CN117981207A - 用于具有附加电容器的lc滤波器的功率转换的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于高效率功率转换器的系统和方法，该功率转换器结合具有一个或多个附加的上电容器和漏‑源电容器的半桥拓扑。该转换器包括DC电压端子和跨越DC电压端子的正和负DC端子耦合的DC链路电容器。该转换器进一步包括功率切换元件对，该功率切换元件对包括在中点节点处耦合在一起的高侧开关和低侧开关。该转换器进一步包括LC滤波器，该LC滤波器具有开关侧电感器、耦合在开关侧电感器的第二端和负DC端子之间的下电容；以及耦合在开关侧电感器的第二端和正DC端子之间的上电容器。该转换器可以进一步包括跨越开关的漏极和源极端子耦合的漏‑源电容器。

Description

用于具有附加电容器的LC滤波器的功率转换的系统和方法

关联申请的交叉引用

本申请要求于2021年7月27日提交的美国临时申请第63/226,136号、于2021年9月10日提交的美国临时申请第63/242,840号、于2022年5月25日提交的美国临时申请第63/345,896号、于2022年6月13日提交的美国临时申请第63/351,768号、于2021年7月27日提交的美国临时申请第63/226,059号、于2021年10月21日提交的美国临时申请第63/270,311号以及于2022年3月11日提交的美国临时申请第63/319,122号的优先权，这些申请中的每一者通过引用以其整体并入本文。

关于联邦资助研究的声明

本发明是在国家科学基金会授予的1653574的政府支持下完成的。政府具有本发明中的特定权利。

背景技术

各种类型的功率转换器已经被生产和用于许多工业和环境中。示例功率转换器包括交流(AC)到直流(DC)整流器、DC到AC逆变器以及DC到DC转换器。AC到DC整流器，也称为AC/DC整流器，将AC功率转换为DC功率。DC到AC逆变器，也称为DC/AC逆变器，将DC功率转换为AC功率。DC到DC转换器，也称为DC/DC转换器，将输入DC功率从第一DC电压电平转换为第二DC电压电平。

功率转换器可以用于各种目的，诸如将来自AC电网功率源的AC功率整流为DC功率以用于给电池充电，或者将来自电池的DC功率逆变为AC功率以驱动电机或者向AC电网供应AC功率。此外，功率转换器可以用在各种环境中，诸如在电动交通工具、发动机发电机、太阳能电池板、工业装备(例如，驱动工业设备的电机)中或连接到电动交通工具、发动机发电机、太阳能电池板、工业装备(例如，驱动工业设备的电机)等。

发明内容

可以根据功率转换效率、功率密度和成本以及其他特性来描述功率转换器。通常，希望具有更高功率效率、更高功率密度和更低成本的功率转换器。高效的功率转换器能够在没有显著能量损失的情况下转换功率(例如，AC到DC，DC到AC，和/或DC到DC)。低效率功率转换器在功率转换期间经历较高的能量损耗。例如，此类能量损失可以表现为功率转换器在转换功率时生成的热量。功率转换器、电感器或其他电子部件的功率效率可以表示为0和100％之间的百分比，并基于部件的功率输入和来自部件的功率输出使用方程：功率效率＝(功率输出)/(功率输入)来确定。与由功率转换器占用的物理空间相比，具有高功率密度的功率转换器具有由功率转换器输出的高比率。功率密度可以使用方程：功率密度＝(功率输出)/(功率转换器的体积)来计算。

能量成本，包括货币成本和环境成本，仍然是许多采用功率转换器的行业的重要因素。因此，功率转换器的功率效率即使轻微增加(例如，十分之一)也可能是显著的且非常理想的。类似地，即使功率转换器的材料和尺寸的适度减少也可能是显著的和非常理想的，从而允许在结合功率转换器的系统中容纳功率转换器的成本和物理空间的降低。

附加地，功率转换器可以包括诸如滤波器的特征，以控制功率转换器的输入节点和输出节点处的电压和电流纹波。此类纹波会导致不期望的电磁干扰(EMI)。例如，功率转换器输入端的电压纹波会导致输入电流，如果没有充分滤波，会生成可以耦合到其他电路中的高频谐波发射。存在各种电磁兼容性(EMC)标准来调节电力线、信息技术、航空航天和商业电子应用中的这些发射。

典型的EMI降低解决方案是以增加部件数量和体积、增加体积(从而降低功率密度)以及增加功率转换器的成本为代价的。其他EMI降低方案涉及控制策略、布局技术和拓扑解决方案。然而，这些解决方案专注于降低EMI，并不能缓解利用大电感器电流纹波的功率转换器中存在的电容器纹波电流问题。利用大电感器电流纹波的功率转换器，诸如那些涉及可变频率临界软切换(VFCSS)的功率转换器，可以提供具有改进的效率和功率密度的功率转换器。然而，它们可能需要能够承受这些高纹波电流的大型滤波器部件。

当为一些功率转换器设计滤波器时，滤波器的电容值可以被选择为最小值，以满足期望的纹波电压和纹波电流。在某些情况下，可以增加切换频率以降低纹波电压，从而减小电容和总体滤波器尺寸。然而，在某一点上，进一步增加切换频率以减小输出滤波器的物理尺寸变得无效，因为电容器的纹波电流规格是一个限制因素。

在本文公开的一些实施例中，提供了用于具有拓扑修改的功率转换器的系统和方法，该拓扑修改降低了功率转换器的EMI和总纹波电流处理要求，而不增加总电容或体积。拓扑修改可以包括添加连接输入和输出节点的上电容器。因此，此类系统和方法可以包括具有改进的效率和功率密度的功率转换器。

功率转换器的功率切换元件(例如，场效应晶体管(FET))在每个切换事件中都会经历损耗。在本文公开的一些实施例中，附加的漏-源电容器跨越功率开关元件的漏极和源极端子耦合，这可以减缓开到关转换期间的电压上升。这种减缓的电压上升进而可以减少功率开关元件的切换损耗。因此，此类系统和方法可以包括具有改进的效率的功率转换器。

由于可调变量的数量，即使在选择了特定的拓扑和控制方案之后，功率转换器的设计也可能具有挑战性。在本文公开的一些实施例中，提供了一种设计方法或过程，用于标注和选择用于提供功率转换器的部件(例如，特定电感的电感器、特定电容的电容器)和/或开关频率的特定组合。

此外，本文提供的各种系统和方法可以组合或独立使用，以提供功率转换器的改进。

在一个实施例中，半桥功率转换器包括直流(DC)电压端子，该直流(DC)电压端子包括正DC端子和负DC端子。DC电压端子位于功率转换器的DC侧上。功率转换器还包括跨越正DC端子和负DC端子耦合的DC链路电容器和功率切换元件对，该功率切换元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到负DC端子的低侧功率切换元件。高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起。功率转换器还包括接口端子，该接口端子包括正接口端子和负接口端子。接口端子位于功率转换器的第二接口侧上。功率转换器还包括LC滤波器，该LC滤波器包括在第一端处耦合到中点节点的开关侧电感器和耦合在开关侧电感的第二端和负DC端子之间的下电容器。LC滤波器还包括耦合在开关侧电感器的第二端和正DC端子之间的上电容器。

在一个实施例中，引入了一种功率转换方法。该方法包括在直流(DC)电压端子处接收输入DC电压的第一步骤，DC电压端子包括位于功率转换器的dc侧上的正dc端子和负dc端子。该方法包括第二步骤，由控制器驱动功率切换元件对，以在中点节点处将输入DC电压转换为中间输出电压，该功率切换元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到负dc端子的低侧功率切换元件，其中高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起。该方法包括第三步骤，由LC滤波器对中间输出电压进行滤波，以在接口端子处提供经滤波的输出电压，经滤波的输出电压为AC电压或DC电压，接口端子包括位于功率转换器的第二接口侧的正接口端子和负接口端子。LC滤波器包括在第一端处耦合到中点节点的开关侧电感器、耦合在开关侧电感器的第二端和负DC端子之间的下电容器。上电容器，所述上电容器耦合在开关侧电感器的所述第二端和所述整DC端子之间。

在一个实施例中，引入了另一种功率转换方法。该方法包括在接口端子处接收AC输入电压的第一步骤，接口端子包括位于功率转换器的接口侧上的正接口端子和负接口端子。该方法包括由LC滤波器对AC输入电压进行滤波以在中点节点处提供经滤波的电压的第二步骤。LC滤波器包括在第一端处耦合到中点节点的开关侧电感器、耦合在开关侧电感器的第二端和负dc端子之间的下电容器。上电容器，所述上电容器耦合在开关侧电感器的所述第二端和所述正dc端子之间。该方法包括第三步骤，由控制器驱动功率切换元件对，以将经滤波的电压转换为DC端子处的DC输出电压，该功率切换元件对包括耦合到DC端子的正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到DC端子的负DC端子的低侧功率切换元件，其中高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起。

在一个实施例中，功率逆变器包括直流(DC)电压输入，该直流(DC)电压输入包括正输入端子和负输入端子。逆变器包括跨越正输入端子和负输入端子耦合的DC输入电容器。功率切换元件对，该功率切换元件对包括耦合到正输入端子的高侧功率开关元件和耦合到负输入端子的低侧功率切换元件，其中，高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起。高侧电容器跨越高侧功率切换元件的源极和漏极耦合，并且低侧电容器跨越低侧功率切换元件的源极和漏极耦合。LC滤波器，包括开关侧电感器和电容器、耦合到中点节点的LC滤波器和耦合到LC滤波器的AC输出端子。电子控制器，被配置成用于利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对。

在一个实施例中，引入了又另一种功率转换方法。该方法还包括在直流(DC)电压端子处接收输入DC电压的第一步骤，DC电压端子包括位于功率转换器的DC侧的正DC端子和负DC端子。该方法包括由电子控制器驱动功率切换元件对的第二步骤，以利用可变频率临界软切换控制信号将输入DC电压转换为中点节点处的中间输出电压。该方法还包括功率切换元件对，该功率切换元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到负DC端子的低侧功率切换元件。高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起，高侧电容器跨越高侧功率切换元件的源极和漏极耦合，低侧电容器跨越低侧功率切换元件的源极和漏极耦合。该方法包括由LC滤波器对中间输出电压滤波，以在耦合到LC滤波器的ac输出端子处提供经滤波的输出电压的第三步骤，经滤波的输出电压是AC电压或DC电压，接口端子包括位于功率转换器的第二接口侧的正接口端子和负接口端子，以及耦合到中点节点并包括开关侧电感器和电容器的LC滤波器。

在一个实施例中，介绍了一种用于多相逆变器的逆变器优化方法，该多相逆变器包括用于每相的半桥和LC滤波器。该方法包括由电子处理器确定耦合在每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极上的漏-源电容器(CDS)的电容的第一步骤。该方法包括由电子处理器确定功率切换元件对的功率切换元件的切换能量相对漏极电流值的第二步骤。该方法包括由电子处理器扫描LC滤波器的电感器(LSW)的电感值和功率切换元件的切换频率的第三步骤，以生成每个LC滤波器的电感器(LSW)、高侧电容(CA)和低侧电容(CB)的尺寸的多个潜在组合，并且对于每个尺寸的潜在组合，绘制计算损耗相对于LC滤波器数据点的体积的曲线图。

在一个实施例中，用于多相逆变器的逆变器优化的系统包括用于每相的半桥和LC滤波器。该系统还包括电子控制器，该电子控制器包括存储指令的存储器和被配置成用于执行指令的处理器。这些指令使得电子控制器确定跨越每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极耦合的漏-源电容器(CDS)的电容，并且确定功率切换元件对的功率切换元件的切换能量相对于漏极电流值。该系统还扫描LC滤波器的电感器(LSW)的电感值和功率切换元件的切换频率，以生成每个LC滤波器的电感器(LSW)、高侧电容器(CA)和低侧电容器(CB)的尺寸的多个潜在组合。该系统还包括对于每个尺寸的潜在组合，绘制计算损耗相对于LC滤波器数据点体积的曲线图。

本公开的前述和其他方面及优点将通过以下说明书而显现。在该描述中，参考在此形成其一部分的附图，并且在附图中通过图示的方式显示了一个或多个实施例。然而，这些实施例不一定代表本发明的全部范围，并且因此，为了解释本发明的范围，要参考权利要求和本文。相似的附图标记将被用于表示以下描述中附图之间相似的部分。

附图说明

图1图示出根据一些实施例的功率转换器系统。

图2A图示出现有技术的半桥转换器电路。

图2B图示出根据一些实施例的经修改的半桥转换器电路。

图3A-图3F图示出分解图2B的经修改的半桥拓扑以提供电路分析模型的过程。

图4图示出与图3A-图3F的电路分析模型相关联的波形。

图5A图示出图2B的经修改的半桥拓扑的电路模型。

图5B-图5D图示出图5A的电路模型的电流波形。

图6-图10图示出半桥功率转换器电路的实验和模拟数据波形。

图11图示出根据一些实施例的功率转换的过程。

图12图示出根据一些实施例的用于使用软切换来控制开关的时序图。

图13图示出根据一些实施例的功率转换的另一过程。

图14图示出根据一些实施例的多相功率转换器。

图15图示出根据一些实施例的级联半桥功率转换器。

图16图示出根据一些实施例的用于软切换的时序图和边界条件。

图17图示出根据一些实施例的用于控制功率转换器的切换元件对的控制图。

图18图示出根据一些实施例的用于控制功率转换器的切换元件对的另一控制图。

图19图示出根据一些实施例的结合上电容器和漏-源电容器的功率转换器。

图20图示出根据一些实施例的功率转换器的电流、电压和功率波形。

图21图示出根据一些实施例的功率逆变器优化的过程。

图22A图示出根据一些实施例的时间、电容和切换频率的曲线图。

图22B图示出根据一些实施例的切换损耗相对电流的曲线图。

图23图示出根据一些实施例的电感和切换频率组合的点的帕累托(Pareto)前沿。

图24-图25图示出根据一些实施例的用于扫描电感值和切换频率以确定LC滤波器部件及其特性的的潜在组合的过程。

图26图示出根据一些实施例的用于控制具有可变频率率临界软切换的功率转换器的控制图。

具体实施方式

以下说明书和附图中描述并图示一个或多个实施例。这些实施例不限于本文提供的具体细节，并可能以各种方式进行修改。此外，可能存在本文未描述的其他实施例。此外，由多个部件执行的功能可以由单个部件进行整合和执行。同样，本文描述的由一个部件执行的功能可以由多个部件以分布式方式执行。此外，被描述为执行特定功能的部件也可执行本文未描述的其他功能。例如，以某种方式“配置”的设备或结构至少以该种方式进行配置，但也可以以未列出的方式进行配置。

如在本申请中所使用的，非瞬态计算机可读介质摂包括所有计算机可读介质，但不包括瞬态传播信号。因此，非瞬态计算机可读介质可以包括例如硬盘、CD-ROM、光存储设备、磁存储设备、ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)、寄存器存储器、处理器高速缓存或其任意组合。

此外，本文中所使用的措辞和术语是出于描述的目的并且不应被视为限制性的。例如，在本文中，“包括(including)”、“包括(comprising)”或“具有(having)”及其变体的使用意味着涵盖之后列出的项目和它们的等效物以及附加的项目。此外，术语“连接(connected)”和“耦合(coupled)”被广泛地使用，并且涵盖直接和间接的连接和耦合，并且可指物理或电气连接或耦合。此外，与两个或更多个项一起使用的短语“和/或”旨在涵盖单独的项以及两个项一起涵盖。例如，“a和/或b”旨在涵盖：a(而不是b)；b(而不是a)；以及a和b。

本文公开了与功率转换器相关的系统和方法，其可以提供具有增加的功率效率、增加的功率密度和/或降低的成本的功率转换。

在本文公开的一些实施例中，提供了用于具有拓扑修改的功率转换器的系统和方法，该拓扑修改降低了功率转换器的EMI和总纹波电流处理要求，而不增加总电容或体积。拓扑修改可以包括添加连接输入和输出节点的上电容器。因此，此类系统和方法可以包括具有改进的效率和功率密度以及其他优点的功率转换器。

功率转换器的功率切换元件(例如，场效应晶体管(FET))在每个切换事件中都会经历损耗。在本文公开的一些实施例中，附加的漏-源电容器跨越功率切换元件的漏极和源极端子耦合，这可以减缓开到关转换期间的电压上升。这种减缓的电压上升进而可以减少功率切换元件的切换损耗。因此，此类系统和方法可以包括具有改进的效率的功率转换器。

由于可调变量的数量，即使在选择了特定的拓扑和控制方案之后，功率转换器的设计也可能具有挑战性。在本文公开的一些实施例中，提供了一种设计方法或过程，用于识别和选择用于提供功率转换器的部件(例如，特定电感的电感器、特定电容的电容器)和/或切换频率的特定组合。

本申请包括在以下部分中对这些和其他实施例的描述：(I)功率转换器系统，(II)用于半桥切换转换器拓扑的上电容器，(III)操作的示例方法，(IV)可变频率临界软切换(VFCSS)，(V)附加漏-源电容器，(VI)用于逆变器的设计方法。

I.功率转换器系统

图1图示出根据一些实施例的功率转换器系统100。功率转换器系统100包括电子控制器105、第一负载/源110、功率转换器115、LC滤波器120、接触器125、第二源/负载130、第三源/负载135以及一个或多个传感器140。

在操作中，通常，电子控制器105利用高频控制信号控制功率转换器115的功率切换元件，以将功率(i)从用作源的第一负载/源110转换为用作负载的第二源/负载130或第三源/负载135(取决于接触器125的状态)，或(ii)从用作源的第二源/负载130或第三源/负载135(取决于接触器125的状态)转换为用作负载的第一负载/源110。因此，当第一负载/源110用作功率转换器115的源时，第二源/负载130(或第三源/负载135，取决于接触器125的状态)用作功率转换器115的负载。相反，当第一负载/源110用作功率转换器115的负载时，第二源/负载130(或第三源/负载135，取决于接触器125的状态)用作功率转换器115的源。

第一负载/源110可以是直接功率(DC)负载、DC源或DC负载和DC源两者(即，取决于功率转换器115的模式，在一些情况下用作DC源，而在其他情况下用作DC负载)。在一些示例中，第一负载/源110是电池。第二源/负载130和第三源/负载135可以是DC负载、DC源、DC负载和DC源两者、AC负载、AC源或AC负载和AC源两者(即，取决于功率转换器115的模式，在一些情况下用作AC源，而在其他情况下用作AC负载)。在一些示例中，第二源/负载130是电动机，并且第三源/负载135是AC发电机或AC功率供应电网。在一些示例中，第二源/负载130和第三源/负载135都是DC电池。在系统100的一些示例中，第二源/负载130在没有中间接触器125的情况下连接到LC滤波器120，并且接触器125和第三源/负载135不存在于系统100中。

第一负载/源110在功率转换器115的第一侧处耦合到功率转换器115，并且第二源/负载130(或第三源/负载135，取决于接触器125的状态)在功率转换器115的第二侧处耦合到功率转换器115。取决于功率转换器的模式，第一侧也可以被称为功率转换器115的输入侧或输出侧，或者被称为功率转换器115的DC侧。取决于功率转换器的模式，第二侧也可以被称为功率转换器的输入侧或输出侧，取决于第二和/或第三源/负载130、135的功率类型，被称为功率转换器115的DC侧或AC侧，或者被称为接口侧。在一些实施例中，功率转换器115的第二侧可以是具有单相AC功率、三相AC功率或具有另一相位数量的AC功率的AC侧。

在一些实施例中，功率转换器115以高DC电压电平操作。例如，在操作中，功率转换器115的DC侧具有至少200V、至少600V、至少800V、至少1000V、至少1200V、200V和1200V之间、600V和1200V之间、800V和1200V之间或另一范围的DC电压(例如，跨越功率转换器115的输入端子)。此类高DC电压电平在一些情况下(诸如一些电动交通工具)可能是希望的。例如，一些当前的电动交通工具(例如，乘用交通工具和混合动力电动交通工具)以大约200V和400V之间的DC总线电压操作。用于乘用交通工具的DC总线电压在未来可能会增加。此外，一些当前的电动交通工具(例如，4-8级、越野或其他更大的电动交通工具)可以在超过1000V的DC总线电压下操作。然而，高DC电压水平可能会给典型的功率转换器系统带来挑战，诸如泄漏电流的增加、共模电压的增加、共模电压的更高变化率等。当第二或第三源/负载是电机(例如，电动交通工具中的牵引电机)时，这些挑战会导致轴电压和轴承电流(例如，当润滑剂电介质击穿发生时的放电事件)，从而导致轴承故障。然而，如本文所描述的，本文所描述的实施例可以通过诸如可变频率软切换、精心设计的LC滤波器和/或附加电容器来缓解此类挑战。例如，在电动交通工具环境中，本文所描述的实施例可以通过控制系统的共模电压保持在阈值以下和/或将共模电压的变化保持在变化率阈值以下来降低轴承电流和轴电压。

(一个或多个)传感器140包括例如一个或多个电流传感器和/或一个或多个电压传感器。例如，(一个或多个)传感器140可以包括相应的电流传感器和/或电压传感器，以监测第一负载/源110、第二源/负载130、第三源/负载135、LC滤波器120或功率转换器115中的一个或多个的每相的电流和/或电压。例如，当LC滤波器120是三相LC滤波器时，传感器140可以包括至少三个电流传感器，一个用于感测三相LC滤波器120的每相处的电流。在一些实施例中，系统100中包括附加的或更少的传感器140。例如，传感器140还可以包括一个或多个振动传感器、温度传感器等。在一些示例中，控制器105不是直接感测特性，而是基于另一节点或部件处的另一个感测特性来推断或估计功率转换器115的一个或多个节点或部件处的特性(例如，电流或电压)。

输入-输出(I/O)接口142包括或被配置成用于从一个或多个输入(例如，一个或多个按钮、开关、触摸屏、键盘等)接收输入，和/或包括或被配置成用于向一个或多个输出(例如，LED、显示屏、扬声器、触觉发生器等)提供输出。其他电子设备和/或用户可以经由I/O接口142与系统100，并且特别是与控制器105进行通信。例如，控制器105可以接收用于功率转换器系统100的命令(例如，来自用户或另一设备)，该命令指示目标扭矩、目标速度、目标功率电平、转换类型等。作为响应，控制器105可以驱动功率转换器115以实现由命令指示的目标和/或转换类型。

电子控制器105包括电子处理器145和存储器150。存储器150包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)或其他非瞬态计算机可读介质中的一个或多个。电子处理器145被配置成用于，除其他外，从存储器150接收指令和数据，并执行指令，以例如执行本文描述的控制器105的功能，包括下面描述的过程。例如，存储器150包括控制软件。如下面进一步详细描述的，通常，电子处理器145可以被配置成用于执行控制软件以监测系统100，系统100包括功率转换器115(例如，基于来自(一个或多个)传感器140的传感器数据)，接收命令(例如，经由输入/输出接口142)，以及驱动功率转换器115(例如，根据传感器数据和/或命令)。在一些实施例中，代替于执行来自存储器150的软件以执行本文描述的控制器105的功能或者除了执行来自存储器150的软件以执行本文描述的控制器105的功能之外，电子处理器145包括一个或多个硬件电路元件，该硬件电路元件被配置成用于执行该功能的一些或全部。

尽管控制器105、电子处理器145和存储器150各自被图示为相应的单个单元，但是在一些实施例中，这些部件中的一个或多个是分布式部件。例如，在一些实施例中，电子处理器145包括一个或多个微处理器和/或硬件电路元件。例如，控制器105或电子处理器145可以包括处理器和栅极驱动器电路，其中处理器为栅极驱动器电路提供PWM占空比和/或频率，并且栅极驱动器电路根据该PWM占空比和/或频率驱动功率切换元件。

II.用于半桥切换转换器拓扑的上电容器

图2A-图2B图示出半桥切换转换器，其中的每个半桥切换转换器是可以用作图1中的系统100的功率转换器115的功率转换器电路的示例。更具体地，图2A图示出典型的半桥切换转换器200，而图2B图示出包括附加上电容器215的经修改的半桥转换器210。如本文所描述的，相对于典型的半桥转换器200，上电容器215改进了电磁干扰(EMI)性能，并且降低了转换器210所需的电容。

该上电容器215允许在转换器的输入节点和输出节点处的纹波电流被共享。由于在输入节点上的纹波电流与输出节点上的纹波电流之间存在相关性的元素，这些输入和输出节点的差模电流可以通过该电容被消除。与典型的半桥转换器相比(例如，当两个转换器之间的总电容保持恒定时)，差模电流的这种降低可以导致改进的EMI性能和降低的总电容器纹波电流。此外，总电容器纹波电流的降低可以允许电容器尺寸的降低，例如，当电容器纹波电流驱动电容器尺寸时。

这种附加的上电容器的差模电流消除效应还可以允许降低转换器所需的或特定的内部纹波电流处理能力。对于给定的电感器电流纹波，降低所需的或特定的内部纹波电流处理能力允许减小无源滤波器的尺寸。这种降低可以例如具有以下影响：(1)对于转换器内的总电容，将其一部分分配给该附加的上电容允许所需纹波电流处理能力的降低，以及(2)对于给定的所需纹波电流处理能力，如果存在附加的上电容器，则转换器内的总电容可以被降低。包含上电容器还可以具有降低传导EMI(高频和低频两者)的效应。这种效应是在附加的上电容器内发生的纹波电流消除的延续。

经修改的转换器210包括具有正DC端子222和负DC端子224的DC端子220(也称为DC节点、DC链路、DC轨等)。经修改的转换器210进一步包括具有正接口端子227和负接口端子229的接口端子225(也称为接口节点)。经修改的转换器210可以操作为双向转换器或操作为单向转换器(在任一方向上)，这取决于在其中实现它的系统的配置和控制。因此，在一些示例中，DC端子220可以是输入端子，并且接口端子225可以是输出端子(例如，DC/DC转换和DC/AC逆变)，并且在一些示例中(例如，AC/DC整流)，DC端子220可以是输出端子，并且接口端子225可以是输入端子。附加地，接口端子225可以是AC输入端子(例如，用于AC/DC整流)，可以是AC输出端子(例如，用于DC/AC逆变器)，或者可以是DC输出端子(例如，用于DC/DC转换)。

经修改的转换器210进一步包括DC链路电容器(C_DC)230、a、高侧(上)功率切换元件(M1)235(也称为上开关235)、低侧(下)功率切换元件(M2)240(也称为下开关240)、连接上开关235的漏极端子和下开关240的源极端子的中点节点242以及LC滤波器245。LC滤波器245是图1的系统100的LC滤波器120的示例。

功率切换元件235和240可以是场效应晶体管(FET)，每个场效应晶体管具有相应的栅极、源极和漏极端子。FET可以是例如MOSFET、碳化硅(SiC)FET、氮化镓(GaN)FET以及其他类型的FET。

LC滤波器245包括开关侧电感器L_F 250、下电容器C_B 255和上电容器C_A 215。开关侧电感器L_F 250耦合在中点节点242和滤波器节点260之间。例如，开关侧电感器L_F 250的第一端耦合到中点节点242，并且第二端耦合到滤波器节点260。下电容器C_B 255耦合在滤波器节点260和负DC端子224之间。例如，下电容器C_B 255的第一端耦合到滤波器节点260，并且第二端耦合到负DC端子224。下电容器C_A 215耦合在滤波器节点260和正DC端子222之间。例如，下电容器C_A 255的第一端耦合到滤波器节点260，并且第二端耦合到正DC端子222。

在一些示例中，经修改的转换器210包括LCL滤波器(具有附加电感器(L)的LC滤波器)，其中附加电感器耦合在滤波器节点260和正接口端子227之间。

C_A的添加在DC端子220和接口端子225之间引入了电容耦合，这在典型的半桥拓扑(例如，如图2A所示)中是不存在的。包含C_A允许转换器的输入和输出节点处的纹波电流可以共享。例如，在转换器210用作DC-DC转换器的情况下，电感器电流纹波将传播到(输入)DC端子220，并且(输入)DC端子220处的纹波电流将通过C_A传播到(输出)接口端子227。输入和输出节点之间的纹波电流共享允许输入和输出节点之间的差模纹波的部分消除。因此，附加的上电容器(C_A)215降低了转换器的EMI和总纹波电流处理要求，而不增加总电容或体积。

支持电路分析

图3A-图3F示出了从图3A开始到图3F结束的经修改的半桥拓扑的分阶段分解，以提供用于电路分析的模型。图3A图示出被实现为在其DC端子处接收电压输入(Vi)并在其接口端子处提供电压输出(Vo)的转换器的经修改的功率转换器210。在图3B中，晶体管M1和M2已经用理想开关S1和S2代替，并且电感器I_L用理想电流源代替。假设C_DC、C_A和C_B的电容足够，使得输入和输出节点处存在的电压纹波相对于它们的DC值可以忽略不计。这允许通过电感器的电流被近似为与电容器值无关且仅是V_i、V_o、占空比D、切换频率f_sw和输出电流I_o的平均值的函数的电流源，根据：

这里，总电感器电流I_L是电感器纹波电流I_L,pp和输出电流I_o之和。

在这种分解中，还假设了后沿调制。在0<t<DT期间，S1关闭，并且S2打开。在DT<t<T期间，S1打开，并且S2关闭。这是用于半桥转换器的示例操作，并且导致将图3B中所示的电路划分为图3C和图3D，其中图3C与时间段0<T<DT相对应，并且图3D与DT<t<T相对应。

I_L可以沿着该相同的时间划分被分成电流源I_S1和I_S2，并且图3C-图3D的电路可以被重新组合以形成图3E所示的电路。

图4分别图示出图3A-图3F的电流I_L、I_S1和I_S2的波形400、405和410。图4中的电流I_L、I_S1和I_S2的波形400、405和410没有精确地描述转换器的输入/输出纹波特性，因为波形仍然包含DC分量。为了去除这些波形中的DC分量，首先假设V_i和V_o之间的连接是理想的恒定电流源，其电流等于进入它们的节点的平均电流。这种假设迫使所有电流纹波被转换器内部的电容吸收，而不是被跨越V_i或V_o连接的任何外部部件吸收。

为了去除存在于输入节点V_o处的DC分量，可以从I_S1和I_S2中减去I_o。去除节点C处存在的DC电流分量需要跨越V_i连接附加的电流源。在图3F中可以看到去除了DC电流分量的完全分解的电路，在图4中可以看到其相对应的电流源波形415、420和425。

经修改的半桥转换器的分解允许将电路分析为三个独立的线性电路，每个电路对应于其相对应的电流源。由于I_C,rip、I_S1,rip和I_S2,rip都代表平均值为零的纹波电流，因此电容充电现象可以忽略不计。根据图5A-图5D中的电路，来自每个电流源的电流在所有三个电容器之间分流。更具体地，图5A图示出经修改的转换器210的分解，图5B图示出由I_C,rip引起的电容器电流，图5C示出了由I_S1,rip引起的电容器电流，并且图5D图示出了由I_S2,rip引起的电容器电流。

至少在一些示例中，为了最小化总电容器RMS纹波电流，功率转换器210的电容器C_A、C_B和C_DC中的每一个电容器应该被选择为具有相同或近似相同的电容(例如，在0.5％、1％和/或电容器的制造公差内)。

具有上电容器C_A 215的经修改的转换器210已经通过物理实验和高保真模拟被验证。实验和模拟设置中使用的参数见表1(如下)。

对于每个实验和仿真，占空比D从0.1扫描到0.9，以证明上电容器C_A在整个占空比范围内的有效性。在D扫描上使用这些参数的结果可以在图6至图10中看到。模拟结果与实验结果相匹配。图6图示出通过连接到输出端子V_o(经修改的转换器210的接口端子)的电容器C_B和C_A(如果存在)的电流总和。图7图示出通过连接到输出端子V_o(经修改的转换器210的接口端子)的电容器C_B、C_DS和C_A(如果存在)的电流总和。图8图示出输出电压纹波。图9图示出通过C_DC的纹波电流。

在占空比扫描中的每个点处实验测量快速傅立叶变换(FFT)，然后一起平均以产生图10。在V_i和V_o节点上，切换频率谐波均已降低，对于V_o，这种降低超过50％。V_i和V_o的FFT在较高频率处也有降低，最强的降低发生在节点V_o上的300kHz处。这些谐波的降低可以归因于跨越C_A发生的电流共享，这有效地扩展了频谱。

所有电容器中的纹波电流总和的RMS值也减小，并且可以在图7中看到。总输出电容器电流，即通过连接到V_o的电容器的电流，随着C_A的添加而在很大程度上保持不变。然而，DC总线电容器电流在几乎整个D扫描上都有所降低，导致总电容器电流在D＝0.6处发生峰值降低20％。此外，通过优化的电容比对电容器电流的改进是不显著的，这表明上电容器的值与其存在无关。

输出电压纹波的峰-峰值在很大程度上保持不变，但随着C_A的添加而略有降低，这可以在图8的实验结果中看到。这意味着C_A的添加减少了电流纹波，而不会在输出节点处产生附加的电压纹波。

C_A的值可以用于权衡总输出电容器电流和C_DC电容器电流的降低。这可以在图7和图9中看到，其中最佳C_A值有效地最小化所有电容器纹波电流的总和，但是输出电容器电流增加，而DC总线电容器电流减少。这为电路设计者提供了平衡DC总线电容器电流纹波和输出电容器电流纹波的另一选择。

将上电容器(C_A)215包含到经修改的转换器210可以提供若干优点。总的电容器纹波电流减小，这可以潜在地降低转换器所需的电容和体积。高频和低频谐波均有所降低，V_o的切换频率降低了50％以上。如果假设的设计在输出端处具有两个并联电容器，那么将其中一个电容器连接为上电容器(C_A)，而不是将两个电容器均连接为下电容器C_B，将提供更高的性能。

III.操作的示例方法

图11图示出用于功率转换的过程1100。过程1100被描述为由功率转换器系统100执行，利用经修改的功率转换器210作为功率转换器115来实现功率转换器系统100。然而，在一些实施例中，过程1100可以由另一个功率转换器系统实现，或者由使用另一个功率转换器作为功率转换器115的功率转换器系统100实现。此外，尽管过程1100的框以特定顺序图示出，但是在一些实施例中，一个或多个框可以部分或完全并行执行，可以以不同于图11所图示的顺序执行，或者可以被绕过。

在框1105中，DC电压端子(例如，DC电压端子220)接收输入DC电压，其中DC电压端子包括位于功率转换器的DC侧的正DC端子222和负DC端子224。输入DC电压可以由DC源(诸如电池、电容器、超级电容器、来自整流AC源的DC电源(例如，由二极管桥式整流器转换为DC功率的AC电网功率)等)提供。

在框1110中，控制器(例如，控制器105)驱动功率切换元件对，以在中点节点(例如，中点节点242)处将输入DC电压转换为中间输出电压。功率切换元件对包括耦合到正DC端子222的高侧功率切换元件(例如，上开关235)和耦合到负DC端子224的低侧功率切换元件(例如，下开关240)。高侧功率切换元件235和低侧功率切换元件240在中点节点242处耦合在一起。

为了驱动功率切换元件对，控制器(例如，控制器105)可以向功率转换器(例如，功率转换器210)的每个功率切换元件(例如，开关135、140)生成相应的脉宽调制(PWM)控制信号。通常，开关(M1)135和(M2)140交替打开(ON)(栅极端子启用，开关从漏极到源极端子传导)和关闭(OFF)(栅极端子禁用，开关从漏极到源极端子不传导)状态，使得通常，当上开关(M1)235打开时，下开关(M2)240关闭，并且当上开关(M1)235关闭时，下开关(M2)240打开。

在操作中，通常，上开关(M1)235和下开关(M2)以远高于接口端子225上的输出AC信号(例如，AC电网信号)的频率的切换频率利用相应的控制信号进行切换。这些控制信号的占空比可以向上或向下调整，以调整向DC端子225输出的电压。至少在一些方面，因为切换频率远高于AC周期频率，所以在给定时刻处，电路可以被视为DC/DC转换器，其中输出“DC”电压是特定时刻处的AC信号的电压电平。

在硬切换实现中，开关M1和M2被驱动以同时切换状态(例如，分别从关闭到打开和从打开到关闭)。尽管用于此类硬切换的控制方案可能已经降低了复杂性，但是它可能导致功率损耗增加(即，较低的效率、降低的功率密度、增加的发热等)。在临界软切换(CSS)实现中，一个开关(M1或M2)可以在其他开关之前被切换，以降低功率损耗。图12图示出用于使用临界软切换控制开关M1和M2的时序图，以及通过开关侧电感器250的所得电感器电流I_L。在可变频率临界软切换(VFCSS)实现中，软切换时开关的切换频率被控制为基于操作特性而变化，以进一步降低功率损耗。临界软切换和可变频率临界软切换将在下面进一步详细描述。

为了生成PWM控制信号以驱动功率切换元件(例如，开关235、240)，控制器105可以感测或估计功率转换器的操作特性，并相应地增加或减少PWM控制信号的占空比(以及，在VFCSS的情况下的频率)。例如，控制器105可以实现比例积分微分(PID)控制器，该控制器接收转换器的输入电压命令(参考电压)和转换器输出端处(例如，在接口端子225处)的测量电压。然后，PID控制器可以使用标准PID技术，基于参考电压与测量电压之间的差来生成参考电流信号。通常，如果测量电压低于参考电压，则参考电流信号将增加，相反的，如果测量电压高于参考电压，则参考电流信号将减小。然后，参考电流可以被转换为参考占空比值(例如，0-100％之间的值)，该值指示上开关(M1)135应该打开和关闭的每个切换周期的百分比，以及同样地，指示下开关(M2)140应该关闭的每个切换周期的百分比。通常，在某些操作边界内，上开关(M1)135的占空比随着参考电流的增加而增加。然后，控制器105(或其栅极驱动器)可以根据参考占空比生成相应的PWM控制信号。该PID控制器只是用于生成控制信号以驱动功率切换元件的控制方案的一个示例。在其他示例中，在框1110中，控制器105实现其他控制方案，诸如级联PID控制、基于状态的控制、模型预测控制(MPC)或另一调节控制方案，以驱动经修改的转换器210的功率切换元件。例如，控制器105可以使用另一控制方案来实现VFCSS，如下面进一步详细描述的。

在框1115中，LC滤波器(例如，图1的LC滤波器120或图2B的LC滤波器245)对中间输出电压进行滤波，以在接口端子(例如，接口端子225)处提供经滤波的输出电压。取决于功率切换元件的控制或驱动，经滤波的输出电压可以是AC电压或DC电压。接口端子包括位于功率转换器210的接口侧的正接口端子227和负接口端子229。LC滤波器包括：在第一端处耦合到中点节点212的开关侧电感器(LF)250、耦合在开关侧电感器(LF)250的第二端与负DC端子224之间的下电容器(CB)；以及耦合在开关侧电感器(LF)250的第二端和正DC端子222之间的上电容器(CA)215。

如上所述，在一些示例中，LC滤波器120、245包括耦合在滤波器节点260与正接口端子227之间的另一电感器，从而提供LCL滤波器。

在一些示例中，作为框1115中滤波的一部分，上电容器可以通过为纹波电流提供在DC端子和接口端子之间传播的路径来减少纹波电流，并且消除DC端子和接口端子之间的差模电流纹波的至少一部分。在一些示例中，电流纹波至少是平均电流的200％，其中平均电流表示通过开关侧电感器250的输出电流的瞬时值(诸如当使用可变频率临界软切换(VFCSS)控制转换器210时)。例如，如果输出电流处于其峰值，并且本示例中的峰值恰好为40安培(A)，则峰-峰电感器电流纹波应至少为200％(即80A)。稍后，如果瞬时输出电流现在是39A，那么峰-峰电感器电流纹波应该至少是该值的200％(即200％*39A＝78A)。当转换器提供AC输出时，由于通过开关侧电感器250的输出电流可以正弦变化(或者当转换器接收AC输入时，由于通过开关侧电感器250的输入电流可以变化)，最小峰-峰电感器电流纹波也随着瞬时电流的变化而变化。这里的平均电流表示瞬时输出电流，因为例如，转换器的切换频率远大于电网的AC频率。因此，出于确定最小峰-峰电感器电流纹波的目的，平均电流可以在离散的瞬间或时间窗口处获得，其中在该瞬间或时间窗口内，电流不是正弦的，而是看起来更像DC电流信号。

在经由过程1100操作的经修改的转换器210的一些示例中，上开关和下开关235、240各自包括跨越开关235、240的相应源极和漏极端子耦合的附加漏-源电容器(CDS)。此类配置将在下面进一步详细地公开(例如，参考图19-图20)。如所讨论的，这种漏-源电容器可以降低跨越开关235和240的漏极端子与源极端子之间的漏-源电压增加的速率，这可以降低转换器的切换损耗。

图13图示出用于功率转换的过程1300。过程1300被描述为由功率转换器系统100执行，利用经修改的功率转换器210作为功率转换器115来实现功率转换器系统100。然而，在一些实施例中，过程1300可以由另一个功率转换器系统实现，或者由使用另一个功率转换器作为功率转换器115的功率转换器系统100实现。此外，尽管过程1300的框以特定顺序图示出，但是在一些实施例中，一个或多个框可以部分或完全并行执行，可以以不同于图13所图示的顺序执行，或者可以被绕过。

在框1305中，AC接口端子(例如，接口端子225)接收AC输入电压。接口端子225包括位于功率转换器210的AC侧的正接口端子227和负接口端子229。AC输入电压可以由AC源(诸如功率电网、AC发电机(例如，发动机驱动的发电机)等)提供。

在框1310中，LC滤波器(例如，LC滤波器120、245)对AC输入电压进行滤波，以在中点节点(例如，中点节点242)处提供经滤波的电压。LC滤波器包括：在第一端处耦合到中点节点212的开关侧电感器(LF)250、耦合在开关侧电感器(LF)250的第二端与负DC端子224之间的下电容器(CB)；以及耦合在开关侧电感器(LF)250的第二端和正DC端子222之间的上电容器(CA)215。

如上所述，在一些示例中，LC滤波器120、245包括耦合在滤波器节点260与正接口端子227之间的另一电感器，从而提供LCL滤波器。

在框1310中，控制器(例如，控制器105)驱动功率切换元件对，以将经滤波的电压转换为DC端子(例如，DC端子220)处的DC输出电压。功率切换元件对包括耦合到DC端子的正DC端子222的高侧功率切换元件(例如，上开关235)和耦合到DC端子的负DC端子224的低侧功率切换元件(例如，下开关240)。附加地，高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点(例如，中点节点242)处耦合在一起。

为了驱动功率切换元件对，控制器(例如，控制器105)可以向功率转换器(例如，功率转换器210)的每个功率切换元件(例如，开关235、240)生成相应的脉宽调制(PWM)控制信号。通常，开关(M1)235和(M2)240交替打开(ON)(栅极端子启用，开关从漏极到源极端子传导)和关闭(OFF)(栅极端子禁用，开关从漏极到源极端子部传导)状态，使得通常，当上开关(M1)235打开时，下开关(M2)240关闭，并且当上开关(M1)235关闭时，下开关(M2)240打开。在操作中，通常，上开关(M1)235和下开关(M2)在远高于接口端子225上的输出AC信号(例如，AC电网信号)的频率的切换频率处利用相应的控制信号进行切换。这些控制信号的占空比可以向上或向下调整，以调整向DC端子220输出的DC电压。因此，电路被控制以提供有源整流。至少在一些方面，因为用于该有源整流的切换频率远高于AC周期频率，所以在给定时刻处，电路可以被视为DC/DC转换器，其中输入“DC”电压是特定时刻处的AC信号的电压电平。此外，电容器230可以平滑正在输出的DC电压。

如上文关于图11的驱动框1115所述，控制器可以使用硬切换、临界软切换(CSS)实现、可变频率临界软切换(VFCSS)或其他技术来驱动开关235和240。附加地，像驱动框1115一样，为了生成PWM控制信号以驱动功率切换元件(例如，开关235、240)，控制器105可以感测或估计功率转换器的操作特性，并相应地增加或减少占空比(以及，在VFCSS的情况下的频率)。例如，控制器105可以实现比例积分微分(PID)控制器，该控制器接收转换器的输入电压命令(参考电压)和转换器输出端处(例如，在DC端子220处)的测量电压。然后，PID控制器可以使用标准PID技术，基于参考电压与测量电压之间的差来生成参考电流信号。通常，如果测量电压低于参考电压，则参考电流信号将增加，相反的，如果测量电压高于参考电压，则参考电流信号将减小。然后，参考电流可以被转换为参考占空比值(例如，0-100％之间的值)，该值指示上开关(M1)135应该打开和关闭的每个切换周期的百分比，以及同样地，指示下开关(M2)140应该关闭的每个切换周期的百分比。通常，在某些操作边界内，上开关(M1)135的占空比随着参考电流的增加而增加。产生这种关系是因为占空比控制输出电压，并且输出电压确定输出电流。然后，控制器105(或其栅极驱动器)可以根据参考占空比生成相应的PWM控制信号。该PID控制器只是生成控制信号以驱动功率切换元件的控制方案的一个示例。在其他示例中，在块1315中，控制器105实现其他控制方案，诸如级联PID控制、基于状态的控制、模型预测控制(MPC)或另一调节控制方案，以驱动经修改的转换器210的功率切换元件。例如，控制器105可以使用另一控制方案来实现VFCSS，如下面进一步详细描述的。

在一些示例中，作为框1310中滤波的一部分，上电容器可以通过为纹波电流提供在AC接口端子225和DC输出端子220之间传播的路径来减少纹波电流，并且消除AC接口端子225和DC输出端子220之间的差模电流纹波的至少一部分。在一些示例中，开关侧电感器(LF)250处的电流纹波是通过开关侧电感器的平均电流的至少200％，诸如当使用可变频率临界软切换(VFCSS)控制转换器210时。

在经由过程1300操作的经修改的转换器210的一些示例中，上开关和下开关235、240各自包括跨越开关235、240的相应源极和漏极端子耦合的附加漏-源电容器(CDS)。此类配置将在下面进一步详细地公开(例如，参考图19-图20)。如所讨论的，这种漏-源电容器可以降低跨越开关235和240的漏极端子与源极端子之间的漏-源电压增加的速率，这可以降低转换器的切换损耗。

当用于实现DC/AC逆变器或AC/DC整流器时，经修改的功率转换器210已经在AC功率的单相的上下文中描述过。然而，在一些示例中，经修改的功率转换器210被结合到用作多相功率转换器的功率转换器115中(参见图1)。图14图示出多相功率转换器1400，该多相功率转换器1400结合了用于转换器的到达相的相应上电容器(CA)1415。在图14所图示的示例中，转换器1400具有三相(相A、B和C)。每个相A、B和C的波形(例如，电流或电压)可以各自与相A、B和C的每个其他相的波形相差大约120度(超前或滞后)。

多相功率转换器1400的拓扑结合了用于转换器的每相的经修改的功率转换器210。与图2B的部件相似的图14的部件用相似数字加1200标识(例如，图2B的滤波器245与图14的滤波器1445相似)。因此，以上对图2B的此类类似部件的一般性讨论适用于图14的相对应部件。例如，相A与经修改的半桥功率转换器(类似于图2B的转换器210)相关联，该经修改的半桥功率转换器包括DC端子1420、功率切换元件对1435(上开关M1和下开关M2)以及LC滤波器(整个LC滤波器1445的一部分)，该LC滤波器包括第一上电容器1415、第一开关侧电感器1450和第一下电容器1455。在一些示例中，如所图示的，用于相A的LC滤波器还包括电网侧电感器(LF)，使得用于相A的LC滤波器也可以被描述为LCL滤波器。

类似地，相B与经修改的半桥功率转换器(类似于图2B的转换器210)相关联，该经修改的半桥功率转换器包括(相同的)DC端子1420、第二功率切换元件对1435(上开关M3和下开关M4)以及LC滤波器(整个LC滤波器1445的一部分)，该LC滤波器包括第二上电容器1415、第二开关侧电感器1450和第二下电容器1455。在一些示例中，如所图示的，用于相B的LC滤波器还包括电网侧电感器(LF)，使得用于相B的LC滤波器也可以被描述为LCL滤波器。类似地，相C与经修改的半桥功率转换器(类似于图2B的转换器210)相关联，该经修改的半桥功率转换器包括(相同的)DC端子1420、第三功率切换元件对1435(上开关M5和下开关M6)以及LC滤波器(整个LC滤波器1445的一部分)，该LC滤波器包括第三上电容器1415、第三开关侧电感器1450和第三下电容器1455。在一些示例中，如所图示的，用于相C的LC滤波器还包括电网侧电感器(LF)，使得用于相B的LC滤波器也可以被描述为LCL滤波器。

尽管多相功率转换器1400被图示为包括三相，但是在其他示例中，多相功率转换器1400具有更少或更多相，其中每相与附加的经修改的半桥功率转换器相关联(类似于图2B的转换器210)。

多相功率转换器1400中的上电容器提供了与上面在图2B的经修改的功率转换器210的上下文中描述的类似的益处。

在图11的过程1100和/或图13的过程1300的一些示例中，在该过程中提供功率转换的功率转换器是多相功率转换器，诸如图14的多相功率转换器1400。在一些示例中，驱动框(例如，图11的框1110和图13的框1315)包括由控制器驱动每个功率切换元件对。多相功率转换器1400中每个相应的切换元件对的驱动可以类似于转换器210的切换元件235和240的驱动，尽管每个相应对的切换可以相对于相邻相异相120度。类似地，在一些示例中，滤波框(例如，图11的框1115和图13的框1310)包括由LC滤波器1445对多相功率转换器1400的每相进行滤波(例如，使用与每相相关联的LC滤波器1445的相应部分)。

图15图示出结合了上电容器的级联半桥功率转换器1500。级联转换器1500的拓扑结合了两个经修改的功率转换器210。与图2B的部件相似的图15的部件用相似数字加1300标识(例如，图2B的滤波器245与图15的滤波器1545相似)。因此，以上对图2B的此类类似部件的一般性讨论适用于图15的相对应部件。在一些情况下，级联半桥可以被称为零序稳定的(例如，经滤波的)全桥转换器。

级联转换器1500中的上电容器提供了与上面在图2B的经修改的功率转换器210的上下文中描述的类似的益处。级联转换器1500还包括跨越开关1535和1540的源极和漏极端子耦合的源-漏电容器1560，这将在下面参考图19-图20进一步详细描述。在一些示例中，不包括这些源-漏电容器。

在图11的过程1100和/或图13的过程1300的一些示例中，在该过程中提供功率转换的功率转换器是级联转换器，诸如图14的级联转换器1500。在一些示例中，驱动框(例如，图11的框1110和图13的框1315)包括由控制器驱动每个功率切换元件对。级联转换器1500中每个相应的切换元件对的驱动可以类似于转换器210的切换元件对235和240的驱动，这两个电路类似于独立的转换器操作。在另一示例中，级联转换器1500可以作为全桥转换器操作，其中输出在节点1520和1525之间被提供。这里，第一开关对1535和1560可以被成对控制，第二开关对1535和1540也可以被成对控制。成对的开关被控制一起打开和关闭。因此，一个占空比可以控制四个开关。类似于其他框，在一些示例中，滤波框(例如，图11的框1115和图13的框1310)包括由LC滤波器1545对级联转换器1500的每个半桥电路进行滤波(例如，使用与每个半桥电路相关联的相应的LC滤波器1545)。

IV.可变频率临界软切换

如上所述，在一些示例中，使用可变频率临界软切换(VFCSS)方案来驱动经修改的半桥功率转换器210、多相功率转换器1400或级联半桥功率转换器1500。VFCSS方案可以为功率转换器提供改进的效率和减小的滤波器体积(即，改进的功率密度)。软切换允许用关闭切换损耗代替打开切换损耗，这是有益的，因为至少一些FET(例如SiC FET)的打开损耗通常远大于关闭损耗。这种VFCSS技术使得切换频率的增加(例如，5倍)和电感的降低(例如，20倍)成为可能，同时降低FET损耗，这导致改进的功率密度和效率。

通过改变切换频率来实现VFCSS，以在LC滤波器(例如，在图2B中的LC滤波器245的开关侧电感器250中)中实现期望的电感器纹波电流，从而提供软切换转换。可以导出期望的电感器器纹波电流，使得电感器电流的谷点达到电感器阈值电流I_L,thr的预定值。对于诸如图2B的转换器210的转换器，根据电感器250的死区时间和峰/谷电感器电流的边界条件来设置I_L,thr，该死区时间和峰/谷电感器电流可以从切换元件235、240的输出电容中导出。图16分别示出死区时间(T_d)与峰和谷电感器电流I_L,max和I_L,min的边界关系。导致软切换的电感器电流和死区时间值被标识为软打开切换面积或区域，并且不导致软切换的电感器电流和死区时间值被标识为硬切换面积或区域。软切换区域表示在功率切换元件(M1或M2)被打开之前有足够的时间和电流对功率切换元件(M1或M2)的输出电容的进行放电的操作面积。在分析上，这些边界表示为

1/2I_L，maxT_d≤Q_min≤0，

1/2I_L，minT_d≥Q_max≥0，

其中Q_min和Q_max是用于软切换的开关输出电容的最小放电阈值。

对于DC电感器电流的高正值，使用或需要大电流纹波(例如，超过通过电感器的平均电流的200％)来维持低于阈值电流电平-I_L,thr的谷电感器电流点。在下开关的关闭瞬态期间，负电感器电流将对上开关输出电容进行放电。类似地，对于DC电感器电流的高负值，也需要大电流纹波来确保峰电感器电流点大于阈值电流I_L,thr。如果在上开关的关闭瞬态期间，下开关输出电容被正电感器电流完全放电，则下开关的零电压切换(ZVS)将实现。通常，为了在整个周期(例如，整个电网周期)内实现完全软切换，电流纹波应该足够大，以保证双向电感器电流路径，或者应该延长死区时间。由于不必要的大死区时间会导致失真，VFCSS调整切换频率，以在整个周期内保持临界软切换。实现VFCSS方案以在周期的负部分期间保持正阈值电流，并且在周期的正部分期间保持负阈值电流。对于任意阈值，实现这一点的切换频率可以用以下方程计算：

其中I_L，thr是用于软切换的边界阈值电流，其可以通过给定的死区时间(T_d)从图16导出，并且I_L是电感器电流，并且其中d是参考占空比(0和1之间的值)。边界阈值电流可以通过满足以下临界软切换边界条件来确定：

供参考：

I_L，max＝-I_L，min；Q_max＝|Q_min|

其中I_L，min、I_L，max可以通过调整切换频率来控制，并且T_D可以通过配置死区时间来控制，而Q_max和Q_min是硬件限制。Q_min由以下方程确定：

Q_min＝-V_DC*(C_oss，M1+C_{DS，ext，M1}+C_oss，M2+C_{DS，ext，M2})

例如，C_oss，M1＝C_oss，M2＝C_oss，并且C_{DS，ext，M1}＝C_{DS，ext，M2}＝C_DS，ext，然后：

Q_min＝-2V_DC*(C_oss+C_DS，ext)

在从给定的硬件确定Q_min之后，上面描述的边界条件定义了用于满足临界软切换条件的值。

图17图示出用于控制功率转换器的切换元件对的控制图。具体地，控制图图示出实现用于包括上电容器215的经修改的功率转换器210的VFCSS控制的示例控制方案的控制器105的示例。控制器105包括占空比生成控制器1705和频率生成控制器1710，它们可以分别是用于生成参考占空比(d*)和参考切换频率(f_SW*)的调节器。占空比生成控制器1705可以基于功率转换器210的感测(或估计)特性(诸如电流和/或电压)来生成参考占空比(d*)。例如，占空比生成控制器1705可以实现PID控制器或另一类型的调节器，如上面关于(图11的)驱动框1110和(图13的)驱动框1315所描述的。频率生成控制器1710可以基于功率转换器210的感测(或估计)特性和上述用于计算f_SW*的方程来生成参考切换频率(f_SW*)。

栅极驱动器1715分别从控制器1705和1710接收参考占空比(d*)和参考切换频率(f_SW*)。基于这些接收到的参考值，栅极驱动器1715为上开关(M1)235生成第一PWM控制信号，并且为下开关(M2)240生成第二PWM控制信号。例如，栅极驱动器1715生成第一PWM控制信号，第一PWM控制信号具有等于参考切换频率的频率(f_SW)和等于参考占空比(d*)的占空比(d₁)。类似地，栅极驱动器1715生成第二PWM控制信号，第二PWM控制信号具有等于参考切换频率(f_SW*)的频率f_SW，以及等于1-d₁-(T_d/f_SW)和/或(1-D)*Tsw-(Td/fsw)的占空比d₂，并且其中第二PWM控制信号的打开沿滞后第一PWM控制信号的关闭沿时间T_d/2，并且第二PWM控制信号的关闭沿领先PWM信号的打开沿时间T_d/2。

图18图示出用于控制功率转换器的切换元件对的另一控制图。具体地，控制图图示出实现VFCSS控制的控制器105的更详细的示例(例如，参考图17所提供的)。图18仅仅是控制器105实现VFCSS的实现的一个示例，并且在其他实施例中，控制器105利用其他方法实现VFCSS。例如，可以使用不同于图18所示的调节器来生成参考占空比和参考切换频率。

在图18的示例中，占空比生成控制器1705包括具有第一电压调节阶段的两阶段调节器，该第一电压调节阶段将参考输出电压与转换器的感测输出电压(例如，接口端子225处的Vo)进行比较，并生成参考电感器电流(I_L*)。第二电流调节阶段接收参考电感器电流(I_L*)并将参考电感器电流(I_L*)与电感器250的感测电感器电流(I_L)进行比较，并生成参考占空比d*。

还在图18的示例中，频率生成控制器1710使用上面提供的方程来确定参考切换频率(f_SW*)。在一些示例中，频率生成控制器1710动态计算方程以生成参考切换频率(f_SW*)，并且在其他示例中，提供查找表以将频率生成控制器1710的输入映射到参考切换频率(f_SW*)的特定值。在频率生成控制器1710中，还可选地提供频率限制器阶段，频率限制器阶段将参考切换频率(fsw*)限制到最大值和最小值。

如图17，栅极驱动器1715接收参考占空比(d*)和参考切换频率(f_SW*)。如前面所描述的，栅极驱动器1715然后基于这些值生成PWM控制信号来驱动功率转换器210的功率切换元件。

V.附加的漏-源电容器(C_DS)

在一些示例中，除了上电容器215之外或代替上电容器215，在功率转换器210的每个功率切换元件的漏极和源极端子之间提供漏-源电容器。例如，图19图示出了功率转换器1900，该功率转换器1900包括提供跨越功率转换器的每个功率切换元件的漏极和源极端子的上电容器215和漏-源电容器(C_DS)。然而，在其他示例中，功率转换器1900包括漏-源电容器(C_DS)，但不包括上电容器215。

除了添加漏-源电容器(C_DS)之外，功率转换器1900的拓扑通常类似于功率转换器210的拓扑。因此，类似于图2B的功率转换器210的功率转换器1900的部件被类似地编号，并且本文提供的这些部件的描述类似地适用。

如上所述，功率转换器1900包括添加漏-源电容器(C_DS)。具体地，第一漏-源电容器1905a跨越上开关(M1)235的源极端子1910a和漏极端子1915a被提供，第二漏-源电容器1905b跨越下开关(M2)240的源极端子1910b和漏极端子1915b被提供。漏-源电容器(C_DS)1905a-b在本文可以统称为(一个或多个)漏-源电容器(C_DS)1905。

漏-源电容器1905的添加对于实现可变频率临界软切换(VFCSS)的功率转换器尤其有益。如上面提供的，VFCSS是一种控制方案，允许在大范围负载上进行软切换，而无需附加的电路部件。更具体地，VFCSS包括动态地改变功率切换元件的切换频率，以实现期望的峰和谷电感器电流纹波。当电流纹波的谷被置于正确的值时，转换器在软切换区域操作，并且开关(FET)打开损耗被交换为关闭损耗。

特定开关(FET)(例如，开关235或240)的关闭损耗可以通过添加漏-源电容器(C_DS)1905来降低或优化。该附加的电容器通过减缓V_DS转换时间来降低关闭损耗，这对于VFCSS尤其有用，因为软切换仅导致关闭切换损耗。通过减缓V_DS转换时间，降低了关闭切换期间重叠的瞬时电流和电压的量。图20图示出在不具有漏-源电容器(曲线图2000)、具有150pF漏-源电容器(曲线图2005)和具有300pF漏-源电容器1905(曲线图2010)的关闭切换事件期间FET(例如，开关235或240)的瞬时电流和电压。图2015中示出了每个示例的总功率(对应于开关转换的功率损耗)，其中信号2020对应于图2000的示例，信号2025对应于图2005的示例，信号2030对应于图2010的示例。因为电流和电压交叉下的面积随着跨越FET的漏极和源极端子添加的附加的电容器而减小(因为附加的电容逐渐减缓V_DS转换时间)，所以从曲线图2000到曲线图2010的示例中，总功率损耗(如曲线图2015所示)随着电容的增加而降低。

类似于经修改的功率转换器210，并且使用类似的控制原理，功率转换器1900可以作为DC/AC逆变器、AC/DC整流器或DC/DC转换器来操作。

当用于实现DC/AC逆变器或AC/DC整流器时，功率转换器1900在AC功率的单相的上下文中示出。然而，在一些示例中，功率转换器1900被结合到用作多相功率转换器的功率转换器115中(参见图1)。可以以类似于图14的功率转换器1400的为每相复制功率转换器210的方式为多相功率转换器的每相复制功率转换器1900。换句话说，在一些示例中，图14的功率转换器1400可以被修改为包括跨越每个开关M1-M6的漏-源电容器(C_DS)。类似地，在一些示例中，如图所示，图15的级联半桥功率转换器1500可以包括跨越四个功率切换元件中的每一个的漏-源电容器(C_DS)。

附加地，如上所述，过程1100和1300可以用于控制功率转换器1400和1500。类似地，过程1100和1300可以用于控制进一步结合漏-源电容器(C_DS)的经修改的功率转换器1400和1500。

VI.逆变器的设计方法

图21图示出用于逆变器设计优化的过程2100。过程2100可以由电子控制器(诸如电子控制器105)执行。然而，在一些实施例中，过程2100可以由另一电子控制器来实现，诸如独立台式计算机、膝上型计算机、工作台、服务器、基于云的分布式处理系统等的电子控制器，其也不控制功率转换器。此外，尽管过程2100的框以特定顺序图示出，但是在一些实施例中，一个或多个框可以部分或完全并行执行，可以以不同于图21所图示的顺序执行，或者可以被绕过。

附加地，可以提供过程2100来优化实现可变频率临界软切换(VFCSS)的多相逆变器，诸如图14所示的逆变器1400，其被修改以进一步包括跨越每个功率切换元件M1-M6的漏-源电容器(C_DS)(也称为外部电容器或C_DS,ext)，诸如以上关于图19-图20所描述的。因此，过程2100被配置成用于优化多相逆变器，该多相逆变器包括用于每相的半桥转换器和LC滤波器，每相的半桥转换器包括跨越逆变器的正DC轨和负DC轨耦合的功率切换元件对，并且具有耦合到该相的LC滤波器的中点节点，每个LC滤波器包括开关侧电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)。在一些示例中，执行过程2100以优化单相逆变器，诸如图19的逆变器1900。在一些示例中，执行过程2100以优化另一拓扑的逆变器。

在框2105中，电子控制器确定跨越每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极耦合的漏-源电容器(C_DS)的电容。

如上面所描述的，图19所示的跨越漏-源端子连接的外部电容(也称为漏-源电容器(C_DS))可以用于降低功率切换元件(例如，FET)的关闭损耗。该电容减缓了关闭瞬态期间的V_DS上升时间，通过将非零V_DS和I_D重叠展开而有效地减小了非零V_DS和I_D重叠(以及由此减小损耗)。

为了确定漏-源电容器(C_DS)的电容，可以定义C_DS相对关闭能量E_off的趋势，并且可以定义C_DS的最大容许值。

从后者开始，确定C_DS，ext的最大容许值，以确保过量的转换时间(例如，V_DS上升时间)不会太大，以致上下FET(例如，开关235和240)同时打开。该电容的最大容许值可以通过分析确定。C_DS，ext充电和放电的电流值等于电感器峰和谷处的电感器电流纹波。该瞬时电流值可以近似为常数，并且电容器电压、电流和时间之间的关系

可以被使用，其中ΔV_C等于DC总线电压V_DC，C等于C_DS，ext值的两倍(因为总电容等于上和下FET上的C_DS，ext的并联组合)，Δt等于转换时间t_t，I_C等于I_L，thr。I_L，thr的值可以是将要C_DS，ext充电/放电的最小电流，因此可以与最长的转换时间相对应。

t_t的值取决于转换器可能产生的最小容许死区时间t_d和最小脉冲宽度t_p。这些计时产生以下分析表达式：

t_m＞0＝t_d-t_t

t_p＞0＝DT_sw-t_d-t_t.

这对于转换器将产生的所有DT_sw值都是满足的。用于逆变器的VFCSS方案在(例如，连接的电网)周期内产生变化的切换频率f_sw。由于切换频率的变化，T_sw和D都是动态的，这影响CD_S,ext的确定值。

在一个示例中，以表2(下面)中列出的参数操作的转换器对于1.2MHz的预测最大切换频率产生0.205μs的脉冲宽度DT_sw的最小值。该值与所选的0.1μs的t_d相结合，产生0.105μs的最大t_t，其与250pF范围内的最大C_DS,ext相对应。在图22A中可以看到这些值，其中作为切换频率的函数计算最小脉冲宽度、最大t_t和最大C_DS,ext的值。

然后可以从该范围内确定C_DS,ext的合适值。例如，通过由电子控制器的进行的模拟(例如，通过执行模拟软件，诸如具有集成电路重点的模拟程序(SPICE))，可以在关闭瞬态期间推动恒定电流通过FET，并且测量切换能量。在预定范围内扫描C_DS,ext的值，以确定使切换能量最小化的值。

在框2110中，电子控制器确定功率切换元件对的功率切换元件的切换能量相对漏极电流值。例如，通过由电子控制器进行的模拟(例如，通过执行模拟软件，例诸如SPICE)，C_DS,ext的值保持恒定在框2105中确定的值，并且漏-源电流(I_DS)被扫描。该模拟产生开关损耗相对于I_D的特性，其示例可在图22B中看到。

图22B的示例特性(或曲线图)图示出包含源-漏电容器(C_DS)的关闭损耗的显著降低。尽管打开损耗的相关联增加超过关闭损耗的降低，但是转换器被设计为在软切换区域操作，并且仅产生关闭损耗。因此，增加的打开损耗可以忽略，因为它们最终不会影响转换器的性能。

在框2115中，电子控制器扫描LC滤波器的电感器(L_SW)的电感值和功率切换元件的切换频率(f_SW)，以生成每个LC滤波器的电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的尺寸的多个潜在组合。

例如，每个潜在组合可以包括L_SW的电感值、导致最低损耗的相关联切换频率f_SW、以及实现期望输出电压纹波的高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的电容值。电子控制器然后可以估计每个潜在组合的这些部件中的每一个的尺寸(或体积)。下面参考图24和图25提供用于执行框2115的示例过程的进一步细节。

在框2120中，对于每个LC滤波器的电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的尺寸的每个潜在组合，电子控制器绘制计算的损耗相对于LC滤波器数据点的体积的曲线图。例如，参考图23，曲线图2300中的每个绘制点是从框2115(在一个示例中)确定的电感和切换频率的优化组合。图23图示出损耗和尺寸的帕累托前沿2305。因此，在一些示例中，框2120包括使用绘制的点生成帕累托前沿。附加地，在一些示例中，电子控制器进一步在电子显示器(例如，图1的I/O接口142的电子显示器)上显示帕累托前沿。帕累托前沿2305允许(例如，由用户或电子控制器基于存储的设计标准)在体积和效率之间选择合适的平衡，并显示给定技术、转换器拓扑和设计要求的能力性能。在一个示例中，圆圈点2310被选择用于逆变器。

如上所述，在一些示例中，框2115可以通过执行图24的过程2400或图25的过程2500来实现。过程2400针对控制恒定切换频率转换器，而图25的过程2500针对用于实现具有静态切换频率f_SW的临界软切换的VFCSS和附加电容器的设计优化。

首先转到图24，在框2405中，电子控制器扫描LC滤波器的电感器(L_SW)的电感值和功率切换元件的切换频率(f_SW)，以生成电感和切换频率的多个组合。扫描的切换频率和电感值可以包括在上边界和下边界之间的切换频率范围内的频率值集合(例如，其中该值可以以预定量、等量或可变量间隔)，以及在上边界和下边界之间的电感范围内的电感值集合(例如，其中该值可以以预定量、等量或可变量间隔)。扫描的值之间的边界和增量可以预先定义(例如，并且存储在电子控制器的存储器中)。

在框2410中，对于电感(L_SW)和切换频率(f_SW)的每个组合，电子控制器计算相关联的损耗。切换设备内的损耗和输出滤波器内的损耗是决定功率转换器效率的两个重要因素。切换设备内的损耗可以分为切换损耗(在每个切换事件中的能量损伤)和当开关传导时发生的电阻损耗。输出滤波器内的损耗很大程度上可以归因于电感器损耗，电感器损耗可以类似地分为绕组内的电阻损耗和芯内的磁滞损耗。滤波电容器的ESR内也有损耗。这五个损耗源可以在优化过程期间同时考虑，因为有可能将一个面积的损耗与另一面积的损耗进行权衡，这通常是高切换频率转换器的情况。

在框2410中确定的损耗(即，逆变器的总损耗)可以定义为：

P_转换器＝P_FET+P_电容器+P_电感器。

下面，首先描述用于计算FET损耗(PFET)的技术，然后是用于计算滤波器损耗(P_电感器+P_电容器)的技术。

FET损耗取决于转换器的瞬时操作点。由于逆变器的输出是正弦波，所以输出电压V_输出、输出电流I_输出和占空比D是动态的，可以写成

其中θ是输出正弦波电压的瞬时相，而φ是输出电流和输出电压之间的相差。出于这些计算的目的，可以认为φ是一个静态值。此外，在此过程中，假定转换器在VFCSS下操作。因此，切换频率f_SW不是恒定的。当在VFCSS下操作时，f_sw是占空比D(θ)和输出电流I_输出(θ)的乘积，并且可以利用以下方程来计算：

根据上面的方程，当I_输出(θ)接近零时，f_sw(θ)将接近(∞)。这实际上是不可行的，所以f_sw(θ)可以由以下方程来限定

其中f_sw，min和f_sw，max是静态操作参数。定义f_SW(θ)可以利用以下方程计算峰-峰电感器纹波电流I_L，p-p(θ)：

当量化传导损耗和切换损耗时，使用I_L，p-p(θ)的值。传导损耗可以用以下方程计算：

其中R_打开是数据手册规定的FET的标称导通电阻。

如本文所提供的，为了计算切换损耗，切换能量被量化为漏极电流I_d的函数。

如前所述，单相的输出电流和电压可以被认为是动态的，因此，考虑了(例如，电网的)一个周期内硬切换和软切换之间的区别。这种区别可以通过以下分析进行：

其中I_a和I_b分别是峰和谷电感器电流值。这种硬切换和软切换的区别可能是显著的，因为打开能量(对于软切换可以忽略)可能明显大于关闭能量，该功率转换器就是这种情况。

然后，切换损耗P_sw可以通过以下方式求出：

P_sw(θ)＝f_swE_sw(θ)。

最后，通过从0＜θ＜2π取两个FET损耗机制总和的平均值，可以得到(例如电网的)一个周期内的总FET损耗P_FET

现在转到滤波器损耗，这些损耗是指输出LC滤波器中产生的损耗，并且可以分为电感器损耗和电容器损耗。电感器损耗可以通过将总损耗分成两个部件来计算，芯损耗和绕组(铜)损耗。铜损耗可以用以下方程计算：

其中R_DC是DC绕组电阻，并且R_PWM(θ)是电感器的频率相关绕组电阻。由于电感器内的基频是切换频率，并且切换频率将在(例如，电网的)一个周期内改变，R_PWM(θ)是动态的。绕组电阻的频率相关分量是所选绕组线规格和类型的固有值。

电感器的芯损耗可以用以下方程计算：

其中k、a、b是芯的系数，通常由其制造商供应。B_pk(θ)和I_pk(θ)分别是峰通量和电流密度，并且是动态的。N、l_g、l_m和μ_r分别是匝数、气隙、磁路径长度和磁导率，并且是电感器的静态值。

以与计算FET损耗类似的方式，平均电感器损耗通过取(例如，电网的)一个周期的损耗的平均值来求出，根据以下方程：

电容器损耗被认为完全是由于其ESR损耗造成的。由于可以假设滤波器电容吸收全部电感器纹波电流，因此可以使用以下方程计算电容器ESR损耗：

其中P_capESR在电网的一个周期内被平均以获得平均电容器损耗。最终，如前所述，可以使用以下方程计算逆变器的总损耗：

P_转换器＝P_FET+P_电感器+P_电容器。

在框2415中，对于(LSW)的每个电感值，电子控制器存储产生最低损耗(例如，经由损耗的比较确定)的相关联的切换频率(f_SW)，以为作为扫描一部分的每个电感值生成电感-频率对。

在框2420中，对于每个电感-频率对，电子控制器确定LC滤波器的上电容(C_A)和下电容(C_B)中的每一个的电容。选择电容使得期望的输出电压纹波被实现。

例如，对于开关侧电感器(L_SW)的特定电感，电子控制器可以预先知道期望的电流纹波和期望的电压纹波。下面的方程可以定义电感、电流纹波和电压纹波之间的关系：

其中V_pp是期望的峰-峰输出电压纹波，C是实现期望的V_pp所需的电容。然后，LC滤波器的上电容(C_A)和下电容(C_B)的电容大小可以被调整以吸收该电流纹波，从而产生期望的输出电压纹波。

在框2425中，电子控制器估计LC滤波器(例如，LC滤波器245)的开关侧电感器(L_SW)、上电容(C_A)和下电容(C_B)中的每一个的尺寸。为了确定这些LC滤波器部件的尺寸，电子控制器可以通过使用缩放定律基于这些LC滤波器部件相关联的部件值(即，电感或电容)来估计尺寸。电感器体积根据以下方程缩放：

其中Y_L和E_L分别是电感器体积和能量。电容器体积根据以下方程以类似的方式进行缩放：

其中C_C和E_C分别是电容器体积和能量。"*"上标表示与使用相同技术的参考设备相关的值。

现在转到图25，过程2500针对实现可变频率临界软切换(VFCSS)的功率转换器的设计优化。除了使用VFCSS f_SW边界而不是在过程2400中使用的特定切换频率之外，过程2500通常类似于过程2400。因此，除了差异之外，上面对框2405、2410、2415、2420和2425的描述类似地分别适用于过程2500的框2505、2510、2515、2520和2525。附加地，与确定要使用的特定切换频率相反，通过执行过程2500来确定可变频率临界软切换的边界(例如，定义要在VFCSS中使用的可用切换频率范围的最大和最小切换频率)。

在使用表1中的值的示例实验中，过程2100和2400提供了具有99.2％效率和10.47kW/L功率密度的原型15kW三相电感器。原型15kW电感器使用1.2MHz的切换频率和SiC功率切换元件。原型使用VFCSS控制方案，其可以由如图26的控制图所示的控制器来实现。

图26的控制图2600包括表示三相转换器的电路模型2605，诸如关于图14和过程2100所描述的(例如，具有或不具有源-漏电容器C_DS)，并且包括控制框2610。控制框2610可以由控制器(例如，图1的控制器105)实现。控制框2610图示出被配置成用于在abc和dq参考系之间传送电压和电流值的锁相环。有功和无功功率分别在d和q参考系中被控制。恒定电流(CC)和恒定电压(CV)控制器与电网电流的d和q分量级联，以调整电池和电网之间的有功/无功功率。还利用零序控制器以0.5V_总线的偏移来升高输出电容器电压。控制框2610可以进一步包括切换频率(f_SW)生成控制器，诸如关于图17和/或图18所描述的，以将切换频率连同控制框2610中所示的生成的占空比d_a、d_b和d_c一起提供给栅极驱动器。如前面所描述的，栅极驱动器然后可以基于占空比和切换频率(f_SW)为每个功率切换元件生成相应的PWM控制信号。

尽管本文已经详细公开了特定的实施例，但是这仅仅是为了说明的目的而通过示例的方式来完成的，并且不旨在限制后面所附权利要求的范围。所公开实施例的特征可以在本发明的范围内进行组合、重新布置等以产生更多的实施例。一些其他方面、优点和修改被认为在下面提供的权利要求的范围内。所提出的权利要求代表了本文所公开的至少一些实施例和特征。还考虑了其他无人认领的实施例和特征。

进一步示例

示例1：一种用于半桥功率转换器的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，包括：直流(DC)电压端子，该DC电压端子包括正DC端子和负DC端子，该DC电压端子位于功率转换器的DC侧上；DC链路电容器，该DC链路电容器跨越正DC端子和负DC端子耦合；功率切换元件对，该功率切换元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到负DC端子的低侧功率切换元件，其中，高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起；接口端子，该接口端子包括正接口端子和负接口端子，接口端子位于功率转换器的第二接口侧上；LC滤波器，该LC滤波器包括在第一端处耦合到中点节点的开关侧电感器、耦合在开关侧电感器的第二端和负DC端子之间的下电容器；上电容器，该上电容器耦合在开关侧电感器的第二端和正DC端子之间。

示例2：示例1的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中上电容器通过为纹波电流提供在DC端子和接口端子之间传播的路径来降低转换器的纹波电流，并且消除DC端子和接口端子之间的差模电流纹波的至少一部分。

示例3：示例1或2中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括控制器，控制器包括处理器，控制器被配置成用于：利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对。

示例4：示例1至3中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括控制器，控制器包括处理器；其中DC电压端子被配置成用于接收输入DC电压；其中，控制器被配置成用于驱动功率切换元件对以在中点节点处将输入DC电压转换为中间输出电压；其中LC滤波器被配置成用于对中间输出电压进行滤波并在接口端子处提供经滤波的输出电压，经滤波的输出电压为AC电压或DC电压；并且其中开关侧电感器处的电流纹波是通过电感器的平均电流的至少200％。

示例5：示例4的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括半桥功率转换器，其中为了驱动功率切换元件对以将输入DC电压转换为中间输出电压，控制器被配置成用于利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对。

示例6：示例1至5中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括控制器，控制器包括处理器；其中接口端子被配置成用于接收AC输入电压；其中LC滤波器被配置成用于对AC输入电压进行滤波并在中点节点处提供经滤波的电压；其中开关侧电感器处的电流纹波是通过电感器的平均电流的至少200％；其中，控制器被配置成用于驱动功率切换元件对以将经滤波的电压转换为DC输出电压；以及其中DC电压端子被配置成用于输出DC输出电压。

示例7：示例1至6中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的上漏-源电容器，以及跨越低侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的下漏-源电容器。

示例8：一种用于功率转换器的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，包括：在直流(DC)电压端子处接收输入DC电压，DC电压端子包括位于功率转换器的DC侧上的正DC端子和负DC端子；由控制器驱动功率切换元件对，以在中点节点处将输入DC电压转换为中间输出电压，功率切换元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到负DC端子的低侧功率切换元件，其中高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起；由LC滤波器对中间输出电压进行滤波，以在接口端子处提供经滤波的输出电压，经滤波的输出电压是AC电压或DC电压，接口端子包括位于功率转换器的第二接口侧的正接口端子和负接口端子，并且LC滤波器包括：开关侧电感器，该开关侧电感器在第一端处耦合到中点节点；下电容器，该下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和负DC端子之间；以及上电容器，该上电容器耦合在开关侧电感器的第二端和正DC端子之间。

示例9：示例1至8中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中开关侧电感器处的电流纹波是通过开关侧电感器的平均电流的至少200％。

示例10：示例8至9中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中驱动功率切换元件对以将输入DC电压转换为中间输出电压包括：由控制器利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对。

示例11：示例8至10中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中功率转换器的方法进一步包括由跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的上漏-源电容器，降低跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的漏极-源极电压增加速率；以及由跨越低侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的下漏-源电容器，降低跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子的漏极-源极电压增加的速率。

示例12：一种用于功率转换的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，包括在接口端子处接收AC输入电压，接口端子包括位于功率转换器的接口侧上的正接口端子和负接口端子；由LC滤波器对AC输入电压进行滤波以在中点节点处提供经滤波的电压，并且LC滤波器包括：在第一端处耦合到中点节点的开关侧电感器，耦合在开关侧电感器的第二端和负DC端子之间的下电容器；以及耦合在开关侧电感器的第二端和正DC端子之间的上电容器，以及由控制器驱动功率切换元件对以将经滤波的电压转换为DC端子处的DC输出电压的方法，该功率切换元件对包括耦合到DC端子的正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到DC端子的负DC端子的低侧功率切换元件，其中高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起。

示例13.示例12的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括由上电容器通过为纹波电流提供在DC端子和接口端子之间传播的路径来降低转换器的纹波电流，并且消除DC端子和接口端子之间的差模电流纹波的至少一部分。

示例14.示例12至13中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中开关侧电感器处的电流纹波是通过开关侧电感器的平均电流的至少200％。

示例15.示例12至14中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中驱动功率切换元件对以将经过滤的电压转换为DC输出电压包括：由控制器利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对。

示例16.示例12至15中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：由跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的上漏-源电容器，降低跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子的漏极-源极电压增加的速率；以及由跨越低侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的下漏-源电容器，降低跨越高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子的漏极-源极电压增加的速率。

示例17：一种用于功率逆变器的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态性计算机可读介质，该功率逆变器包括直流(DC)电压输入，该直流(DC)电压输入包括正输入端子和负输入端子；DC输入电容器，该DC输入电容器跨越正输入端子和负输入端子耦合；功率切换元件对，该功率切换元件对包括耦合到正输入端子的高侧功率开关元件和耦合到负输入端子的低侧功率切换元件，其中，高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起；高侧电容器，该高侧电容器跨越高侧功率切换元件的源极和漏极耦合；低侧电容器，低侧电容器跨越低侧功率切换元件的源极和漏极耦合；LC滤波器，该LC滤波器包括开关侧电感器和电容器，LC滤波器耦合到中点节点；AC输出端子，AC输出端子耦合到LC滤波器；以及电子控制器，该电子控制器被配置成用于：利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对。

示例18：示例17的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中高侧功率切换元件和低侧功率切换元件是碳化硅(SiC)场效应晶体管(FET)。

示例19：示例17至18的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中LC滤波器进一步包括用于形成LCL滤波器的输出电感器，输出电感器将开关侧电感器连接到AC输出端子。

示例20：示例17至19中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中为了利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对，电子控制器被配置成用于：基于功率逆变器在操作期间的操作特性，确定切换频率以提供功率切换元件对的软切换；以及生成作为具有切换频率的脉宽调制(PWM)控制信号的可变频率临界软切换控制信号。

示例21：示例17至20中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中为了利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对，电子控制器被配置成用于：基于功率切换元件对的占空比、电感器电流和用于软切换的边界阈值电流来确定切换频率；以及生成作为具有切换频率的脉宽调制(PWM)控制信号的可变频率临界软切换控制信号。

示例22：实施例17至21中任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中电容器是LC滤波器的下电容器，并且LC滤波器进一步包括上电容器，其中开关侧电感器在第一端耦合到中点节点，下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和负输入端子之间，并且上电容器耦合在开关侧电感器的第二端和正输入端子之间。

示例23：示例17至22中任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中功率逆变器是被配置成用于提供多相AC输出的多相功率逆变器，其中功率切换元件对是用于多相AC输出的第一AC相的第一功率切换元件对，LC滤波器是用于第一AC相的第一LC滤波器，并且AC输出端子是用于第一AC相的第一AC输出端子，功率逆变器对于多相AC输出的每个附加AC相进一步包括：附加功率切换元件对，该附加功率切换元件对包括耦合到正输入端子的附加高侧功率切换元件和耦合到负输入端子的附加低侧功率切换元件，其中附加高侧功率切换元件和附加低侧功率切换元件在相应附加AC相的附加中点节点处耦合在一起；附加高侧电容器，该附加高侧电容器跨越附加高侧功率切换元件的源极和漏极耦合；附加低侧电容器，该附加低侧电容器跨越附加低侧功率切换元件的源极和漏极耦合；附加LC滤波器，附加LC滤波器包括附加开关侧电感器和附加电容器，附加LC滤波器耦合到附加中点节点；附加AC输出端子，该AC输出端子耦合到附加LC滤波器。

示例24：示例17至23中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动每个附加功率切换元件对。

示例25：示例17至24中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动第一功率切换元件对和每个附加功率切换元件对，以提供独立的相控制。

示例26：一种用于功率转换的的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，包括在直流(DC)电压端子处接收输入DC电压，DC电压端子包括位于功率转换器的DC侧上的正DC端子和负DC端子；由电子控制器驱动功率切换元件对，以利用可变频率临界软切换控制信号在中点节点处将输入DC电压转换为中间输出电压，该功率切换元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到负DC端子的低侧功率切换元件，其中高侧功率切换元件和低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起，并且其中高侧电容器耦合在高侧功率切换元件的源极和漏极上，低侧电容器耦合在低侧功率切换元件的源极和漏极上；由LC滤波器对中间输出电压进行滤波，以在耦合到LC滤波器的AC输出端子处提供经滤波的输出电压，经滤波的输出电压是AC电压或DC电压，接口端子包括位于功率转换器的第二接口侧的正接口端子和负接口端子，以及耦合到中点节点并包括开关侧电感器和电容器的LC滤波器。

示例27：示例26的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中高侧电容器在打开至关闭转换期间延迟跨越高侧功率切换元件的电压上升，并且低侧电容器在打开至关闭转换期间延迟跨越低侧功率切换元件的电压上升。

示例28：实施例26至27中任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中电容器是LC滤波器的下电容器，并且LC滤波器进一步包括上电容器，其中开关侧电感器在第一端耦合到中点节点，下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和负输入端子之间，并且上电容器耦合在开关侧电感器的第二端和正输入端子之间。

示例29：示例26至28中任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中功率逆变器是被配置成用于提供多相AC输出的多相功率逆变器，其中功率切换元件对是用于多相AC输出的第一AC相的第一功率切换元件对，LC滤波器是用于第一AC相的第一LC滤波器，并且AC输出端子是用于第一AC相的第一AC输出端子，方法对于多相AC输出的每个附加AC相进一步包括：由电子控制器驱动附加功率切换元件对，以利用可变频率临界软切换控制信号在附加中点节点处将输入DC电压转换为附加中间输出电压，该附加功率切换元件对包括耦合到正DC端子的附加高侧功率切换元件和耦合到负DC端子的附加低侧功率切换元件，其中附加高侧功率切换元件和附加低侧功率切换元件在附加中点节点处耦合在一起，并且其中附加高侧电容器耦合在附加高侧功率切换元件的源极和漏极上，并且附加低侧电容器耦合在附加低侧功率切换元件的源极和漏极上；并且由附加LC滤波器对附加中间输出电压进行滤波，以在耦合到附加LC滤波器的附加AC输出端子处提供附加经滤波的输出电压，即附加经滤波的输出电压。

示例30：示例26至29中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动每个附加功率切换元件对。

示例31：示例26至30中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动第一功率切换元件对和每个附加功率切换元件对，以提供独立的相控制。

示例32：一种用于多相逆变器的逆变器优化方法的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，该多相逆变器包括用于每相的半桥和LC滤波器，每相的半桥包括跨越逆变器的正DC轨和负DC轨耦合的功率切换元件对，并且具有耦合到该相的LC滤波器的中点节点，每个LC滤波器包括开关侧电感器(LSW)、高侧电容器(CA)和低侧电容器(CB)，该方法包括：由电子处理器确定跨越每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极耦合的漏-源电容器(CDS)的电容；由电子处理器确定功率切换元件对的功率切换元件的切换能量相对漏极电流值；由电子处理器扫描LC滤波器的电感器(LSW)的电感值和功率切换元件的切换频率，以生成每个LC滤波器的电感器(LSW)、高侧电容器(CA)和低侧电容器(CB)的尺寸的多个潜在组合；以及对于每个尺寸的潜在组合，绘制计算损耗相对于LC滤波器数据点体积的曲线图。

示例33：示例32或37中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：使用绘制的数据点生成帕累托前沿。

示例34：示例32至33或37中的任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：由电子处理器在电子显示器上显示帕累托前沿。

示例35：示例32至34或37中任一项的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中扫描电感值和切换频率以生成每个LC滤波器的电感器(LSW)、高侧电容器(CA)和低侧电容器(CB)的尺寸的多个潜在组合包括：计算扫描的电感值和切换频率的每个组合的损耗；对于被扫描的电感值中的每个电感值，从切换频率中标识产生最低损耗的相关联频率，以产生多个电感-频率对；将每个电感-频率对与用于实现期望输出电压纹波的高侧电容器(CA)的电容尺寸和低侧电容器(CB)的电容尺寸相关联，其中LC滤波器的尺寸的每个潜在组合包括电感-频率对之一的电感值、与电感-频率对相关联的高侧电容器(CA)的电容尺寸以及与电感-频率对相关联的低侧电容器(CB)的电容尺寸；以及估计LC滤波器的尺寸的每个潜在组合的体积。

示例36：实施例32至35或37中任一个的方法装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中多相逆变器是可变频率临界软切换逆变器。

示例37：一种用于多相逆变器的逆变器优化系统的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，该多相逆变器包括用于每相的半桥和LC滤波器，每相的半桥包括跨越逆变器的正DC轨和负DC轨耦合的功率切换元件对，并且具有耦合到该相的LC滤波器的中点节点，每个LC滤波器包括开关侧电感器(LSW)、高侧电容器(CA)和低侧电容器(CB)，该系统包括：电子控制器，该电子控制器包括存储指令的存储器和处理器，处理器被配置成用于执行指令以使电子控制器用于：确定跨越每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极耦合的漏-源电容器(CDS)的电容；确定功率切换元件对的功率切换元件的切换能量相对漏极电流值；扫描LC滤波器的电感器(LSW)的电感值和功率切换元件的切换频率，以生成每个LC滤波器的电感器(LSW)、高侧电容器(CA)和低侧电容器(CB)的尺寸的多个潜在组合；以及对于每个尺寸的潜在组合，绘制计算损耗相对于LC滤波器数据点体积的曲线图。

Claims (47)

1.一种半桥功率转换器，所述半桥功率转换器包括：

直流(DC)电压端子，所述DC电压端子包括正DC端子和负DC端子，所述DC电压端子位于所述功率转换器的DC侧上；

DC链路电容器，所述DC链路电容器跨越所述正DC端子和所述负DC端子耦合；

功率切换元件对，所述功率切换元件对包括耦合到所述正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到所述负DC端子的低侧功率切换元件，其中，所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起；

接口端子，所述接口端子包括正接口端子和负接口端子，所述接口端子位于所述功率转换器的第二接口侧上；

LC滤波器，所述LC滤波器包括

开关侧电感器，所述开关侧电感器在第一端处耦合到所述中点节点，

下电容器，所述下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和所述负DC端子之间；以及

上电容器，所述上电容器耦合在所述开关侧电感器的所述第二端和所述正DC端子之间。

2.如权利要求1所述的半桥功率转换器，其特征在于，所述上电容器通过为纹波电流提供在所述DC端子和所述接口端子之间传播的路径来降低所述转换器的纹波电流，并且消除所述DC端子和所述接口端子之间的差模电流纹波的至少一部分。

3.如权利要求1所述的半桥功率转换器，进一步包括：

控制器，所述控制器包括处理器，所述控制器被配置成用于：

利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对。

4.如权利要求1所述的半桥功率转换器，进一步包括：

控制器，所述控制器包括处理器；

其中，所述DC电压端子被配置成用于接收输入DC电压；

其中，所述控制器被配置成用于驱动所述功率切换元件对，以在所述中点节点处将所述输入DC电压转换为中间输出电压；

其中，所述LC滤波器被配置成用于对所述中间输出电压进行滤波并在所述接口端子处提供经滤波的输出电压，所述经滤波的输出电压为AC电压或DC电压；以及

其中，所述开关侧电感器处的电流纹波是通过所述电感器的平均电流的至少200％。

5.如权利要求4所述的半桥功率转换器，其特征在于，为了驱动所述功率切换元件对以将所述输入DC电压转换为所述中间输出电压，所述控制器被配置成用于利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对。

6.如权利要求1所述的半桥功率转换器，进一步包括：

控制器，所述控制器包括处理器；

其中，所述接口端子被配置成用于接收AC输入电压；

其中，所述LC滤波器被配置成用于对所述AC输入电压进行滤波并在所述中点节点处提供经滤波的电压；

其中，所述开关侧电感器处的电流纹波是通过所述电感器的平均电流的至少200％；

其中，所述控制器被配置成用于驱动所述功率切换元件对以将所述经滤波的电压转换为DC输出电压；并且

其中，所述DC电压端子被配置成用于输出所述DC输出电压。

7.如权利要求1所述的半桥功率转换器，进一步包括：

上漏-源电容器，所述上漏-源电容器跨越所述高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合，以及

下漏-源电容器，所述下漏-源电容器跨越所述低侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合。

8.一种功率转换方法，所述方法包括：

在直流(DC)电压端子处接收输入DC电压，所述DC电压端子包括位于所述功率转换器的DC侧上的正DC端子和负DC端子；

由控制器驱动功率切换元件对，以在中点节点处将所述输入DC电压转换为中间输出电压，所述功率切换元件对包括耦合到所述正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到所述负DC端子的低侧功率切换元件，其中所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件在所述中点节点处耦合在一起；

由LC滤波器对所述中间输出电压进行滤波，以在接口端子处提供经滤波的输出电压，所述经滤波的输出电压是AC电压或DC电压，所述接口端子包括位于所述功率转换器的第二接口侧上的正接口端子和负接口端子，并且所述LC滤波器包括：

开关侧电感器，所述开关侧电感器在第一端处耦合到所述中点节点，下电容器，所述下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和所述负DC端子之间；以及

上电容器，所述上电容器耦合在开关侧电感器的所述第二端和所述正DC端子之间。

9.如权利要求8所述的方法，由所述上电容器为纹波电流提供在所述DC端子和所述接口端子之间传播的路径来降低纹波电流，并且消除所述DC端子和所述接口端子之间的差模电流纹波的至少一部分。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述开关侧电感器处的电流纹波是通过所述开关侧电感器的平均电流的至少200％。

11.如权利要求8所述的方法，其特征在于，驱动所述功率切换元件对以将所述输入DC电压转换为所述中间输出电压包括：由所述控制器利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对。

12.如权利要求8所述的方法，进一步包括：

由跨越所述高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的上漏-源电容器，降低跨越所述高侧功率切换元件的所述漏极端子和所述源极端子的漏极-源极电压增加的速率；以及

由跨越所述低侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的下漏-源电容器，降低跨越所述高侧功率切换元件的所述漏极端子和所述源极端子的漏极-源极电压增加的速率。

13.一种功率转换方法，所述方法包括：

在接口端子处接收AC输入电压，所述接口端子包括位于功率转换器的接口侧上的正接口端子和负接口端子；

由LC滤波器对所述AC输入电压进行滤波以在中点节点处提供经滤波的电压，并且所述LC滤波器包括：

开关侧电感器，所述开关侧电感器在第一端处耦合到所述中点节点，下电容器，所述下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和DC端子的负DC端子之间；以及

上电容器，所述上电容器耦合在开关侧电感器的所述第二端和所述DC端子的正DC端子之间；

由控制器驱动功率切换元件对，以将所述经滤波的电压转换为所述DC端子处的DC输出电压，所述功率切换元件对包括耦合到所述DC端子的所述正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到所述DC端子的所述负DC端子的低侧功率切换元件，其中所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件在所述中点节点处耦合在一起。

14.如权利要求13所述的方法，由所述上电容器为纹波电流提供在所述DC端子和所述接口端子之间传播的路径来降低所述转换器的纹波电流，并且消除所述DC端子和所述接口端子之间的差模电流纹波的至少一部分。

15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述开关侧电感器处的电流纹波是通过所述开关侧电感器的平均电流的至少200％。

16.如权利要求13所述的方法，其特征在于，驱动所述功率切换元件对以将所述经滤波的电压转换为所述DC输出电压包括：由所述控制器利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对。

17.如权利要求13所述的方法，进一步包括：

由跨越所述高侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的上漏-源电容器，降低跨越所述高侧功率切换元件的所述漏极端子和所述源极端子的漏极-源极电压增加的速率；以及

由跨越所述低侧功率切换元件的漏极端子和源极端子耦合的下漏-源电容器，降低跨越所述高侧功率切换元件的所述漏极端子和所述源极端子的漏极-源极电压增加的速率。

18.一种功率逆变器，所述功率逆变器包括：

直流(DC)电压输入，所述直流(DC)电压输入包括正输入端子和负输入端子；

DC输入电容器，所述DC输入电容器跨越所述正输入端子和所述负输入端子耦合；

功率切换元件对，所述功率切换元件对包括耦合到所述正输入端子的高侧功率切换元件和耦合到所述负输入端子的低侧功率切换元件，其中，所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件在中点节点处耦合在一起；

高侧电容器，所述高侧电容器跨越所述高侧功率切换元件的源极和漏极耦合；

低侧电容器，所述低侧电容器跨越所述低侧功率切换元件的源极和漏极耦合；

LC滤波器，所述LC滤波器包括开关侧电感器和电容器，所述LC滤波器耦合到所述中点节点；

耦合到所述LC滤波器的AC输出端子；以及

电子控制器，所述电子控制器被配置成用于：

利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对。

19.如权利要求18所述的功率逆变器，其特征在于，所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件是碳化硅(SiC)场效应晶体管(FET)。

20.如权利要求18所述的功率逆变器，其特征在于，所述LC滤波器进一步包括用于形成LCL滤波器的输出电感器，所述输出电感器将所述开关侧电感器连接到所述AC输出端子。

21.如权利要求18所述的功率逆变器，其特征在于，为了利用可变频率临界软切换控制信号以驱动所述功率切换元件对，所述电子控制器被配置成用于：

基于所述功率逆变器在操作期间的操作特性，确定切换频率以提供所述功率切换元件对的软切换；以及

生成作为具有所述切换频率的脉宽调制(PWM)控制信号的所述可变频率临界软切换控制信号。

22.如权利要求18所述的功率逆变器，其特征在于，为了利用可变频率临界软切换控制信号以驱动所述功率切换元件对，所述电子控制器被配置成用于：

基于所述功率切换元件对的占空比、电感器电流和用于软切换的边界阈值电流来确定切换频率；以及

生成作为具有所述切换频率的脉宽调制(PWM)控制信号的所述可变频率临界软切换控制信号。

23.如权利要求18所述的功率逆变器，其特征在于

所述电容器是所述LC滤波器的下电容器，并且所述LC滤波器进一步包括上电容器，

所述开关侧电感器在第一端处耦合到所述中点节点，

所述下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和所述负输入端子之间；并且

所述上电容器耦合在所述开关侧电感器的所述第二端和所述正输入端子之间。

24.如权利要求18所述的功率逆变器，其特征在于，所述功率逆变器是被配置成用于提供多相AC输出的多相功率逆变器，其中所述功率切换元件对是用于所述多相AC输出的第一AC相的第一功率切换元件对，所述LC滤波器是用于所述第一AC相的第一LC滤波器，并且所述AC输出端子是用于所述第一AC相的第一AC输出端子，所述功率逆变器对于所述多相AC输出的每个附加AC相进一步包括：

附加功率切换元件对，所述附加功率切换元件对包括耦合到所述正输入端子的附加高侧功率切换元件和耦合到所述负输入端子的附加低侧功率切换元件，其中所述附加高侧功率切换元件和所述附加低侧功率切换元件在相应的附加AC相的附加中点节点处耦合在一起；

附加高侧电容器，所述附加高侧电容器跨越所述附加高侧功率切换元件的源极和漏极耦合；

附加低侧电容器，所述附加低侧电容器跨越所述附加低侧功率切换元件的源极和漏极耦合；

附加LC滤波器，所述附加LC滤波器包括附加开关侧电感器和附加电容器，所述附加LC滤波器耦合到所述附加中点节点；以及

附加AC输出端子，所述附加AC输出端子耦合到所述附加LC滤波器。

25.如权利要求24所述的功率逆变器，其特征在于，所述电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动每个附加功率切换元件对。

26.如权利要求24所述的功率逆变器，其特征在于，所述电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动所述第一功率切换元件对和每个附加功率切换元件对，以提供独立的相控制。

27.一种功率转换方法，所述方法包括：

在直流(DC)电压端子处接收输入DC电压，所述DC电压端子包括位于所述功率转换器的DC侧上的正DC端子和负DC端子；

由电子控制器利用可变频率临界软切换控制信号驱动功率切换元件对，以在中点节点处将所述输入DC电压转换为中间输出电压，

所述功率切换元件对包括耦合到所述正DC端子的高侧功率切换元件和耦合到所述负DC端子的低侧功率切换元件，

其中所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件在所述中点节点处耦合在一起，以及

其中高侧电容器跨越所述高侧功率切换元件的源极和漏极耦合，并且低侧电容器跨越所述低侧功率切换元件的源极和漏极耦合；以及

由LC滤波器对中间输出电压进行滤波，以在耦合到所述LC滤波器的AC输出端子处提供经滤波的输出电压，所述经滤波的输出电压是AC电压或DC电压，所述AC输出端子位于所述功率转换器的第二接口侧上，并且所述LC滤波器耦合到所述中点节点并包括开关侧电感器和电容器。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述高侧电容器在打开至关闭转换期间延迟跨越所述高侧功率切换元件的电压上升，并且所述低侧电容器在打开至关闭转换期间延迟跨越所述低侧功率切换元件的电压上升。

29.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述开关侧电感器处的电流纹波是通过所述开关侧电感器的平均电流的至少200％。

30.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述高侧功率切换元件和所述低侧功率切换元件是碳化硅(SiC)场效应晶体管(FET)。

31.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述LC滤波器进一步包括用于形成LCL滤波器的输出电感器，所述输出电感器将所述开关侧电感器连接到所述AC输出端子。

32.如权利要求27所述的方法，其特征在于利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对包括：

由所述电子控制器确定切换频率，以基于所述功率逆变器在操作期间的操作特性来提供所述功率切换元件对的软切换；以及

由所述电子控制器生成作为具有所述切换频率的脉宽调制(PWM)控制信号的所述可变频率临界软切换控制信号。

33.如权利要求27所述的方法，其特征在于利用可变频率临界软切换控制信号驱动所述功率切换元件对包括：

由所述电子控制器基于所述功率切换元件对的占空比、电感器电流和用于软切换的边界阈值电流来确定切换频率；以及

由所述电子控制器生成作为具有所述切换频率的脉宽调制(PWM)控制信号的所述可变频率临界软切换控制信号。

34.如权利要求27所述的方法，其特征在于，

所述电容器是所述LC滤波器的下电容器，并且所述LC滤波器进一步包括上电容器，

所述开关侧电感器在第一端处耦合到所述中点节点，

所述下电容器耦合在开关侧电感器的第二端和所述负DC端子之间；并且

所述上电容器耦合在所述开关侧电感器的所述第二端和所述正DC端子之间。

35.如权利要求27所述的方法，其特征在于，所述功率逆变器是被配置成用于提供多相AC输出的多相功率逆变器，其中所述功率切换元件对是用于所述多相AC输出的第一AC相的第一功率切换元件对，所述LC滤波器是用于所述第一AC相的第一LC滤波器，并且所述AC输出端子是用于所述第一AC相的第一AC输出端子，所述方法对于所述多相AC输出的每个附加AC相进一步包括：

由所述电子控制器利用可变频率临界软切换控制信号驱动附加功率切换元件对，以在附加中点节点处将所述输入DC电压转换为附加中间输出电压，

所述附加功率切换元件对包括耦合到所述正DC端子的附加高侧功率切换元件和耦合到所述负DC端子的附加低侧功率切换元件，

其中所述附加高侧功率切换元件和所述附加低侧功率切换元件在所述附加中点节点处耦合在一起，以及

其中附加高侧电容器跨越所述附加高侧功率切换元件的源极和漏极耦合，并且附加低侧电容器跨越所述附加低侧功率切换元件的源极和漏极耦合；以及

由附加LC滤波器对所述附加中间输出电压进行滤波，以在耦合到所述附加LC滤波器的附加AC输出端子处提供附加经滤波的输出电压，即所述附加经滤波的输出电压。

36.如权利要求35所述的方法，其特征在于，所述电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动每个附加功率切换元件对。

37.如权利要求35所述的方法，其特征在于，所述电子控制器被配置成用于利用相应的可变频率临界软切换控制信号驱动所述第一功率切换元件对和每个附加功率切换元件对，以提供独立的相控制。

38.一种用于多相逆变器的逆变器优化方法，所述多相逆变器包括用于每相的半桥和LC滤波器，所述每相的半桥包括跨越所述逆变器的正DC轨和负DC轨耦合的功率切换元件对，并且具有耦合到所述相的所述LC滤波器的中点节点，每个LC滤波器包括开关侧电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)，所述方法包括：

由电子处理器确定跨越每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极耦合的漏-源电容器(C_DS)的电容；

由所述电子处理器确定所述功率切换元件对的所述功率切换元件的切换能量相对漏极电流值；

由电子处理器扫描LC滤波器的电感器(L_SW)的电感值和功率切换元件的切换频率，以生成每个LC滤波器的电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的尺寸的多个潜在组合；以及

对于每个尺寸的潜在组合，绘制计算损耗相对于LC滤波器体积的数据点的曲线图。

39.如权利要求38所述的方法，进一步包括：使用绘制的数据点生成帕累托前沿。

40.如权利要求39所述的方法，进一步包括：由所述电子处理器在电子显示器上显示所述帕累托前沿。

41.如权利要求38的任一项所述的方法，其特征在于，扫描所述电感值和切换频率以生成每个LC滤波器的所述电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的尺寸的所述多个潜在组合包括：

计算所述扫描的电感值和切换频率的每个组合的损耗；

对于被扫描的所述电感值中的每个电感值，从所述切换频率中标识产生最低损耗的相关联频率，以产生多个电感-频率对；

将每个电感-频率对与用于实现期望输出电压纹波的所述高侧电容器(C_A)的电容尺寸和所述低侧电容器(C_B)的电容尺寸相关联，其中所述LC滤波器的尺寸的每个潜在组合包括所述电感-频率对之一的所述电感值、与所述电感-频率对相关联的所述高侧电容器(C_A)的所述电容尺寸以及与所述电感-频率对相关联的所述低侧电容器(C_B)的所述电容尺寸；以及

估计所述LC滤波器的尺寸的每个潜在组合的所述体积。

42.如权利要求41所述的方法，其特征在于，所述多相逆变器是可变频率临界软切换逆变器。

43.一种用于多相逆变器的逆变器优化系统，所述多相逆变器包括用于每相的半桥和LC滤波器，所述每相的半桥包括跨越所述逆变器的正DC轨和负DC轨耦合的功率切换元件对，并且具有耦合到所述相的所述LC滤波器的中点节点，每个LC滤波器包括开关侧电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)，所述系统包括：

电子控制器，所述电子控制器包括存储指令的存储器和处理器，所述处理器被配置成用于执行所述指令以使所述电子控制器用于：

确定跨越每个功率切换元件对的每个功率切换元件的漏极和源极耦合的漏-源电容器(C_DS)的电容；

确定所述功率切换元件对的功率切换元件的切换能量相对漏极电流值；

扫描所述LC滤波器的所述电感器(L_SW)的电感值和所述功率切换元件的切换频率，以生成每个LC滤波器的所述电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的尺寸的多个潜在组合；以及

对于每个尺寸的潜在组合，绘制计算损耗相对于所述LC滤波器体积的数据点的曲线图。

44.如权利要求43所述的系统，其特征在于，所述处理器进一步被配置成用于执行所述指令使得所述电子控制器用于：使用绘制的数据点生成帕累托前沿。

45.如权利要求44所述的系统，其特征在于，所述处理器进一步被配置成用于执行所述指令使得所述电子控制器用于：在电子显示器上显示所述帕累托前沿。

46.如权利要求43的任一项所述的系统，其特征在于，扫描所述电感值和切换频率以生成每个LC滤波器的所述电感器(L_SW)、高侧电容器(C_A)和低侧电容器(C_B)的尺寸的所述多个潜在组合包括电子控制器，所述电子控制器用于：

计算所述扫描的电感值和切换频率的每个组合的损耗；

对于被扫描的所述电感值中的每个电感值，从所述切换频率中标识产生最低损耗的相关联频率，以产生多个电感-频率对；

将每个电感-频率对与用于实现期望输出电压纹波的所述高侧电容器(C_A)的电容尺寸和所述低侧电容器(C_B)的电容尺寸相关联，其中所述LC滤波器的尺寸的每个潜在组合包括所述电感-频率对之一的所述电感值、与所述电感-频率对相关联的所述高侧电容器(C_A)的所述电容尺寸以及与所述电感-频率对相关联的所述低侧电容器(C_B)的所述电容尺寸；以及

估计所述LC滤波器的尺寸的每个潜在组合的所述体积。

47.如权利要求46所述的系统，其特征在于，所述多相逆变器是可变频率临界软切换逆变器。