo valor ou faixa de voltagem de entrada AC (por exemplo, 480 V, 60 Hz), mas pode ser instalado para uso em um ambiente provendo apenas 380 V AC de entrada. Em uma situação como essa, o controlador 60 pode ser programado com um valor de intensificação de voltagem DC fixo 64a para uso pelo controlador de comutação de retificador 62 e o sistema de redução de classe 70, 80, 90. [0025] Os inventores apreciaram que um conteúdo harmônico aumentado em modo de intensificação leva a uma temperatura de operação aumentada dos núcleos de indutor dos indutores de circuito de filtro L4-L6. Em particular, os indutores de lado de conversor L4-L6 podem sofrer tensões térmicas causadas por uma operação de intensificação do retificador de extremidade dianteira ativa 30. Neste sentido, os acionamentos de motor e outros sistemas de conversão de potência de extremidade dianteira ativa 10 tipicamente são projetados em torno de uma condição de classificação nominal incluindo níveis de voltagem de entrada AC classificados e voltagens e correntes de barramento DC correspondentes, bem como níveis de potência ou de corrente de saída de acionamento. De modo a economizar em um projeto com respeito a custo, calor e espaço em cabine, os indutores de filtro de entrada L tipicamente são projetados em torno da condição de classificação nominal e, assim, uma operação de comutação para modo de intensificação pode causar tensão térmica excessiva para os indutores L, conforme os harmônicos aumentados aquecerem a estrutura de núcleo. Conforme citado acima, os comutadores de parada térmica podem ser usados para se tentar detectar um superaquecimento de núcleos de indutor, mas uma cobertura de sensor extensiva é dispendiosa e se soma à complexidade do sistema de acionamento de motor 10. Mais ainda, surgem muitas situações na prática para as quais é desejável operar um conversor de potência 10 com intensificação de retificador da voltagem de barramento DC além do valor de voltagem de entrada AC de linha de pico. Simplesmente prover uma capacidade de parada térmica pode proteger os indutores de filtro L de tensões térmicas, mas pode gerar paradas indesejáveis do sistema. Uma outra abordagem para se dirigir a esta questão é projetar os indutores de filtro L para a acomodação do conteúdo harmônico mais alto associado à operação em modo de intensificação, mas isto requer um aumento no tamanho e no custo do circuito de filtro de entrada 20 e nos componentes do mesmo. [0026] Além disso, os inventores apreciaram que um aumento na frequência de comutação do retificador 30 pode vantajosamente reduzir a tensão térmica dos indutores L. Por exemplo, a mudança da frequência de comutação de retificador de 2 kHz para 4 kHz pode mitigar problemas térmicos de núcleo de indutor até certo ponto. Contudo, a frequência de comutação aumentada resulta em uma perda de comutação mais alta associada a dispositivos de comutação de retificador S1-S6. Os inventores apreciaram que este aumento de perda de comutação pode ser caracterizado por um valor de redução de classe, o que pode ser uma função da quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC. Além disso, os inventores apreciaram adicionalmente que uma modulação de largura de pulso descontínua (DPWM) pode ser usada para alívio do aumento de perda de comutação associada a um aumento de frequência de comutação. [0027] A presente exposição vantajosamente emprega DPWM por uma porção de uma faixa de intensificação de voltagem, e seletivamente comuta para SVPWM para quantidades de intensificação mais altas, desse modo se provendo uma classificação de corrente de saída de retificador potencialmente ótima durante uma operação de intensificação de voltagem de retificador. Isto, por sua vez, permite que um dado acionamento de motor ou outro sistema de conversão de potência 10 seja usado com uma penalidade de redução de classe de saida mínima em situações nas quais as voltagens de entrada AC disponíveis podem não combinar com a classificação de voltagem de entrada AC do acionamento 10. Por exemplo, um acionamento de motor projetado para 480 V de voltagens de entrada AC trifásicas pode ser empregado de forma bem sucedida em situações nas quais uma entrada AC de 380 V está disponível, com a extremidade dianteira ativa operada em modo de intensificação, e o aparelho de controle exposto e técnicas permitindo que o acionamento 10 opere na classificação de saída mais alta possível, sem causar tensão térmica em indutores de filtro de entrada e sem incorrer em penalidades excessivas de perda de comutação de retificador. A presente exposição assim provê um equilíbrio inteligente de valores de redução de classe computados ou de outra forma determinados de acordo com condições de operação no sistema de conversão de potência 10, neste caso, um valor de redução de classe magnética de filtro 76 caracterizando o ponto de operação segura com respeito à tensão térmica nas estruturas de núcleo de indutor, bem como um valor de redução de classe de modulação de largura de pulso 82 determinado de acordo com perdas de comutação de retificador. Como resultado, uma performance melhorada de conversor de potência é obtida além daquela obtenível usando-se uma classificação de acionamento convencional e técnicas de operação e controladores. [0028] O controlador 60 pode ser operado em modo de intensificação com o controlador de retificador 62 provendo o sinal de controle de comutação 62a, de modo que uma voltagem de barramento DC resultante Vdc através do capacitor de enlace DC C4 em uma voltagem mais alta do que a voltagem de entrada AC de linha para linha de pico. Durante uma operação em modo de intensificação, mais ainda, em várias implementações, o acionamento de motor 10 pode ser configurado para sempre operar em modo de intensificação, tal como nas situações mencionadas acima em que se espera que a voltagem de entrada AC seja mais baixa do que a voltagem de entrada nominal para a qual o acionamento 10 foi projetado ou classificado. Em implementações alternativas, o componente de controle de intensificação 64 pode comutar automaticamente para dentro e fora de modo de intensificação com base em um valor de voltagem de entrada AC medido Vin usando um sinal ou valor de retorno 79 a partir do circuito de filtro de entrada 20, ou o estado de controle de intensificação pode ser seletivamente modificado por um sinal de entrada recebido a partir de uma fonte externa (não mostrada) , ou combinações dos acima. No exemplo ilustrado, mais ainda, o compressor de controle de intensificação 64 provê uma voltagem acima de uma voltagem de barramento DC classificada nominal que o controlador de comutação de retificador 62 regulará. Neste sentido, a quantidade de intensificação de voltagem DC 64a na modalidade ilustrada é em unidades de Volts DC, e representa a quantidade de voltagem acima da voltagem de entrada AC de linha para linha de pico atualmente presente no sistema 10, embora outras implementações sejam possíveis. [0029] O controlador de comutação de retificador 62 no exemplo ilustrado opera em um modo não de intensificação a uma frequência de comutação relativamente alta para diminuição de problemas térmicos de indutor de filtro, tal como a em torno de 4 kHz em um exemplo. Além disso, o controlador de retificador 62 usa uma modulação de largura de pulso descontínua (DPWM), de modo a reduzir a quantidade de perda de comutação (DPWM) , de modo a se reduzir a quantidade de perda de comutação nos comutadores de retificador S1-S6. No modo de intensificação, neste exemplo, o controlador 60 continua a empregar DPWM na operação do controlador de comutação de retificador 62. Contudo, de modo a se dirigir à susceptibilidade térmica magnética de filtro aumentada, o que aumenta como uma função da quantidade de intensificação de voltagem DC 64a, o controlador 60 vantajosamente usa DPWM apenas para uma primeira faixa de operação de intensificação {faixa 204 na figura 3 abaixo). Para operação em uma segunda faixa correspondente a quantidades de intensificação de voltagem DC ainda mais altas (faixa 206 na figura 3), o controle de retificador comuta para uma operação de SVPWM continua com base em um sinal de SVPWM / DPWM 92 a partir da lógica de comparação e seleção 90. Em uma operação de intensificação, portanto, o controlador 60 provê uma técnica dupla de modulação de largura de pulso que pode ser vantajosamente usada para equilíbrio de questões térmicas magnéticas de filtro e perda de comutação de retificador. Em modalidades em particular, conforme descrito adicionalmente abaixo, a comutação de operação de retificador de DPWM para SVPWM é estrategicamente determinada de acordo com os valores relativos de um valor de redução de classe magnética de filtro 7 6 e um valor de redução de classe de modulação de largura de pulso 82. [0030] Neste sentido, o controlador 60 vantajosamente também ajusta um valor de redução de classe de corrente de saida 94 usado na operação do controlador de comutação de inversor 66 e, dai, na operação do controlador de retificador 62 de acordo com o mais alto dentre o valor de redução de classe de SVPWM 82 e o valor de redução de classe magnética de filtro 76. Desta maneira, a classificação do acionamento de motor 10 seletivamente modificada de modo que a corrente de saida sistema de controle de retificador não excede ao valor de redução de classe selecionado 94, desse modo se protegendo os indutores de filtro L a partir da tensão térmica e também protegendo os comutadores de retificador S1-S6 de perda excessiva de comutação. Assim, a redução de classe seletiva via o valor selecionado 94 vantajosamente minimiza o impacto de redução de classe, desse modo tornando o acionamento 10 aplicável a uma faixa mais ampla de situações de instalação no campo. [0031] Usando estas técnicas novas, mais ainda, os indutores de filtro L e os comutadores de retificador S1-S6 não precisam ser superdimensionados, e o sistema pode operar de forma intermitente ou mesmo continua no modo de intensificação de retificador, sem disparar paradas indesejáveis. Mais ainda, os conceitos expostos facilitam o uso de acionamentos de motor e outros sistemas de conversão de potência 10 em aplicações caracterizadas pela variação ou continuamente voltagens de entrada AC baixas, com uma operação seletiva em modo de intensificação sendo empregada para se permitir o uso de um conversor 10 projetado ou otimizado para operação em um nivel de voltagem de entrada mais alto. Também, os conceitos da presente exposição permitem esse uso sem necessariamente sacrificar uma outra classificação de saida além daquela redução de classe apropriada para adequadamente proteger indutores de filtro L e os comutadores de retificador S1-S6. Assim, o controlador de conversor 60 provê um equilíbrio inteligente da ínter-reiação entre considerações de projeto para o conversor de potência 10 e aplicações especificas de campo requerendo uma operação em modo de intensificação, cujo equilíbrio não era possível usando-se abordagens convencionais de controle. [0032] A quantidade de redução de classe magnética de filtro 76 é determinada nas modalidades ilustradas de acordo com a voltagem de entrada AC Vin presente na fonte 2 (ou o nível de voltagem de entrada AC em outros pontos de medida no circuito de filtro LCL 20), com base em um ou mais sinais ou valores de retorno 79, e também de acordo com a voltagem de barramento DC (sinal ou valor de retorno 78) e a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a (AVdc) obtida a partir do componente de controle de intensificação 64. Em certas modalidades, o valor de redução de classe magnética de filtro 76 pode ser representado como uma percentagem da classificação de corrente de saída de retificador nominal ou de uma classificação de corrente de acionamento de saida em geral. Na prática, mais ainda, o valor de redução de classe magnética de filtro 76 é menor do que ou igual à classificação de corrente de saída máxima para o retificador 30, e, tipicamente, varia como uma função da quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a, conforme visto na figura 3 abaixo. Neste sentido, o valor de redução de classe magnética de filtro 7 6 e a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC correspondente 64a correspondem em certas modalidades a uma condição de operação de carga de regime permanente do conversor de potência 10 para o qual pelo menos um indutor de filtro de entrada L é projetado para não superaquecer. Conforme visto na figura 1, o controlador 60 pode incluir uma ou mais tabelas de consulta de redução de classe magnética de filtro 72 e/ou fórmulas de redução de classe 74 individualmente correspondendo a um dado valor de entrada AC 79, para uso na determinação de um valor de redução de classe magnética de filtro 76 de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a . [0033] O valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço 82 também é menor do que ou igual à classificação de corrente de saída de retifícador de regime permanente máximo, e pode, mas não precisa, variar com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a. Na modalidade ilustrada, o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço 82 é determinado pela unidade de redução de classe 80 de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a. Na prática, conforme visto na figura 3 abaixo, o valor de redução de classe 82 pode ser geralmente constante, tal como de em torno de 80%, em certas implementações. Mais ainda, o valor de redução de classe de SVPWM 82 pode mudar, se o controlador de comutação de retificador 62 operar a uma frequência de comutação diferente, com o valor de redução de classe 892 geralmente crescendo com uma frequência de comutação de retificador decrescente. Além disso, o valor de redução de classe de SVPWM 82 e a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a correspondente em certas modalidades correspondem a uma condição de operação de carga de regime permanente máxima do conversor de potência 10 ou do retificador 30 em si, para o que a perda de comutação dos comutadores de retificador S1-S6 está em um limite de projeto aceitável, por exemplo, aquele que impede uma degradação térmica dos comutadores S1-S6. Na prática, o componente de redução de classe de SVPWM 80 pode incluir uma tabela de consulta simples indexada como uma função de quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a para a provisão de um valor de redução de classe de SVPWM 82 correspondente. Mais ainda, uma tabela de consulta pode não ser necessária em certas implementações, com o valor de redução de classe 82 sendo essencialmente constante para uma dada frequência de comutação de retificador. [0034] Com referência, também à figura 2, um método 100 é ilustrado para operação de um sistema de controle, o qual pode ser empregado no acionamento de motor 10 da figura 1 ou em qualquer outro sistema de conversão de potência. Embora o método 100 seja ilustrado e descrito abaixo na forma de uma série de atos ou eventos, será apreciado que os vários métodos da exposição não são limitados pela ordenação ilustrada desses atos ou eventos. Neste sentido, exceto conforme especificamente provido aqui adiante, alguns atos ou eventos podem ocorrer em ordem diferente e/ou concorrentemente com outros atos ou eventos à parte daqueles ilustrados e descritos aqui de acordo com a exposição. É adicionalmente notado que nem todas as etapas ilustradas podem ser requeridas para a implementação de um processo ou método de acordo com a presente exposição, e um ou mais desses atos podem ser combinados. O método ilustrado 100 e outros métodos da exposição podem ser implementados em hardware, software executado por processador, ou combinações dos mesmos, tal como no controlador de acionamento de motor de exemplo 60 descrito acima, e podem ser concretizados na forma de instruções executáveis em computador armazenadas em um meio que pode ser lido em computador tangível não transitório, tal como em uma memória operativamente associada ao controlador 60, em um exemplo. [0035] O acionamento 10 ou o retificador 30 do mesmo pode ser operado com uma classificação de corrente de saída normal de 100%, conforme mostrado em 102 na figura 2. Em certas implementações, a operação normal (não de intensificação) em 102 pode ser feita usando-se qualquer forma adequada de modulação de largura de pulso para o retificador 30, tal como PWM descontínua, modulação de largura de pulso contínua, etc. No sistema 10 da figura 1, por exemplo, o controlador de comutação de retificador 62 pode operar em modo normal e em uma primeira faixa de modo de intensificação usando DPWM (faixa 204 na figura 3). Uma determinação é feita em 104 na figura 2 quanto a se o retificador 30 está operando no modo de intensificação. Por exemplo, o componente de controle de intensificação 64 pode prover um valor de quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC não nulo 64a com base em uma amostra atual da voltagem de entrada 7 9, ou com base em algum sinal externo da voltagem de entrada 79, ou com base em algum sinal externo em certas modalidades, indicando que o retificador é para ser operado no modo de intensificação de voltagem, Se o retificador 30 não estiver no modo de intensificação (NÃO em 104), o acionamento 10 continuará a operar na classificação de corrente de saida normal em 102. [0036] Se o retificador estiver no modo de intensificação (SIM em 104), o controlador 60 determinará um valor de redução de classe magnética de filtro (por exemplo, o valor 76 na figura 1 acima) de acordo com o valor de voltagem de entrada AC de linha para linha (por exemplo, a partir de um sinal ou valor de retorno 79) e de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a a partir do componente de controle de intensificação 64 (AVdc). Em certas modalidades, a quantidade de intensificação de voltagem 64a é expressa em termos de Volts DC, embora não uma exigência estrita. Por exemplo, se a voltagem DC nominal (por exemplo, aproximadamente o valor de voltagem de entrada AC de linha para linha de pico) for de 560 V DC, uma operação em modo de intensificação para a provisão de uma voltagem de barramento DC de 680 V DC representaria uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a de 120 V (AVdc = 120 V DC) . Outros esquemas adequados de representação podem ser empregados, pelos quais uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC é usada, a qual representa, de alguma forma, o efeito de operação em modo de intensificação sobre a voltagem de barramento DC Vdc, [0037] A determinação em 106 do valor de redução de classe magnética de filtro 76 pode ser realizada de uma variedade de formas. Em uma possível modalidade, uma tabela de consulta pode ser usada (por exemplo, a tabela de consulta 72 na figura 1) , com o valor de redução de classe 76 sendo obtido a partir de uma tabela de consulta 72 correspondente ao valor de voltagem de entrada AC de linha para linha. Isto pode ser realizado, por exemplo, pela indexação da tabela de consulta 72, a qual corresponde ao nivel de voltagem de entrada AC, de modo a se determinar o valor de redução de classe magnética de filtro 76 associado à quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a AVdc. Em uma outra modalidade possível, uma fórmula de redução de classe 74 (figura 1) pode ser resolvida em 106 correspondente ao nível de voltagem de entrada AC para a determinação do valor de redução de classe magnética de filtro 76, de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC AVdc 64a. [0038] Em 108 na figura 2, um valor de redução de classe de modulação de largura de pulso (valor 82 na figura 1) é determinado para a corrente de saída de acionamento de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a. Em um exemplo, o valor de redução de classe de SVPWM 82 é determinado usando-se uma tabela de consulta de redução de classe 80, de acordo com a quantidade de intensificação 64a, mas outras modalidades são possíveis, nas quais o valor de redução de classe de SVPWM 82 é geralmente constante. [0039] Uma determinação é feita, então, em 110, quanto a se o valor de redução de classe magnética de filtro 76 é maior do que o valor de redução de classe de SVPWM 82. Se assim for (SIM em 110), um valor de redução de classe de corrente de saida (94 na figura 1) será regulado em 112 para o valor de redução de classe magnética de filtro 76, e o controlador de comutação de retificador 62 será operado em 114 usando-se modulação de largura de pulso descontínua (DPWM). Além disso, conforme mostrado na figura 2, o controlador 60 opcionalmente pode regular um ângulo de DPWM (84 ou 0DPWM na figura 1 acima) em 115, de acordo com o valor de redução de classe magnética de filtro 76. Em certas modalidades, o ângulo de DPWM 84 é ajustado em 115 pela redução do ângulo 84 com uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC crescente 64a (por exemplo, veja a curva 84 no gráfico 210 da figura 3 abaixo) . O inversor 50, e, dai, o retificador 30, então, é operado em 120 na figura 2 de acordo com o valor de redução de classe de corrente de saida 94. Se o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço 84 for maior do que o valor de redução de classe magnética de filtro 76 (NÃO em 110), o processo 100 da figura 2, ao invés disso, regulará o valor de redução de classe de corrente de saida 94 para o valor de redução de classe de SVPWM 82 em 116, e comutará o modo de modulação de largura de pulso de retificador para a modulação de vetor de espaço continua (SVPWM) em 118, com o inversor e, dai, o retificador sendo operado em 120 de acordo com o valor de redução de classe de corrente de saída 94 . O processo 100 então se repete, conforme descrito acima, para de novo se verificar se o retificador é para continuar a operação no modo de intensificação em 104. [0040] O processo 100 assim provê sinais de controle de comutação de PWM de retificador 62a para o retificador 30, usando DPWM, se o valor de redução de classe magnética de filtro 76 for maior do que um valor de redução de classe de SVPWM 82, e provê os sinais de controle de comutação 62a usando SVPWM, se o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço for maior do que o valor de redução de classe magnética de filtro 76. Além disso, o controlador 60 ainda provê uma redução de classe controlada da corrente de salda de retificador pela regulagem do valor de redução de classe de corrente de salda 94 para o mais alto dentre o valor de redução de classe magnética de filtro 76 e o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço 82, e pelo uso deste valor de redução de classe de corrente de saida 94 para operação do retificador 30. Por exemplo, o acionamento de motor 10 e o inversor 50 e o retificador 30 do mesmo podem receber um ou mais valores de ponto de regulagem representando uma condição desejada de carga de acionamento, tal como um torque, uma velocidade, uma posição, etc. de ponto de regulagem. O controlador de inversor 66 em certas modalidades usa o valor de redução de classe de corrente de saída 94 como um limite máximo na corrente de saida provida para a carga de motor 4, e provê o valor de comando de corrente DC IDC para o controlador de comutação de retificador 62 para operar o retificador 30 de acordo com o valor de redução de classe 94. Assim, o retificador 30 proverá uma corrente de saida DC de modo que o valor de redução de classe 94 não seja excedido, desse modo se assegurando que os indutores de filtro L não estejam sob tensão térmica e perdas excessivas de comutação de retificador sejam evitadas e sejam mitigadas. [0041] Com referência, também, às figuras 3 e 4, a figura 3 mostra um gráfico 200 que descreve primeira e segunda curvas de redução de classe magnética de filtro 76a e 76b representando uma corrente classificada percentual versus uma quantidade de intensificação de voltagem DC 64a para um nível de voltagem de entrada de linha para linha AC de 400 V. 0 gráfico 200 ainda ilustra uma curva ou valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço 82 de exemplo (por exemplo, aproximadamente 76% neste exemplo). Além disso, o gráfico 200 também mostra dois pontos de cruzamento de exemplo 202a e 202b, nos quais um valor correspondente de um dos valores de redução de classe magnética de filtro 76a e 76b cruza com o valor de redução de classe de SVPWM 82. [0042] A figura 3 também ilustra um gráfico 210 que mostra uma curva de ajuste de exemplo para o ângulo de DPWM 84 como uma função de quantidade de intensificação de voltagem DC, e ura par de curvas de valor de redução de classe de corrente de saida 94 geral é ilustrado no gráfico 220 da figura 3. [0043] A figura 4 ilustra uma tabela de consulta de exemplo 72 correspondente à curva de redução de classe magnética de filtro 76a na figura 3. A tabela 72 na figura 4 neste exemplo é escolhida a partir de uma pluralidade dessas tabelas 72, com cada tabela 72 sendo associada a um valor de voltagem de entrada AC em particular. Conforme visto na curva 7 6a na figura 3, quando a voltagem de barramento DC está 114 V acima do normal, a classificação de corrente de salda de retificador é de 100% (por exemplo, o valor de redução de classe magnética de filtro 76 é igual à classificação de corrente de saída máxima para o conversor de potência 10 como um todo ou o retificador 30 do mesmo). Neste caso, a curva 76 representa condições de carga de regime permanente máxima para a qual os indutores de filtro L evita um superaquecimento, mesmo se o acionamento de motor 10 estiver plenamente carregado. Contudo, conforme a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a aumenta para 160 V e 184 V, o valor de redução de classe magnética de filtro 76 cai para aproximadamente 93% e 85%, respectivamente. Nestes níveis, portanto, um controle do retificador 30 para a provisão de não mais do que esta quantidade de classe reduzida de corrente de saida permite que os indutores de filtro L continuem a operação na faixa térmica apropriada. Em certas modalidades, uma fórmula 74 (figura 1) pode ser usada para a avaliação da curva de redução de classe magnética de filtro 76 para qualquer dada quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 84a, por exemplo, uma função polinomial. [0044] Mais ainda, a curva 76a na figura 3 e uma tabela de consulta 72 correspondente na figura 4 correspondem a um valor em particular de voltagem de entrada AC de linha para linha, em que uma ou mais dessas funções paramétricas 74 e/ou tabelas de consulta 72 podem ser providas. Assim, por exemplo, o sistema de redução de classe magnética de filtro 70 na figura 1 pode ser configurado para a seleção de uma função apropriada (por exemplo, mais próxima) 74 ou uma tabela de consulta 72 com base na voltagem de entrada AC de linha para linha presente no sistema 10 (por exemplo, de acordo com o sinal ou valor de retorno de voltagem de entrada 79) , e para usar aquela função ou tabela de consulta para determinar o valor de redução de classe magnética de filtro 76 de acordo com o valor de voltagem de entrada de linha AC e de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a. Mais ainda, conforme visto na figura 4, certas modalidades podem empregar tabelas de consulta diferentes 72 para vários níveis de voltagem de entrada AC, tais como 380 V, 390 V, 400 V, etc. Da mesma forma, o sistema de redução de classe magnética de filtro 70 pode empregar uma de uma pluralidade de fórmulas de redução de classe 74, cada uma correspondente a um nivel diferente de voltagem de entrada AC, com o sistema de redução de classe 70 selecionando uma fórmula mais próxima ou mais apropriada 74, de acordo com o retorno 79. Em uma modalidade possivel, o sistema de redução de classe magnética de filtro 70 é configurado para receber dinamicamente o sinal ou valor de retorno de voltagem de entrada 79 e escolher a tabela de consulta mais próxima 72 para uso na determinação do valor de redução de classe magnética de filtro 76. De modo similar, o sistema de redução de classe magnética de filtro 70 pode selecionar a partir de uma pluralidade de fórmulas de redução de classe 74, com base no valor de entrada AC 79 . [0045] Quando se usa uma tabela de consulta selecionada 72, mais ainda, o sistema de redução de classe magnética de filtro 70 pode utilizar uma interpolação para a determinação de valor de corrente de saida de classe reduzida. Conforme visto na figura 4, por exemplo, o controlador 60 pode interpolar entre os valores de redução de classe magnética de filtro 76 da tabela de consulta 72 correspondente às quantidades de intensificação de voltagem de barramento DC 64a acima e abaixo da quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC presente no sistema de potência 10, para a derivação do valor de redução de classe magnética de filtro 76 para uso na operação do retificador 30. Por exemplo, se a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC 64a no exemplo da figura 4 fosse de 175 V DC (AVdc = 175) , o controlador 60 poderia usar qualquer técnica de interpolação adequada (por exemplo, linear ou de outra forma) com os valores de redução de classe magnética de filtro correspondentes (por exemplo, 91% e 87%) correspondente às quantidades de intensificação de voltagem de barramento DC (por exemplo, 170 V DC e 180 V DC) acima e abaixo da intensificação de voltagem real, de modo a se derivar ou computar o valor 76 através de interpolação (por exemplo, 89% neste exemplo). [0046] Em certas implementações, os valores da tabela de consulta 72 e os parâmetros de fórmulas de redução de classe 74 podem ser selecionados de modo que eles correspondam às condições de operação de carga de regime permanente máxima do conversor de potência 10 para o que o indutor de filtro de entrada (por exemplo, L) é projetado para não superaquecer. Esta correlação pode ser obtida por quaisquer meios adequados, tal como pelos testes empíricos para a derivação de valores de redução de ciasse de corrente de salda de retificador 7 6 para um número de valores diferentes de intensificação de voltagem de barraraento DC 64a em que a temperatura do núcleo de indutor está no valor classificado (ou em uma faixa aceitável do mesmo), e construindo uma tabela correspondente 72 para cada um de vários valores de voltagem de entrada AC. Da mesma forma, os dados experimentais podem ser usados para a derivação de fórmulas 74 (por exemplo, linear, polinomial, etc.) com base em um ajuste de curva ou outra técnica matemática adequada. [0047] Conforme visto na figura 3, a primeira curva de redução de classe magnética de filtro 7€a ilustrada é mais alta do que o valor de redução de classe de SVPWM 82 em uma primeira faixa de 204 da operação em modo de intensificação, e as curvas 7 6a e 82 se cruzam em um ponto 202a. Com quantidades de intensificação de voltagem de barramento DC crescentes após o cruzamento 202a, o valor de redução de classe de SVPWM 82 é mais alto do que a curva de redução de classe magnética de filtro 76a em uma segunda faixa (superior) de intensificação de voltagem de barramento DC 206. Na transição 202a, a lógica de comparação e seleção 90 (figura 1) provê o sinal de seleção de SVPWM / DPWM 92 para o controlador de comutação de retificador 62 para mudança pelo componente de SVPWM / DPWM 63 para operação de SVPWM do retificador 30. Assim, a lógica de comparação e seleção 90 provê a operação de retificador de DPWM na primeira faixa 204 e, depois disso, comuta o retificador para o controle de SVPWM na segunda faixa 206, com base nos valores de redução de classe relativos 7 6 e 82. Mais ainda, a lógica de comparação e seleção 90 provê o valor de redução de classe 94 para o controlador de comutação de inversor 66, e, dai, para o controlador de retificador 62, para prover os sinais de controle de comutação de retificador 62a para os dispositivos de comutação S1-S6, para se fazer com que o retificador 30 gere correntes de saida DC de acordo com o mais alto dentre o valor de redução de classe magnética de filtro 76 e o valor de redução de classe de SVPWM 82. Conforme visto no gráfico inferior 220 da figura 3, a lógica de comparação e seleção 90 assim provê uma curva de redução de classe compósita 94a para este exemplo, o que facilita a maximização da classificação de acionamento de motor geral (minimiza o impacto de redução de classe no retificador 30} em consideração a ambos os fatores de redução de classe magnética de filtro e de SVPWM. [00483 Os gráficos 200 e 220 na figura 3 também ilustram um outro exemplo, neste caso, usando indutores de filtro L maiores com uma curva de redução de classe magnética de filtro 76b associada, a qual cruza com a curva de valor de redução de classe de SVPWM 82 em 202b. 0 gráfico 220 na figura 3 também ilustra uma curva de 1 compósita correspondente 94b para a qual o retificador 30 é operado, o que é a mais alta dentre a curva de redução de classe magnética de filtro 7 6b e a curva de redução de classe de SVPWM 82. [0049] Com referência também à figura 5, a figura 3 ainda ilustra um gráfico 210 que mostra a operação de certas modalidades do controlador 60 em que uma técnica híbrida de DPWM e SVPWM é provida pelo controlador 60. A figura 5 ilustra um gráfico de exemplo 230 que mostra formas de onda de portadora trifásicas empregando uma modulação de largura de pulso descontínua, a qual grampeia a portadora em níveis máximo e mínimo (por exemplo, +1,0 e -1,0 neste exemplo) por uma faixa angular constituindo o ângulo de DPííM 84 (0DPWM) - Nesta implementação, o ângulo de DPWM 84 é provido pela lógica de comparação e seleção 90 para o controlador de comutação de retificador 62 para uso na operação de modulação de largura de pulso descontínua do retificador 30 na fixa de primeiro modo de intensificação 204 (figura 3) . Além disso, a lógica de comparação e seleção 90 seletivamente ajusta o ângulo de DPWM 84 com base no valor de redução de classe magnética de filtro 76. Além disso, conforme visto no gráfico 210 da figura 3, a lógica de comparação e seleção 90 nesta modalidade seletivamente diminui o ângulo de DPWM 84 com quantidades de intensificação de voltagem de barramento DC 64a crescentes na primeira faixa 204, neste caso, uma diminuição linear de 60° para 0o, atingindo 0o na localização de cruzamento 202a na qual o controle muda para uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço contínuo para a faixa superior 206. Outros perfis e curvas de ajuste podem ser usados, incluindo ajustes curvilíneos, em degrau, etc. Além disso, a redução de classificação de retificador de AFE pode ser sincronizada com uma redução magnética de filtro em modo de intensificação por meio desta técnica. [0050] De acordo com aspectos adicionais da presente exposição, um meio que pode ser lido em computador não transitório é provido, tais como uma memória de computador, uma memória em um sistema de controle de conversão de potência (por exemplo, o controlador 100), um CD-ROM, um disco flexível, um flash drive, um banco de dados, um servidor, um computador, etc., o que inclui instruções executáveis em computador para a execução dos métodos descritos acima. Os exemplos acima são meramente ilustrativos de várias modalidades possíveis de vários aspectos da presente exposição, em que alterações equivalentes e/ou modificações ocorrerão a outros versados na técnica mediante a leitura e o entendimento deste relatório descritivo e dos desenhos anexados. Em particular com respeito às várias funções executadas pelos componentes descritos acima (conjuntos, dispositivos, sistemas, circuitos e similares), pretende-se que os termos (incluindo uma referência a um "meio") usados para a descrição desses componentes correspondam, a menos que indicado de outra forma, a qualquer componente, tais como um hardware, um software executado por processador, ou combinações dos mesmos, que execute a função especifica do componente descrito (isto é, que seja funcionalmente equivalente), embora não estruturalmente equivalente à estrutura exposta, o que executa a função das implementações ilustradas da exposição. Além disso, embora um recurso em particular da exposição possa ter sido exposto com respeito a apenas uma de várias implementações, esse recurso pode ser combinado com um ou mais outros recursos das outras implementações, conforme puder ser desejado e vantajoso para qualquer aplicação dada ou em particular. Também, até a extensão em que os termos "incluindo", "inclui", "tendo", "tem", "com" ou variantes dos mesmos são usados na descrição detalhada e/ou nas reivindicações, pretende-se que os termos sejam inclusivos de uma maneira similar ao termo "compreendendo".
[0051] LISTA DE COMPONENTES

Claims (10)

1. Método (100) para operação de um sistema de conversão de potência (10), o método (100) caracterizado pelo fato de compreender: operar (104) um retificador (30) do sistema de conversão de potência (10) em um modo de intensificação para prover urna voltagem de barramento DC (Vdc) em um barramento DC (40) mais alta do que um valor de voltagem de entrada AC de linha para linha de pico; determinar (106) a valor de redução de classe magnética de filtro (76) de acordo com um valor de voltagem de entrada AC de linha para linha (79) e de acordo com uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), o valor de redução de classe magnética de filtro (7 6) sendo menor do que ou igual a uma classe de corrente de saida máxima para o retificador (30); determinar (108) a valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) sendo menor do que ou igual à classe de corrente de saida máxima para o retificador (30); comparar (110) o valor de redução de classe magnética de filtro (76) com o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82); prover (114, 120) os sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada (62a) para pelo menos um dispositivo de comutação (S1-S6) do retificador (30) usando uma modulação de largura de pulso descontínua (DPWM) se o valor de redução de classe magnética de filtro (7 6) for maior do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82); e prover (118, 120) os sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada (62a) para pelo menos um dispositivo de comutação (S1-S6) do retificador (30) usando uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço (SVPWM) se o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) for maior do que o valor de redução de classe magnética de filtro (76).
2. Método (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender: regular (112, 116) um valor de corrente de salda de classe reduzida (94) para o mais alto dentre o valor de redução de classe magnética de filtro (76) e o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82); e operar (120) o retificador (30) de acordo com o valor de corrente de saída de classe reduzida.
3. Método (100), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de ainda compreender: ajustar (113) o ângulo de modulação de largura de pulso descontínua (84) de acordo com o valor de redução de classe magnética de filtro (7 6) durante uma operação de modo de largura de pulso descontínuo, se o valor de redução de classe magnética de filtro (76) for maior do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82).
4. Método (100), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de o valor de redução de classe magnética de filtro (76) e a quantidade correspondente de intensificação de voltagem de barramento DC (64a) corresponderem a uma condição de operação de carga máxima do sistema de conversão de potência (10) para o que pelo menos um indutor de filtro de entrada (L) do sistema de conversão de potência (10) é projetado para não superaquecer; e pelo fato de o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) e a quantidade correspondente de intensificação de voltagem de barramento DC (64a) corresponderem a uma condição de operação de carga máxima do sistema de conversão de potência (10) para o que uma perda de comutação de pelo menos um dispositivo de comutação (S1-S6) do retificador (30) está em um limite de projeto aceitável.
5. Método (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de ainda compreender: ajustar (113) o ângulo de modulação de largura de pulso descontínua (84) de acordo com o valor de redução de classe magnética de filtro (7 6) durante uma operação de modo de largura de pulso descontínuo, se o valor de redução de classe magnética de filtro (76) for maior do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) .
6. Método (100), de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de o ângulo de modulação de largura de pulso descontínua (84) ser seletivamente diminuído com uma quantidade crescente de intensificação de voltagem de barramento DC (64a).
7. Método (100), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de o valor de redução de classe magnética de filtro (76) e a quantidade correspondente de intensificação de voltagem de barramento DC (64a) corresponderem à condição de operação de carga máxima de regime permanente do sistema de conversão de potência (10) para o que pelo menos um indutor de filtro de entrada (L) do sistema de conversão de potência (10) é projetado para não superaquecer; e e pelo fato de o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) e a quantidade correspondente de intensificação de voltagem de barramento DC (64a) corresponderem à condição de operação de carga máxima de regime permanente do sistema de conversão de potência (10) para o que uma perda de comutação de pelo menos um dispositivo de comutação (Sl-SS) do retificador (30) está em um limite de projeto aceitável.
8. Meio que pode ser lido em computador com instruções executáveis em computador para operação de um sistema de conversão de potência (10), o meio que pode ser lido em computador caracterizado pelo fato de compreender instruções executáveis em computador para: operar (104) um retificador (30) do sistema de conversão de potência (10) em um modo de intensificação para prover uma voltagem de barramento DC (Vdc) em um barramento DC (40) mais alta do que um valor de voltagem de entrada AC de linha para linha de pico; determinar (106) a valor de redução de classe magnética de filtro (76) de acordo com um valor de voltagem de entrada AC de linha para linha (79) e de acordo com uma quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), o valor de redução de classe magnética de filtro (7 6) sendo menor do que ou igual a uma classe de corrente de saida mãxiraa para o retificador (30) ; determinar (108) a valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) sendo menor do que ou igual à classe de corrente de saida máxima para o retificador (30); comparar (110) o valor de redução de classe magnética de filtro (76) com o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82); prover (114, 120) os sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada (62a) para pelo menos um dispositivo de comutação (S1-S6) do retificador (30) usando uma modulação de largura de pulso descontínua (DPWM), se o valor de redução de classe magnética de filtro (76) for maior do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82); e prover (118, 120) os sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada (62a) para pelo menos um dispositivo de comutação (S1-S6) do retificador (30) usando uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço (SVPWM), se o valor de i redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) for maior do que o valor de redução ide classe magnética de filtro (76).
9. Sistema de conversão; de potência (10), caracterizado pelo fato de compreender: um retificador ativo (30) compreendendo uma pluralidade de dispositivos de comutação de retificador (S1-S6) acoplados para receberem potência de entrada AC a partir de uma fonte de potência externa (2) e para prover uma voltagem de barramento DC (Vdc) em um barramento DC (40); e um controlador (605 provendo sinais de controle de retificador de largura de pulso modulada (62a) para os dispositivos de comutação de retificador (S1-S6) para seletivamente operar o retificador (30) em um modo de intensificação para prover a voltagem de barramento DC (Vdc) mais alta do que um valor de voltagem de entrada AC de linha para linha de pico, o controlador (60) seletivamente provendo os sinais de controle de retificador (62a) usando uma modulação de largura de pulso descontínua para uma primeira faixa (204) da quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), e provendo sinais de controle de retificador (62a) usando modulação de largura de pulso de vetor de espaço para uma segunda faixa (206) da quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), em que a segunda faixa (206) é mais alta do que a primeira faixa (204) .
10. Sistema de conversão de potência (10), de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de o controlador (60) ser operativo para: determinar (106) a valor de redução de classe magnética de filtro (76) de acordo com um valor de voltagem de entrada AC de linha para linha (7 9) e de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), o valor de redução de classe magnética de filtro (76) sendo menor do que ou igual a uma classe de corrente de saida máxima para o retificador (30); determinar (108) a valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) de acordo com a quantidade de intensificação de voltagem de barramento DC (64a), o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) sendo menor do que ou igual à classe de corrente de saída máxima para o retificador (30) ; prover (114, 120) os sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada (62a) para o dispositivo de comutação de retificador (S1-S6) usando uma modulação de largura de pulso descontínua (DPWM) na primeira faixa (204 ) para o que o valor de redução de classe magnética de filtro (76) é maior do que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82); e prover (118, 120) os sinais de controle de comutação de retificador de largura de pulso modulada (62a) para o dispositivo de comutação de retificador (S1-S6) usando uma modulação de largura de pulso de vetor de espaço contínuo (SVPWM) na segunda faixa (206) para o que o valor de redução de classe de modulação de largura de pulso de vetor de espaço (82) é maior do que o valor de redução de classe magnética de filtro (76).
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Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9225284B2 (en) * 2013-08-09 2015-12-29 Woodward, Inc. Controlling an electrically-driven actuator
US9595907B2 (en) * 2014-03-28 2017-03-14 Deere & Company System and method for controlling modulation of an inverter
US9819255B2 (en) 2014-07-08 2017-11-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. LCL filter resonance mitigation technique for voltage source converters
US9800134B2 (en) 2015-02-25 2017-10-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Motor drive with LCL filter inductor with built-in passive damping resistor for AFE rectifier
US9800088B2 (en) * 2015-03-30 2017-10-24 General Electric Company Method and system for high-speed power source transfer (HS-PST)
JP6511345B2 (ja) 2015-06-18 2019-05-15 高周波熱錬株式会社 熱処理用電力変換装置及び方法
WO2017033320A1 (ja) * 2015-08-26 2017-03-02 三菱電機株式会社 電源回生コンバータおよびモータ制御装置
JP2017051067A (ja) * 2015-09-04 2017-03-09 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源装置
US9923469B2 (en) 2016-05-09 2018-03-20 Rockwell Automation Technologies, Inc. Motor drive filter damping
US9837924B1 (en) 2016-06-02 2017-12-05 Rockwell Automation Technologies, Inc. Precharge apparatus for power conversion system
CN108123618B (zh) * 2016-11-30 2020-04-28 华为技术有限公司 一种脉冲宽度调制方法、脉冲宽度调制系统及控制器
US10500965B2 (en) * 2016-12-01 2019-12-10 Ford Global Technologies, Llc Dithering a pulse width modulated base frequency to reduce EV noise
DK201600797A1 (en) * 2016-12-27 2017-11-06 Vestas Wind Sys As Control system for pulse-width modulation in a wind turbine
JP6822205B2 (ja) * 2017-02-21 2021-01-27 株式会社デンソー 制御装置およびこれを用いた電動パワーステアリング装置
US10381968B2 (en) * 2017-12-05 2019-08-13 Otis Elevator Company Converter pulse width modulation strategies for three phase regenerative drives
US10158299B1 (en) * 2018-04-18 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common voltage reduction for active front end drives
CN112313863A (zh) * 2018-11-13 2021-02-02 开利公司 用于有源谐波滤波器的单级两电平脉冲宽度调制策略
CN109546661B (zh) * 2018-12-07 2022-05-24 中国矿业大学 一种基于混合调制的高效t型三电平apf调制方法
US10811990B1 (en) * 2019-03-29 2020-10-20 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multi-segment and nonlinear droop control for parallel operating active front end power converters
US10784797B1 (en) * 2019-06-19 2020-09-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Bootstrap charging by PWM control
US11211879B2 (en) 2019-09-23 2021-12-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives
EP3826166A1 (en) * 2019-11-25 2021-05-26 Carrier Corporation Power module and converter with asymmetrical semiconductor rating arrangement
US11336206B2 (en) 2020-09-23 2022-05-17 Rockwell Automation Technoligies, Inc. Switching frequency and PWM control to extend power converter lifetime
EP4002664A1 (en) * 2020-11-11 2022-05-25 Valeo Siemens eAutomotive Germany GmbH Inverter, method for configuring an inverter, method for controlling an inverter and corresponding computer program
US11641167B1 (en) 2022-01-14 2023-05-02 Rockwell Automation Technologies, Inc. Transformerless parallel AFE with ground current regulator

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6023417A (en) 1998-02-20 2000-02-08 Allen-Bradley Company, Llc Generalized discontinuous pulse width modulator
US7221121B2 (en) 2001-11-23 2007-05-22 Danfoss Drives A/S Frequency converter for different mains voltages
US20060071627A1 (en) 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
US6984953B2 (en) 2003-01-20 2006-01-10 International Rectifier Corporation Method and apparatus for reconstructing motor current from DC bus current
FI116337B (fi) 2003-12-19 2005-10-31 Abb Oy Menetelmä taajuusmuuttajan lähdön virtojen määrittämiseksi
US7187155B2 (en) 2004-05-14 2007-03-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Leakage inductance saturation compensation for a slip control technique of a motor drive
US7034501B1 (en) 2005-02-28 2006-04-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adjusting gate pulse time intervals for reflected wave mitigation
US7495938B2 (en) 2005-04-15 2009-02-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme
US7190143B2 (en) * 2005-05-27 2007-03-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Pulse width modulation (PWM) rectifier with variable switching frequency
US7629764B2 (en) 2006-02-03 2009-12-08 Bae Systems Land & Armaments L.P. Nonlinear motor control techniques
EP1944860B9 (en) 2007-01-12 2010-10-20 ABB Oy A method for sensorless estimation of rotor speed and position of a permanent magnet synchronous machine
US8054032B2 (en) 2007-07-30 2011-11-08 GM Global Technology Operations LLC Discontinuous pulse width modulation for double-ended inverter system
US7679310B2 (en) 2007-10-24 2010-03-16 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and system for controlling pulse width modulation in a power inverter in electric drives
US8044631B2 (en) 2008-12-30 2011-10-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power conversion systems and methods for controlling harmonic distortion
US7738267B1 (en) 2009-01-07 2010-06-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Systems and methods for common-mode voltage reduction in AC drives
US7881081B1 (en) 2010-04-16 2011-02-01 Rockwell Automation Technologies, Inc. Systems and methods for reducing AC drive common-mode currents
US8223511B2 (en) 2010-06-07 2012-07-17 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common mode voltage reduction apparatus and method for current source converter based drive
US8503207B2 (en) 2010-09-29 2013-08-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Discontinuous pulse width drive modulation method and apparatus for reduction of common-mode voltage in power conversion systems
US8536818B2 (en) 2010-11-04 2013-09-17 GM Global Technology Operations LLC Control of a traction power inverter module in a vehicle having an electric traction motor
US8488345B2 (en) 2010-12-01 2013-07-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Pulse width modulation control method and system for mitigating reflected wave effects in over-modulation region
US9362839B2 (en) 2011-02-09 2016-06-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter with common mode voltage reduction

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