JP6241237B2

JP6241237B2 - 高周波電力変換装置

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Publication number: JP6241237B2
Application number: JP2013251595A
Authority: JP
Inventors: 正宣平松
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2013-12-05
Filing date: 2013-12-05
Publication date: 2017-12-06
Anticipated expiration: 2033-12-05
Also published as: JP2015109757A

Description

本発明は、交流直流変換部にサイリスタ整流器を有する高周波電力変換装置に関する。

従来における高周波電力変換装置の主回路構成の一例を図９に示す。図９に示すように、高周波電力変換装置１は、電源２から出力された交流電力をサイリスタ素子により直流電力に変換するサイリスタ整流器３と、サイリスタ整流器３の出力を平滑化する平滑コンデンサ４と、直流電力を三相交流電力に変換するインバータ部５と、フィルタ回路６と、出力変圧器７と、を備え、負荷８に三相交流電圧を出力する。

高周波電力変換装置の制御方法の一例を図１０，図１１に示す。

図１０に示す制御方法において、インバータ制御回路９は、インバータ部５を１８０度通電で制御しており、電圧形でも電流形どちらでも良い。また、インバータ部５は力率変動に対して、出力周波数を変化させることにより、力率を一定（１００％）に制御している。図１２に示す特許文献１では、零電流スイッチングを行っている。

図１１に示す制御方法では、インバータ制御回路９においてインバータ部５の動作を固定周波数、かつ、１８０度通電固定の通流幅としている。

図１０，図１１に示す制御は共に、負荷に対する制御として、出力電力一定制御，出力電流一定制御、出力電圧一定制御があり、使用目的に応じて制御対象を選択している。これら出力電力・出力電圧・出力電流の制御は、サイリスタ整流器３のみで行っている。

特開平８−２２３９２４号公報

しかしながら、負荷８の力率が進み力率と遅れ力率との間で力率が大きく変化する場合、以下に示すような問題が生じる。

インバータ部５と負荷８の間に出力変圧器７があり、この出力変圧器７の漏れインダクタンスにより電圧が生じる。ここで、フィルタ回路６による電圧降下は無視する。この様子を図１３に示す。

図１３は、変圧器１次電圧と出力電圧（変圧器２次電圧）の関係を示すベクトル図であり、変圧器１次電圧を２次側に換算している。出力電圧一定制御では、同一力率角の遅れ電流負荷と進み電流負荷の場合、出力変圧器７の漏れインダクタンスにより生じる電圧で変圧器１次電圧に大きな差異が生じる。負荷８が誘導性の場合は、図１３に示すように、出力電圧Ｖ_Lは変圧器１次電圧Ｖ_LIより小さいが、反対に負荷８が容量性（電流が電圧より進み）の場合、出力電圧Ｖ_C（先の誘導性負荷の出力電圧Ｖ_Lの絶対値と同一）は変圧器１次電圧Ｖ_CIより大きい。すなわち、出力電圧が同じでも容量性負荷の場合よりも誘導性負荷の場合の方が、変圧器１次電圧が大きくなる。これは出力変圧器７の漏れインダクタンスに生じる電圧の影響である。

このため、高周波電力変換装置では、出力電圧一定制御の場合、負荷８の状態により直流接続部の電圧を制御し、進み（容量性）負荷の際は遅れ（誘導性）負荷より低電圧とする必要がある。このため、容量性負荷時に対しては直流接続部の電流は大きくなり、インバータ部５のインバータ素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等）では通過電流ピーク値が高くなり、サイリスタ整流器３ではサイリスタ素子の通過電流が増加する。その結果、インバータ素子・サイリスタ素子ともに熱的責務（損失）が大きくなり、素子並列数の増加や、条件によっては冷却の困難性を招来する恐れがある。

以上示したように、高周波電力変換装置において、負荷が容量性の場合、直流電流の増加を抑制し、インバータ素子の通過電流ピーク値を低下，サイリスタ素子の通過電流を減少させ、装置の効率の向上を図ることが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、交流−直流変換を行うサイリスタ整流器と、直流−交流変換を行う電圧型のインバータ部と、インバータ部の出力を変圧する出力変圧器と、サイリスタ整流器を制御するサイリスタ整流器制御回路と、インバータ部を制御するインバータ制御回路と、を備えた高周波電力変換装置であって、前記サイリスタ整流器制御回路は、出力変圧器の出力電力が出力電力指令値で一定になるように制御し、前記インバータ制御回路は、サイリスタ整流器とインバータ部間の直流接続部における直流電圧検出値が直流電圧指令値よりも大きい場合は１８０度通電制御とし、直流電圧検出値が直流電圧指令値以下の場合は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との偏差に基づいて比例積分演算を行い、１８０度から比例積分演算結果を減算した値に基づいてパルス幅変調制御を行うことを特徴とする。

また、他の態様として、交流−直流変換を行うサイリスタ整流器と、直流−交流変換を行う電圧型のインバータ部と、インバータ部の出力を変圧する出力変圧器と、サイリスタ整流器を制御するサイリスタ整流器制御回路と、インバータ部を制御するインバータ制御回路と、を備えた高周波電力変換装置であって、前記サイリスタ整流器制御回路は、出力変圧器の出力電流検出値が出力電流指令値で一定になるように制御し、前記インバータ制御回路は、サイリスタ整流器とインバータ部間の直流接続部における直流電圧検出値が直流電圧指令値よりも大きい場合は１８０度通電制御とし、直流電圧検出値が直流電圧指令値以下の場合は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との偏差に基づいて比例積分演算を行い、１８０度から比例積分演算結果を減算した値に基づいてパルス幅変調制御を行うことを特徴とする。

また、他の態様として、交流−直流変換を行うサイリスタ整流器と、直流−交流変換を行う電圧型のインバータ部と、インバータ部の出力を変圧する出力変圧器と、サイリスタ整流器を制御するサイリスタ整流器制御回路と、インバータ部を制御するインバータ制御回路と、を備えた高周波電力変換装置であって、前記サイリスタ整流器制御回路は、出力変圧器の出力電圧検出値が出力電圧指令値で一定になるように制御し、前記インバータ制御回路は、サイリスタ整流器とインバータ部間の直流接続部における直流電圧検出値が直流電圧指令値よりも大きい場合は１８０度通電制御とし、直流電圧検出値が直流電圧指令値以下の場合は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との偏差に基づいて比例積分演算を行い、１８０度から比例積分演算結果を減算した値に基づいてパルス幅変調制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、高周波電力変換装置において、直流電流の増加を抑制し、インバータ素子の通過電流ピーク値を低下，サイリスタ整流器の通過電流を減少させ、装置の効率の向上を図ることが可能となる。

実施形態における高周波電力変換装置の主回路を示す概略図。実施形態におけるインバータ制御回路を示す概略図。実施形態におけるサイリスタ整流器制御回路を示す概略図。有効電力が定格値の場合に出力電力一定制御を行った際の負荷範囲を示す図。図４の負荷動作点の拡大図。出力電力一定制御における直流電圧，直流電流，インバータ通流幅を示すタイムチャート。出力電流一定制御における直流電圧，直流電流，インバータ通流幅を示すタイムチャート。出力電圧一定制御における直流電圧，直流電流，インバータ通流幅を示すタイムチャート。高周波電力変換装置の一例を示す概略図。高周波電力変換装置の制御方法の一例を示す概略図。高周波電力変換装置の制御方法の他例を示す概略図。特許文献１の回路構成を示す概略図。変圧器１次電圧，出力電圧の関係を示すベクトル図。

本願発明は、進み負荷時に直流電圧の低下を抑制するため、直流電圧のある値から、インバータ部５の通流幅を制限してインバータ部５に電圧制御能力を一部負担させ、直流接続部の電圧低下を防ぐものである。これを実現するため、従来はサイリスタ整流器３のみで出力電力，出力電流，出力電圧を制御していたが、本発明では、さらにインバータ部５でも通流幅制御を行うものである。

以下、本願発明における高周波電力変換装置の実施形態を図１〜図８に基づいて詳細に説明する。

［実施形態１］
図１は、本実施形態における高周波電力変換装置を示す概略図である。図１に示すように、高周波電力変換装置１は、電源２から出力された交流電力をサイリスタにより直流電力に変換するサイリスタ整流器３と、サイリスタ整流器３の出力を平滑化する平滑コンデンサ４と、直流電力を交流電力に変換する電圧型のインバータ部５と、を備え、負荷８に交流電圧を出力する。

電源２は、商用周波数の交流電流を出力し、電力会社の電力系統、あるいは、需要家の自営線に接続される。

サイリスタ整流器３は、電源２から出力された交流電流を直流電流へ整流する。また、サイリスタの点弧角により負荷８への出力電圧、出力電流あるいは出力電力の一定制御を行う。

平滑コンデンサ４は、サイリスタ整流器３の出力を平滑化し、直流電圧のリプルを抑制する。

インバータ部５と負荷８の間には、フィルタ回路（例えば、ＬＣフィルタ）６と、インバータ部５の出力を変圧する出力変圧器７と、が介挿されている。

図２は、インバータ制御回路９を示すブロック図である。図２に示すように、加算部１１は、直流接続部の直流電圧検出値Ｖｄｃと、所定の直流電圧指令値Ｖｄｃ１との偏差を算出する。有効電力が定格値の場合に、直流電流ＩｄｃがＩｄｃ許容値となるように、直流電圧指令値Ｖｄｃ１を決めている。前記偏差に基づいてＰＩ演算部１２によりＰＩ（比例積分）演算を行い、演算結果をスイッチ１３に出力する。このＰＩ演算により、直流電圧検出値Ｖｄｃを直流電圧指令値Ｖｄｃ１でほぼ一定に制御する。

スイッチ１３では、直流電圧検出値Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ１よりも大きい場合０を出力し、直流電圧検出値Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ１以下の場合、ＰＩ演算部１２の演算結果を出力する。加算部１４では、通流幅を狭めるため、通流幅上限値である１８０度からスイッチ１３の出力を減算してＰＷＭ変調器１５に出力する。ＰＷＭ変調器１５では、加算部１４の出力に基づいてＰＷＭ変調制御を行い、単相のインバータゲート信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹを出力する。なお、本実施形態において出力周波数は固定値（例えば、２０ｋＨｚ）とする。

以下、出力電力一定制御，出力電流一定制御，出力電圧一定制御について説明する。なお、説明において負荷は全て進み負荷としている。

［出力電力一定制御］
出力電力一定制御の場合、サイリスタ整流器３のサイリスタ整流器制御回路１０は図３に示す出力電圧実効値Ｖｏｕｔと出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*を、出力電力検出値、出力電力指令値に置き換えたものとなる。出力電力検出値は、電圧検出器ＶＴで検出した出力電圧検出値Ｖ_outと電流検出器ＣＴで検出した出力電流検出値Ｉ_outから演算し求める。加算部２１により、出力電力検出値と出力電力指令値との偏差を算出する。前記偏差に基づいてＰＩ演算部２２によりＰＩ（比例積分）演算を行う。この比例積分演算より出力電力を出力電力指令値で一定になるように制御する。この比例積分演算結果に基づいて整流器制御信号作成部２３によりサイリスタ整流器制御信号ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚを生成している。

図４，図５，図６を用いて本実施形態における出力電力一定制御を説明する。図６は横軸が時間を示しており、時間に対し縦軸の直流電圧検出値Ｖｄｃ，直流電流Ｉｄｃ，インバータ部５のゲート通流幅の状態を示している。図４の矢印の部分付近を負荷動作点とし、この負荷動作点を拡大して示した図５の（１）〜（５）を動作範囲とする。

（１）〜（２）の範囲では、サイリスタ整流器３のみで電力制御ができているため、インバータ部５の通流幅は１８０通電である。（２）の時点から、さらに容量性が進み、インバータ部５が１８０度通電であれば、図６に示す一点鎖線のように直流電圧検出値Ｖｄｃが低下し、直流電流ＩｄｃがＩｄｃ許容値より大きくなる。本実施形態では、力率が容量性で、直流電圧検出値Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ１より低下した場合、インバータ制御回路９（図２）におけるスイッチ１３が下方に切り換わり、インバータ通流幅を狭め始める。このとき、直流電圧検出値Ｖｄｃ≒直流電圧指令値Ｖｄｃ１の制御となり、直流電流Ｉｄｃの増加を抑制する。また、通流幅が狭くなるため、出力電圧が減少する。

インバータ部５のフィードバック量としては直流電圧検出値Ｖｄｃのみで、直接には直流電圧検出値Ｖｄｃを制御している。電力制御の第１の調整はサイリスタ整流器３で行い、第２の調整として、間接的にインバータ部５で電力制御している。

（２）〜（３）ではさらに進み力率となっているが、直流電圧検出値Ｖｄｃはほぼ一定となり、インバータ部５の通流幅で電力を制御している。（３）からは負荷状態が戻っている。

［出力電流一定制御の場合］
次に、出力電流一定制御の方法を説明する。制御の考え方は、出力電力一定制御の場合と同様である。

出力電流一定制御の場合、サイリスタ整流器制御回路１０は、図３に示す出力電圧実効値Ｖｏｕｔと出力電圧指令値Ｖｏｕｔ^*を、出力電流実効値、出力電流指令値に置き換えたものとなる。その後の動作は出力電力一定制御の場合と同様である。

図７に進み力率が時刻とともに減少したときの例（Ｒのみ増加した場合）を示す。横軸は時間を示し、時間に対し縦軸の直流電圧検出値Ｖｄｃ，直流電流Ｉｄｃ，インバータ部５のゲート通流幅の状態を示している。動作点（６），（７），（８）の力率の関係は、進み力率（６）＞（７）＞（８）（（８）のほうが力率１に近い）の場合を示している。

（６）が進み力率の度合いが大きく、インバータ部５を１８０度通電制御とすると、直流電圧検出値Ｖｄｃは一点鎖線のように直流電圧指令値Ｖｄｃ１より低く、直流電流ＩｄｃがＩｄｃ許容値より大きくなる。そのため、インバータ部５の通流幅を狭くすることにより直流電圧検出値Ｖｄｃを上げ、直流電流Ｉｄｃを低減させている。

（６）〜（７）の期間、電流調整は主にインバータ部５で行っている。（７）〜（８）は力率が１に近くなり、インバータ部５は１８０通電制御となり、電流調整はサイリスタ整流器３で行っている。

［出力電圧一定制御の場合］
次に、出力電圧一定制御の方法を説明する。制御の考え方は出力電力一定制御，出力電流一定制御の場合と同様である。サイリスタ整流器制御回路１０を図３に示す。加算部２１，ＰＩ演算部２２，整流器制御信号作成部２３の動作は出力電力一定制御，出力電流一定制御の場合と同様である。

図８に進み力率が時刻とともに減少したときの例（Ｒのみ増加した場合）を示す。横軸は時間を示し、時間に対し縦軸の直流電圧検出値Ｖｄｃ，直流電流Ｉｄｃ，インバータ部５のゲート通流幅の状態を示している。動作点（９），（１０），（１１）の力率の関係は進み力率（９）＞（１０）＞（１１）（１１のほうが力率１に近い）の場合を示している。

（９）が進み力率の度合いが大きく、インバータ部５を１８０度通電制御とすると、図８に示すように、直流電圧検出値Ｖｄｃは一点鎖線のように直流電圧指令値Ｖｄｃ１より低く、直流電流ＩｄｃがＩｄｃ許容値より大きくなる。そのため、インバータ部５の通流幅を狭くすることにより直流電圧検出値Ｖｄｃを上げ、直流電流Ｉｄｃを低減させている。

（９）〜（１０）の期間は、電圧調整は主にインバータ部５で行っている。（１０）〜（１１）は力率が１に近くなり、インバータ部５は１８０通電制御となり、電圧調整はサイリスタ整流器３で行っている。

負荷８が容量性になり、出力電圧を低減する必要があるとき、インバータ制御回路９において、直流電圧指令値Ｖｄｃ１からインバータ通流幅を絞ることにより、直流電圧検出値Ｖｄｃの低下を抑制し、直流電流Ｉｄｃの増加を抑制することができる。その結果、インバータ部５ではインバータ素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等）における通過電流ピーク値を低減し、サイリスタ整流器３では通過電流を低減することが可能となり、高効率の装置を提供することができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１…高周波電力変換装置
２…電源
３…サイリスタ整流器
５…インバータ部
７…出力変圧器
８…負荷
９…インバータ制御回路
１０…サイリスタ整流器制御回路
Ｖｄｃ…直流電圧検出値
Ｖｄｃ１…直流電圧指令値

Claims

交流−直流変換を行うサイリスタ整流器と、
直流−交流変換を行う電圧型のインバータ部と、
インバータ部の出力を変圧する出力変圧器と、
サイリスタ整流器を制御するサイリスタ整流器制御回路と、
インバータ部を制御するインバータ制御回路と、
を備えた高周波電力変換装置であって、
前記サイリスタ整流器制御回路は、出力変圧器の出力電力が出力電力指令値で一定になるように制御し、
前記インバータ制御回路は、サイリスタ整流器とインバータ部間の直流接続部における直流電圧検出値が直流電圧指令値よりも大きい場合は１８０度通電制御とし、直流電圧検出値が直流電圧指令値以下の場合は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との偏差に基づいて比例積分演算を行い、１８０度から比例積分演算結果を減算した値に基づいてパルス幅変調制御を行うことを特徴とする高周波電力変換装置。
交流−直流変換を行うサイリスタ整流器と、
直流−交流変換を行う電圧型のインバータ部と、
インバータ部の出力を変圧する出力変圧器と、
サイリスタ整流器を制御するサイリスタ整流器制御回路と、
インバータ部を制御するインバータ制御回路と、
を備えた高周波電力変換装置であって、
前記サイリスタ整流器制御回路は、出力変圧器の出力電流検出値が出力電流指令値で一定になるように制御し、
前記インバータ制御回路は、サイリスタ整流器とインバータ部間の直流接続部における直流電圧検出値が直流電圧指令値よりも大きい場合は１８０度通電制御とし、直流電圧検出値が直流電圧指令値以下の場合は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との偏差に基づいて比例積分演算を行い、１８０度から比例積分演算結果を減算した値に基づいてパルス幅変調制御を行うことを特徴とする高周波電力変換装置。
交流−直流変換を行うサイリスタ整流器と、
直流−交流変換を行う電圧型のインバータ部と、
インバータ部の出力を変圧する出力変圧器と、
サイリスタ整流器を制御するサイリスタ整流器制御回路と、
インバータ部を制御するインバータ制御回路と、
を備えた高周波電力変換装置であって、
前記サイリスタ整流器制御回路は、出力変圧器の出力電圧検出値が出力電圧指令値で一定になるように制御し、
前記インバータ制御回路は、サイリスタ整流器とインバータ部間の直流接続部における直流電圧検出値が直流電圧指令値よりも大きい場合は１８０度通電制御とし、直流電圧検出値が直流電圧指令値以下の場合は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との偏差に基づいて比例積分演算を行い、１８０度から比例積分演算結果を減算した値に基づいてパルス幅変調制御を行うことを特徴とする高周波電力変換装置。