KR20240035606A - 추가적인 커패시터를 갖는 lc 필터를 이용한 전력 변환을 위한 시스템들 및 방법들 - Google Patents
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Abstract
하나 이상의 추가적인 상부 커패시터 및 드레인-소스 커패시터를 갖는 하프 브리지 토폴로지를 포함하는 고효율 전력 컨버터를 위한 시스템들 및 방법들이다. 컨버터는 DC 전압 단자들, 및 DC 전압 단자들의 양 및 음의 DC 단자 양단에 결합된 DC 링크 커패시터를 포함한다. 컨버터는 중간 포인트 노드에서 함께 결합된 하이 사이드 스위치 및 로우 사이드 스위치를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍을 더 포함한다. 컨버터는 스위치측 인덕터, 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터, 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터를 갖는 LC 필터를 더 포함한다. 컨버터는 스위치들의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터들을 더 포함할 수 있다.
Description
관련 출원들에 대한 상호 참조
본 출원은 2021년 7월 27일에 출원된 미국 가출원 제63/226,136호, 2021년 9월 10일에 출원된 미국 가출원 제63/242,840호, 2022년 5월 25일에 출원된 미국 가출원 제63/345,896호, 2022년 6월 13일에 출원된 미국 가출원 제63/351,768호, 2021년 7월 27일에 출원된 미국 가출원 제63/226,059호, 2021년 10월 21일에 출원된 미국 가출원 제63/270,311호, 및 2022년 3월 11일에 출원된 미국 가출원 제63/319,122호에 대한 우선권을 주장하며, 이들 각각은 그 전체가 본 명세서에 참조로 포함된다.
연방 후원 연구에 관한 진술
본 발명은 국립 과학 재단(National Science Foundation)이 수주한 1653574 하의 정부 지원으로 이루어졌다. 정부가 본 발명에 대한 특정 권리를 갖고 있다.
다양한 유형들의 전력 컨버터들이 많은 산업들 및 상황들에서 생산되고 이용되어 왔다. 예시적인 전력 컨버터들은 교류(AC) 대 직류(DC) 정류기들, DC 대 AC 인버터들, 및 DC 대 DC 컨버터들을 포함한다. AC/DC 정류기들이라고도 하는 AC 대 DC 정류기들은 AC 전력을 DC 전력으로 변환한다. DC/AC 인버터들이라고도 하는 DC 대 AC 인버터들은 DC 전력을 AC 전력으로 변환한다. DC/DC 컨버터들이라고도 하는 DC 대 DC 컨버터들은 입력 DC 전력을 제1 DC 전압 레벨로부터 제2 DC 전압 레벨로 변환한다.
전력 컨버터들은, AC 그리드 전원으로부터의 AC 전력을 배터리를 충전하기 위한 DC 전력으로 정류하거나, 배터리로부터의 DC 전력을 AC 전력으로 반전시켜 모터를 구동하거나 AC 그리드에 AC 전력을 공급하는 등의, 다양한 목적들에 이용될 수 있다. 또한, 전력 컨버터들은 전기 차량, 엔진 발전기, 태양 전지판, (예를 들어, 산업 장비의 모터를 구동하기 위한) 산업용 장비 등과 같이 다양한 상황들에서 이용되거나 이에 연결될 수 있다.
전력 컨버터들은 다른 특성들 중에서 전력 변환 효율, 전력 밀도 및 비용과 관련하여 설명될 수 있다. 일반적으로, 더 높은 전력 효율, 더 높은 전력 밀도, 및 더 낮은 비용을 갖는 전력 컨버터들을 갖는 것이 바람직하다. 매우 효율적인 전력 컨버터는 상당한 에너지 손실 없이 전력(예를 들어, AC를 DC로, DC를 AC로, 및/또는 DC를 DC로) 변환할 수 있다. 저효율 전력 컨버터는 전력 변환 동안 더 높은 에너지 손실을 경험한다. 이러한 에너지 손실은, 예를 들어, 전력을 변환하는 동안 전력 컨버터에 의해 생성된 열로서 나타날 수 있다. 전력 컨버터, 인덕터, 또는 다른 전자 구성요소에 대한 전력 효율은 0과 100% 사이의 백분율로서 표현될 수 있고, 구성요소에 대한 전력 입력 및 구성요소로부터의 전력 출력에 기반하여 수학식, 즉 을 이용하여 결정될 수 있다. 높은 전력 밀도를 갖는 전력 컨버터는 전력 컨버터에 의해 점유되는 물리적 공간에 비해 전력 컨버터에 의한 전력 출력의 비율이 높다. 전력 밀도는 수학식, 즉 을 이용하여 계산될 수 있다.
금전적 비용 및 환경적 비용을 포함한 에너지 비용은 전력 컨버터를 포함하는 많은 산업에 걸쳐 계속적으로 중요한 인자이다. 따라서, 전력 컨버터에 대한 전력 효율의 (예를 들어, 10분의 1 단위의 퍼센트의) 약간의 증가조차도 상당하고 매우 바람직할 수 있다. 이와 유사하게, 전력 컨버터의 재료 및 크기에서의 적당한 감소조차도 상당하고 매우 바람직할 수 있으며, 이에 의해 전력 컨버터를 포함하는 시스템에서 전력 컨버터를 수용하기 위한 비용 및 물리적 공간에서의 감소를 가능하게 한다.
또한, 전력 컨버터들은 전력 컨버터의 입력 노드 및 출력 노드 둘 다에서 전압 및 전류 리플을 제어하기 위한 필터들과 같은 특징들을 포함할 수 있다. 이러한 리플은 원하지 않는 전자기 간섭(EMI)을 야기할 수 있다. 예를 들어, 전력 컨버터로의 입력에서의 전압 리플은, 적절히 필터링되지 않으면, 다른 회로들에 결합할 수 있는 고주파수 고조파 방출들을 생성할 수 있는 입력 전류들을 초래할 수 있다. 전력선, 정보 기술, 항공우주, 및 상업용 전자 응용들에서 이러한 방출들을 조절하기 위한 다양한 전자기 호환성(EMC) 표준들이 존재한다.
통상적인 EMI 감소 솔루션들은 구성요소 양 및 볼륨의 증가, 볼륨의 증가(따라서, 전력 밀도의 감소), 및 전력 컨버터의 비용의 증가를 희생한다. 다른 EMI 감소 스킴들은 제어 전략들, 레이아웃 기술들 및 토폴로지 솔루션들을 수반한다. 그러나, 이러한 솔루션들은 EMI 감소에 초점을 맞추고 큰 인덕터 전류 리플들을 활용하는 전력 컨버터들에 존재하는 커패시터 리플 전류 문제들을 완화시키지 않는다. 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(variable frequency critical soft switching)(VFCSS)을 수반하는 것들과 같은 큰 인덕터 전류 리플들을 활용하는 전력 컨버터들은 개선된 효율 및 전력 밀도 모두를 갖는 전력 컨버터를 제공할 수 있다. 그러나, 이들은 이러한 높은 리플 전류들을 또한 견딜 수 있는 큰 필터 구성요소들을 요구할 수 있다.
일부 전력 컨버터들에 대한 필터를 설계할 때, 필터의 커패시턴스 값은 원하는 리플 전압 및 리플 전류를 충족시키기 위해 가장 작은 값이 되도록 선택될 수 있다. 일부 경우들에서, 리플 전압을 감소시키고, 따라서 커패시터 및 전체 필터 크기를 감소시키기 위해 스위칭 주파수가 증가될 수 있다. 그러나, 특정 포인트에서, 커패시터의 리플 전류 사양들이 제한 인자이기 때문에 출력 필터의 물리적 크기를 추가로 감소시키기 위해 스위칭 주파수를 증가시키는 것은 비효과적이 된다.
본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 총 커패시턴스 또는 볼륨을 증가시키지 않고 전력 컨버터의 EMI 및 총 리플 전류 핸들링 요건들 모두를 감소시키는 토폴로지 수정을 갖는 전력 컨버터를 위한 시스템들 및 방법들이 제공된다. 토폴로지 수정은 입력 노드와 출력 노드를 연결하는 상부 커패시터의 추가를 포함할 수 있다. 따라서, 이러한 시스템들 및 방법들은 개선된 효율과 전력 밀도를 갖는 전력 컨버터를 포함할 수 있다.
전력 컨버터의 전력 스위칭 요소(예를 들어, 전계 효과 트랜지스터(FET))는 각각의 스위칭 이벤트에서 손실을 겪을 수 있다. 본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 추가적인 드레인-소스 커패시터가 전력 스위칭 요소들의 드레인 및 소스 단자들 양단에 결합되며, 이는 온-오프 전이 동안 전압 상승을 늦출 수 있다. 이러한 늦춰진 전압 상승은, 차례로, 전력 스위칭 요소들의 스위칭 손실들을 감소시킬 수 있다. 따라서, 이러한 시스템들 및 방법들은 개선된 효율을 갖는 전력 컨버터를 포함할 수 있다.
특정 토폴로지 및 제어 스킴의 선택이 선정된 후에도 전력 컨버터들의 설계는 조율가능한 변수들의 수로 인해 어려울 수 있다. 본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 전력 컨버터를 제공하기 위한 스위칭 주파수 및/또는 구성요소들의 특정 조합들(예를 들어, 특정 인덕턴스의 인덕터들, 특정 커패시턴스의 커패시터들)을 식별하고 선택하기 위한 설계 방법론 또는 프로세스가 제공된다.
또한, 본 명세서에 제공된 다양한 시스템들 및 방법들은 전력 컨버터들의 개선들을 제공하기 위해 독립적으로 조합되거나 이용될 수 있다.
일 실시예에서, 하프 브리지 전력 컨버터(half-bridge power converter)는 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함하는 직류(DC) 전압 단자들을 포함한다. DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된다. 전력 컨버터는 또한, 양의 DC 단자와 음의 DC 단자 양단에 결합된 DC 링크 커패시터와, 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소(high side power switching element)와 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소(low side power switching element)를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍을 포함한다. 하이 사이드 전력 스위칭 요소와 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합된다. 전력 컨버터는 또한 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하는 인터페이스 단자들을 포함한다. 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치된다. 전력 컨버터는 또한 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터를 포함하는 LC 필터를 포함한다. LC 필터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터를 또한 포함한다.
일 실시예에서, 전력 변환 방법이 도입된다. 이 방법은 또한 직류(DC) 전압 단자들에서 입력 DC 전압을 수신하는 제1 단계를 포함하고, DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 dc측에 위치한 양의 dc 단자 및 음의 dc 단자를 포함한다. 이 방법은 중간 포인트 노드에서 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 제어기에 의해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 제2 단계를 포함하고, 전력 스위칭 요소 쌍은 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 dc 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합된다. 이 방법은 LC 필터에 의해 중간 출력 전압을 필터링하여 인터페이스 단자들에서 필터링된 출력 전압을 제공하는 제3 단계를 포함하고, 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고, 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함한다. LC 필터는 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터, 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터를 포함한다. 상부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 DC 단자 사이에 결합된다.
일 실시예에서, 다른 전력 변환 방법이 도입된다. 이 방법은 인터페이스 단자들에서 AC 입력 전압을 수신하는 제1 단계를 포함하고, 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 인터페이스측에 위치되는 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함한다. 이 방법은 LC 필터에 의해 AC 입력 전압을 필터링하여 중간 포인트 노드에서 필터링된 전압을 제공하는 제2 단계를 포함한다. LC 필터는 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터, 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 dc 단자 사이에 결합된 하부 커패시터를 포함한다. 상부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 dc 단자 사이에 결합된다. 이 방법은 필터링된 전압을 DC 단자들에서 DC 출력 전압으로 변환하기 위해 제어기에 의해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 제3 단계를 포함하고, 전력 스위칭 요소 쌍은 DC 단자들의 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 DC 단자들의 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합된다.
일 실시예에서, 전력 인버터는 양의 입력 단자 및 음의 입력 단자를 포함하는 직류(DC) 전압 입력을 포함한다. 인버터는 양의 입력 단자와 음의 입력 단자 양단에 결합된 DC 입력 커패시터를 포함한다. 전력 스위칭 요소 쌍은 양의 입력 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 입력 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합된다. 하이 사이드 커패시터가 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합되고, 로우 사이드 커패시터가 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된다. LC 필터는 스위치측 인덕터 및 커패시터를 포함하고, LC 필터는 중간 포인트 노드에 결합되고, AC 출력 단자는 LC 필터에 결합된다. 전자 제어기는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
일 실시예에서, 또 다른 전력 변환 방법이 도입된다. 이 방법은 직류(DC) 전압 단자들에서 입력 DC 전압을 수신하는 제1 단계를 포함하고, DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함한다. 이 방법은 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 중간 포인트 노드에서 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전자 제어기에 의해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 제2 단계를 포함한다. 이 방법은 또한 전력 스위칭 요소 쌍이 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하는 것을 포함한다. 하이 사이드 전력 스위칭 요소와 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합되고, 하이 사이드 커패시터는 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합되며, 로우 사이드 커패시터는 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된다. 이 방법은 LC 필터에 의해 중간 출력 전압을 필터링하여 LC 필터에 결합된 ac 출력 단자에서 필터링된 출력 전압을 제공하는 제3 단계를 포함하고, 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고, 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하고, LC 필터는 중간 포인트 노드에 결합되고 스위치측 인덕터 및 커패시터를 포함한다.
일 실시예에서, 각각의 위상에 대한 하프 브리지 및 LC 필터를 포함하는 다상 인버터에 대한 인버터 최적화 방법이 도입된다. 이 방법은 전자 프로세서에 의해 각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정하는 제1 단계를 포함한다. 이 방법은 전자 프로세서에 의해, 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정하는 제2 단계를 포함한다. 이 방법은 전자 프로세서에 의해, LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 lc 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성하고, 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, LC 필터 데이터 포인트의 계산된 손실 대 볼륨을 플로팅하는 제3 단계를 포함한다.
일 실시예에서, 다상 인버터에 대한 인버터 최적화 시스템은 각각의 위상에 대한 하프 브리지 및 LC 필터를 포함한다. 시스템은 또한 명령어들을 저장한 메모리 및 명령어들을 실행하도록 구성된 프로세서를 포함하는 전자 제어기를 포함한다. 명령어들은 전자 제어기로 하여금 각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정하게 하고 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정하게 한다. 시스템은 또한 LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성한다. 시스템은 또한 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, LC 필터 데이터 포인트의 계산된 손실 대 볼륨을 플로팅하는 것을 포함한다.
본 개시내용의 전술한 그리고 다른 양태들 및 이점들은 다음의 설명으로부터 나타날 것이다. 설명에서, 본 명세서의 일부를 형성하고 하나 이상의 실시예가 예시로서 도시되어 있는 첨부 도면들이 참조된다. 그러나, 이러한 실시예들은 반드시 본 발명의 전체 범위를 나타내는 것은 아니며, 따라서 본 발명의 범위를 해석하기 위해서는 청구항들 및 본 명세서를 참조한다. 유사한 참조 번호들은 다음의 설명에서 도면별로 유사한 부분들을 지칭하는데 이용될 것이다.
도 1은 일부 실시예들에 따른 전력 컨버터 시스템을 도시한다.
도 2a는 종래 기술의 하프 브리지 컨버터 회로를 도시한다.
도 2b는 일부 실시예들에 따른 수정된 하프 브리지 컨버터 회로를 도시한다.
도 3a 내지 도 3f는 도 2b의 수정된 하프 브리지 토폴로지를 분해하여 회로 분석 모델들을 제공하는 프로세스를 도시한다.
도 4는 도 3a 내지 도 3f의 회로 분석 모델들과 연관된 파형들을 도시한다.
도 5a는 도 2b의 수정된 하프 브리지 토폴로지의 회로 모델을 도시한다.
도 5b 내지 도 5d는 도 5a의 회로 모델에 대한 전류 파형들을 도시한다.
도 6 내지 도 10은 하프 브리지 전력 컨버터 회로들에 대한 실험 및 시뮬레이션된 데이터 파형들을 도시한다.
도 11은 일부 실시예들에 따른 전력 변환의 프로세스를 도시한다.
도 12는 일부 실시예들에 따라 소프트 스위칭을 이용하여 스위치들을 제어하기 위한 타이밍도를 도시한다.
도 13은 일부 실시예들에 따른 전력 변환의 다른 프로세스를 도시한다.
도 14는 일부 실시예들에 따른 다상 전력 컨버터를 도시한다.
도 15는 일부 실시예들에 따른 캐스케이딩된 하프 브리지 전력 컨버터를 도시한다.
도 16은 일부 실시예들에 따른 소프트 스위칭을 위한 타이밍도 및 경계 조건들을 도시한다.
도 17은 일부 실시예들에 따라 전력 컨버터의 한 쌍의 스위칭 요소를 제어하기 위한 제어도를 도시한다.
도 18은 일부 실시예들에 따라 전력 컨버터의 한 쌍의 스위칭 요소를 제어하기 위한 다른 제어도를 도시한다.
도 19는 일부 실시예들에 따른 상부 커패시터와 드레인-소스 커패시터를 포함하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 20은 일부 실시예들에 따른 전력 컨버터에 대한 전류, 전압, 및 전력 파형들을 도시한다.
도 21은 일부 실시예들에 따른 전력 인버터 최적화의 프로세스를 도시한다.
도 22a는 일부 실시예들에 따른 시간, 커패시턴스, 및 스위칭 주파수의 플롯을 도시한다.
도 22b는 일부 실시예들에 따른 스위칭 손실 대 전류 플롯을 도시한다.
도 23은 일부 실시예들에 따른 인덕턴스와 스위칭 주파수의 조합들에 대한 포인트들의 파레토 프론티어(Pareto frontier)를 도시한다.
도 24 및 도 25는 일부 실시예들에 따라 인덕턴스 값들 및 스위칭 주파수들을 스위핑하여 LC 필터 구성요소들의 잠재적 조합들 및 그 특성들을 결정하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 26은 일부 실시예들에 따라 가변 주파수 임계 소프트 스위칭으로 전력 컨버터를 제어하기 위한 제어도를 도시한다.
도 2a는 종래 기술의 하프 브리지 컨버터 회로를 도시한다.
도 2b는 일부 실시예들에 따른 수정된 하프 브리지 컨버터 회로를 도시한다.
도 3a 내지 도 3f는 도 2b의 수정된 하프 브리지 토폴로지를 분해하여 회로 분석 모델들을 제공하는 프로세스를 도시한다.
도 4는 도 3a 내지 도 3f의 회로 분석 모델들과 연관된 파형들을 도시한다.
도 5a는 도 2b의 수정된 하프 브리지 토폴로지의 회로 모델을 도시한다.
도 5b 내지 도 5d는 도 5a의 회로 모델에 대한 전류 파형들을 도시한다.
도 6 내지 도 10은 하프 브리지 전력 컨버터 회로들에 대한 실험 및 시뮬레이션된 데이터 파형들을 도시한다.
도 11은 일부 실시예들에 따른 전력 변환의 프로세스를 도시한다.
도 12는 일부 실시예들에 따라 소프트 스위칭을 이용하여 스위치들을 제어하기 위한 타이밍도를 도시한다.
도 13은 일부 실시예들에 따른 전력 변환의 다른 프로세스를 도시한다.
도 14는 일부 실시예들에 따른 다상 전력 컨버터를 도시한다.
도 15는 일부 실시예들에 따른 캐스케이딩된 하프 브리지 전력 컨버터를 도시한다.
도 16은 일부 실시예들에 따른 소프트 스위칭을 위한 타이밍도 및 경계 조건들을 도시한다.
도 17은 일부 실시예들에 따라 전력 컨버터의 한 쌍의 스위칭 요소를 제어하기 위한 제어도를 도시한다.
도 18은 일부 실시예들에 따라 전력 컨버터의 한 쌍의 스위칭 요소를 제어하기 위한 다른 제어도를 도시한다.
도 19는 일부 실시예들에 따른 상부 커패시터와 드레인-소스 커패시터를 포함하는 전력 컨버터를 도시한다.
도 20은 일부 실시예들에 따른 전력 컨버터에 대한 전류, 전압, 및 전력 파형들을 도시한다.
도 21은 일부 실시예들에 따른 전력 인버터 최적화의 프로세스를 도시한다.
도 22a는 일부 실시예들에 따른 시간, 커패시턴스, 및 스위칭 주파수의 플롯을 도시한다.
도 22b는 일부 실시예들에 따른 스위칭 손실 대 전류 플롯을 도시한다.
도 23은 일부 실시예들에 따른 인덕턴스와 스위칭 주파수의 조합들에 대한 포인트들의 파레토 프론티어(Pareto frontier)를 도시한다.
도 24 및 도 25는 일부 실시예들에 따라 인덕턴스 값들 및 스위칭 주파수들을 스위핑하여 LC 필터 구성요소들의 잠재적 조합들 및 그 특성들을 결정하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 26은 일부 실시예들에 따라 가변 주파수 임계 소프트 스위칭으로 전력 컨버터를 제어하기 위한 제어도를 도시한다.
하나 이상의 실시예가 이하의 설명 및 첨부 도면들에 설명되고 예시되어 있다. 이러한 실시예들은 본 명세서에서 제공되는 특정 상세들로 제한되지 않으며, 다양한 방식으로 수정될 수 있다. 또한, 본 명세서에 설명되지 않은 다른 실시예들이 존재할 수 있다. 또한, 다수의 구성요소에 의해 수행되는 기능들은 단일 구성요소에 의해 통합되고 수행될 수 있다. 이와 유사하게, 하나의 구성요소에 의해 수행되는 것으로 본 명세서에 설명된 기능들은 다수의 구성요소에 의해 분산 방식으로 수행될 수 있다. 그에 추가하여, 특정의 기능을 수행하는 것으로 설명된 구성요소는 또한 본 명세서에 설명되지 않은 추가의 기능을 수행할 수 있다. 예를 들어, 특정 방식으로 "구성되는" 디바이스 또는 구조는 적어도 그 방식으로 구성되지만, 또한 열거되지 않은 방식들로 구성될 수 있다.
본 출원에서 이용되는 바와 같이, "비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체"는 모든 컴퓨터 판독가능한 매체를 포함하지만 일시적 전파 신호로 구성되지 않는다. 따라서, 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체는, 예를 들어, 하드 디스크, CD-ROM, 광학 저장 디바이스, 자기 저장 디바이스, ROM(Read Only Memory), RAM(Random Access Memory), 레지스터 메모리, 프로세서 캐시, 또는 이들의 임의의 조합을 포함할 수 있다.
또한, 본 명세서에서 이용된 어구 및 용어는 설명을 위한 것이며, 제한하는 것으로 고려되어서는 안 된다. 예를 들어, 본 명세서에서의 "포함하는(comprising)", "포함하는(including)", "함유하는(containing)", "갖는(having)" 및 이들의 변형들의 이용은 그 이후에 열거되는 항목들 및 이들의 등가물들은 물론 추가의 항목들을 포괄하도록 의도되어 있다. 또한, "연결된(connected)" 및 "결합된(coupled)"이라는 용어들은 광범위하게 이용되며, 직접 및 간접 연결 및 결합 둘 다를 포괄하고, 물리적 또는 전기적 연결들 또는 결합들을 지칭할 수 있다. 또한, 2개 이상의 항목과 함께 이용되는 "및/또는"이라는 문구는 그 항목들을 개별적으로 그리고 양 항목들을 함께 커버하도록 의도된다. 예를 들어, "a 및/또는 b"는 a(b는 아님); b(a는 아님); 및 a 및 b를 커버하도록 의도된다.
증가된 전력 효율, 증가된 전력 밀도, 및/또는 감소된 비용으로 전력 변환을 제공할 수 있는 전력 컨버터들에 관련된 시스템들 및 방법들이 본 명세서에 개시된다.
본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 총 커패시턴스 또는 볼륨을 증가시키지 않고 전력 컨버터의 EMI 및 총 리플 전류 핸들링 요건들 모두를 감소시키는 토폴로지 수정을 갖는 전력 컨버터를 위한 시스템들 및 방법들이 제공된다. 토폴로지 수정은 입력 노드와 출력 노드를 연결하는 상부 커패시터의 추가를 포함할 수 있다. 따라서, 이러한 시스템들 및 방법들은 다른 이점들 중에서도, 개선된 효율과 전력 밀도를 갖는 전력 컨버터들을 포함할 수 있다.
전력 컨버터의 전력 스위칭 요소(예를 들어, 전계 효과 트랜지스터(FET))는 각각의 스위칭 이벤트에서 손실을 겪을 수 있다. 본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 추가적인 드레인-소스 커패시터가 전력 스위칭 요소들의 드레인 및 소스 단자들 양단에 결합되며, 이는 온-오프 전이 동안 전압 상승을 늦출 수 있다. 이러한 늦춰진 전압 상승은, 차례로, 전력 스위칭 요소들의 스위칭 손실들을 감소시킬 수 있다. 따라서, 이러한 시스템들 및 방법들은 개선된 효율을 갖는 전력 컨버터들을 포함할 수 있다.
특정 토폴로지 및 제어 스킴의 선택이 선정된 후에도 전력 컨버터들의 설계는 조율가능한 변수들의 수로 인해 어려울 수 있다. 본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 전력 컨버터를 제공하기 위한 스위칭 주파수 및/또는 구성요소들의 특정 조합들(예를 들어, 특정 인덕턴스의 인덕터들, 특정 커패시턴스의 커패시터들)을 식별하고 선택하기 위한 설계 방법론 또는 프로세스가 제공된다.
본 출원은 다음의 섹션들에서 이들 및 다른 실시예들의 설명을 포함한다: (I) 전력 컨버터 시스템, (II) 하프 브리지 스위칭 컨버터 토폴로지를 위한 상부 커패시터, (III) 예시적인 동작 방법들, (IV) 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS), (V) 추가적인 드레인-소스 커패시터들, (VI) 인버터를 위한 설계 방법론.
I. 전력 컨버터 시스템
도 1은 일부 실시예들에 따른 전력 컨버터 시스템(100)을 도시한다. 전력 컨버터 시스템(100)은 전자 제어기(105), 제1 부하/소스(110), 전력 컨버터(115), LC 필터(120), 접촉기(125), 제2 소스/부하(130), 제3 소스/부하(135), 및 하나 이상의 센서(140)를 포함한다.
동작시, 일반적으로, 전자 제어기(105)는 (i) 소스로서 기능하는 제1 부하/소스(110)로부터 부하로서 기능하는 (접촉기(125)의 상태에 따라) 제2 소스/부하(130) 또는 제3 소스/부하(135)로, 또는 (ii) 소스로서 기능하는 (접촉기(125)의 상태에 따라) 제2 소스/부하(130) 또는 제3 소스/부하(135)로부터 부하로서 기능하는 제1 부하/소스(110)로 전력을 변환하기 위해 고주파수 제어 신호들로 전력 컨버터(115)의 전력 스위칭 요소들을 제어한다. 따라서, 제1 부하/소스(110)가 전력 컨버터(115)에 대한 소스로서 기능하고 있을 때, 제2 소스/부하(130)(또는 접촉기(125)의 상태에 따라 제3 소스/부하(135))는 전력 컨버터(115)에 대한 부하로서 기능하고 있다. 반대로, 제1 부하/소스(110)가 전력 컨버터(115)에 대한 부하로서 기능하고 있을 때, 제2 소스/부하(130)(또는 접촉기(125)의 상태에 따라 제3 소스/부하(135))는 전력 컨버터(115)에 대한 소스로서 기능하고 있다.
제1 부하/소스(110)는 DC(direct power) 부하, DC 소스, 또는 DC 부하와 DC 소스 둘 다(즉, 전력 컨버터(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 DC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 DC 부하로서 기능함)일 수 있다. 일부 예들에서, 제1 부하/소스(110)는 배터리이다. 제2 소스/부하(130) 및 제3 소스/부하(135)는 DC 부하, DC 소스, DC 부하와 DC 소스 둘 다, AC 부하, AC 소스, 또는 AC 부하와 AC 소스 둘 다(즉, 전력 컨버터(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 AC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 AC 부하로서 기능함)일 수 있다. 일부 예들에서, 제2 소스/부하(130)는 전기 모터이고, 제3 소스/부하(135)는 AC 발전기 또는 AC 전원 그리드이다. 일부 예들에서, 제2 소스/부하(130) 및 제3 소스/부하(135)는 둘 다 DC 배터리들이다. 시스템(100)의 일부 예들에서, 제2 소스/부하(130)는 중간 접촉기(125) 없이 LC 필터(120)에 연결되고, 접촉기(125) 및 제3 소스/부하(135)는 시스템(100)에 존재하지 않는다.
제1 부하/소스(110)는 전력 컨버터(115)의 제1 측에서 전력 컨버터(115)에 결합되고, 제2 소스/부하(130)(또는 접촉기(125)의 상태에 따라 제3 소스/부하(135))는 전력 컨버터(115)의 제2 측에서 전력 컨버터(115)에 결합된다. 제1 측은 또한 전력 컨버터의 모드에 따라 전력 컨버터(115)의 입력측 또는 출력측으로서, 또는 전력 컨버터(115)의 DC측으로서 지칭될 수 있다. 제2 측은 또한 전력 컨버터의 모드에 따라 전력 컨버터의 입력측 또는 출력측으로서, 제2 및/또는 제3 소스/부하(130, 135)의 전력 유형에 따라 전력 컨버터(115)의 DC측 또는 AC측으로서, 또는 인터페이스측으로서 지칭될 수 있다. 일부 실시예들에서, 전력 컨버터(115)의 제2 측은 단상 AC 전력, 3상 AC 전력, 또는 다른 수의 위상을 갖는 AC 전력을 갖는 AC측일 수 있다.
일부 실시예들에서, 전력 컨버터(115)는 높은 DC 전압 레벨로 동작한다. 예를 들어, 동작시, 전력 컨버터(115)의 DC측은, 적어도 200V, 적어도 600V, 적어도 800V, 적어도 1000V, 적어도 1200V, 200V 내지 1200V, 600V 내지 1200V, 800V 내지 1200V, 또는 다른 범위의 (예를 들어, 전력 컨버터(115)의 입력 단자들 양단의) DC 전압을 가진다. 이러한 높은 DC 전압 레벨들은 일부 전기 차량들과 같은 일부 상황들에서 바람직할 수 있다. 예를 들어, 일부의 현재 전기 차량들(예를 들어, 승객 차량들 및 하이브리드 전기 차량들)은 약 200V 내지 400V의 DC 버스 전압으로 동작한다. 승객 전기 차량에 대한 이러한 DC 버스 전압은 미래에 증가할 수 있다. 또한, 일부의 현재 전기 차량들(예를 들어, 클래스 4-8, 오프로드, 또는 다른 방식으로 더 큰 전기 차량들)은 1000V보다 큰 DC 버스 전압으로 동작할 수 있다. 그러나, 높은 DC 전압 레벨들은 누설 전류들의 증가, 공통 모드 전압의 증가, 공통 모드 전압의 더 높은 변화율 등과 같은 과제들을 전형적인 전력 컨버터 시스템에 도입할 수 있다. 제2 또는 제3 소스/부하가 모터(예를 들어, 전기 차량 내의 견인 모터)일 때, 이러한 과제들은 베어링 고장들을 초래할 수 있는 샤프트 전압들 및 베어링 전류들(예를 들어, 윤활 유전체 파괴가 발생할 때의 방전 이벤트들로부터)로 이어질 수 있다. 그러나, 본 명세서에 설명된 실시예들은 예를 들어, 본 명세서에 설명된 바와 같이, 가변 주파수 소프트 스위칭, 잘 설계된 LC 필터들, 및/또는 추가적인 커패시터들을 통해 이러한 과제들을 완화시킬 수 있다. 예를 들어, 전기 차량과 관련하여, 본 명세서에 설명된 실시예들은 시스템의 공통 모드 전압을 임계값 아래로 유지하도록 그리고/또는 공통 모드 전압의 변화들을 임계 변화율 아래로 유지하도록 제어하는 것을 통해 베어링 전류들 및 샤프트 전압들을 감소시킬 수 있다.
센서(들)(140)는, 예를 들어, 하나 이상의 전류 센서 및/또는 하나 이상의 전압 센서를 포함한다. 예를 들어, 센서(들)(140)는 제1 부하/소스(110), 제2 소스/부하(130), 제3 소스/부하(135), LC 필터(120), 또는 전력 컨버터(115) 중 하나 이상의 각각의 위상의 전류 및/또는 전압을 모니터링하는 각각의 전류 센서 및/또는 전압 센서를 포함할 수 있다. 예를 들어, LC 필터(120)가 3상 LC 필터일 때, 센서들(140)은 3상 LC 필터(120)의 각각의 위상에서 전류를 감지하는 것인 적어도 3개의 전류 센서를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 추가의 또는 더 적은 센서들(140)이 시스템(100)에 포함된다. 예를 들어, 센서들(140)은 또한 하나 이상의 진동 센서, 온도 센서 등을 포함할 수 있다. 일부 예들에서, 특성을 직접 감지하기보다는, 제어기(105)는 다른 노드 또는 구성요소에서의 다른 감지된 특성에 기반하여 전력 컨버터(115)의 하나 이상의 노드 또는 구성요소에서의 특성(예를 들어, 전류 또는 전압)을 추론하거나 추정한다.
입력-출력(I/O) 인터페이스(142)는 하나 이상의 입력(예를 들어, 하나 이상의 버튼, 스위치, 터치 스크린, 키보드 등)으로부터 입력을 수신하도록 구성되거나 이를 포함하고/하거나, 하나 이상의 출력(예를 들어, LED, 디스플레이 스크린, 스피커, 촉각 발전기 등)에 출력을 제공하도록 구성되거나 이를 포함한다. 다른 전자 디바이스들 및/또는 사용자들은 I/O 인터페이스(142)를 통해 시스템(100) 및 특히 제어기(105)와 통신할 수 있다. 예를 들어, 제어기(105)는 타겟 토크, 타겟 속도, 타겟 전력 레벨, 변환 유형 등을 나타내는, 전력 컨버터 시스템(100)에 대한 커맨드들을 (예를 들어, 사용자 또는 다른 디바이스로부터) 수신할 수 있다. 이에 응답하여, 제어기(105)는 커맨드에 의해 지시된 타겟 및/또는 변환 유형을 달성하도록 전력 컨버터(115)를 구동할 수 있다.
전자 제어기(105)는 전자 프로세서(145) 및 메모리(150)를 포함한다. 메모리(150)는 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 또는 다른 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체 중 하나 이상을 포함한다. 전자 프로세서(145)는, 다른 것들 중에서, 메모리(150)로부터 명령어들 및 데이터를 수신하고, 이러한 명령어들을 실행하여, 예를 들어, 이하에 설명되는 프로세스들을 포함하는, 본 명세서에 설명되는 제어기(105)의 기능을 수행하도록 구성된다. 예를 들어, 메모리(150)는 제어 소프트웨어를 포함한다. 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이, 일반적으로, 전자 프로세서(145)는 제어 소프트웨어를 실행하여 (예를 들어, 센서(들)(140)로부터의 센서 데이터에 기반하여) 전력 컨버터(115)를 포함하는 시스템(100)을 모니터링하고, (예를 들어, 입력/출력 인터페이스(142)를 통해) 커맨드들을 수신하고, (예를 들어, 센서 데이터 및/또는 커맨드들에 따라) 전력 컨버터(115)를 구동하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 본 명세서에서 설명되는 제어기(105)의 기능을 수행하기 위해 메모리(150)로부터의 소프트웨어를 실행하는 대신에 또는 그에 더하여, 전자 프로세서(145)는 이러한 기능의 일부 또는 전부를 수행하도록 구성되는 하나 이상의 하드웨어 회로 요소를 포함한다.
제어기(105), 전자 프로세서(145) 및 메모리(150)가 각각의 단일 유닛으로서 각각 도시되지만, 일부 실시예들에서, 이러한 구성요소들 중 하나 이상은 분산 구성요소이다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 전자 프로세서(145)는 하나 이상의 마이크로프로세서 및/또는 하드웨어 회로 요소를 포함한다. 예를 들어, 제어기(105) 또는 전자 프로세서(145)는 프로세서 및 게이트 드라이버 회로를 포함할 수 있고, 여기서 프로세서는 게이트 드라이버 회로에 PWM 듀티 사이클 및/또는 주파수를 제공하고, 게이트 드라이버 회로는 PWM 듀티 사이클 및/또는 주파수에 따라 전력 스위칭 요소들을 구동한다.
II. 하프 브리지 스위칭 컨버터 토폴로지를 위한 상부 커패시터
도 2a 및 도 2b는 하프 브리지 스위칭 컨버터들을 도시하며, 이들 각각은 도 1의 시스템(100)의 전력 컨버터(115)로서 역할을 할 수 있는 전력 컨버터 회로들의 예들이다. 더 구체적으로, 도 2a는 통상적인 하프 브리지 스위칭 컨버터(200)를 예시하는 반면, 도 2b는 추가적인 상부 커패시터(215)를 포함하는 수정된 하프 브리지 컨버터(210)를 예시한다. 본 명세서에 설명된 바와 같이, 상부 커패시터(215)는 통상적인 하프 브리지 컨버터(200)에 비해 전자기 간섭(EMI) 성능을 개선시키고 컨버터(210)에 대한 요구되는 커패시턴스를 감소시킨다.
이 상부 커패시터(215)는 컨버터의 입력 노드들 및 출력 노드들 둘 다에서의 리플 전류들이 공유되는 것을 허용한다. 입력 노드들 상의 리플 전류들과 출력 노드들 상의 리플 전류들 사이에 상관의 요소가 존재하므로, 이러한 입력 및 출력 노드들의 차동 모드 전류들은 이러한 커패시턴스를 통해 소거될 수 있다. 이러한 차동 모드 전류의 감소는 전형적인 하프 브리지 컨버터와 비교할 때(예를 들어, 2개의 컨버터들 사이의 총 커패시턴스가 일정하게 유지될 때) 개선된 EMI 성능 및 감소된 총 커패시터 리플 전류를 낳을 수 있다. 또한, 총 커패시터 리플 전류의 감소는, 예를 들어, 커패시터 리플 전류가 커패시터 크기조정을 구동할 때, 커패시터 크기의 감소를 허용할 수 있다.
이러한 추가적인 상부 커패시터의 차동 모드 전류 소거 효과는 또한 컨버터의 요구되는 또는 특정한 내부 리플 전류 핸들링 능력들의 감소를 허용할 수 있다. 주어진 인덕터 전류 리플에 대한 요구되는 또는 특정한 내부 리플 전류 핸들링 능력들을 감소시키는 것은 수동 필터 크기조정의 감소를 허용한다. 이러한 감소는, 예를 들어, 다음의 암시들을 가질 수 있다: (1) 컨버터 내의 총 커패시턴스에 대해, 그 일부를 이 추가적인 상부 커패시턴스에 할당하는 것은 요구되는 리플 전류 핸들링 능력의 감소를 허용하고, (2) 주어진 요구되는 리플 전류 핸들링 능력에 대해, 컨버터 내의 총 커패시턴스는 추가적인 상부 커패시터가 존재하는 경우 감소될 수 있다. 상부 커패시터의 포함은 또한 전도된 EMI(고주파수 및 저주파수 모두)를 감소시키는 효과를 가질 수 있다. 이 효과는 추가적인 상부 커패시터 내에서 발생하는 리플 전류 소거의 지속이다.
수정된 컨버터(210)는 양의 DC 단자(222) 및 음의 DC 단자(224)를 갖는 DC 단자들(220)(DC 노드들, DC 링크들, DC 레일들 등으로도 지칭됨)을 포함한다. 수정된 컨버터(210)는 양의 인터페이스 단자(227) 및 음의 인터페이스 단자(229)를 갖는 인터페이스 단자들(225)(인터페이스 노드들로도 지칭됨)을 더 포함한다. 수정된 컨버터(210)는 그것이 구현되는 시스템의 구성 및 제어에 따라, 양방향 컨버터로서 또는 단방향 컨버터로서 (어느 한 방향으로) 동작될 수 있다. 따라서, 일부 예들(예를 들어, DC/DC 변환 및 DC/AC 반전)에서 DC 단자들(220)은 입력 단자들일 수 있고, 인터페이스 단자들(225)은 출력 단자들일 수 있고, 일부 예들(예를 들어, AC/DC 정류)에서 DC 단자들(220)은 출력 단자들일 수 있고, 인터페이스 단자들(225)은 입력 단자들일 수 있다. 또한, 인터페이스 단자들(225)은 (예를 들어, AC/DC 정류를 위한) AC 입력 단자들일 수 있거나, (예를 들어, DC/AC 인버터를 위한) AC 출력 단자들일 수 있거나, (예를 들어, DC/DC 변환을 위한) DC 출력 단자들일 수 있다.
수정된 컨버터(210)는 DC 링크 커패시터(CDC)(230), 하이 사이드(상부) 전력 스위칭 요소(M1)(235)(상부 스위치(235)라고도 함), 로우 사이드(하부) 전력 스위칭 요소(M2)(240)(하부 스위치(240)라고도 함), 상부 스위치(235)의 드레인 단자와 하부 스위치(240)의 소스 단자를 연결하는 중간 포인트 노드(242), 및 LC 필터(245)를 더 포함한다. LC 필터(245)는 도 1의 시스템(100)의 LC 필터(120)의 예이다.
전력 스위칭 요소들(235 및 240)은 각각의 게이트, 소스, 및 드레인 단자를 각각 갖는 전계 효과 트랜지스터들(FET들)일 수 있다. FET들은 다른 유형들의 FET들 중에서도, 예를 들어, MOSFET, 탄화 규소(SiC) FET, 질화 갈륨(GaN) FET일 수 있다.
LC 필터(245)는 스위치측 인덕터(LF)(250), 하부 커패시터(CB)(255), 및 상부 커패시터(CA)(215)를 포함한다. 스위치측 인덕터(LF)(250)는 중간 포인트 노드(242)와 필터 노드(260) 사이에 결합된다. 예를 들어, 스위치측 인덕터(LF)(250)의 제1 단부는 중간 포인트 노드(242)에 결합되고, 제2 단부는 필터 노드(260)에 결합된다. 하부 커패시터(CB)(255)는 필터 노드(260)와 음의 DC 단자(224) 사이에 결합된다. 예를 들어, 하부 커패시터(CB)(255)의 제1 단부는 필터 노드(260)에 결합되고, 제2 단부는 음의 DC 단자(224)에 결합된다. 상부 커패시터(CA)(215)는 필터 노드(260)와 양의 DC 단자(222) 사이에 결합된다. 예를 들어, 하부 커패시터(CA)(255)의 제1 단부는 필터 노드(260)에 결합되고, 제2 단부는 양의 DC 단자(222)에 결합된다.
일부 예들에서, 수정된 컨버터(210)는 LCL 필터(추가적인 인덕터(L)를 갖는 LC 필터)를 포함하고, 여기서 추가적인 인덕터는 필터 노드(260)와 양의 인터페이스 단자(227) 사이에 결합된다.
C A 의 추가는 (예를 들어, 도 2a에 도시된 바와 같이) 전형적인 하프 브리지 토폴로지에 존재하지 않는 DC 단자들(220)과 인터페이스 단자들(225) 사이에 용량성 결합을 도입한다. C A 의 포함은 컨버터의 입력 및 출력 노드들에서의 리플 전류들이 공유되게 한다. 예를 들어, DC-DC 컨버터로서 기능하는 컨버터(210)의 경우, 인덕터 전류 리플은 (입력) DC 단자들(220)에 전파될 것이고, (입력) DC 단자들(220)에서의 리플 전류는 C A 를 통해 (출력) 인터페이스 단자들(227)에 전파될 것이다. 입력 노드와 출력 노드 사이의 리플 전류 공유는 입력 노드와 출력 노드 사이의 차동 모드 리플의 부분 소거를 허용한다. 따라서, 추가적인 상부 커패시터(CA)(215)는 총 커패시턴스 또는 볼륨을 증가시키지 않고 컨버터의 EMI 및 총 리플 전류 핸들링 요건들 모두를 감소시킨다.
지원 회로 분석
도 3a 내지 도 3f는 회로 분석을 위한 모델을 제공하기 위해, 도 3a에서 시작하여 도 3f로 끝나는, 수정된 하프 브리지 토폴로지의 스테이지화된 분해를 도시한다. 도 3a는 그 DC 단자들에서 전압 입력(Vi)을 수신하고 그 인터페이스 단자들에서 전압 출력(Vo)을 제공하는 컨버터로서 구현된 수정된 전력 컨버터(210)를 도시한다. 도 3b에서, 트랜지스터들(M1 및 M2)은 이상적인 스위치들(S1 및 S2)로 대체되었고, 인덕터(IL)는 이상적인 전류원으로 대체되었다. C DC , C A 및 C B 의 커패시턴스들은 입력 및 출력 노드들에 존재하는 전압 리플들이 그 DC 값들에 대해 무시할만한 것으로 고려될 수 있도록 충분하다고 가정된다. 이는 인덕터를 통한 전류가 커패시터 값들과는 무관하고 오직 듀티 사이클(D), 스위칭 주파수(f sw ), 출력 전류(I o ), 및 V i , V o 의 평균 값들의 함수인 전류원으로서 다음의 수학식에 따라 근사되는 것을 허용한다:
여기서, 총 인덕터 전류(I L )는 인덕터 리플 전류(I L,pp )와 출력 전류(I o )의 합이다.
이러한 분해에서, 트레일링-에지 변조가 또한 가정된다. 0 < t < DT 동안, S1은 폐쇄되고, S2는 개방된다. DT < t < T 동안, S1은 개방되고, S2는 폐쇄된다. 이것은 하프 브리지 컨버터에 대한 예시적인 동작이며, 도 3b에 도시된 회로의 도 3c 및 도 3d 양 도면으로의 분할을 낳고, 여기서 도 3c는 시간 기간 0 < t < DT에 대응하고, 도 3d는 DT < t < T에 대응한다.
I L 은 이러한 동일한 시간 분할을 따라 전류원들(I S1 및 I S2 )로 분할될 수 있고, 도 3c 및 도 3d의 회로들은 도 3e에 도시된 회로를 형성하도록 재결합될 수 있다.
도 4는 도 3a 내지 도 3f의 전류들(I L , I S1 , 및 I S2 )의 파형들(400, 405, 및 410)을 각각 예시한다. 도 4의 전류들(I L , I S1 , 및 I S2 )의 파형들(400, 405, 및 410)은 파형들이 여전히 DC 성분을 포함하기 때문에 컨버터의 입력/출력 리플 특성들을 정확하게 설명하지 않는다. 이 파형들의 DC 성분들을 제거하기 위해, V i 및 V 0 에 걸친 연결들이 그 노드들로의 평균 전류와 동일한 전류를 갖는 이상적인 정전류원들이라고 먼저 가정된다. 이 가정은 모든 전류 리플들이 V i 또는 V 0 양단에 연결된 임의의 외부 구성요소들에 의해서가 아니라 컨버터 내부의 커패시턴스들에 흡수되도록 강제한다.
입력 노드(V 0 )에 존재하는 DC 성분을 제거하기 위해, I o 는 I S1 및 I S2 로부터 감산될 수 있다. 노드(C)에 존재하는 DC 전류 성분을 제거하는 것은 추가적인 전류원이 V i 양단에 연결될 것을 요구한다. DC 전류 성분들이 제거된 완전히 분해된 회로는 도 3f에서 볼 수 있고, 그 대응하는 전류원 파형들(415, 420, 및 425)은 도 4에서 볼 수 있다.
수정된 하프 브리지 컨버터의 분해는 회로가 3개의 별개의 선형 회로들로서 분석되는 것을 허용하고, 각각의 회로는 그 각각의 전류원에 대응한다. I C,rip , I S1,rip , 및 I S2,rip 는 모두 제로의 평균 값들을 갖는 리플 전류들을 나타내기 때문에, 용량성 충전 현상은 무시될 수 있다. 각각의 전류원으로부터의 전류들은 도 5a 내지 도 5d에서의 회로들에 따라 모든 3개의 커패시터들 사이에서 분할된다. 보다 구체적으로, 도 5a는 수정된 컨버터(210)의 분해를 예시하고, 도 5b는 I C,rip 로 인한 커패시터 전류들을 예시하고, 도 5c는 I S1,rip 로 인한 커패시터 전류들을 예시하고, 도 5d는 I S2,rip 로 인한 커패시터 전류들을 예시한다.
적어도 일부 예들에서, 총 커패시터 RMS 리플 전류를 최소화하기 위해, 전력 컨버터(210)의 커패시터들 CA, CB, 및 CDC 각각은 동일하거나 거의 동일한 커패시턴스(예를 들어, 0.5%, 1% 이내, 및/또는 커패시터들에 대한 제조 공차)를 갖도록 선택되어야 한다.
상부 커패시터(C A )(215)를 갖는 수정된 컨버터(210)는 물리적 실험 및 고충실도 시뮬레이션을 통해 검증되었다. 실험 및 시뮬레이션된 셋업들 둘 다에 이용된 파라미터들은 표 1(아래)에서 볼 수 있다.
각각의 실험 및 시뮬레이션에 대해, 듀티 사이클(D)은 전체 듀티 사이클 범위에 걸쳐 상부 커패시터(C A )의 유효성을 입증하기 위해 0.1에서 0.9로 스위핑되었다. D 스위핑에 걸쳐 이러한 파라미터들을 이용한 결과들은 도 6 내지 도 10에서 볼 수 있다. 시뮬레이션된 결과들은 실험 결과들과 일치한다. 도 6은 출력 단자들(Vo)(수정된 컨버터(210)의 인터페이스 단자들)에 연결된 커패시터들(CB 및 CA)(존재하는 경우)을 통한 전류의 합을 나타낸다. 도 7은 출력 단자들(Vo)(수정된 컨버터(210)의 인터페이스 단자들)에 연결된 커패시터들(CB, CDS 및 CA)(존재하는 경우)을 통한 전류의 합을 나타낸다. 도 8은 출력 전압 리플을 나타낸다. 도 9는 CDC를 통한 리플 전류를 나타낸다.
고속 푸리에 변환들(FFT들)은 듀티 사이클 스위핑의 각각의 포인트에서 실험적으로 측정되고, 이후 함께 평균화되어 도 10을 생성한다. V i 및 V 0 노드들 모두에서, 스위칭 주파수 고조파가 감소되었고, V 0 에 대해 이러한 감소는 50%를 초과한다. 또한, 노드 V 0 상에서 300kHz에서 발생하는 가장 강한 감소와 함께 V i 및 V 0 모두에 대해 FFT들에서 더 높은 주파수들에서의 감소가 존재한다. 고조파들에서의 이러한 감소들은 스펙트럼을 효과적으로 확산시키는 C A 에 걸쳐 발생하는 전류 공유에 기인할 수 있다.
모든 커패시터들에서의 리플 전류들의 합의 RMS 값들도 감소되고, 도 7에서 볼 수 있다. V 0 에 연결된 커패시터들을 통한 전류인 총 출력 커패시터 전류는 C A 의 추가에 의해 크게 변경되지 않는다. 그러나, DC 버스 커패시터 전류는 D 스위핑의 거의 전체에 걸쳐 감소를 보여서, D = 0.6에서 발생하는 20%의 총 커패시터 전류의 피크 감소를 낳는다. 또한, 최적화된 커패시턴스 비율을 통한 커패시터 전류들의 개선은 사소하며, 이는 상부 커패시터의 값이 그 존재보다 덜 관련된다는 것을 시사한다.
출력 전압 리플의 피크 대 피크 값은 크게 변하지 않지만 C A 의 추가에 의해 약간 감소되며, 이는 도 8의 실험 결과들에서 볼 수 있다. 이것은 C A 의 포함이 출력 노드에서 추가적인 전압 리플을 초래하지 않고 전류 리플을 감소시킨다는 것을 암시한다.
C A 의 값은 총 출력 커패시터 전류 및 C DC 커패시터 전류의 감소를 트레이드오프(trade off)하는데 이용될 수 있다. 이것은 도 7 및 도 9에서 볼 수 있으며, 여기서 최적 C A 값은 모든 커패시터 리플 전류들의 합을 효과적으로 최소화하지만 출력 커패시터 전류는 증가되는 반면 DC 버스 커패시터 전류는 감소된다. 이는 회로 설계자에게 DC 버스 커패시턴스 전류 리플과 출력 커패시턴스 전류 리플의 균형을 맞추기 위한 다른 옵션을 제공한다.
상부 커패시터(C A )(215)를 수정된 컨버터(210)에 포함시키는 것은 몇 가지 이점을 제공할 수 있다. 전체 커패시터 리플 전류가 감소되고, 이는 잠재적으로 컨버터에 필요한 커패시턴스 및 볼륨의 감소를 제공할 수 있다. 고주파수 고조파 및 저주파수 고조파 둘 다가 감소되고, V 0 에 대한 스위칭 주파수에서 50% 초과의 감소가 있다. 가설적 설계가 출력에서 2개의 병렬 커패시터들을 갖는 경우, 이것은 둘 모두 하부 커패시터들(C B )로서가 아니라 하나를 상부 커패시터(C A )로서 연결시키기 위한 증가된 성능을 제공할 것이다.
III. 예시적인 동작 방법들
도 11은 전력 변환을 위한 프로세스(1100)를 도시한다. 프로세스(1100)는 전력 컨버터(115)로서 수정된 전력 컨버터(210)를 이용하여 구현되는 전력 컨버터 시스템(100)에 의해 수행되는 것으로 설명된다. 그러나, 일부 실시예들에서, 프로세스(1100)는 다른 전력 컨버터 시스템에 의해 또는 다른 전력 컨버터를 전력 컨버터(115)로서 이용하는 전력 컨버터 시스템(100)에 의해 구현될 수 있다. 또한, 프로세스(1100)의 블록들이 특정 순서로 도시되지만, 일부 실시예들에서 블록들 중 하나 이상은 부분적으로 또는 완전히 병렬로 실행될 수 있거나, 도 11에 도시된 것과 상이한 순서로 실행될 수 있거나, 우회될 수 있다.
블록(1105)에서, DC 전압 단자들(예를 들어, DC 전압 단자들(220))은 입력 DC 전압을 수신하고, 여기서 DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된 양의 DC 단자(222) 및 음의 DC 단자(224)를 포함한다. 입력 DC 전압은 배터리, 커패시터, 울트라커패시터, 정류된 AC 소스(예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해 DC 전력으로 변환된 AC 그리드 전력)로부터의 DC 전원 등과 같은 DC 소스에 의해 제공될 수 있다.
블록(1110)에서, 제어기(예를 들어, 제어기(105))는 중간 포인트 노드(예를 들어, 중간 포인트 노드(242))에서 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동한다. 전력 스위칭 요소 쌍은 양의 DC 단자(222)에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소(예를 들어, 상부 스위치(235)) 및 음의 DC 단자(224)에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소(예를 들어, 하부 스위치(240))를 포함한다. 하이 사이드 전력 스위칭 요소(235) 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소(240)는 중간 포인트 노드(242)에서 함께 결합된다.
전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 제어기(예컨대, 제어기(105))는 전력 컨버터(예컨대, 전력 컨버터(210))의 각각의 전력 스위칭 요소(예컨대, 스위치들(135, 140))에 각각의 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호를 생성할 수 있다. 일반적으로, 스위치들((M1)(135) 및 (M2)(140))은 온(게이트 단자 인에이블됨, 드레인으로부터 소스 단자로의 스위치 전도) 및 오프(게이트 단자 디스에이블됨, 드레인으로부터 소스 단자로의 스위치 전도하지 않음) 상태들을 교대하며, 따라서 일반적으로, 상부 스위치(M1)(235)가 온일 때, 하부 스위치(M2)(240)는 오프이고, 상부 스위치(M1)(235)가 오프일 때, 하부 스위치(M2)(240)는 온이다.
동작시, 일반적으로, 상부 스위치(M1)(235) 및 하부 스위치(M2)는 인터페이스 단자들(225) 상의 출력 AC 신호(예를 들어, AC 그리드 신호)의 주파수보다 훨씬 더 높은 스위칭 주파수에서 각각의 제어 신호들에 의해 스위칭된다. 이들 제어 신호들의 듀티 사이클은 DC 단자들(225)에 대한 전압 출력을 조정하기 위해 상향 또는 하향 조정될 수 있다. 적어도 일부 측면들에서, 스위칭 주파수가 AC 사이클 주파수보다 훨씬 더 높기 때문에, 주어진 순간에, 회로는 DC/DC 컨버터로서 보여질 수 있고, 여기서 출력 "DC" 전압은 특정 순간에서의 AC 신호의 전압 레벨이다.
하드 스위칭 구현에서, 스위치들(M1 및 M2)은 동시에 상태들(예를 들어, 각각 오프에서 온으로 그리고 온에서 오프로)을 스위칭하도록 구동된다. 이러한 하드 스위칭을 위한 제어 스킴은 감소된 복잡성을 가질 수 있지만, 증가된 전력 손실(즉, 더 낮은 효율, 더 낮은 전력 밀도, 증가된 열 생성 등)을 유발할 수 있다. 임계 소프트 스위칭(CSS) 구현에서, 하나의 스위치(M1 또는 M2)는 전력 손실들을 감소시키기 위해 다른 스위치 전에 스위칭될 수 있다. 도 12는 임계 소프트 스위칭을 이용하여 스위치들(M1 및 M2)을 제어하기 위한 타이밍도, 및 스위치측 인덕터(250)를 통한 결과적인 인덕터 전류(IL)를 도시한다. 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS) 구현에서, 소프트 스위칭 동안 스위치들이 스위칭되는 주파수는 전력 손실들을 추가로 감소시키기 위해 동작 특성들에 기반하여 변하도록 제어된다. 임계 소프트 스위칭 및 가변 주파수 임계 소프트 스위칭은 아래에 더 상세히 설명된다.
전력 스위칭 요소들(예를 들어, 스위치들(235, 240))을 구동하기 위한 PWM 제어 신호들을 생성하기 위해, 제어기(105)는 전력 컨버터의 동작 특성들을 감지 또는 추정하고, 이에 따라 PWM 제어 신호들의 듀티 사이클(및 VFCSS의 경우에, 주파수)을 증가 또는 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 제어기(105)는 컨버터에 대한 입력 전압 커맨드(기준 전압) 및 컨버터의 출력에서의(예를 들어, 인터페이스 단자들(225)에서의) 측정된 전압을 수신하는 비례 적분 미분(PID) 제어기를 구현할 수 있다. 이어서, PID 제어기는 표준 PID 기술들을 이용하여 기준 전압과 측정된 전압 사이의 차이에 기반하여 기준 전류 신호를 생성할 수 있다. 일반적으로, 측정된 전압이 기준 전압보다 낮다면, 기준 전류 신호는 증가될 것이고, 그 반대도 마찬가지이다. 이어서, 기준 전류는 상부 스위치(M1)(135)가 온 및 오프되어야 하는 각각의 스위칭 사이클의 백분율 및 마찬가지로 하부 스위치(M2)(140)가 오프되어야 하는 각각의 스위칭 사이클의 백분율을 나타내는 기준 듀티 사이클 값(예로서, 0-100% 사이의 값)으로 변환될 수 있다. 일반적으로, 상부 스위치(M1)(135)의 듀티 사이클은 특정 동작 경계 내에서 기준 전류가 증가함에 따라 증가한다. 제어기(105)(또는 그 게이트 드라이버)는 이어서 기준 듀티 사이클에 따라 각각의 PWM 제어 신호들을 생성할 수 있다. 이러한 PID 제어기는 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 제어 신호들을 생성하는 제어 스킴의 일 예일 뿐이다. 다른 예들에서, 블록(1110)에서, 제어기(105)는 캐스케이딩된 PID 제어, 상태 기반 제어, 모델 예측 제어(MPC), 또는 수정된 컨버터(210)의 전력 스위칭 요소들을 구동하는 다른 조절 제어 스킴과 같은 다른 제어 스킴들을 구현한다. 예를 들어, 제어기(105)는, 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 다른 제어 스킴을 이용하여 VFCSS를 구현할 수 있다.
블록(1115)에서, LC 필터(예를 들어, 도 1의 LC 필터(120) 또는 도 2b의 LC 필터(245))는 중간 출력 전압을 필터링하여 인터페이스 단자들(예를 들어, 인터페이스 단자들(225))에서 필터링된 출력 전압을 제공한다. 필터링된 출력 전압은 전력 스위칭 요소들의 제어 또는 구동에 따라 AC 전압 또는 DC 전압일 수 있다. 인터페이스 단자들은 전력 컨버터(210)의 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자(227) 및 음의 인터페이스 단자(229)를 포함한다. LC 필터는 제1 단부에서 중간 포인트 노드(212)에 결합된 스위치측 인덕터(LF)(250), 스위치측 인덕터(LF)(250)의 제2 단부와 음의 DC 단자(224) 사이에 결합된 하부 커패시터(CB); 및 스위치측 인덕터(LF)(250)의 제2 단부와 양의 DC 단자(222) 사이에 결합된 상부 커패시터(CA)(215)를 포함한다.
위에서 언급된 바와 같이, 일부 예들에서, LC 필터(120, 245)는 필터 노드(260)와 양의 인터페이스 단자(227) 사이에 결합된 추가적인 인덕터를 포함하여, LCL 필터를 제공한다.
일부 예들에서, 블록(1115)에서의 필터링의 일부로서, 상부 커패시터는 리플 전류들이 DC 단자들과 인터페이스 단자들 사이에 전파하기 위한 경로를 제공함으로써 리플 전류를 감소시킬 수 있고, DC 단자들과 인터페이스 단자들 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거할 수 있다. 일부 예들에서, 전류 리플은 평균 전류의 적어도 200%이고, 여기서 평균 전류는, 컨버터(210)가 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 이용하여 제어될 때와 같이, 스위치측 인덕터(250)를 통한 출력 전류의 순간 값을 나타낸다. 예로서, 출력 전류가 그 피크에 있고, 이 예에서의 피크가 40암페어(A)인 경우, 피크 대 피크 인덕터 전류 리플은 적어도 200%(즉, 80A)이어야 한다. 이후의 순간에, 순간 출력 전류가 이제 39A이면, 피크 대 피크 인덕터 전류 리플은 그 값의 적어도 200%(즉, 200% * 39A = 78A)이어야 한다. 스위치측 인덕터(250)를 통한 출력 전류는 컨버터가 AC 출력을 제공할 때 정현파로 변할 수 있기 때문에(또는 스위치측 인덕터(250)를 통한 입력 전류는 컨버터가 AC 입력을 수신할 때 변할 수 있기 때문에), 최소 피크 대 피크 인덕터 전류 리플은 또한 변화하는 순간 전류에 따라 변한다. 평균 전류는 여기서 순간 출력 전류를 나타내는데, 그 이유는, 예를 들어, 컨버터의 스위칭 주파수가 그리드의 AC 주파수보다 훨씬 더 크기 때문이다. 따라서, 최소 피크 대 피크 인덕터 전류 리플을 결정할 목적으로, 평균 전류는 별개의 순간들 또는 시간 윈도우들에서 취해질 수 있고, 여기서, 윈도우 내에서, 전류는 정현파가 아니고, 오히려, DC 전류 신호처럼 나타난다.
프로세스(1100)를 통해 동작되는 수정된 컨버터(210)의 일부 예들에서, 상부 및 하부 스위치들(235, 240) 각각은 스위치들(235, 240)의 각각의 소스 단자와 드레인 단자 양단에 결합된 추가적인 드레인-소스 커패시터(CDS)를 포함한다. 이러한 구성은 (예를 들어, 도 19 및 도 20에 관하여) 이하에서 더 상세히 개시된다. 논의된 바와 같이, 이러한 드레인-소스 커패시터들은 스위치들(235 및 240)의 드레인 단자와 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율들을 감소시킬 수 있고, 이는 컨버터에 대한 스위칭 손실들을 감소시킬 수 있다.
도 13은 전력 변환을 위한 프로세스(1300)를 도시한다. 프로세스(1300)는 전력 컨버터(115)로서 수정된 전력 컨버터(210)를 이용하여 구현되는 전력 컨버터 시스템(100)에 의해 수행되는 것으로 설명된다. 그러나, 일부 실시예들에서 프로세스(1300)는 다른 전력 컨버터 시스템에 의해 또는 다른 전력 컨버터를 전력 컨버터(115)로서 이용하는 전력 컨버터 시스템(100)에 의해 구현될 수 있다. 또한, 프로세스(1300)의 블록들이 특정 순서로 도시되지만, 일부 실시예들에서 블록들 중 하나 이상은 부분적으로 또는 완전히 병렬로 실행될 수 있거나, 도 13에 도시된 것과 상이한 순서로 실행될 수 있거나, 우회될 수 있다.
블록(1305)에서, AC 인터페이스 단자들(예를 들어, 인터페이스 단자들(225))은 AC 입력 전압을 수신한다. 인터페이스 단자들(225)은 전력 컨버터(210)의 AC측에 위치된 양의 인터페이스 단자(227) 및 음의 인터페이스 단자(229)를 포함한다. AC 입력 전압은 전력 그리드, AC 발전기(예를 들어, 엔진 구동 발전기) 등과 같은 AC 소스에 의해 제공될 수 있다.
블록(1310)에서, LC 필터(예를 들어, LC 필터(120, 245))는 AC 입력 전압을 필터링하여 중간 포인트 노드(예를 들어, 중간 포인트 노드(242))에서 필터링된 전압을 제공한다. LC 필터는 중간 포인트 노드(212)에 제1 단부에서 결합된 스위치측 인덕터(LF)(250), 스위치측 인덕터(LF)(250)의 제2 단부와 음의 DC 단자(224) 사이에 결합된 하부 커패시터(CB); 및 스위치측 인덕터(LF)(250)의 제2 단부와 양의 DC 단자(222) 사이에 결합된 상부 커패시터(CA)(215)를 포함한다.
위에서 언급된 바와 같이, 일부 예들에서, LC 필터(120, 245)는 필터 노드(260)와 양의 인터페이스 단자(227) 사이에 결합된 추가적인 인덕터를 포함하여, LCL 필터를 제공한다.
블록(1310)에서, 제어기(예를 들어, 제어기(105))는 DC 단자들(예를 들어, DC 단자들(220))에서 필터링된 전압을 DC 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동한다. 전력 스위칭 요소 쌍은 DC 단자들의 양의 DC 단자(222)에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소(예컨대, 상부 스위치(235)) 및 DC 단자들의 음의 DC 단자(224)에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소(예컨대, 하부 스위치(240))를 포함한다. 추가적으로, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드(예를 들어, 중간 포인트 노드(242))에서 함께 결합된다.
전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 제어기(예컨대, 제어기(105))는 전력 컨버터(예컨대, 전력 컨버터(210))의 각각의 전력 스위칭 요소(예컨대, 스위치들(235, 240))에 각각의 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호를 생성할 수 있다. 일반적으로, 스위치들((M1)(235) 및 (M2)(240))은 온(게이트 단자 인에이블됨, 드레인으로부터 소스 단자로의 스위치 전도) 및 오프(게이트 단자 디스에이블됨, 드레인으로부터 소스 단자로의 스위치 전도하지 않음) 상태들을 교대하며, 따라서 일반적으로 상부 스위치(M1)(235)가 온일 때, 하부 스위치(M2)(240)는 오프이고, 상부 스위치(M1)(235)가 오프일 때, 하부 스위치(M2)(240)는 온이다. 동작시, 일반적으로, 상부 스위치(M1)(235) 및 하부 스위치(M2)는 인터페이스 단자들(225) 상의 AC 신호(예를 들어, AC 그리드 신호)의 주파수보다 훨씬 더 높은 스위칭 주파수에서 각각의 제어 신호들로 스위칭된다. 이들 제어 신호들의 듀티 사이클은 DC 단자들(220)로의 DC 전압 출력을 조정하기 위해 상향 또는 하향 조정될 수 있다. 따라서, 회로는 능동 정류를 제공하도록 제어된다. 적어도 일부 측면들에서, 이 능동 정류를 위한 스위칭 주파수가 AC 사이클 주파수보다 훨씬 더 높기 때문에, 주어진 순간에, 회로는 DC/DC 컨버터로서 보여질 수 있고, 여기서 입력 "DC" 전압은 특정한 순간에서의 AC 신호의 전압 레벨이다. 또한, 커패시터(230)는 출력되는 DC 전압을 평활화할 수 있다.
도 11의 구동 블록(1115)과 관련하여 전술한 바와 같이, 제어기는 하드 스위칭, 임계 소프트 스위칭(CSS) 구현, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS) 또는 다른 기술들을 이용하여 스위치들(235 및 240)을 구동할 수 있다. 추가적으로, 구동 블록(1115)과 같이, 전력 스위칭 요소들(예컨대, 스위치들(235, 240))을 구동하기 위한 PWM 제어 신호들을 생성하기 위해, 제어기(105)는 전력 컨버터의 동작 특성들을 감지하거나 추정할 수 있고, 이에 따라, 듀티 사이클(및 VFCSS의 경우에, 주파수)을 증가시키거나 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 제어기(105)는 컨버터에 대한 입력 전압 커맨드(기준 전압) 및 컨버터의 출력에서의(예를 들어, DC 단자들(220)에서의) 측정된 전압을 수신하는 비례 적분 미분(PID) 제어기를 구현할 수 있다. 이어서, PID 제어기는 표준 PID 기술들을 이용하여 기준 전압과 측정된 전압 사이의 차이에 기반하여 기준 전류 신호를 생성할 수 있다. 일반적으로, 측정된 전압이 기준 전압보다 낮다면, 기준 전류 신호는 증가될 것이고, 그 반대도 마찬가지이다. 이어서, 기준 전류는 상부 스위치(M1)(135)가 온 및 오프되어야 하는 각각의 스위칭 사이클의 백분율 및 마찬가지로 하부 스위치(M2)(140)가 오프되어야 하는 각각의 스위칭 사이클의 백분율을 나타내는 기준 듀티 사이클 값(예로서, 0-100% 사이의 값)으로 변환될 수 있다. 일반적으로, 상부 스위치(M1)(135)의 듀티 사이클은 특정 동작 경계 내에서 기준 전류가 증가함에 따라 증가한다. 이 관계는 듀티 사이클이 출력 전압을 제어하고, 출력 전압이 출력 전류를 결정하기 때문에 발생한다. 제어기(105)(또는 그 게이트 드라이버)는 이어서 기준 듀티 사이클에 따라 각각의 PWM 제어 신호들을 생성할 수 있다. 이러한 PID 제어기는 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 제어 신호들을 생성하는 제어 스킴의 일 예일 뿐이다. 다른 예들에서, 블록(1315)에서, 제어기(105)는 캐스케이딩된 PID 제어, 상태 기반 제어, 모델 예측 제어(MPC), 또는 수정된 컨버터(210)의 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 다른 조절 제어 스킴과 같은 다른 제어 스킴들을 구현한다. 예를 들어, 제어기(105)는, 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 다른 제어 스킴을 이용하여 VFCSS를 구현할 수 있다.
일부 예들에서, 블록(1310)에서의 필터링의 일부로서, 상부 커패시터는 리플 전류들이 AC 인터페이스 단자들(225)과 DC 출력 단자들(220) 사이에 전파하기 위한 경로를 제공함으로써 리플 전류를 감소시킬 수 있고, AC 인터페이스 단자들(225)과 DC 출력 단자들(220) 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거할 수 있다. 일부 예들에서, 스위치측 인덕터(LF)(250)에서의 전류 리플은, 컨버터(210)가 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 이용하여 제어될 때와 같이, 스위치측 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%이다.
프로세스(1300)를 통해 동작되는 수정된 컨버터(210)의 일부 예들에서, 상부 및 하부 스위치들(235, 240) 각각은 스위치들(235, 240)의 각각의 소스 단자와 드레인 단자 양단에 결합된 추가적인 드레인-소스 커패시터(CDS)를 포함한다. 이러한 구성은 (예를 들어, 도 19 및 도 20에 관하여) 이하에서 더 상세히 개시된다. 논의된 바와 같이, 이러한 드레인-소스 커패시터들은 스위치들(235 및 240)의 드레인 단자와 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율들을 감소시킬 수 있고, 이는 컨버터에 대한 스위칭 손실들을 감소시킬 수 있다.
수정된 전력 컨버터(210)는, DC/AC 인버터 또는 AC/DC 정류기를 구현하는데 이용될 때, AC 전력의 단상과 관련하여 앞서 설명되었다. 그러나, 일부 예들에서, 수정된 전력 컨버터(210)는 다상 전력 컨버터의 역할을 하는 전력 컨버터(115)(도 1 참조)에 포함된다. 도 14는 컨버터의 도달 위상에 대한 각각의 상부 커패시터들(CA)(1415)을 포함하는 다상 전력 컨버터(1400)를 도시한다. 도 14에 도시된 예에서, 컨버터(1400)는 3개의 위상(위상들 A, B 및 C)을 갖는다. 각각의 위상 A, B, 및 C의 파형(예를 들어, 전류 또는 전압)은 각각 위상들 A, B, 및 C의 각각의 다른 위상의 파형으로부터 약 120도 떨어져(앞서거나 뒤처짐) 있을 수 있다.
다상 전력 컨버터(1400)의 토폴로지는 컨버터의 각각의 위상에 대한 수정된 전력 컨버터(210)를 포함한다. 도 2b의 구성요소들과 유사한 도 14의 구성요소들은 유사한 번호들에 1200을 더한 것으로 식별된다(예를 들어, 도 2b의 필터(245)는 도 14의 필터(1445)와 유사하다). 따라서, 도 2b의 이러한 유사한 구성요소들에 대한 위의 일반적인 논의는 도 14의 대응하는 구성요소들에 적용된다. 예를 들어, 위상 A는 DC 단자들(1420), 한 쌍의 전력 스위칭 요소(1435)(상부 스위치(M1) 및 하부 스위치(M2)), 및 제1 상부 커패시터(1415), 제1 스위치측 인덕터(1450) 및 제1 하부 커패시터(1455)를 포함하는 LC 필터(전체 LC 필터(1445)의 일부)를 포함하는 (도 2b의 컨버터(210)와 유사한) 수정된 하프 브리지 전력 컨버터와 연관된다. 일부 예들에서, 예시된 바와 같이, 위상 A에 대한 LC 필터는 또한 그리드측 인덕터(LF)를 포함하며, 따라서 위상 A에 대한 LC 필터가 또한 LCL 필터로서 설명될 수 있다.
유사하게, 위상 B는 (동일한) DC 단자들(1420), 제2 쌍의 전력 스위칭 요소들(1435)(상부 스위치(M3) 및 하부 스위치(M4)), 및 제2 상부 커패시터(1415), 제2 스위치측 인덕터(1450) 및 제2 하부 커패시터(1455)를 포함하는 LC 필터(전체 LC 필터(1445)의 일부)를 포함하는 수정된 하프 브리지 전력 컨버터(도 2b의 컨버터(210)와 유사함)와 연관된다. 일부 예들에서, 예시된 바와 같이, 위상 B에 대한 LC 필터는 또한 그리드측 인덕터(LF)를 포함하며, 따라서 위상 B에 대한 LC 필터가 또한 LCL 필터로서 설명될 수 있다. 유사하게, 위상 C는 (동일한) DC 단자들(1420), 제3 쌍의 전력 스위칭 요소들(1435)(상부 스위치(M5) 및 하부 스위치(M6)), 및 제3 상부 커패시터(1415), 제3 스위치측 인덕터(1450) 및 제3 하부 커패시터(1455)를 포함하는 LC 필터(전체 LC 필터(1445)의 일부)를 포함하는 수정된 하프 브리지 전력 컨버터(도 2b의 컨버터(210)와 유사함)와 연관된다. 일부 예들에서, 예시된 바와 같이, 위상 C에 대한 LC 필터는 또한 그리드측 인덕터(LF)를 포함하며, 따라서 위상 B에 대한 LC 필터가 또한 LCL 필터로서 설명될 수 있다.
다상 전력 컨버터(1400)가 3개의 위상들을 포함하는 것으로 예시되지만, 다른 예들에서, 다상 전력 컨버터(1400)는 더 적거나 더 많은 위상들을 가지며, 각각의 위상은 (도 2b의 컨버터(210)와 유사한) 추가적인 수정된 하프 브리지 전력 컨버터와 연관된다.
다상 전력 컨버터(1400)의 상부 커패시터는 도 2b의 수정된 전력 컨버터(210)와 관련하여 전술한 바와 유사한 이점들을 제공한다.
도 11의 프로세스(1100) 및/또는 도 13의 프로세스(1300)의 일부 예들에서, 이 프로세스에서 전력 변환을 제공하는 전력 컨버터는 도 14의 다상 전력 컨버터(1400)와 같은 다상 전력 컨버터이다. 일부 예들에서, 구동 블록(예컨대, 도 11의 블록(1110) 및 도 13의 블록(1315))은, 제어기에 의해, 전력 스위칭 요소 쌍들 각각을 구동하는 것을 포함한다. 다상 전력 컨버터(1400)에서의 스위칭 요소들의 각각의 개별 쌍의 구동은 컨버터(210)의 스위칭 요소들(235 및 240)의 쌍의 구동과 유사할 수 있지만, 각각의 개별 쌍의 스위칭은 인접한 위상에 대해 120도 위상이 다를 수 있다. 유사하게, 일부 예들에서, 필터링 블록(예를 들어, 도 11의 블록(1115) 및 도 13의 블록(1310))은, LC 필터(1445)에 의해, (예를 들어, 각각의 위상과 연관된 LC 필터(1445)의 각각의 부분을 이용하여) 다상 전력 컨버터(1400)의 각각의 위상에 대해 필터링하는 것을 포함한다.
도 15는 상부 커패시터를 포함하는 캐스케이딩된 하프 브리지 전력 컨버터(1500)를 예시한다. 캐스케이딩된 컨버터(1500)의 토폴로지는 2개의 수정된 전력 컨버터(210)를 포함한다. 도 2b의 구성요소들과 유사한 도 15의 구성요소들은 유사한 번호들에 1300을 더한 것으로 식별된다(예를 들어, 도 2b의 필터(245)는 도 15의 필터(1545)와 유사하다). 따라서, 도 2b의 이러한 유사한 구성요소들에 대한 위의 일반적인 논의는 도 15의 대응하는 구성요소들에 적용된다. 일부 경우들에서, 캐스케이딩된 하프 브리지는 제로 시퀀스 안정화된(예를 들어, 필터링된) 풀 브리지 컨버터로서 지칭될 수 있다.
캐스케이딩된 컨버터(1500)에서의 상부 커패시터는 도 2b의 수정된 전력 컨버터(210)와 관련하여 전술한 바와 유사한 이점들을 제공한다. 캐스케이딩된 컨버터(1500)는 또한 스위치들(1535 및 1540)의 소스 단자와 드레인 단자 양단에 결합된 소스-드레인 커패시터들(1560)을 포함하며, 이들은 도 19 및 도 20과 관련하여 아래에 더 상세히 설명된다. 일부 예들에서, 이러한 소스-드레인 커패시터들은 포함되지 않는다.
도 11의 프로세스(1100) 및/또는 도 13의 프로세스(1300)의 일부 예들에서, 이 프로세스에서 전력 변환을 제공하는 전력 컨버터는 도 14의 캐스케이딩된 컨버터(1500)와 같은 캐스케이딩된 컨버터이다. 일부 예들에서, 구동 블록(예컨대, 도 11의 블록(1110) 및 도 13의 블록(1315))은, 제어기에 의해, 전력 스위칭 요소 쌍들 각각을 구동하는 것을 포함한다. 캐스케이딩된 컨버터(1500)에서의 스위칭 요소들의 각각의 개별 쌍의 구동은 컨버터(210)의 스위칭 요소들(235 및 240)의 쌍의 구동과 유사할 수 있고, 2개의 회로는 독립적인 컨버터들과 유사하게 동작한다. 다른 예에서, 캐스케이딩된 컨버터(1500)는 풀 브리지 컨버터로서 동작될 수 있으며, 출력은 노드들(1520 및 1525) 사이에 제공된다. 여기서, 스위치들(1535 및 1560)의 제1 쌍은 한 쌍으로 제어될 수 있고, 스위치들(1535 및 1540)의 제2 쌍은 또한 한 쌍으로 제어될 수 있다. 쌍을 이루는 스위치들은 함께 턴 온 및 턴 오프되도록 제어된다. 따라서, 하나의 듀티 사이클은 4개의 스위치를 제어할 수 있다. 다른 블록들과 유사하게, 일부 예들에서, 필터링 블록(예를 들어, 도 11의 블록(1115) 및 도 13의 블록(1310))은 LC 필터(1545)에 의해, 캐스케이딩된 컨버터(1500)의 각각의 하프 브리지 회로에 대해 (예를 들어, 각각의 하프 브리지 회로와 연관된 각각의 LC 필터(1545)를 이용하여) 필터링하는 것을 포함한다.
IV. 가변 주파수 임계 소프트 스위칭
전술한 바와 같이, 일부 예들에서, 수정된 하프 브리지 전력 컨버터(210), 다상 전력 컨버터(1400) 또는 캐스케이딩된 하프 브리지 전력 컨버터(1500)는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS) 스킴을 이용하여 구동된다. VFCSS 스킴은 전력 컨버터에 대한 개선된 효율 및 감소된 필터 볼륨(즉, 개선된 전력 밀도)을 제공할 수 있다. 소프트 스위칭은 턴 오프 스위칭 손실들에 대한 턴 온 스위칭 손실들의 대체를 허용하는데, 이는 적어도 일부 FET들(예를 들어, SiC FET들)에 대한 턴 온 손실들이 통상적으로 턴 오프 손실들보다 훨씬 더 크므로 유익하다. 이 VFCSS 기술은 FET 손실을 감소시키면서 스위칭 주파수의 증가(예를 들어, 5배) 및 인덕턴스의 감소(예를 들어, 20배)를 가능하게 하여, 전력 밀도 및 효율을 개선시킨다.
VFCSS는 소프트 스위칭 전이를 제공하기 위해 LC 필터에서(예를 들어, 도 2b의 LC 필터(245)의 스위치측 인덕터(250)에서) 원하는 인덕터 리플 전류를 달성하도록 스위칭 주파수를 변화시킴으로써 구현된다. 원하는 인덕터 리플 전류는 인덕터 전류의 밸리 포인트가 인덕터 임계 전류(I L,thr )의 미리 결정된 값에 도달하도록 도출될 수 있다. 도 2b의 컨버터(210)와 같은 컨버터의 경우, I L,thr 은 스위칭 요소들(235, 240)의 출력 커패시턴스로부터 도출될 수 있는 인덕터(250)에 대한 불응 시간 및 피크/밸리 인덕터 전류의 경계 조건들에 따라 설정된다. 도 16은 불응 시간(T d )과 피크 및 밸리 인덕터 전류 I L,max 및 I L,min 의 경계 관계들을 각각 도시한다. 소프트 스위칭을 초래하는 인덕터 전류 및 불응 시간 값들은 소프트 턴 온 스위칭 영역들 또는 구역들로서 식별되고, 소프트 스위칭을 초래하지 않는 인덕터 전류 및 불응 시간 값들은 하드 스위칭 영역들 또는 구역들로서 식별된다. 소프트 스위칭 영역들은 전력 스위칭 요소(M1 또는 M2)가 턴 온되기 전에 그 출력 커패시턴스를 방전하기에 충분한 시간 및 전류가 존재하는 동작 영역들을 나타낸다. 분석적으로, 이러한 경계들은 다음과 같이 표현된다:
여기서, Qmin 및 Qmax는 소프트 스위칭을 위한 스위치 출력 커패시턴스의 최소 방전 임계값들이다.
DC 인덕터 전류의 높은 양의 값들에 대해, 임계 전류 레벨 -IL,thr보다 낮은 밸리 인덕터 전류 포인트를 유지하기 위해 큰 전류 리플(예를 들어, 인덕터를 통한 평균 전류의 200% 초과)이 이용되거나 요구된다. 음의 인덕터 전류는 하부 스위치의 턴 오프 과도 기간에 상부 스위치 출력 커패시턴스를 방전할 것이다. 유사하게, DC 인덕터 전류의 높은 음의 값들에 대해, 피크 인덕터 전류 포인트가 임계 전류 IL,thr보다 큰 것을 보장하기 위해 큰 전류 리플이 또한 요구된다. 하부 스위치의 제로 전압 스위칭(ZVS)은 상부 스위치의 턴 오프 과도기 동안 양의 인덕터 전류에 의해 하부 스위치 출력 커패시턴스가 완전히 방전되면 달성될 것이다. 일반적으로, 전체 사이클(예를 들어, 전체 그리드 사이클)에 걸쳐 완전한 소프트 스위칭을 달성하기 위해, 전류 리플은 양방향 인덕터 전류 경로들을 보장하기에 충분히 커야 하거나, 불응 시간이 확장되어야 한다. 불필요하게 큰 불응 시간들이 왜곡을 초래할 수 있기 때문에, VFCSS는 전체 사이클에 걸쳐 임계 소프트 스위칭을 유지하도록 스위칭 주파수를 조정한다. VFCSS 스킴은 사이클의 음의 부분 동안 양의 임계 전류를 유지하고 사이클의 양의 부분 동안 음의 임계 전류를 유지하도록 구현된다. 임의의 임계값에 대해 이를 달성하기 위한 스위칭 주파수는 다음의 수학식으로 계산될 수 있다:
여기서, I L,thr 은 소프트 스위칭에 대한 경계 임계 전류이며, 이는 주어진 불응 시간(Td)을 갖는 도 16에서 도출될 수 있고, I L 은 인덕터 전류이고, 여기서 d는 기준 듀티 사이클(0과 1 사이의 값)이다. 경계 임계 전류는 아래의 임계 소프트 스위칭 경계 조건들을 충족시켜 결정될 수 있다:
참조를 위해,
이고,
여기서, IL,min, IL,max는 스위칭 주파수를 조정함으로써 제어될 수 있고, TD는 불응 시간을 구성함으로써 제어될 수 있는 반면, Qmax 및 Qmin은 하드웨어 제한들이다. Qmin은 다음의 수학식에 의해 결정된다:
예를 들어, Coss,M1 = Coss,M2 = Coss이고, CDS,ext,M1 = CDS,ext,M2 = CDS,ext이면,
이다.
주어진 하드웨어로부터 Qmin을 결정한 후에, 전술한 경계 조건들은 임계 소프트 스위칭 조건을 충족시키는데 이용되는 값들을 정의한다.
도 17은 전력 컨버터의 한 쌍의 스위칭 요소들을 제어하기 위한 제어도를 도시한다. 특히, 제어도는 상부 커패시터(215)를 포함하는 수정된 전력 컨버터(210)의 VFCSS 제어를 위한 예시적인 제어 스킴을 구현하는 제어기(105)의 예를 예시한다. 제어기(105)는 듀티 사이클 생성 제어기(1705) 및 주파수 생성 제어기(1710)를 포함하고, 이들은 각각 기준 듀티 사이클(d*) 및 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 생성하기 위한 조절기들일 수 있다. 듀티 사이클 생성 제어기(1705)는 전력 컨버터(210)의 감지된(또는 추정된) 특성, 예컨대 전류 및/또는 전압에 기반하여 기준 듀티 사이클(d*)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 듀티 사이클 생성 제어기(1705)는 구동 블록(1110)(도 11) 및 구동 블록(1315)(도 13)과 관련하여 전술한 바와 같이 PID 제어기 또는 다른 유형의 조절기를 구현할 수 있다. 주파수 생성 제어기(1710)는 전력 컨버터(210)의 감지된(또는 추정된) 특성들 및 FSW*를 계산하기 위한 전술한 수학식에 기반하여 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 생성할 수 있다.
게이트 드라이버(1715)는 제어기들(1705 및 1710)로부터 각각 기준 듀티 사이클(d*) 및 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 수신한다. 이러한 수신된 기준 값들에 기반하여, 게이트 드라이버(1715)는 상부 스위치(M1)(235)에 대한 제1 PWM 제어 신호 및 하부 스위치(M2)(240)에 대한 제2 PWM 제어 신호를 생성한다. 예를 들어, 게이트 드라이버(1715)는 기준 스위칭 주파수와 동일한 주파수(fSW)를 갖고 기준 듀티 사이클(d*)과 동일한 듀티 사이클(d1)을 갖는 제1 PWM 제어 신호를 생성한다. 유사하게, 게이트 드라이버(1715)는 기준 스위칭 주파수(fSW*)와 동일한 주파수(fSW)를 갖고, 1 - d1 - (Td/fSW) 및/또는 (1-D)*Tsw - (Td/fsw)와 동일한 듀티 사이클(d2)을 갖는 제2 PWM 제어 신호를 생성하고, 여기서 제2 PWM 제어 신호의 온 에지는 시간 Td/2만큼 제1 PWM 제어 신호의 오프 에지에 뒤처지고, 제2 PWM 제어 신호의 오프 에지는 시간 Td/2만큼 PWM 신호의 온 에지에 앞선다.
도 18은 전력 컨버터의 한 쌍의 스위칭 요소들을 제어하기 위한 다른 제어도를 도시한다. 특히, 제어도는 (예를 들어, 도 17과 관련하여 제공된 바와 같은) VFCSS 제어를 구현하는 제어기(105)의 더 상세한 예를 도시한다. 도 18은 VFCSS를 구현하기 위한 제어기(105)의 구현의 일 예일 뿐이며, 다른 실시예들에서 제어기(105)는 다른 접근법들을 이용하여 VFCSS를 구현한다. 예를 들어, 도 18에 도시된 것들과는 상이한 조절기들이 기준 듀티 사이클 및 기준 스위칭 주파수를 생성하는데 이용될 수 있다.
도 18의 예에서, 듀티 사이클 생성 제어기(1705)는 기준 출력 전압을 컨버터의 감지된 출력 전압(예를 들어, 인터페이스 단자들(225)에서의 Vo)과 비교하고, 기준 인덕터 전류(IL*)를 생성하는 제1 전압 조절 스테이지를 갖는 2-스테이지 조절기를 포함한다. 제2 전류 조절 스테이지는 기준 인덕터 전류(IL*)를 수신하여 인덕터(250)의 감지된 인덕터 전류(IL)와 비교하고, 기준 듀티 사이클(d*)을 생성한다.
또한 도 18의 예에서, 주파수 생성 제어기(1710)는 위에 제공된 수학식을 이용하여 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 결정한다. 일부 예들에서, 주파수 생성 제어기(1710)는 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 생성하기 위해 위의 수학식을 동적으로 계산하고, 다른 예들에서, 주파수 생성 제어기(1710)의 입력들을 기준 스위칭 주파수(fSW*)에 대한 특정 값에 매핑하기 위해 순람표가 제공된다. 주파수 생성 제어기(1710)에서, 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 최대 및 최소 값으로 제한하는 주파수 제한기 스테이지가 또한 선택적으로 제공된다.
도 17에서와 같이, 게이트 드라이버(1715)는 기준 듀티 사이클(d*) 및 기준 스위칭 주파수(fSW*)를 수신한다. 게이트 드라이버(1715)는 이어서, 이전에 설명된 바와 같이, 이러한 값들에 기반하여 전력 컨버터(210)의 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 PWM 제어 신호들을 생성한다.
V. 추가적인 드레인-소스 커패시터들(CDS)
일부 예들에서, 상부 커패시터(215)에 추가하여 또는 그 대신에, 드레인-소스 커패시터가 전력 컨버터(210)의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 제공된다. 예를 들어, 도 19는 전력 컨버터의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 제공되는 상부 커패시터(215)와 드레인-소스 커패시터(CDS) 둘 다를 포함하는 전력 컨버터(1900)를 나타낸다. 그러나, 다른 예들에서, 전력 컨버터(1900)는 드레인-소스 커패시터들(CDS)을 포함하지만, 상부 커패시터(215)를 포함하지 않는다.
전력 컨버터(1900)의 토폴로지는, 드레인-소스 커패시터(CDS)의 추가를 제외하고는, 일반적으로 전력 컨버터(210)의 토폴로지와 유사하다. 따라서, 도 2b의 전력 컨버터(210)와 유사한 전력 컨버터(1900)의 구성요소들은 유사하게 번호가 매겨지고, 여기서 제공된 이들 구성요소들의 설명이 유사하게 적용된다.
언급한 바와 같이, 전력 컨버터(1900)는 드레인-소스 커패시터(CDS)의 추가를 포함한다. 특히, 제1 드레인-소스 커패시터(1905a)는 상부 스위치(M1)(235)의 소스 단자(1910a)와 드레인 단자(1915a) 양단에 제공되고, 제2 드레인-소스 커패시터(1905b)는 하부 스위치(M2)(240)의 소스 단자(1910b)와 드레인 단자(1915b) 양단에 제공된다. 드레인-소스 커패시터들(CDS)(1905a-b)은 일반적으로 그리고 집합적으로 본 명세서에서 드레인-소스 커패시터(들)(CDS)(1905)라고 지칭될 수 있다.
드레인-소스 커패시터들(1905)의 추가는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 구현하는 전력 컨버터들에 대해 특히 유익할 수 있다. 위에 제공된 바와 같이, VFCSS는 추가적인 회로 구성요소들 없이 광범위한 부하들에 걸쳐 소프트 스위칭을 허용하는 제어 스킴이다. 더 구체적으로, VFCSS는 원하는 피크 및 밸리 인덕터 전류 리플을 달성하기 위해 전력 스위칭 요소들의 스위칭 주파수를 동적으로 변경하는 것을 포함한다. 전류 리플의 밸리가 정확한 값에 배치될 때, 컨버터는 소프트 스위칭 영역에서 동작하고, 스위치(FET) 턴 온 손실들은 턴 오프 손실들로 교환된다.
특정 스위치(FET)(예를 들어, 스위치(235 또는 240))의 턴 오프 손실들은 드레인-소스 커패시터(CDS)(1905)의 추가를 통해 감소되거나 최적화될 수 있다. 이러한 추가적인 커패시터는 V DS 전이 시간을 늦춤으로써 턴 오프 손실들을 감소시키며, 이는 소프트 스위칭이 오직 턴 오프 스위칭 손실들만을 초래하기 때문에 VFCSS에 대해 특히 유용할 수 있다. VDS 전이 시간을 늦춤으로써, 턴 오프 스위칭 동안의 오버랩하는 순간 전류 및 전압의 양이 감소된다. 도 20은 드레인-소스 커패시터가 없고(플롯(2000)), 150pF 드레인-소스 커패시터가 있고(플롯(2005)), 300pF 드레인-소스 커패시터(1905)가 있는(플롯(2010)), 턴 오프 스위칭 이벤트 동안의 FET(예를 들어, 스위치(235 또는 240))의 순간 전류 및 전압을 도시한다. 각각의 예의 (스위칭 전이의 전력 손실에 대응하는) 총 전력이 플롯(2015)에 도시되어 있고, 여기서, 신호(2020)는 플롯(2000)의 예에 대응하고, 신호(2025)는 플롯(2005)의 예에 대응하며, 신호(2030)는 플롯(2010)의 예에 대응한다. FET의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 추가적인 커패시턴스가 추가됨에 따라 전류와 전압의 교차점 아래의 면적이 감소되기 때문에(VDS 전이 시간이 추가적인 커패시턴스에 의해 점점 늦춰지기 때문에), 플롯(2000 내지 2010)의 예들로부터 커패시턴스가 증가함에 따라 총 전력 손실(플롯(2015)에 도시됨)은 감소한다.
수정된 전력 컨버터(210)와 유사하게, 그리고 유사한 제어 원리들을 이용하여, 전력 컨버터(1900)는 DC/AC 인버터로서, AC/DC 정류기로서, 또는 DC/DC 컨버터로서 동작될 수 있다.
전력 컨버터(1900)는, DC/AC 인버터 또는 AC/DC 정류기를 구현하는데 이용될 때, AC 전력의 단상과 관련하여 예시되어 있다. 그러나, 일부 예들에서, 전력 컨버터(1900)는 다상 전력 컨버터로서 역할하는 전력 컨버터(115)(도 1 참조)에 포함된다. 전력 컨버터(1900)는 도 14의 전력 컨버터(1400)가 각각의 위상에 대해 전력 컨버터(210)를 복제하는 것과 유사한 방식으로 다상 전력 컨버터의 각각의 위상에 대해 복제될 수 있다. 다시 말해, 일부 예들에서, 도 14의 전력 컨버터(1400)는 각각의 스위치(M1-M6)에 걸쳐 드레인-소스 커패시터(CDS)를 포함하도록 수정될 수 있다. 유사하게, 일부 예들에서, 예시된 바와 같이, 도 15의 캐스케이딩된 하프 브리지 전력 컨버터(1500)는 4개의 전력 스위칭 요소들 각각에 걸쳐 드레인-소스 커패시터(CDS)를 포함할 수 있다.
그에 추가하여, 살펴본 바와 같이, 프로세스들(1100 및 1300)은 전력 컨버터들(1400 및 1500)을 제어하는데 이용될 수 있다. 유사하게, 프로세스들(1100 및 1300)은 드레인-소스 커패시터들(CDS)을 더 포함하는 수정된 전력 컨버터들(1400 및 1500)을 제어하는데 이용될 수 있다.
VI. 인버터를 위한 설계 방법론
도 21은 인버터 설계 최적화를 위한 프로세스(2100)를 예시한다. 프로세스(2100)는 전자 제어기(105)와 같은 전자 제어기에 의해 수행될 수 있다. 그렇지만, 일부 실시예들에서, 프로세스(2100)는, 전력 컨버터를 또한 제어하지 않는, 독립형 데스크톱 컴퓨터, 랩톱 컴퓨터, 테이블, 서버, 클라우드 기반 분산 처리 시스템 등의 전자 제어기와 같은, 다른 전자 제어기에 의해 구현될 수 있다. 그에 추가하여, 프로세스(2100)의 블록들이 특정 순서로 예시되어 있지만, 일부 실시예들에서, 블록들 중 하나 이상은 부분적으로 또는 완전히 병렬로 실행될 수 있거나, 도 21에 예시된 것과 상이한 순서로 실행될 수 있거나, 우회될 수 있다.
또한, 프로세스(2100)는, 도 14에 도시된 인버터(1400)와 같이, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 구현하는 다상 인버터를 최적화하는데 제공될 수 있으며, 이는, 도 19 및 도 20과 관련하여 전술한 바와 같이, 각각의 전력 스위칭 요소(M1-M6)에 걸쳐 드레인-소스 커패시터(CDS)(외부 커패시터 또는 CDS,ext라고도 함)를 더 포함하도록 수정된다. 따라서, 프로세스(2100)는 각각의 위상에 대한 하프 브리지 컨버터 및 LC 필터를 포함하는 다상 인버터를 최적화하도록 구성되고, 각각의 위상의 하프 브리지 컨버터는 인버터의 양의 DC 레일 및 음의 DC 레일 양단에 결합되고 위상의 LC 필터에 결합되는 중간 포인트 노드를 갖는 전력 스위칭 요소 쌍을 포함하고, 각각의 LC 필터는 스위치측 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)를 포함한다. 일부 예들에서, 프로세스(2100)는 도 19의 인버터(1900)와 같은 단상 인버터를 최적화하도록 실행된다. 일부 예들에서, 프로세스(2100)는 다른 토폴로지의 인버터를 최적화하도록 실행된다.
블록(2105)에서, 전자 제어기는 각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정한다.
전술한 바와 같이, 도 19에 도시된 드레인-소스 커패시터(CDS)로도 지칭되는, 드레인-소스 단자들 양단에 연결된 외부 커패시턴스를 이용하여, 전력 스위칭 요소(예로서, FET)의 턴 오프 손실들을 감소시킬 수 있다. 이 커패시턴스는 턴 오프 과도기 동안 V DS 상승 시간을 늦추고, 오버랩을 분산시킴으로써 비-제로 V DS 및 I D 오버랩(및 이에 따른 손실들)을 효과적으로 감소시킨다.
드레인-소스 커패시터(CDS)에 대한 커패시턴스를 결정하기 위해, C DS 대 턴 오프 에너지 E off 의 추세가 정의될 수 있고, C DS 에 대한 최대 허용가능한 값이 정의될 수 있다.
후자에서 시작하여, CDS,ext에 대한 최대 허용가능한 값은 초과 전이 시간(예를 들어, VDS 상승 시간)이 상부 및 하부 FET들(예를 들어, 스위치들(235 및 240)) 모두가 동시에 온될 만큼 크지 않음을 보장하도록 결정된다. 이 커패시턴스에 대한 최대 허용가능한 값은 분석적으로 결정될 수 있다. C DS,ext 는 그 피크들 및 밸리들에서 인덕터 전류 리플과 동일한 전류의 값들로 충전 및 방전할 것이다. 이 순간 전류 값은 상수로서 근사화될 수 있고, 커패시터 전압, 전류, 및 의 시간 사이의 관계가 이용될 수 있으며, 여기서 ΔV C 는 DC 버스 전압 V DC 와 동일하고, C는 C DS,ext 의 값의 2배와 동일하며(총 커패시턴스가 상부 및 하부 FET들 상의 C DS,ext 의 병렬 조합과 동일하기 때문임), ΔT는 전이 시간 t t 와 동일하고, I C 는 I L,thr 과 동일하다. I L,thr 의 값은 C DS,ext 를 충전/방전할 가장 작은 전류일 수 있고, 따라서 가장 긴 전이 시간에 대응할 수 있다.
t t 의 값은 최소 허용가능한 불응 시간 T d 및 컨버터가 생성할 수 있는 최소 펄스 폭 t p 둘 다에 의존한다. 이러한 타이밍들은 아래의 분석 표현들을 낳는다:
이는 컨버터가 생성할 DT sw 의 모든 값들에 대해 충족되어야 한다. 인버터에 이용되는 VFCSS 스킴은 (예를 들어, 연결된 그리드의) 사이클에 걸쳐 변화하는 스위칭 주파수 f SW 를 생성한다. 이러한 변화하는 스위칭 주파수의 결과로서, T sw 및 D는 모두 동적이며, 이는 C DS,ext 에 대한 결정된 값에 영향을 미친다.
일 예에서, 표 2(아래)에 열거된 파라미터들로 동작하는 컨버터는 1.2MHz의 예측된 최대 스위칭 주파수에 대해 0.205μs의 펄스 폭(DT sw )의 최소 값을 생성한다. 이 값은, 0.1μS의 선택된 t d 와 관련하여, 250pF의 범위에서 최대 C DS,ext 에 대응하는, 0.105μs의 최대 t t 를 산출한다. 이 값들은 도 22a에서 볼 수 있고, 여기서 최소 펄스 폭, 최대 t t , 및 최대 C DS,ext 의 값들은 스위칭 주파수의 함수로서 계산된다.
그 다음, C DS,ext 에 대한 적절한 값이 이 범위 내로부터 결정될 수 있다. 예를 들어, 전자 제어기에 의한 시뮬레이션을 통해(예를 들어, SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis)와 같은 시뮬레이션 소프트웨어를 실행함으로써), 정전류가 턴 오프 과도기 동안 FET를 통해 푸시될 수 있고, 스위칭 에너지가 측정된다. C DS,ext 의 값은 스위칭 에너지를 최소화하는 값을 결정하기 위해 미리 결정된 범위 내에서 스위핑된다.
블록(2110)에서, 전자 제어기는 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정한다. 예를 들어, 전자 제어기에 의한 시뮬레이션을 통해(예를 들어, SPICE와 같은 시뮬레이션 소프트웨어를 실행함으로써), C DS,ext 의 값은 블록(2105)에서 결정된 값에서 일정하게 유지되고, 드레인-소스 전류(I DS )는 스위핑된다. 이 시뮬레이션은 스위칭 손실 대 I D 의 특성화를 생성하고, 그 예는 도 22b에서 볼 수 있다.
도 22b의 예시적인 특성화(또는 플롯)는 소스-드레인 커패시터(CDS)의 포함에 따른 턴 오프 손실의 실질적인 감소를 나타낸다. 턴 오프 손실들의 감소를 초과하는, 턴 온 손실들의 연관된 증가가 존재하지만, 컨버터는 소프트 스위칭 영역에서 동작하고 턴 오프 손실들만을 초래하도록 설계된다. 따라서, 증가된 턴 온 손실들은 이들이 궁극적으로 컨버터 성능에 영향을 주지 않을 것이므로 무시될 수 있다.
블록(2115)에서, 전자 제어기는 LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들(fSW)을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성한다.
예를 들어, 각각의 잠재적 조합은 LSW에 대한 인덕턴스 값, 최저 손실들을 초래하는 연관된 스위칭 주파수 fSW, 및 원하는 출력 전압 리플을 달성하는 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 값들을 포함할 수 있다. 전자 제어기는 이어서 각각의 잠재적 조합의 이들 구성요소들 각각의 크기(또는 볼륨)를 추정할 수 있다. 블록(2115)을 실행하기 위한 예시적인 프로세스들에 대한 추가적인 상세들이 도 24 및 도 25와 관련하여 아래에 제공된다.
블록(2120)에서, 전자 제어기는, 각각의 LC 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, LC 필터 데이터 포인트의 계산된 손실 대 볼륨을 플로팅한다. 예를 들어, 도 23을 참조하면, 플롯(2300)에서의 각각의 플로팅된 포인트는 (일 예에서) 블록(2115)으로부터 결정된 인덕턴스와 스위칭 주파수의 최적화된 조합이다. 도 23은 손실 및 크기의 파레토 프론티어(2305)를 예시한다. 따라서, 일부 예들에서, 블록(2120)은 플로팅된 데이터 포인트들을 이용하여 파레토 프론티어를 생성하는 것을 포함한다. 추가로, 일부 예들에서, 전자 제어기는 또한, (예를 들어, 도 1의 I/O 인터페이스(142)의) 전자 디스플레이 상에 파레토 프론티어를 디스플레이한다. 파레토 프론티어(2305)는 (예를 들어, 저장된 설계 기준에 기반하여 사용자 또는 전자 제어기에 의해) 볼륨과 효율 사이의 적절한 균형의 선택을 허용하고, 주어진 기술, 컨버터 토폴로지 및 설계 요건의 가능한 성능을 보여준다. 일 예에서, 원으로 둘러싸인 포인트(2310)가 인버터를 위해 선택된다.
앞서 살펴본 바와 같이, 일부 예들에서, 블록(2115)은 도 24의 프로세스(2400) 또는 도 25의 프로세스(2500) 중 어느 하나를 실행함으로써 구현될 수 있다. 프로세스(2400)는 일정한 스위칭 주파수 컨버터의 제어에 관한 것인 반면, 도 25의 프로세스(2500)는 VFCSS 및 정적 스위칭 주파수(fSW)로 임계 소프트 스위칭을 구현하는 추가적인 커패시터들에 이용되는 설계 최적화들에 관한 것이다.
먼저 도 24를 참조하면, 블록(2405)에서, 전자 제어기는 LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들(fSW)을 스위핑하여 인덕턴스들 및 스위칭 주파수들의 복수의 조합을 생성한다. 스위핑의 스위칭 주파수 및 인덕턴스 값들은 상한과 하한 사이의 스위칭 주파수들의 범위 내의 주파수 값 세트(예를 들어, 이러한 값들은 미리 결정된 양, 동일한 양 또는 가변 양만큼 이격될 수 있음), 및 상한과 하한 사이의 인덕턴스들의 범위 내의 인덕턴스 값 세트(예를 들어, 이러한 값들은 미리 결정된 양, 동일한 양 또는 가변 양만큼 이격될 수 있음)를 포함할 수 있다. 스위핑에 대한 값들 사이의 경계들 및 증분 양들은 미리 정의될 수 있다(예를 들어, 전자 제어기의 메모리에 저장될 수 있다).
블록(2410)에서, LSW의 인덕턴스와 스위칭 주파수(fSW)의 각각의 조합에 대해, 전자 제어기는 연관된 손실을 계산한다. 스위칭 디바이스 내의 손실들 및 출력 필터 내의 손실들은 전력 컨버터의 효율을 결정하는 2개의 중요한 인자들이다. 스위칭 디바이스 내의 손실들은 스위칭 손실(각각의 스위칭 이벤트 동안 손실된 에너지), 및 스위치가 전도하고 있을 때 발생하는 저항성 손실로 분할될 수 있다. 출력 필터 내의 손실들은 권선 내의 저항성 손실 및 코어 내의 히스테리시스 손실로 유사하게 분할될 수 있는 인덕터 손실들에 대체로 기인할 수 있다. 필터 커패시터의 ESR 내에도 손실이 있다. 이러한 5개의 손실 소스는 최적화 프로세스 동안 동시에 고려될 수 있는데, 그 이유는 하나의 영역에서의 손실을 다른 영역에서의 손실과 트레이드오프하는 것이 가능하기 때문이며, 이는 종종 높은 스위칭 주파수 컨버터들에 대한 경우이다.
블록(2410)에서 결정된 손실(즉, 인버터의 총 손실)은 다음과 같이 정의될 수 있다:
이하, FET 손실들(PFET)을 계산하기 위한 기술이 먼저 설명되고, 이어서 필터 손실들(Pinductor + Pcapacitor)을 계산하기 위한 기술이 설명된다.
FET 손실들은 컨버터의 순간 동작 포인트에 의존한다. 인버터의 출력이 정현파이므로, 출력 전압(V out ), 출력 전류(I out ), 및 듀티 사이클(D)은 동적이고 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
여기서, θ는 출력 정현파 전압의 순간 위상이고, φ는 출력 전류와 출력 전압 사이의 위상 차이이다. 이러한 계산들을 위해, φ는 정적 값으로 고려될 수 있다. 또한, 이 프로세스에서, 컨버터는 VFCSS 하에서 동작하는 것으로 가정된다. 이와 같이, 스위칭 주파수(f SW )는 일정하지 않다. f SW 는, VFCSS 하에서 동작할 때, 듀티 사이클 D(θ)와 출력 전류 I out (θ)의 곱이고, 다음과 같이 계산될 수 있다:
위의 수학식으로부터, I out (θ)가 0에 접근함에 따라, f SW (θ)는 (∞)에 접근할 것이다. 이것은 실제로 가능하지 않으므로, f SW (θ)는 다음에 의해 제한될 수 있다:
여기서, f sw,min 및 f sw,max 는 정적 동작 파라미터들이다. f SW (θ)를 정의하면 피크 대 피크 인덕터 리플 전류 I L,p-p (θ)가 다음과 같이 계산되게 할 수 있다:
전도 손실 및 스위칭 손실 모두를 정량화할 때 I L,p-p (θ)의 값이 이용된다. 전도 손실들은 다음을 이용하여 계산될 수 있다:
여기서, R on 은 FET의 저항에 대한 데이터시트 특정 공칭값이다.
본 명세서에 제공된 바와 같이, 스위칭 손실들을 계산하기 위해, 스위칭 에너지는 드레인 전류 I d 의 함수로서 정량화된다.
전술한 바와 같이, 단상의 출력 전류 및 전압은 동적인 것으로 고려될 수 있으며, 따라서 (예로서, 그리드의) 하나의 사이클에 걸친 하드 및 소프트 스위칭 사이의 구별이 고려된다. 이러한 구별은 다음과 같이 분석적으로 이루어질 수 있다:
여기서, I a 및 I b 는 각각 피크 및 밸리 인덕터 전류 값들이다. 이러한 하드 및 소프트 스위칭 구별은 (소프트 스위칭에 대해 무시될 수 있는) 턴 온 에너지들이 이 전력 컨버터에 대한 경우인 턴 오프 에너지들보다 상당히 클 수 있으므로 중요할 수 있다.
이어서, 스위칭 손실 P sw 는 다음과 같이 구해질 수 있다:
마지막으로, (예를 들어, 그리드의) 하나의 사이클에 걸친 총 FET 손실(P FET )은 0 < θ < 2π로부터 양 FET 손실 메커니즘들의 합을 평균함으로써 다음과 같이 구해질 수 있다:
이제 필터 손실을 살펴보면, 이들 손실은 출력 LC 필터에서 발생되는 손실을 말하고, 인덕터 손실 및 커패시터 손실로 분할될 수 있다. 인덕터 손실은 총 손실을 2개의 성분, 즉 코어 손실 및 권선(구리) 손실로 분할함으로써 계산될 수 있다. 구리 손실은 다음과 같이 계산될 수 있다:
여기서, R DC 는 DC 권선 저항이고, R PWM (θ)는 인덕터의 주파수 의존 권선 저항이다. 인덕터 내의 기본 주파수가 스위칭 주파수이고, 스위칭 주파수가 (예를 들어, 그리드의) 하나의 사이클에 걸쳐 변할 것이기 때문에, R PWM (θ)는 동적이다. 권선 저항의 주파수 의존 성분은 선택된 권선 와이어 게이지 및 유형의 고유 값이다.
인덕터의 코어 손실은 다음과 같이 계산될 수 있다:
여기서, k, a, b는 그 제조자에 의해 전형적으로 공급되는 코어의 계수들이다. B pk (θ) 및 I pk (θ)는 각각 피크 플럭스 및 전류 밀도들이고 동적이다. N, l g , l m , 및 μ r 은 각각 턴 수, 에어 갭, 자기 경로의 길이 및 투자율이고 인덕터의 정적 값들이다.
FET 손실을 계산하는 것과 유사한 방식으로, 평균 인덕터 손실들은 다음에 따라 (예를 들어, 그리드의) 하나의 사이클에 걸친 손실들의 평균을 취함으로써 구해진다:
커패시터 손실들은 그 ESR 손실로 인해 배타적인 것으로 고려된다. 필터 커패시턴스가 전체 인덕터 리플 전류를 흡수하는 것으로 가정될 수 있기 때문에, 커패시터 ESR 손실들은 다음을 이용하여 계산될 수 있다:
여기서, P capESR 은 평균 커패시터 손실을 획득하기 위해 그리드의 하나의 사이클에 걸쳐 평균화된다. 마지막으로, 전술한 바와 같이, 인버터의 총 손실은 다음의 수학식을 이용하여 계산될 수 있다:
블록(2415)에서, LSW의 인덕턴스의 각각의 값에 대해, 전자 제어기는 스위핑의 일부였던 인덕턴스의 각각의 값에 대한 인덕턴스-주파수 쌍을 생성하기 위해 (예를 들어, 손실들의 비교들을 통해 결정된) 최저 손실을 생성한 연관된 스위칭 주파수(fSW)를 저장한다.
블록(2420)에서, 각각의 인덕턴스-주파수 쌍에 대해, 전자 제어기는 LC 필터의 상부 커패시터(CA) 및 하부 커패시터(CB) 각각에 대한 커패시턴스를 결정한다. 커패시턴스는 원하는 출력 전압 리플이 달성되도록 선택된다.
예를 들어, 원하는 전류 리플 및 원하는 전압 리플은 스위치측 인덕터(LSW)의 특정 인덕턴스에 대해 미리 전자 제어기에 알려질 수 있다. 다음의 수학식은 인덕턴스, 전류 리플 및 전압 리플 사이의 관계를 정의할 수 있다:
여기서, V pp 는 원하는 피크 대 피크 출력 전압 리플이고, C는 원하는 Vpp를 달성하는데 필요한 커패시턴스이다. 그 후, LC 필터의 상부 커패시터(CA) 및 하부 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스는 이 전류 리플을 흡수하여 원하는 출력 전압 리플을 생성하도록 크기가 정해질 수 있다.
블록(2425)에서, 전자 제어기는 LC 필터(예를 들어, LC 필터(245))의 스위치측 인덕터(LSW), 상부 커패시터(CA) 및 하부 커패시터(CB) 각각에 대한 크기를 추정한다. 이들 LC 필터 구성요소들의 크기를 결정하기 위해, 전자 제어기는 스케일링 법칙을 이용함으로써 그 연관된 성분 값(즉, 인덕턴스 또는 커패시턴스)에 기반하여 크기를 추정할 수 있다. 인덕터 볼륨은 다음에 따라 스케일링된다:
여기서, Y L 및 E L 은 각각 인덕터 볼륨 및 에너지이다. 커패시터 볼륨은 다음에 따라 유사한 방식으로 스케일링된다:
여기서, C C 및 E C 는 각각 커패시터 볼륨 및 에너지이다. 위첨자 "*"는 동일한 기술을 이용하는 기준 디바이스에 관한 값들을 나타낸다.
이제 도 25를 참조하면, 프로세스(2500)는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 구현하는 전력 컨버터들에 대한 설계 최적화들에 관한 것이다. 프로세스(2500)는, 프로세스(2400)에서 이용되는 특정 스위칭 주파수들보다는 VFCSS fSW 경계들이 이용된다는 점을 제외하고는, 프로세스(2400)와 일반적으로 유사하다. 이에 따라, 그 차이점 이외에, 위의 블록들(2405, 2410, 2415, 2420, 및 2425)의 설명은, 각각, 프로세스(2500)의 블록들(2505, 2510, 2515, 2520, 및 2525)에 유사하게 적용된다. 게다가, 이용될 특정 스위칭 주파수를 결정하는 것과 달리, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭에 대한 경계들(예로서, VFCSS에서 이용될 이용가능한 스위칭 주파수들의 범위를 정의하는 최대 및 최소 스위칭 주파수)은 프로세스(2500)를 실행함으로써 결정된다.
표 1의 값들을 이용한 예시적인 실험에서, 2100 및 2400의 프로세스는 99.2% 효율과 10.47 kW/L 전력 밀도를 갖는 프로토타입 15kW 3상 인덕터를 제공하였다. 프로토타입 15kW 인덕터는 1.2MHz의 스위칭 주파수 및 SiC 전력 스위칭 요소들을 이용한다. 프로토타입은 도 26의 제어도에 도시된 것과 같은 제어기에 의해 구현될 수 있는 VFCSS 제어 스킴을 이용한다.
도 26의 제어도(2600)는 도 14 및 프로세스(2100)(예를 들어, 소스-드레인 커패시터(CDS)가 있거나 없음)에 대해 설명된 바와 같은 3상 컨버터를 나타내는 회로 모델(2605)을 포함하고, 제어 블록(2610)을 포함한다. 제어 블록(2610)은 제어기(예를 들어, 도 1의 제어기(105))에 의해 구현될 수 있다. 제어 블록(2610)은 abc 및 dq 기준 프레임들 사이에서 전압 및 전류 값들을 전송하도록 구성된 위상 고정 루프를 나타낸다. 유효 및 무효 전력은 각각 d 및 q 기준 프레임들에서 제어된다. 정전류(CC) 및 정전압(CV) 제어기들은 배터리와 그리드 사이의 유효/무효 전력을 조정하기 위해 그리드 전류의 d 및 q 성분들과 캐스케이딩된다. 제로-시퀀스 제어기는 또한 0.5V bus 의 오프셋을 갖는 출력 커패시터 전압을 승압하는데 활용된다. 제어 블록(2610)은, 도 17 및/또는 도 18과 관련하여 설명된 것과 같은, 스위칭 주파수(fSW) 생성 제어기를 더 포함하여, 제어 블록(2610)에 도시된 생성된 듀티 사이클들 da, db, 및 dc와 함께 스위칭 주파수를 게이트 드라이버에 제공할 수 있다. 이전에 설명된 바와 같이, 게이트 드라이버는 이후 듀티 사이클들 및 스위칭 주파수(fSW)에 기반하여 각각의 전력 스위칭 요소에 대한 각각의 PWM 제어 신호를 생성할 수 있다.
특정 실시예들이 본 명세서에 상세히 개시되었지만, 이것은 단지 예시의 목적들을 위해 예로서 행해졌고, 뒤따르는 첨부된 청구항들의 범위에 관하여 제한하려는 것은 아니다. 개시된 실시예들의 특징들은 더 많은 실시예들을 생성하기 위해 본 발명의 범위 내에서 조합, 재배열 등이 될 수 있다. 일부 다른 양태들, 이점들, 및 수정들은 이하에서 제공되는 청구항들의 범위 내에 있는 것으로 고려된다. 제시된 청구항들은 본 명세서에 개시된 실시예들 및 특징들 중 적어도 일부를 나타낸다. 다른 청구되지 않은 실시예들 및 특징들도 고려된다.
추가적인 예들
예 1: 하프 브리지 전력 컨버터를 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함하는 직류(DC) 전압 단자들 - DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치됨 -; 양의 DC 단자와 음의 DC 단자 양단에 결합된 DC 링크 커패시터; 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍 - 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -; 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하는 인터페이스 단자들 - 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치됨 -; LC 필터를 포함하며, LC 필터는, 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터; 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터; 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터를 포함한다.
예 2: 예 1의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 상부 커패시터는 리플 전류들이 DC 단자들과 인터페이스 단자들 사이에서 전파하기 위한 경로를 제공함으로써 컨버터의 리플 전류를 감소시키고, DC 단자들과 인터페이스 단자들 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거한다.
예 3: 예 1 또는 예 2의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 프로세서를 포함하는 제어기를 더 포함하며, 제어기는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
예 4: 예 1 내지 예 3 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 프로세서를 포함하는 제어기를 더 포함하며; DC 전압 단자들은 입력 DC 전압을 수신하도록 구성되고; 제어기는 중간 포인트 노드에서 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되고; LC 필터는 중간 출력 전압을 필터링하고 인터페이스 단자들에서 필터링된 출력 전압을 제공하도록 구성되고, 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고; 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%이다.
예 5: 예 4의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 하프 브리지 전력 컨버터를 더 포함하고, 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하도록 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 제어기는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
예 6: 예 1 내지 예 5 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 프로세서를 포함하는 제어기를 더 포함하며; 인터페이스 단자들은 AC 입력 전압을 수신하도록 구성되고; LC 필터는 AC 입력 전압을 필터링하고 중간 포인트 노드에서 필터링된 전압을 제공하도록 구성되고; 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%이고; 제어기는 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하여 필터링된 전압을 DC 출력 전압으로 변환하도록 구성되고; DC 전압 단자들은 DC 출력 전압을 출력하도록 구성된다.
예 7: 예 1 내지 예 6 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 상부 드레인-소스 커패시터, 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 하부 드레인-소스 커패시터를 더 포함한다.
예 8: 전력 컨버터를 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 직류(DC) 전압 단자들에서 입력 DC 전압을 수신하는 것 - DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함함 -; 제어기에 의해, 중간 포인트 노드에서 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것 - 전력 스위칭 요소 쌍은 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -; LC 필터에 의해, 중간 출력 전압을 필터링하여 인터페이스 단자들에서 필터링된 출력 전압을 제공하는 것을 포함하며, 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고, 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하고, LC 필터는, 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터; 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터; 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터를 포함한다.
예 9: 예 1 내지 예 8 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 스위치측 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%이다.
예 10: 예 8 또는 예 9의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것은, 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것을 포함한다.
예 11: 예 8 내지 예 10 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전력 변환 방법은, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 상부 드레인-소스 커패시터에 의해, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 것; 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 하부 드레인-소스 커패시터에 의해, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 것을 더 포함한다.
예 12: 전력 변환 방법을 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 인터페이스 단자들에서 AC 입력 전압을 수신하는 것 - 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함함 -; LC 필터에 의해, AC 입력 전압을 필터링하여 중간 포인트 노드에서 필터링된 전압을 제공하는 것 - LC 필터는, 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터; 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터; 및 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터를 포함함 -; 제어기에 의해, DC 단자들에서 필터링된 전압을 DC 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것 - 전력 스위칭 요소 쌍은 DC 단자들의 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 DC 단자들의 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 - 을 포함한다.
예 13: 예 12의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 상부 커패시터에 의해, 리플 전류들이 DC 단자들과 인터페이스 단자들 사이에서 전파하기 위한 경로를 제공함으로써 컨버터의 리플 전류를 감소시키고, DC 단자들과 인터페이스 단자들 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거하는 것을 더 포함한다.
예 14: 예 12 또는 예 13의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 스위치측 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%이다.
예 15: 예 12 내지 예 14 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 필터링된 전압을 DC 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것은, 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것을 포함한다.
예 16: 예 12 내지 예 15 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 상부 드레인-소스 커패시터에 의해, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 것; 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 하부 드레인-소스 커패시터에 의해, 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 것을 더 포함한다.
예 17: 전력 인버터를 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 양의 입력 단자 및 음의 입력 단자를 포함하는 직류(DC) 전압 입력; 양의 입력 단자와 음의 입력 단자 양단에 결합된 DC 입력 커패시터; 양의 입력 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 입력 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍 - 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -; 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 하이 사이드 커패시터; 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 로우 사이드 커패시터; 스위치측 인덕터 및 커패시터를 포함하는 LC 필터 - LC 필터는 중간 포인트 노드에 결합됨 -; LC 필터에 결합된 AC 출력 단자; 및 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된 전자 제어기를 포함한다.
예 18: 예 17의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 탄화 규소(SiC) 전계 효과 트랜지스터들(FET들)이다.
예 19: 예 17 또는 예 18의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, LC 필터는 LCL 필터를 형성하기 위한 출력 인덕터를 더 포함하고, 출력 인덕터는 스위치측 인덕터를 AC 출력 단자에 연결한다.
예 20: 예 17 내지 예 19 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 전자 제어기는, 동작 동안 전력 인버터의 동작 특성에 기반하여 전력 스위칭 요소 쌍의 소프트 스위칭을 제공하기 위한 스위칭 주파수를 결정하고; 스위칭 주파수를 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들로서 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들을 생성하도록 구성된다.
예 21: 예 17 내지 예 20 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 전자 제어기는, 전력 스위칭 요소 쌍의 듀티 사이클, 인덕터 전류, 및 소프트 스위칭을 위한 경계 임계 전류에 기반하여 스위칭 주파수를 결정하고; 스위칭 주파수를 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들로서 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들을 생성하도록 구성된다.
예 22: 예 17 내지 예 21 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 커패시터는 LC 필터의 하부 커패시터이고, LC 필터는 상부 커패시터를 더 포함하고, 스위치측 인덕터는 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합되고, 하부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 입력 단자 사이에 결합되고, 상부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 입력 단자 사이에 결합된다.
예 23: 예 17 내지 예 22 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전력 인버터는 다상 AC 출력을 제공하도록 구성된 다상 전력 인버터이고, 전력 스위칭 요소 쌍은 다상 AC 출력의 제1 AC 위상에 대한 제1 전력 스위칭 요소 쌍이고, LC 필터는 제1 AC 위상에 대한 제1 LC 필터이고, AC 출력 단자는 제1 AC 위상에 대한 제1 AC 출력 단자이고, 전력 인버터는, 다상 AC 출력의 각각의 추가적인 AC 위상에 대해, 양의 입력 단자에 결합된 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 입력 단자에 결합된 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하는 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍 - 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 각각의 추가적인 AC 위상에 대한 추가적인 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -; 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 추가적인 하이 사이드 커패시터; 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 추가적인 로우 사이드 커패시터; 추가적인 스위치측 인덕터 및 추가적인 커패시터를 포함하는 추가적인 LC 필터 - 추가적인 LC 필터는 추가적인 중간 포인트 노드에 결합됨 -; 추가적인 LC 필터에 결합된 추가적인 AC 출력 단자를 더 포함한다.
예 24: 예 17 내지 예 23 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전자 제어기는 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
예 25: 예 17 내지 예 24 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전자 제어기는 독립적인 위상 제어를 제공하기 위해 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 제1 전력 스위칭 요소 쌍 및 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
예 26: 전력 변환 방법을 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 직류(DC) 전압 단자들에서 입력 DC 전압을 수신하는 것 - DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함함 -; 전자 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 중간 포인트 노드에서 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것 - 전력 스위칭 요소 쌍은 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 하이 사이드 전력 스위칭 요소와 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합되고, 하이 사이드 커패시터가 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합되고, 로우 사이드 커패시터가 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합됨 -; LC 필터에 의해, 중간 출력 전압을 필터링하여 LC 필터에 결합된 AC 출력 단자에서 필터링된 출력 전압을 제공하는 것 - 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고, 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하고, LC 필터는 중간 포인트 노드에 결합되고 스위치측 인덕터 및 커패시터를 포함함 - 을 포함한다.
예 27: 예 26의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 하이 사이드 커패시터는 온에서 오프로의 전이 동안 하이 사이드 전력 스위칭 요소 양단의 전압 상승을 지연시키고, 로우 사이드 커패시터는 온에서 오프로의 전이 동안 로우 사이드 전력 스위칭 요소 양단의 전압 상승을 지연시킨다.
예 28: 예 26 또는 예 27의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 커패시터는 LC 필터의 하부 커패시터이고, LC 필터는 상부 커패시터를 더 포함하고, 스위치측 인덕터는 제1 단부에서 중간 포인트 노드에 결합되고, 하부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 음의 입력 단자 사이에 결합되고, 상부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 양의 입력 단자 사이에 결합된다.
예 29: 예 26 내지 예 28 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전력 인버터는 다상 AC 출력을 제공하도록 구성된 다상 전력 인버터이고, 전력 스위칭 요소 쌍은 다상 AC 출력의 제1 AC 위상에 대한 제1 전력 스위칭 요소 쌍이고, LC 필터는 제1 AC 위상에 대한 제1 LC 필터이며, AC 출력 단자는 제1 AC 위상에 대한 제1 AC 출력 단자이고, 이 방법은, 다상 AC 출력의 각각의 추가적인 AC 위상에 대해, 전자 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 추가적인 중간 포인트 노드에서 입력 DC 전압을 추가적인 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 것 - 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍은 양의 DC 단자에 결합된 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 음의 DC 단자에 결합된 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소와 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 추가적인 중간 포인트 노드에서 함께 결합되고, 추가적인 하이 사이드 커패시터가 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합되고, 추가적인 로우 사이드 커패시터가 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합됨 -; 및 추가적인 LC 필터에 의해, 추가적인 중간 출력 전압을 필터링하여, 추가적인 LC 필터에 결합된 추가적인 AC 출력 단자에서 추가적인 필터링된 출력 전압을 제공하는 것을 더 포함한다.
예 30: 예 26 내지 예 29 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전자 제어기는 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
예 31: 예 26 내지 예 30 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전자 제어기는 독립적인 위상 제어를 제공하기 위해 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 제1 전력 스위칭 요소 쌍 및 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다.
예 32: 각각의 위상에 대한 하프 브리지 및 LC 필터를 포함하는 다상 인버터에 대한 인버터 최적화를 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서 - 각각의 위상의 하프 브리지는 인버터의 양의 DC 레일 및 음의 DC 레일 양단에 결합되고 위상의 LC 필터에 결합된 중간 포인트 노드를 갖는 전력 스위칭 요소 쌍을 포함하고, 각각의 LC 필터는 스위치측 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)를 포함함 -, 이 방법은, 전자 프로세서에 의해, 각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정하는 것; 전자 프로세서에 의해, 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정하는 것; 전자 프로세서에 의해, LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성하는 것; 및 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, LC 필터 데이터 포인트의 계산된 손실 대 볼륨을 플로팅하는 것을 포함한다.
예 33: 예 32 또는 예 37의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 플로팅된 데이터 포인트들을 이용하여 파레토 프론티어를 생성하는 것을 더 포함한다.
예 34: 예 32, 예 33 또는 예 37 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 전자 프로세서에 의해, 전자 디스플레이 상에 파레토 프론티어를 디스플레이하는 것을 더 포함한다.
예 35: 예 32 내지 예 34 또는 예 37 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 인덕턴스 값들 및 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성하는 것은, 스위핑의 인덕턴스 값 및 스위칭 주파수의 각각의 조합에 대한 손실을 계산하는 것; 스위핑되는 인덕턴스 값들의 각각의 인덕턴스 값에 대해, 복수의 인덕턴스-주파수 쌍을 생성하기 위해 최저 손실을 생성하는 스위칭 주파수들로부터 연관된 주파수를 식별하는 것; 원하는 출력 전압 리플을 달성하는 하이 사이드 커패시터(CA)에 대한 커패시턴스 크기 및 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 크기와 각각의 인덕턴스-주파수 쌍을 연관시키는 것 - LC 필터들에 대한 크기들의 각각의 잠재적 조합은 인덕턴스-주파수 쌍들 중 하나의 인덕턴스-주파수 쌍의 인덕턴스 값, 인덕턴스-주파수 쌍과 연관된 하이 사이드 커패시터(CA)에 대한 커패시턴스 크기, 및 인덕턴스-주파수 쌍과 연관된 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 크기를 포함함 -; 및 LC 필터에 대한 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대한 볼륨을 추정하는 것을 포함한다.
예 36: 예 32 내지 예 35 또는 예 37 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서, 다상 인버터는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 인버터이다.
예 37: 각각의 위상에 대한 하프 브리지 및 LC 필터를 포함하는 다상 인버터에 대한 인버터 최적화 시스템을 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능한 명령어들을 저장한 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체로서 - 각각의 위상의 하프 브리지는 인버터의 양의 DC 레일 및 음의 DC 레일 양단에 결합되고 위상의 LC 필터에 결합된 중간 포인트 노드를 갖는 전력 스위칭 요소 쌍을 포함하고, 각각의 LC 필터는 스위치측 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)를 포함함 -, 이 시스템은, 명령어들을 저장한 메모리 및 명령어들을 실행하도록 구성된 프로세서를 포함하는 전자 제어기를 포함하며, 명령어들은 전자 제어기로 하여금, 각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정하게 하고; 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정하게 하고; LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성하게 하고; 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, LC 필터 데이터 포인트의 계산된 손실 대 볼륨을 플로팅하게 한다.
Claims (47)
- 하프 브리지 전력 컨버터(half-bridge power converter)로서,
양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함하는 직류(DC) 전압 단자들 - 상기 DC 전압 단자들은 상기 전력 컨버터의 DC측에 위치됨 -;
상기 양의 DC 단자와 상기 음의 DC 단자 양단에 결합된 DC 링크 커패시터;
상기 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소(high side power switching element) 및 상기 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소(low side power switching element)를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍 - 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -;
양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하는 인터페이스 단자들 - 상기 인터페이스 단자들은 상기 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치됨 -;
LC 필터
를 포함하며, 상기 LC 필터는,
제1 단부에서 상기 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터;
스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터; 및
상기 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터
를 포함하는, 하프 브리지 전력 컨버터. - 제1항에 있어서,
상기 상부 커패시터는 리플 전류들이 DC 단자들과 상기 인터페이스 단자들 사이에서 전파하기 위한 경로를 제공함으로써 상기 컨버터의 리플 전류를 감소시키고, 상기 DC 단자들과 상기 인터페이스 단자들 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거하는, 하프 브리지 전력 컨버터. - 제1항에 있어서,
프로세서를 포함하는 제어기를 더 포함하며, 상기 제어기는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되는, 하프 브리지 전력 컨버터. - 제1항에 있어서,
프로세서를 포함하는 제어기를 더 포함하며;
상기 DC 전압 단자들은 입력 DC 전압을 수신하도록 구성되고;
상기 제어기는 상기 중간 포인트 노드에서 상기 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되고;
상기 LC 필터는 상기 중간 출력 전압을 필터링하고 상기 인터페이스 단자들에서 필터링된 출력 전압을 제공하도록 구성되고, 상기 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고;
상기 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 상기 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%인, 하프 브리지 전력 컨버터. - 제4항에 있어서,
상기 입력 DC 전압을 상기 중간 출력 전압으로 변환하도록 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 상기 제어기는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되는, 하프 브리지 전력 컨버터. - 제1항에 있어서,
프로세서를 포함하는 제어기를 더 포함하며;
상기 인터페이스 단자들은 AC 입력 전압을 수신하도록 구성되고;
상기 LC 필터는 상기 AC 입력 전압을 필터링하고 상기 중간 포인트 노드에서 필터링된 전압을 제공하도록 구성되고;
상기 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 상기 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%이고;
상기 제어기는 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하여 상기 필터링된 전압을 DC 출력 전압으로 변환하도록 구성되고;
상기 DC 전압 단자들은 상기 DC 출력 전압을 출력하도록 구성되는, 하프 브리지 전력 컨버터. - 제1항에 있어서,
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 상부 드레인-소스 커패시터, 및
상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 하부 드레인-소스 커패시터
를 더 포함하는, 하프 브리지 전력 컨버터. - 전력 변환 방법으로서,
직류(DC) 전압 단자들에서 입력 DC 전압을 수신하는 단계 - 상기 DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함함 -;
제어기에 의해, 중간 포인트 노드에서 상기 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계 - 상기 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 상기 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -;
LC 필터에 의해, 상기 중간 출력 전압을 필터링하여 인터페이스 단자들에서 필터링된 출력 전압을 제공하는 단계
를 포함하며,
상기 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고, 상기 인터페이스 단자들은 상기 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함하고, 상기 LC 필터는,
제1 단부에서 상기 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터;
스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터; 및
상기 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터
를 포함하는, 방법. - 제8항에 있어서,
상기 상부 커패시터에 의해, 리플 전류들이 DC 단자들과 상기 인터페이스 단자들 사이에서 전파하기 위한 경로를 제공하여 리플 전류를 감소시키고, 상기 DC 단자들과 상기 인터페이스 단자들 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거하는, 방법. - 제8항에 있어서,
상기 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 상기 스위치측 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%인, 방법. - 제8항에 있어서,
상기 입력 DC 전압을 상기 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계는, 상기 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계를 포함하는, 방법. - 제8항에 있어서,
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 상부 드레인-소스 커패시터에 의해, 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 상기 드레인 단자와 상기 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 단계; 및
상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 하부 드레인-소스 커패시터에 의해, 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 상기 드레인 단자와 상기 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 단계
를 더 포함하는, 방법. - 전력 변환 방법으로서,
인터페이스 단자들에서 AC 입력 전압을 수신하는 단계 - 상기 인터페이스 단자들은 전력 컨버터의 인터페이스측에 위치된 양의 인터페이스 단자 및 음의 인터페이스 단자를 포함함 -;
LC 필터에 의해, 상기 AC 입력 전압을 필터링하여 중간 포인트 노드에서 필터링된 전압을 제공하는 단계 - 상기 LC 필터는,
제1 단부에서 상기 중간 포인트 노드에 결합된 스위치측 인덕터;
스위치측 인덕터의 제2 단부와 DC 단자들의 음의 DC 단자 사이에 결합된 하부 커패시터; 및
상기 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 DC 단자들의 양의 DC 단자 사이에 결합된 상부 커패시터
를 포함함 -;
제어기에 의해, 상기 DC 단자들에서 상기 필터링된 전압을 DC 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계 - 상기 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 DC 단자들의 상기 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 DC 단자들의 상기 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고, 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 상기 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -
를 포함하는, 방법. - 제13항에 있어서,
상기 상부 커패시터에 의해, 리플 전류들이 상기 DC 단자들과 상기 인터페이스 단자들 사이에서 전파하기 위한 경로를 제공함으로써 상기 컨버터의 리플 전류를 감소시키고, 상기 DC 단자들과 상기 인터페이스 단자들 사이의 차동 모드 전류 리플의 적어도 일부를 소거하는, 방법. - 제13항에 있어서,
상기 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 상기 스위치측 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%인, 방법. - 제13항에 있어서,
상기 필터링된 전압을 상기 DC 출력 전압으로 변환하기 위해 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계는, 상기 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계를 포함하는, 방법. - 제13항에 있어서,
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 상부 드레인-소스 커패시터에 의해, 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 상기 드레인 단자와 상기 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 단계; 및
상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 드레인 단자와 소스 단자 양단에 결합된 하부 드레인-소스 커패시터에 의해, 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 상기 드레인 단자와 상기 소스 단자 양단의 드레인-소스 전압 증가율을 감소시키는 단계
를 더 포함하는, 방법. - 전력 인버터로서,
양의 입력 단자 및 음의 입력 단자를 포함하는 직류(DC) 전압 입력;
상기 양의 입력 단자와 상기 음의 입력 단자 양단에 결합된 DC 입력 커패시터;
상기 양의 입력 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 음의 입력 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍 - 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -;
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 하이 사이드 커패시터;
상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 로우 사이드 커패시터;
스위치측 인덕터 및 커패시터를 포함하는 LC 필터 - 상기 LC 필터는 상기 중간 포인트 노드에 결합됨 -;
상기 LC 필터에 결합된 AC 출력 단자; 및
가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된 전자 제어기
를 포함하는, 전력 인버터. - 제18항에 있어서,
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 탄화 규소(SiC) 전계 효과 트랜지스터들(FET들)인, 전력 인버터. - 제18항에 있어서,
상기 LC 필터는 LCL 필터를 형성하기 위한 출력 인덕터를 더 포함하고, 상기 출력 인덕터는 상기 스위치측 인덕터를 상기 AC 출력 단자에 연결하는, 전력 인버터. - 제18항에 있어서,
가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 상기 전자 제어기는,
동작 동안 상기 전력 인버터의 동작 특성에 기반하여 상기 전력 스위칭 요소 쌍의 소프트 스위칭을 제공하기 위한 스위칭 주파수를 결정하고;
상기 스위칭 주파수를 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들로서 상기 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들을 생성하도록 구성되는, 전력 인버터. - 제18항에 있어서,
가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하기 위해, 상기 전자 제어기는,
상기 전력 스위칭 요소 쌍의 듀티 사이클, 인덕터 전류, 및 소프트 스위칭을 위한 경계 임계 전류에 기반하여 스위칭 주파수를 결정하고;
상기 스위칭 주파수를 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들로서 상기 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들을 생성하도록 구성되는, 전력 인버터. - 제18항에 있어서,
상기 커패시터는 상기 LC 필터의 하부 커패시터이고, 상기 LC 필터는 상부 커패시터를 더 포함하고,
상기 스위치측 인덕터는 제1 단부에서 상기 중간 포인트 노드에 결합되고,
상기 하부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 음의 입력 단자 사이에 결합되고,
상기 상부 커패시터는 상기 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 양의 입력 단자 사이에 결합되는, 전력 인버터. - 제18항에 있어서,
상기 전력 인버터는 다상 AC 출력을 제공하도록 구성된 다상 전력 인버터이고, 상기 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 다상 AC 출력의 제1 AC 위상에 대한 제1 전력 스위칭 요소 쌍이고, 상기 LC 필터는 상기 제1 AC 위상에 대한 제1 LC 필터이고, 상기 AC 출력 단자는 상기 제1 AC 위상에 대한 제1 AC 출력 단자이고, 상기 전력 인버터는, 상기 다상 AC 출력의 각각의 추가적인 AC 위상에 대해,
상기 양의 입력 단자에 결합된 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 음의 입력 단자에 결합된 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하는 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍 - 상기 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 각각의 추가적인 AC 위상에 대한 추가적인 중간 포인트 노드에서 함께 결합됨 -;
상기 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 추가적인 하이 사이드 커패시터;
상기 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합된 추가적인 로우 사이드 커패시터;
추가적인 스위치측 인덕터 및 추가적인 커패시터를 포함하는 추가적인 LC 필터 - 상기 추가적인 LC 필터는 상기 추가적인 중간 포인트 노드에 결합됨 -; 및
상기 추가적인 LC 필터에 결합된 추가적인 AC 출력 단자
를 더 포함하는, 전력 인버터. - 제24항에 있어서,
상기 전자 제어기는 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되는, 전력 인버터. - 제24항에 있어서,
상기 전자 제어기는 독립적인 위상 제어를 제공하기 위해 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 제1 전력 스위칭 요소 쌍 및 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되는, 전력 인버터. - 전력 변환 방법으로서,
직류(DC) 전압 단자들에서 입력 DC 전압을 수신하는 단계 - 상기 DC 전압 단자들은 전력 컨버터의 DC측에 위치된 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자를 포함함 -;
전자 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 중간 포인트 노드에서 상기 입력 DC 전압을 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계 - 상기 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 양의 DC 단자에 결합된 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 음의 DC 단자에 결합된 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고,
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소와 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 상기 중간 포인트 노드에서 함께 결합되고,
하이 사이드 커패시터가 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합되고, 로우 사이드 커패시터가 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합됨 -; 및
LC 필터에 의해, 상기 중간 출력 전압을 필터링하여 상기 LC 필터에 결합된 AC 출력 단자에서 필터링된 출력 전압을 제공하는 단계 - 상기 필터링된 출력 전압은 AC 전압 또는 DC 전압 중 어느 하나이고, 상기 AC 출력 단자는 상기 전력 컨버터의 제2 인터페이스측에 위치되고, 상기 LC 필터는 상기 중간 포인트 노드에 결합되고 스위치측 인덕터 및 커패시터를 포함함 -
를 포함하는, 방법. - 제27항에 있어서,
상기 하이 사이드 커패시터는 온에서 오프로의 전이 동안 상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 양단의 전압 상승을 지연시키고, 상기 로우 사이드 커패시터는 온에서 오프로의 전이 동안 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소 양단의 전압 상승을 지연시키는, 방법. - 제27항에 있어서,
상기 스위치측 인덕터에서의 전류 리플은 상기 스위치측 인덕터를 통한 평균 전류의 적어도 200%인, 방법. - 제27항에 있어서,
상기 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 탄화 규소(SiC) 전계 효과 트랜지스터들(FET들)인, 방법. - 제27항에 있어서,
상기 LC 필터는 LCL 필터를 형성하기 위한 출력 인덕터를 더 포함하고, 상기 출력 인덕터는 상기 스위치측 인덕터를 상기 AC 출력 단자에 연결하는, 방법. - 제27항에 있어서,
가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계는,
상기 전자 제어기에 의해, 동작 동안 전력 인버터의 동작 특성에 기반하여 상기 전력 스위칭 요소 쌍의 소프트 스위칭을 제공하기 위한 스위칭 주파수를 결정하는 단계; 및
상기 전자 제어기에 의해, 상기 스위칭 주파수를 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들로서 상기 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들을 생성하는 단계
를 포함하는, 방법. - 제27항에 있어서,
가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계는,
상기 전자 제어기에 의해, 상기 전력 스위칭 요소 쌍의 듀티 사이클, 인덕터 전류, 및 소프트 스위칭을 위한 경계 임계 전류에 기반하여 스위칭 주파수를 결정하는 단계; 및
상기 전자 제어기에 의해, 상기 스위칭 주파수를 갖는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호들로서 상기 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들을 생성하는 단계
를 포함하는, 방법. - 제27항에 있어서,
상기 커패시터는 상기 LC 필터의 하부 커패시터이고, 상기 LC 필터는 상부 커패시터를 더 포함하고,
상기 스위치측 인덕터는 제1 단부에서 상기 중간 포인트 노드에 결합되고,
상기 하부 커패시터는 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 음의 DC 단자 사이에 결합되고,
상기 상부 커패시터는 상기 스위치측 인덕터의 제2 단부와 상기 양의 DC 단자 사이에 결합되는, 방법. - 제27항에 있어서,
전력 인버터는 다상 AC 출력을 제공하도록 구성된 다상 전력 인버터이고, 상기 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 다상 AC 출력의 제1 AC 위상에 대한 제1 전력 스위칭 요소 쌍이고, 상기 LC 필터는 상기 제1 AC 위상에 대한 제1 LC 필터이며, 상기 AC 출력 단자는 상기 제1 AC 위상에 대한 제1 AC 출력 단자이고, 상기 방법은, 상기 다상 AC 출력의 각각의 추가적인 AC 위상에 대해,
상기 전자 제어기에 의해, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 추가적인 중간 포인트 노드에서 상기 입력 DC 전압을 추가적인 중간 출력 전압으로 변환하기 위해 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계 - 상기 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 양의 DC 단자에 결합된 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소 및 상기 음의 DC 단자에 결합된 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소를 포함하고,
상기 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소와 상기 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소는 상기 추가적인 중간 포인트 노드에서 함께 결합되고,
추가적인 하이 사이드 커패시터가 상기 추가적인 하이 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합되고, 추가적인 로우 사이드 커패시터가 상기 추가적인 로우 사이드 전력 스위칭 요소의 소스와 드레인 양단에 결합됨 -; 및
추가적인 LC 필터에 의해, 상기 추가적인 중간 출력 전압을 필터링하여, 상기 추가적인 LC 필터에 결합된 추가적인 AC 출력 단자에서 추가적인 필터링된 출력 전압을 제공하는 단계
를 더 포함하는, 방법. - 제35항에 있어서,
상기 전자 제어기는 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되는, 방법. - 제35항에 있어서,
상기 전자 제어기는 독립적인 위상 제어를 제공하기 위해 각각의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 제어 신호들로 상기 제1 전력 스위칭 요소 쌍 및 각각의 추가적인 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성되는, 방법. - 각각의 위상에 대한 하프 브리지 및 LC 필터를 포함하는 다상 인버터에 대한 인버터 최적화 방법으로서 - 상기 각각의 위상의 하프 브리지는 상기 인버터의 양의 DC 레일 및 음의 DC 레일 양단에 결합되고 상기 위상의 상기 LC 필터에 결합된 중간 포인트 노드를 갖는 전력 스위칭 요소 쌍을 포함하고, 각각의 LC 필터는 스위치측 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)를 포함함 -,
전자 프로세서에 의해, 각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정하는 단계;
상기 전자 프로세서에 의해, 상기 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정하는 단계;
상기 전자 프로세서에 의해, 상기 LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 상기 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 상기 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성하는 단계; 및
크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, 상기 LC 필터의 계산된 손실 대 볼륨에 대한 데이터 포인트를 플로팅하는 단계
를 포함하는, 방법. - 제38항에 있어서,
플로팅된 데이터 포인트들을 이용하여 파레토 프론티어(Pareto frontier)를 생성하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제39항에 있어서,
상기 전자 프로세서에 의해, 전자 디스플레이 상에 상기 파레토 프론티어를 디스플레이하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제38항에 있어서,
상기 인덕턴스 값들 및 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 상기 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 상기 복수의 잠재적 조합을 생성하는 단계는,
상기 스위핑의 인덕턴스 값 및 스위칭 주파수의 각각의 조합에 대한 손실을 계산하는 단계;
스위핑되는 상기 인덕턴스 값들의 각각의 인덕턴스 값에 대해, 복수의 인덕턴스-주파수 쌍을 생성하기 위해 최저 손실을 생성하는 상기 스위칭 주파수들로부터 연관된 주파수를 식별하는 단계;
원하는 출력 전압 리플을 달성하는 상기 하이 사이드 커패시터(CA)에 대한 커패시턴스 크기 및 상기 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 크기와 각각의 인덕턴스-주파수 쌍을 연관시키는 단계 - 상기 LC 필터들에 대한 크기들의 각각의 잠재적 조합은 상기 인덕턴스-주파수 쌍들 중 하나의 인덕턴스-주파수 쌍의 인덕턴스 값, 상기 인덕턴스-주파수 쌍과 연관된 상기 하이 사이드 커패시터(CA)에 대한 커패시턴스 크기, 및 상기 인덕턴스-주파수 쌍과 연관된 상기 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 크기를 포함함 -; 및
상기 LC 필터에 대한 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대한 상기 볼륨을 추정하는 단계
를 포함하는, 방법. - 제41항에 있어서,
상기 다상 인버터는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 인버터인, 방법. - 각각의 위상에 대한 하프 브리지 및 LC 필터를 포함하는 다상 인버터에 대한 인버터 최적화 시스템으로서 - 상기 각각의 위상의 하프 브리지는 상기 인버터의 양의 DC 레일 및 음의 DC 레일 양단에 결합되고 상기 위상의 상기 LC 필터에 결합된 중간 포인트 노드를 갖는 전력 스위칭 요소 쌍을 포함하고, 각각의 LC 필터는 스위치측 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)를 포함함 -,
명령어들을 저장한 메모리 및 상기 명령어들을 실행하도록 구성된 프로세서를 포함하는 전자 제어기를 포함하며, 상기 명령어들은 상기 전자 제어기로 하여금,
각각의 전력 스위칭 요소 쌍의 각각의 전력 스위칭 요소의 드레인과 소스 양단에 결합된 드레인-소스 커패시터(CDS)의 커패시턴스를 결정하게 하고;
상기 전력 스위칭 요소 쌍들의 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 에너지 대 드레인 전류 값들을 결정하게 하고;
상기 LC 필터들의 인덕터들(LSW)에 대한 인덕턴스 값들 및 상기 전력 스위칭 요소들에 대한 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 상기 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA), 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 복수의 잠재적 조합을 생성하게 하고;
크기들의 각각의 잠재적 조합에 대해, 상기 LC 필터의 계산된 손실 대 볼륨에 대한 데이터 포인트를 플로팅하게 하는, 시스템. - 제43항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 명령어들을 실행하여 상기 전자 제어기로 하여금 플로팅된 데이터 포인트들을 이용하여 파레토 프론티어를 생성하게 하도록 추가로 구성되는, 시스템. - 제44항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 명령어들을 실행하여 상기 전자 제어기로 하여금 전자 디스플레이 상에 상기 파레토 프론티어를 디스플레이하게 하도록 추가로 구성되는, 시스템. - 제43항에 있어서,
상기 인덕턴스 값들 및 스위칭 주파수들을 스위핑하여 각각의 LC 필터의 상기 인덕터(LSW), 하이 사이드 커패시터(CA) 및 로우 사이드 커패시터(CB)의 크기들의 상기 복수의 잠재적 조합을 생성하는 것은, 상기 전자 제어기가,
상기 스위핑의 인덕턴스 값 및 스위칭 주파수의 각각의 조합에 대한 손실을 계산하고;
스위핑되는 상기 인덕턴스 값들의 각각의 인덕턴스 값에 대해, 복수의 인덕턴스-주파수 쌍을 생성하기 위해 최저 손실을 생성하는 상기 스위칭 주파수들로부터 연관된 주파수를 식별하고;
원하는 출력 전압 리플을 달성하는 상기 하이 사이드 커패시터(CA)에 대한 커패시턴스 크기 및 상기 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 크기와 각각의 인덕턴스-주파수 쌍을 연관시키고 - 상기 LC 필터들에 대한 크기들의 각각의 잠재적 조합은 상기 인덕턴스-주파수 쌍들 중 하나의 인덕턴스-주파수 쌍의 인덕턴스 값, 상기 인덕턴스-주파수 쌍과 연관된 상기 하이 사이드 커패시터(CA)에 대한 커패시턴스 크기, 및 상기 인덕턴스-주파수 쌍과 연관된 상기 로우 사이드 커패시터(CB)에 대한 커패시턴스 크기를 포함함 -;
상기 LC 필터에 대한 크기들의 각각의 잠재적 조합에 대한 상기 볼륨을 추정하는 것
을 포함하는, 시스템. - 제46항에 있어서,
상기 다상 인버터는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 인버터인, 시스템.
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