TW201944716A - Ｄｃ／ｄｃ轉換器、及ｄｃ／ｄｃ轉換器的控制方法 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃ轉換器、及ｄｃ／ｄｃ轉換器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本發明的課題，係於複數不同的電壓間之電壓切換中抑制延遲時間所致之控制的影響。
解決手段是一種DC/DC轉換器，係具備包含切換電路的主電路、以指令值為目標進行離散控制所致之離散控制的控制部、及產生用以驅動切換電路之切換訊號的切換訊號產生部。控制部係作為對應各控制週期Ts所進行之離散控制的操作量，運算出作為參數而具備延遲時間Td之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)。切換訊號產生部係依據以控制部的運算所得之脈衝寬度ΔT(k)，產生切換訊號。主電路係依據切換訊號產生部的切換訊號，驅動切換電路以切換電壓位準。

Description

ＤＣ／ＤＣ轉換器、及ＤＣ／ＤＣ轉換器的控制方法
本案發明係關於切換直流電壓之電壓位準的DC/DC轉換器、及DC/DC轉換器的控制方法。
(High/Low脈衝運轉)
近年來，例如電漿應用領域中，使用以數十Hz～數十kHz的週期進行ON/OFF的ON/OFF脈衝運轉、及藉由高速可變RF電力振幅的High/Low脈衝運轉所產生之高頻電力(RF輸出)。
該等脈衝運轉係據說對於因為成膜時之粒子所發生之異常放電的抑制、及低溫電漿所致之細微加工等有效。
ON/OFF脈衝運轉係對於負載供給斷續之高頻電力(RF輸出)的運轉模式。該運轉模式係於電力不供給至負載的OFF區間中，有電漿消滅之虞。因此，一度電漿消滅的話，RF輸出會與電漿阻抗發生失配。
另一方面，High/Low脈衝運轉係使對於負載時常不斷續之連續的高頻電力，分成High/Low的不同兩個位準，週期性可變的運轉模式，供給與High位準不同之位準的電力，來代替ON/OFF脈衝運轉的OFF區間。例如，在對電漿的電力供給中，藉由供給在生成薄膜所需之High側電力與用以持續維持電漿放電的Low側電力之間連續的輸出，防止電漿的消滅，經常維持穩定的電漿放電。
(DC/DC轉換器)
於高頻電力的產生中，有以DC/DC轉換器部的控制來進行High/Low脈衝運轉的方式。
在DC/DC轉換器部的控制下，需要高速轉變兩個不同的電壓位準，故High/Low脈衝運轉的頻率極限係依存於DC/DC轉換器的控制回應性。因此，對於使電壓位準間高速地轉變來說，被要求於DC/DC轉換器中高速的電壓變化，並且穩定的電壓控制。
作為DC/DC轉換器的控制方法，一般公知PI控制。PI控制係利用對指令值與檢測值的差分進行比例及積分以計算出操作量的典型控制。作為一例，有具備使用電容器電流的次迴路，與使用輸出電壓的主迴路之雙重閉迴路控制系所致之PI控制。閉迴路控制方式的PI控制係典型控制，於主迴路及次迴路的控制回應，分別有以下的限制。
1)次迴路係受到停滯時間等的影響，故切換頻率的約1/10的頻率成為最大的控制回應。
2)主迴路係為了防止與次迴路的干擾，次迴路之控制回應的約1/10的頻率成為最大控制回應。
所以，主迴路係相對於切換頻率大約1/100的頻率成為最大的控制回應。因為該控制回應的限制，進行10kHz或其以上的頻率之High/Low脈衝運轉時，切換頻率超過1MHz，控制會複雜化之外，閉迴路控制的控制回應也會超過極限。所以，在PI控制中，難以實現可獲得高速上升時間與下降時間之穩定的High/Low脈衝運轉。
(離散控制)
作為具有高回應性之DC/DC轉換器的控制方式，有離散控制。圖20係揭示PI控制與離散控制的概略。在圖20(a)所示的PI控制中，檢測出輸出與指令值的錯誤分，求出操作量，因應控制的回應頻率而逐漸符合。
相對於此，在圖20(b)所示的離散控制中，使用DC/DC轉換器之主電路的模型與檢測值，求出為了1樣本後控制值與目標值一致所需的操作量。藉由將該操作量賦予主電路，進行使指令值與控制值於下個樣本點中一致的非線性控制。
離散控制係針對以離散模型來展開將輸入及輸出設為狀態變數之電路狀態所得之狀態方程式，以第(ks+1)個取樣週期的控制值成為與目標值相等之方式對應各取樣週期運算出脈衝寬度ΔT(k)，根據所求出的脈衝寬度ΔT(k)所致之切換動作以控制輸出。
離散控制係於理想狀態中切換頻率直接成為最大的控制回應。此時，離散控制的操作量係根據模型化之主電路的關係式與檢測值求出。
在非專利文獻1中，提案有僅使用電壓檢測值的控制。又，在非專利文獻2～4中，針對對於延遲推估且補償的控制進行記述。又，在非專利文獻5中，於數位控制中，針對因為平均化所發生的延遲時間對穩定性的影響有所記載。
至今為止針對High/Low脈衝運轉所致之控制，提案有將電感電流iL使用來作為檢測值的ILref控制(非專利文獻6)。該ILref控制係將電感電流作為目標值，將輸出電流Iout當成變動干擾來進行的輸出控制。在非專利文獻7中，揭示切換頻率200kHz的條件中，以518μs實現從Low12V至High120V之108V的轉變。
[先前技術文獻]
[非專利文獻]
[非專利文獻1]A. Kawamura, T. Haneyoshi, and R. G. Hoft:“Deadbeat Controlled PWM Inverter with Parameter Estimation Using Only Voltage Sensor”, IEEE transactions on Power Electronics, Vol. 3, Issue 2, pp. 118-125 (1988)
[非專利文獻2]C. Li, S. Shen, M. Guan, J. Lu, and J. Zhang: “A Delay-compensated Deadbeat Current Controller for AC Electronic Load”, In Proceeding of the 25th Chinese Control Conference, CCC 2006, pp. 1981-1985 (2006)
[非專利文獻3]K. Hung, C. Chang, and L. Chen:
“Analysis and Implementation of a Delay-compensated Deadbeat Current Controller for Solar Inverters”, In Proceeding of Circuits, Devices and Systems, Vol. 148, pp. 279-286 (2001)
[非專利文獻4]T. Nussbaumer, M. L. Heldwein, G.
Gong, S. D. Round, and J. W. Kolar：“Comparison of Prediction Techniques to Compensate Time Delays Caused by Digital Control of a Three-Phase Buck-Type PWM Rectifier System”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 55, Issue 2, pp. 791-799 (2008)
[非專利文獻5]J. Chen, A. Prodic, R. W. Erickson, and
D. Maksimovic：“Predictive Digital Current Programmed Control”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 18, Issue 1, pp. 411-419 (2003)
[非專利文獻6]S. Mizushima, A. Kawamura, I.
Yuzurihara, A. Takayanagi, and R. Ohma ：“DC Converter Control Using Deadbeat Control of High Switching Frequency for Two-type Operation Modes”, In Proceeding of the 40th Annual Conference of the IEEE, IECON 2014, Vol. 1, pp. 5029-5034 (2014)
[非專利文獻7]S. Mizushima, H. Adachi, A. Kawamura, I. Yuzurihara, and R. Ohma ：“High/Low Pulse Generation of Deadbeat Based High Power DC-DC converter with Very Short Rise Time”, In Proceeding of the 8th International Power Electronics and Motion Control Conference of the IEEE, IPEMC-ECCE Asia 2016, Vol. 1, pp. 609-615 (2016)
[發明所欲解決之課題]
在DC/DC轉換器的High/Low脈衝運轉中，從Low側電力轉變至High側電力時的上升所需的轉變時間，及從High側電力轉變至Low側電力時的下降所需的轉變時間較慢時，在轉變區間中會發生不穩定的電漿，變成不均勻之薄膜生成的要因。因此，被要求讓上升與下降高速化，縮短轉變時間。
為了高速回應而對切換頻率進行高頻化的話，於取得電壓及電流的檢測值時，變成無法無視在主電路與控制部之間發生的延遲時間所致之影響。作為延遲時間，有檢測器的取得延遲、計算出離散控制等之操作量時的計算延遲、DC/DC轉換器之切換裝置的反應延遲等。
例如，藉由DC/DC轉換器的High/Low脈衝運轉的控制，產生高頻脈衝電力，利用該高頻脈衝電力進行電漿控制時，於高頻脈衝訊號的上升及下降時的電壓變化中，被要求電漿離子的產生/消滅的時間即μs單位的短暫轉變時間。檢測出DC/DC轉換器中之電感電流的直流電流感測器即使是高速的裝置也存在大約1μs的延遲時間，沒辦法無視。延遲時間，係在控制對象與控制模型之間產生誤差，離散控制的精度發生問題，也有成為控制振盪的原因之狀況。
因此，於複數不同的電壓間之電壓切換中，被要求高速控制並且抑制延遲時間所致之控制的影響。
本發明係解決前述之先前的問題點，目的為於複數不同的電壓間之電壓切換中抑制延遲時間所致之控制的影響。

[用以解決課題之手段]
本發明係對於控制的計算延遲等之無法避免的延遲時間的課題，藉由離散控制之主電路的模式建構來補償。本發明的離散控制，係以從現在時間點起n樣本後的時間點中可獲得如指令值的輸出之方式決定脈衝寬度ΔT的控制，n可設為任意整數，將n設為“1”時則控制1樣本後的時間點。
主電路的模式建構所致之補償，係藉由導出考慮了延遲時間Td 的存在之離散控制的操作量來進行。作為考慮了延遲時間Td之離散控制的操作量，使用加入延遲時間Td的參數之離散控制的脈衝寬度ΔT(k)。藉此，實現具有高速回應性之DC/DC轉換器的控制。又，藉由使用該技術，於不同電壓位準間的電壓切換中抑制延遲時間所致之控制的影響，可進行高速的電壓切換。將本發明適用於High/Low脈衝運轉時，在高電壓位準與低電壓位準之間進行電壓的切換。
交流電流感測器存在多數具有10MHz以上之回應性能的裝置，故使用交流電流感測器來代替直流電流感測器，並且作為離散控制的檢測值，使用可藉由交流電流感測器檢測的電容電流。
本發明係具備DC/DC轉換器的形態與DC/DC轉換器的控制方法的形態。
(DC/DC轉換器)
DC/DC轉換器，係具備包含切換電路的主電路、以指令值為目標進行離散控制所致之離散控制的控制部、及產生用以驅動切換電路之切換訊號的切換訊號產生部。
控制部係作為對應各控制週期Ts所進行之離散控制的操作量，運算出作為參數而具備延遲時間Td之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)。切換訊號產生部係依據以控制部的運算所得之脈衝寬度ΔT(k)，產生切換訊號。主電路係依據切換訊號產生部的切換訊號，驅動切換電路以切換電壓位準。
於主電路具備切換電路，與由電感LA及電容器C的串並聯電路所成之LC電路的構造中，控制部所致之離散控制的主電路之週期(k)的脈衝寬度ΔT(k)，係於LC電路中，控制週期(ks)之電容器C相關之電壓成分、控制週期(ks)之輸入電壓vo、及主電路之上次的週期(k-1)的脈衝寬度ΔT(k-1)具有時間項。
例如，將電感電流設為檢測值時的電容器C相關之電壓成分，係((Ts+Td)2 /2C)･iLA-ave(ks)/Vin、及((Ts+Td)2 /2C)･iR(ks)/Vin，將電容電流設為檢測值時的電容器C相關之電壓成分，係((Ts+Td)2 /2C)･iC-ave(ks)/ Vin，任一皆為(Ts+Td)2 的時間項。輸入電壓vo係((Ts+Td)･vo(ks))/Vin，(Ts+Td)的時間項。又，脈衝寬度ΔT(k-1)係具有(Td/Ts)之係數的時間項。再者，表示各脈衝寬度ΔT(k)的計算式於後記述。
各電壓成分的時間項，係作為參數而具備將控制週期Ts加算延遲時間Td的加算值(Ts+Td)。脈衝寬度ΔT(k-1)的時間項，係具備將延遲時間Td除以控制週期Ts的係數(Td/Ts)。本發明的DC/DC轉換器，係藉由脈衝寬度ΔT(k)具有延遲時間Td的參數，抑制延遲時間所致之控制的影響。
本發明可適用1相或多相的交錯控制。n相(n為2以上的整數)的多相之交錯控制的脈衝寬度ΔT(k)之電感之值，係1相的交錯控制的脈衝寬度ΔT(k)之電感之值的1/n。
(1相)
於1相所致之離散控制中，主電路係具備1相的切換電路，與由電感LA及電容器C的串並聯電路所成之1相的LC電路。
控制部係作為1相的離散控制的操作量，藉由運算取得將控制週期Ts加算延遲時間Td(Ts+Td)設為參數之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)。
於1相的離散控制的狀況中，離散控制的操作量即脈衝寬度ΔT(k)係在將電感電流iLA設為檢測值時以以下計算式表示。
將電容電流iC設為檢測值的脈衝寬度ΔT(k)以以下計算式表示。
前述計算式的脈衝寬度ΔT(k)係作為檢測值使用平均值之狀況。計算式中的iLA-ave(ks)是電感電流iLA的平均值，iC-ave(ks)是電容電流iC的平均值，Vo(ks)是檢測輸出電壓vo的平均值。時間點ks之電感電流的平均電流iLA-ave及電容電流iC-ave(ks)係使用切換的一週期之[ks-1～ks]的區間的平均值，時間點ks中導出之[k～k+1]的平均值輸入係使用Vin×Duty(=ΔT(k)/Ts)。
使用控制週期之各時間點的檢測值時的離散控制式，係可利用使用控制週期之各時間點的檢測值來代替前述計算式中的平均值所取得。
前述之參數寬度ΔT(k)係將狀態方程式的通解x(t)以二次展開式近似的近似式，關於包含控制週期Ts及延遲時間Td的(Ts+Td)，包含二項式。狀態方程式的通解x(t)並不限於二次展開式所致之近似，以更高次的展開式近似亦可，可藉由高次的展開來提升ΔT(k)的近似度。
切換訊號產生部係依據操作量(脈衝寬度ΔT(k))，產生1相的切換訊號，以驅動主電路的切換電路。
(多相：n相)
於多相所致之離散控制中，主電路係具備並聯連接之各相的電感L與由電容器C的串並聯電路所成之n相的LC電路。
控制部係作為n相的離散控制的操作量，藉由運算取得將控制週期Ts加算延遲時間Td(Ts+Td)設為參數之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)。
控制部的n相交錯所致之離散控制的操作量即脈衝寬度ΔT(k)係在將電感電流iLA設為檢測值時以以下計算式表示。
將電容電流iC設為檢測值的脈衝寬度ΔT(k)以以下計算式表示。
前述之脈衝寬度ΔT(k)係作為電流檢測值，使用電感電流及電容電流的平均值之狀況。
再者，於計算式中，
Vin(k)是輸入電壓，
vo(ks)是控制週期之時間點ks的輸出電壓，
iL(k)是主電路之週期的時間點k之電感電流的合成電流，
iL-ave(ks)是控制週期之時間點ks-1～時間點ks之間的電感電流之合成電流的平均值，
iC(k)是主電路之週期的時間點k之電容電流的合成電流，
iC-ave(ks)是控制週期之時間點ks-1～時間點ks時間點之間的電容電流之合成電流的平均值，
iR(ks)是控制週期之時間點ks的負載電流，
ICref是電容電流的指令值，
L是LC電路的電感，
C是LC電路的電容。
n相為3相時之脈衝寬度ΔT(k)係在將電感電流iLA設為檢測值時以以下計算式表示。
將電容電流iC設為檢測值的脈衝寬度ΔT(k)以以下計算式表示。
切換訊號產生部係依據操作量(脈衝寬度ΔT(k))，產生n相的切換訊號，以驅動主電路的切換電路。
(電壓位準切換的3模式控制)
本發明的DC/DC轉換器係將直流輸入接換不同電壓位準中，具備3模式所致之控制樣態。
前述控制部，係藉由
以定電流控制進行第1電力位準及第2電力位準之間轉變的轉變區間的第1模式、
以定電壓控制進行保持第1電力位準及第2電力位準之各電壓的維持區間的第3模式、及
以定電壓控制進行從前述轉變區間至前述維持區間之間的緩衝區間的第2模式
之3種模式的重複進行，將直流輸入轉換成不同之複數電壓位準的高頻脈衝輸出。
藉由改變切換的電壓位準，可於複數電壓位準(多重位準)之間切換電壓位準。
於各模式的n相交錯控制所致之離散控制的操作量(脈衝寬度ΔT(k))中，
第1模式之離散控制的操作量(脈衝寬度ΔT(k))係

第2模式之離散控制的操作量(脈衝寬度ΔT(k))係

第3模式之離散控制的操作量(脈衝寬度ΔT(k))係
在此，
Vin(k)是輸入電壓，
Vref是電壓指令值，
vodet(ks)是初始值vo(ks)，及根據vo(ks-1)求出的輸出電壓檢測值，
ICref是電容電流的指令值，
iC-ave(ks)是n相×切換頻率之最後的三角漣波電流的平均值，藉由控制週期的時間點ks之電容電流的平均值所得。
L是LC電路的電感，
C是LC電路的電容。
切換訊號產生部，係依據操作量，產生n相的切換訊號。
(DC/DC轉換器的控制方法)
一種DC/DC轉換器的控制方法，該DC/DC轉換器係具備：主電路，係包含切換電路；控制部，係以指令值為目標進行離散控制所致之離散控制；及切換訊號產生部，係產生用以驅動切換電路的切換訊號；其中，控制部，係作為對應各控制週期Ts所進行之離散控制的操作量，運算出作為參數具備延遲時間Td之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)；切換訊號產生部，係依據前述脈衝寬度ΔT(k)，產生切換訊號；主電路，係依據切換訊號，驅動切換電路。離散控制可設為1相的控制，或多相的交錯控制的各控制樣態。

[發明的效果]
依據本發明的DC/DC轉換器，作為考慮了延遲時間Td之離散控制的操作量，使用加上延遲時間Td的參數之離散控制的脈衝寬度ΔT(k)，進行離散控制之主電路的模式構建，藉此，於不同電壓位準間的電壓切換中抑制延遲時間所致之控制的影響，可進行高速的電壓切換，抑制控制的計算延遲等之無法避免的延遲時間的影響。
針對本發明的DC/DC轉換器、及DC/DC轉換器的控制方法，使用圖面進行說明。以下，使用圖1說明本發明之DC/DC轉換器的概略構造例，使用圖2～圖7針對本發明的離散控制進行說明1相的狀況，使用圖8～圖12針對本發明的離散控制，說明多相的狀況。使用圖13～圖18，說明本發明之離散控制的各模式。
(本發明之DC/DC轉換器的概略構造)
針對本發明之DC/DC轉換器的概略構造，使用圖1來進行說明。本發明的DC/DC轉換器1，係具備將輸入電壓Vin設為輸入，輸出檢測輸出電壓vo及負載電流iR的主電路(LC斬波電路)2、產生用以控制主電路2之切換裝置的ON/OFF動作之切換訊號的切換訊號產生部5、及輸入來自主電路2及負載7的檢測訊號，運算出脈衝寬度ΔT(k)，將運算出之脈衝寬度ΔT(k)輸出至切換訊號產生部5的控制部6。
主電路2的LC斬波電路係具備以電感L與電容C的串並聯連接所構成的LC電路4，與將以多相切換控制輸入電壓Vin，將形成之電感電流iL供給至LC電路4的切換電路3。
控制部6係運算出控制切換電路3之切換裝置的ON/OFF動作的切換訊號之脈衝寬度ΔT(k)。脈衝寬度ΔT(k)係於切換的1週期內，訂定切換裝置之ON狀態的時間寬度。控制部6係根據脈衝寬度ΔT(k)的長短，控制經過LC電路4供給至負載7的電力。控制部6係在將切換週期的時間寬度設為Ts時，運算出對於時間寬度T的脈衝寬度ΔT(k)的占空比Duty(=ΔT(k)/Ts)，依據該Duty進行控制亦可。控制部6係因應指定值的形態，以電壓控制、電流控制、及電力控制的各控制形態進行。
控制部6係如圖20(b)所示，進行以將第(ks+1)個取樣週期的輸出設為控制值，該控制值成為與目標值即指令值相等之方式對應各取樣週期運算出脈衝寬度ΔT(k)，根據所求出的脈衝寬度ΔT(k)來控制切換動作的離散控制。控制部6係於離散控制中，依據包含主電路2中的相電流的控制電流，以所定週期進行定電流控制，對應各取樣週期Ts進行驅動主電路2之切換電路3的切換裝置(未圖示)的切換訊號之脈衝寬度ΔT(k)的運算。在多相交錯所致之離散控制中，使用合成各相之相電流的合成電流，設為控制訊號。再者，在此，作為切換週期，使用取樣週期。
控制部6係將藉由包含合成電流之控制電流的定電流控制所運算出之脈衝寬度ΔT(k)設為各相電流的脈衝寬度ΔT(k)。藉由對控制電流進行定電流控制，步階回應係成為電流的步階回應，不是電壓的步階回應，故可抑制輸出電壓的二次振盪電壓。
本發明的切換訊號產生部5係將控制部6所運算出的脈衝寬度ΔT(k)設為各相的脈衝寬度ΔT(k)，並產生各相的切換訊號。於脈衝寬度ΔT(k)的運算中，依據包含合成相電流所得之合成電流的控制電流，運算出脈衝寬度ΔT(k)。於該運算中，控制電流係依據相電流的合成電流者，故可去除各相的脈衝寬度ΔT(k)的重疊所導致之限制，可求出允許各相的脈衝寬度ΔT相互重疊的脈衝寬度ΔT(k)。
(離散控制)
本發明的離散控制，係控制實現讓從現在時間點到n樣本後的時間點中可獲得如指令值的輸出的脈衝寬度ΔT。再者，n可設為任意整數，在將n設為“1”時，則控制1樣本後的時間點。
公知為了使電流及電壓的狀態變數在n樣本後趨穩，訂定反饋增益的控制。該控制被稱為無差拍控制。本發明的離散控制，係於n樣本後以所定值為目標進行控制之處，與該無差拍控制類似，但是，作為離散控制所需的操作量，決定訂定各控制週期之電力的脈衝寬度ΔT，來代替反饋增益的取得。
於離散控制中，導引出控制量為了符合1樣本後的指令值所需之操作量，故使用控制對象之主電路的狀態方程式進行模型化。再者，於本發明之DC/DC轉換器的控制中，將為了與商用交流訊號的單相交流、多相交流進行區別，將所定週期之一連串的控制訊號作為1相進行的控制稱為1相控制，將所定週期之一連串的控制訊號相互錯開相位具備複數個進行的控制稱為多相控制。本發明的DC/DC轉換器並不限於相為1相的狀況，也可適用複數相的狀況。以下，首先針對1相的狀況進行說明，接著針對複數相的狀況進行說明。關於相為複數相(n相)的狀況，針對3相的狀況進行說明。
(主電路的狀態方程式)
圖2係揭示1相的降壓型DC/DC轉換器的電路例。DC/DC轉換器係在輸入電壓Vin與負載RL之間，具備有具備串聯連接的切換裝置S1A與並聯連接的切換裝置S2A的切換電路、串聯連接切換電路及負載的電感LA、及同樣地並聯連接於切換電路及負載的電容C的LC電路。
於該DC/DC轉換器中，將藉由切換裝置S1A、S2A對於LC電路的輸入電壓設為u1(t)的話，LC電路的電路方程式以以下計算式表示。
根據前述電路方程式可獲得以下的狀態方程式。
但是，x(t)、A、B、u(t)如以下所示。
(考慮延遲時間之離散控制式的導出)
接著，使用主電路的狀態方程式，導引出離散控制式。計算式(2)、(3)之狀態方程式的通解，係依照輸入u1(τ)為一定的區間分割，以以下計算式(4)表示。
使用計算式(4)的通解，導引出離散控制的指令值與操作量的關係式。在此，控制部(控制器)的控制與主電路的動作之間，因為檢測器中取得電壓及電流的檢測值時的取得延遲、於控制部中從檢測值計算出操作量時的計算延遲、又，於主電路中切換裝置接收閘門訊號到動作為止的動作延遲等，存在有延遲時間。延遲時間，係成為控制對象即實際電路與控制模型的誤差，離散控制的精度發生問題，也有成為控制振盪的原因之狀況。
為了考慮延遲時間，導引出導入了延遲時間之項的離散控制式，並導引出將主電路的輸出控制成指令值的操作量。控制電路(控制器)係依據離散控制式，作為控制主電路之切換的操作量，產生對輸入電壓進行ON/OFF以控制輸出的脈衝寬度ΔT(k)。以下，以Td表示延遲時間。
切換電路的切換動作，係藉由從控制部輸出的閘門訊號進行。切換動作係除了以1相的閘門訊號進行之外，能以複數相(n相)所致之多相閘門訊號進行，多相閘門訊號所致之切換動作成為多相交錯。
以下，首先針對1相的狀況之離散控制式進行說明，接著針對複數相(n相)的狀況之離散控制式進行說明。再者，關於相為複數相(n相)的狀況，針對3相的狀況進行說明。
(1相的離散控制式)
以下，針對以1相進行切換動作的狀況，說明考慮了延遲時間Td之離散控制式的導出。
延遲時間Td係依存於前述之各種要因，時間寬度會變動。圖3係揭示假設延遲時間Td為取樣週期Ts的1週期以內的狀況。於圖3中，以k表示主電路的控制週期，以ks表示控制部(控制器)的控制週期(取樣週期)。
離散控制係以於主電路之控制週期k的1週期後，主電路的輸出符合指令值之方式進行控制。因此，於控制部(控制器)之控制週期的時間點ks中，求出主電路的控制週期之1週期的結束時間點(k+1)為止之狀態方程式的通解。為了考慮延遲時間Td，於通解導入延遲時間Td之項，求出離散控制的操作量即脈衝寬度ΔT(k)。
控制部(控制器)係在ks時間點計算出於主電路之控制週期的時間點(k+1)中用以讓控制量一致於指令值的操作量，並依據該操作量求出脈衝寬度ΔT(k)。切換電路係藉由依據求出的脈衝寬度ΔT(k)所形成的閘門訊號，對主電路的切換裝置進行開閉。
於狀態方程式(2)、(3)中，狀態方程式的通解x(t)係包含電感電流iLA(t)與檢測輸出電壓vo(t)。
於操作量的計算中，電感電流iLA(t)係在計算式上使用控制週期的各時間點之值。電感電流iLA(t)係包含切換時的漣波成分(Ripple component)，故1相中在主電路之週期k的1週期內電流值會變動。因此，除了使用控制週期的各時間點之值，為了抑制電流值的變動所致之影響，從主電路的週期k之1週期的平均值，取得電感電流iLA(t)的檢測值亦可。再者，電感電流iLA(t)的漣波成分不會影響檢測輸出電壓vo的上升電壓及下降電壓，故平均值不會反映檢測輸出電壓vo的變動所致之影響。
關於輸入電壓u1(t)，在計算式上也使用控制週期的各時間點之值。主電路的輸入電壓u1(t)係成為因應閘門訊號之脈衝狀的輸入波形。因此，除了使用控制週期的各時間點之值，為了迴避取樣時間點不同所致之檢測電壓值的變動，於輸入電壓也從控制週期ks之1取樣週期的平均值取得亦可。輸入電壓u1(t)係針對輸入電壓值Vin與零電壓的兩個值，以利用閘門訊號之脈衝寬度ΔT(t)的占空(Duty)訂定的時間寬度輸出，故控制週期ks之1取樣週期的平均值係作為(輸入電壓值Vin×Duty)計算。但是，在時間點(ks-1)中決定的Duty係藉由一週期分的時間寬度Ts相對於閘門訊號的時間寬度ΔT(k-1)之比率ΔT(k-1)/Ts表示，從時間點ks的檢測值導引出之ΔT(k)的Duty係藉由一週期分的時間寬度Ts相對於閘門訊號的時間寬度ΔT(k)之比率ΔT(k)/Ts表示。
檢測電流即電感電流iLA(t)及輸入電壓u1(t)係根據交錯的相數及延遲時間，沒有如上述般使用平均值的必要，故可使用控制週期之各時間點的檢測值。
使用計算式(4)的通解，於1相的狀況中，考慮延遲時間Td之離散控制的操作量即脈衝寬度ΔT(k)係以以下計算式(5)表示。
於計算式(5)中，主電路之週期(k)的脈衝寬度ΔT(k)係具有於LC電路中，主電路的下個週期(k+1)之iLA(k+1)所致之電感LA的電壓成分LA･iLA(k+1)、及控制週期(ks)之平均檢測電流即iLA-ave(ks)所致之電感LA及電容器C的電壓成分(LA-(Ts+Td)2 /2C)･iLA-ave(ks)、輸入電壓(Ts+Td)･vo(ks)、iR(ks)所致之電容器C的電壓成分((Ts+Td)2 /2C)･iR(ks)相對於各電壓成分的輸入電壓Vin之比率、及上次的週期(k-1)的脈衝寬度ΔT(k-1)之項(Td/Ts)･ΔT(k-1)。
脈衝寬度ΔT(k)係關於電感、電容、及電阻之各元件的電壓成分相對於各電壓成分的輸入電壓Vin之比率，具有於控制週期Ts加算延遲時間Td(Ts+Td)或(Ts+Td)2 之時間項。又，關於上次的脈衝寬度ΔT(k-1)，具有以控制週期Ts除延遲時間Td(Td/Ts)之時間項的係數。
計算式(5)的脈衝寬度ΔT(k)係表示作為檢測值使用電感電流的平均值之狀況。於計算式(5)中，iLA-ave(ks)是電感電流iLA的平均值，Vo(ks)是檢測輸出電壓vo。時間點ks之電感電流的平均電流iLA-ave係使用切換的一週期之[ks-1～ks]的區間的平均值，時間點ks中導出之[k～k+1]的平均值輸入係使用Vin×Duty(=ΔT(k)/Ts)。
使用控制週期之各時間點的檢測值時的離散控制式，係可利用於計算式(5)中使用控制週期之各時間點的檢測值來代替平均值所取得。
計算式(5)係將狀態方程式的通解x(t)以二次展開式近似的近似式，關於包含延遲時間Td(Ts+Td)，包含二項式。藉由以更高次的展開式近似狀態方程式的通解x(t)，可提升ΔT(k)的近似度。
以計算式(5)表示的脈衝寬度ΔT(k)係包含延遲時間Td之項。藉由依據包含該延遲時間Td之項的脈衝寬度ΔT(k)，對主電路的切換裝置進行開閉，進行考慮了延遲時間Td的控制。
(延遲)
針對對於主電路的週期k之控制部(控制器)的控制週期ks的延遲時間Td，使用圖4～圖7進行說明。
(無延遲的狀況)
圖4係無延遲時間Td的狀況。此時，主電路的週期k與控制部(控制器)的控制週期ks一致。
圖4(a)～(d)係揭示控制部(控制器)之取樣、檢測輸出、指令值及操作量，圖4(e)、(f)係揭示主電路之閘門訊號及輸出。
主電路的週期k與控制部(控制器)的控制週期ks一致，故在檢測輸出(b)與輸出(f)之間不會發生時間上的偏差。於時間點ks中依據檢測輸出(b)與指令值(c)，形成操作量即脈衝寬度ΔT(k)。該脈衝寬度ΔT(k)係以時間點(k+1)中輸出成為指令值之方式進行控制的操作量。主電路係以於時間點k與時間點(k+1)之間的控制週期中，以時間點ks的脈衝寬度ΔT(k)進行切換裝置的閉動作，輸出於時間點(k+1)中到達指令值之方式進行控制。
(有延遲(不考慮延遲時間Td)的狀況)
圖5係揭示有延遲的狀況，且對於離散控制的操作量即脈衝寬度ΔT(k)不考慮延遲時間Td的狀況。因為延遲，在主電路的週期k與控制部(控制器)的控制週期ks之間會發生延遲時間Td分的偏差。
圖5(a)～(d)係揭示控制部(控制器)之取樣、檢測輸出、指令值及操作量，圖5(e)、(f)係揭示主電路之閘門訊號及輸出。
在主電路的週期k與控制部(控制器)的控制週期ks之間有延遲時間Td的偏差，控制部(控制器)的檢測輸出(b)係從主電路輸出的輸出(f)延遲Td被檢測出。圖示的檢測輸出(b)係揭示相對於無延遲的狀況的時間點ks，延遲時間Td之前的時間點ks之輸出波形。
所形成的脈衝寬度ΔT(k)係於時間點ks中依據檢測輸出(b)與指令值(c)，用以使時間點ks中輸出符合指令值的操作量。於該脈衝寬度ΔT(k)的形成中，控制部(控制器)的控制週期ks係比主電路的週期k僅延遲延遲時間Td，故在輸出與檢測輸出之間會產生如檢測輸出(b)所示的檢測誤差。再者，圖5(b)所示的檢測誤差，係輸出(以圖中的四角表示)與檢測輸出(以圖中的×記號表示)的差分，表示時間點(ks+1)之檢測誤差。
主電路係以於時間點k與時間點(k+1)之間的控制週期中，在時間點k取得僅延遲延遲時間Td的時間點ks的脈衝寬度ΔT(k)，對切換裝置進行閉動作。主電路的操作量即脈衝寬度ΔT(k)係依據包含延遲時間Td所致之輸出誤差的檢測輸出來形成，故對於在[ks～ks+1]之間完成脈衝寬度ΔT(k)的閘門控制來說，無法獲得充分的時間，根據脈衝寬度ΔT(k)所控制的輸出係在與指令值之間產生輸出誤差(圖5(f))。檢測值的誤差與輸出的誤差會成為振盪的要因。
(有延遲(考慮了延遲時間Td)的狀況)
圖6係揭示有延遲的狀況，且對於離散控制的操作量即脈衝寬度ΔT(k)中考慮延遲時間Td的狀況。因為取得電壓及電流的檢測值時之檢測器的取得延遲、計算離散控制等之操作量時的計算延遲、DC/DC轉換器之切換裝置的反應延遲等的延遲，在主電路的週期k與控制部(控制器)的控制週期ks之間產生延遲時間Td分的偏差。
與圖4所示之無延遲的控制同樣地，使用時間點ks之值預測時間點(ks+1)的話，因為用以求出操作量的檢測輸出包含延遲時間Td的偏差所致之延遲分，操作量會發生誤差。
因此，在本發明所致之控制中為了抑制該延遲時間Td所致之誤差，於控制部的控制週期區間[ks～ks+1]中，預測從時間點(ks+1)經過延遲時間Td分之後的時間點((ks+1)+Td)，來代替使用時間點ks的檢測訊號之值的時間點(ks+1)的預測。該預測時間點係主電路之控制週期的時間點(k+1)。藉由時間點ks的離散控制，求出於從時間點ks經過((ks+1)+Td)後的時間點(k+1)中，用以使控制對象符合指令值的操作量(脈衝寬度ΔT(k))。
圖6(a)～(d)係揭示控制部(控制器)之取樣、檢測輸出、推估輸出(平均值)、指令值及操作量，圖6(e)、(f)係揭示主電路之閘門訊號及輸出。
在主電路的週期k與控制部(控制器)的控制週期ks之間有延遲時間Td的偏差，故檢測輸出(b)從輸出延遲Td被檢測出。圖6(b)的檢測輸出(以濃線表示)係揭示對於輸出(以淡線表示)延遲延遲時間Td被檢測出的狀態。
本發明係依據時間點ks的檢測輸出(b)與指令值(c)、及上次的脈衝寬度ΔT(k-1)，形成時間點(k+1)的操作量即脈衝寬度ΔT(k)。
在此，時間點k中脈衝寬度ΔT(k)的形成所用之時間點ks的檢測值，係由於不是時間點k之值，而是延遲延遲時間Td之值，在本發明中，對於上次的脈衝寬度ΔT(k-1)及時間點ks的檢測值補償延遲時間Td，求出相當於時間點ks經過延遲時間Td後的時間點的時間點k之值。藉由於脈衝寬度ΔT(k)中補償延遲時間Td的補償，消除延遲時間Td所致之檢測誤差。
因為控制部中發生的延遲時間Td，從主電路側來看的話，控制側的脈衝週期ks被辨識為延遲Td，另一方面，從控制側來看的話，主電路側的週期k被辨識為進行了延遲時間Td。
因此，從主電路側來看的話，控制部之時間點ks的檢測值僅延遲延遲時間Td，故於主電路的時間點k中控制部的檢測值有延遲時間Td分的延遲。本發明係於控制側中，求出針對上次的脈衝寬度ΔT(k-1)、及時間點ks的檢測值補償延遲時間Td之值，使用該補償之值，形成時間點k的脈衝寬度ΔT(k)。該脈衝寬度ΔT(k)係從主電路的時間點k以週期k進行的操作量。
主電路係從控制側來看進行了延遲時間Td分，但是，藉由使用補償了延遲時間Td之脈衝寬度ΔT(k)的操作量來控制閘門，可消除延遲時間Td所致之誤差。此時，主電路的週期k係時間點k與時間點(k+1)的區間，於該區間中以脈衝寬度ΔT(k)的操作量來控制閘門。
再者，週期k的[k～k+1]間之脈衝寬度ΔT(k)的形成中所用之檢測值，係除了從時間點k起延遲時間Td之前的時間點ks的檢測值作為時間點k之值直接使用，可使用在比時間點ks之前的脈衝週期ks的所定區間內之值所得之推估值。藉由使用由所定區間內之值所得的推估值，可迴避脈衝週期ks的週期內檢測值變動所致之檢測誤差。
在使用所定區間內之值的檢測值的推估中，例如求出[ks-1～ks]的區間之電容電流ic的檢測值之平均值，將該平均值所致之推估值作為時間點ks之電容電流ic的檢測值，使用該檢測值形成進行週期k的[k～k+1]間之閘門控制的脈衝寬度ΔT(k)。
於該脈衝寬度ΔT(k)的形成中，控制部(控制器)的控制週期ks係比主電路的週期k僅延遲延遲時間Td，但是，並不是預測時間點(ks+1)，而是預測從時間點(ks+1)之延遲時間Td分後的((ks+1)+Td)時間點即主電路之控制週期的時間點(k+1)。主電路係藉由在時間點k與時間點(k+1)之間於控制週期[k～k+1]中，在僅延遲延遲時間Td的時間點ks中所得的脈衝寬度ΔT(k)，對切換裝置進行閉動作。
前述計算式(5)所示，考慮了延遲時間Td之離散控制的操作量脈衝寬度ΔT(k)，係考慮延遲時間Td與相當於控制週期的時間點(k+1)之控制週期Ts的時間項(Ts+Td)。
於控制部(控制器)側中，從時間點ks僅延遲延遲時間Td的時間點中所檢測出之值，係與主電路側的週期k一致。因此，從主電路側來看的話，主電路的週期k中所得之操作量(脈衝寬度ΔT(k))，係成為正確辨識出主電路之狀態的操作量，成為消除了延遲時間Td所致之主電路與控制側之誤差的狀態。
藉此，脈衝寬度ΔT(k)的閘門控制可獲得充分的時間，可抑制藉由脈衝寬度ΔT(k)所控制之輸出與指令值之間的輸出誤差((圖6)中虛線的圓形記號)。圖6(b)係揭示時間點(ks+1)之檢測誤差(對於輸出之檢測輸出的差分)。
(延遲時間Td超過1控制週期Ts的狀況)
在前述之考慮了延遲時間Td之離散控制式的導出中，已揭示假設延遲時間Td是主電路之週期k的1取樣週期Ts以內的狀況，關於延遲時間Td超過主電路之週期k的1取樣週期Ts的狀況，也可藉由因應延遲時間Td延長預測時間點，以相同的手法來訂定操作量(脈衝寬度ΔT(k))。
圖7(a)係揭示延遲時間Td為1取樣週期Ts以內的狀況，圖7(b)係揭示延遲時間Td超過1取樣週期Ts，在2取樣週期2Ts以內的狀況。
如圖7(a)所示，延遲在控制週期ks的1取樣週期Ts以內時，依據時間點ks的檢測輸出及指令值，預測從時間點ks起1取樣週期Ts經過延遲時間Td之後的(Ts+Td)時間點即主電路之控制週期的時間點(k+1)。再者，於多相交錯的狀況中，也預測從時間點ks起1取樣週期Ts經過延遲時間Td之後的(Ts+Td)時間點即主電路之控制週期的時間點(k+1)。
再者，對於時間點ks將[ks～k+1]作為狀態方程式的積分期間，預測(Ts+Td)後的時間點(k+1)，於[k～k+1]的控制期間中以脈衝寬度ΔT(k)進行切換控制。
於如圖7(b)中，延遲超過控制週期ks的1取樣週期Ts，且在2取樣週期2Ts以內時，依據時間點ks的檢測輸出及指令值，從時間點ks起加算延遲時間Td與取樣週期Ts之(Ts+Td)後預測主電路之控制週期的時間點(k+2)。再者，延遲時間Td超過1取樣週期Ts，故從時間點ks經過(Ts+Td)後的時間點成為時間點(k+2)。
再者，對於時間點ks將[ks～k+2]作為狀態方程式的積分期間，預測(2Ts+Td)後的時間點(k+2)，於[k+1～k+2]的控制期間中以脈衝寬度ΔT(k)進行切換控制。
(3相交錯方式的離散控制)
在前述(1相的離散控制式)中，揭示1相之離散控制的操作量。在此，針對適用DC/DC轉換器的高速化之一手法即多相交錯方式，讓DC/DC轉換器高速化的狀況，說明擴張成3相交錯方式的降壓型DC/DC轉換器之離散控制的操作量之3相的離散控制式進行說明。
圖8係作為多相交錯方式適用3相交錯方式的範例，揭示3相之相位電流時的脈衝寬度ΔT(k)的範例。
在3相交錯方式中，藉由將3相之各相的相位分別各錯開120度，漣波頻率成為3倍。所以，在3相交錯方式中，相較於1相，以1/3的輸出電容器的電容實現同等的輸出漣波，讓切換成DC/DC轉換器之電壓位準的動作高速化。
圖8(a)係揭示於切換之1週期的時間寬度T中，3相之相位電流的3個相位電流的脈衝寬度ΔT(k)重疊的範例。圖8(b)係揭示於切換之1週期的時間寬度Ts中，3相之相位電流中兩個相位電流的脈衝寬度ΔT(k)重疊的範例。圖8(c)係揭示關於3相之相位電流，相位電流的脈衝寬度ΔT(k)並未重疊的範例。
藉由n相的多相交錯來使切換電路3進行切換動作時，於主電路2的LC斬波電路所包含之n個電感L(L1～Ln)分別流通電感電流iL1～iLn。控制部6係作為控制電流，輸入包含合成該等電感電流iL1～iLn即各相電流之合成電流iL的電流。
控制電流係除了合成各相電流之電感電流的合成電流iL之外，使用從合成電流iL減去負載電流iR的電容電流iC亦可。
於1相的離散控制式中，考慮了延遲時間Td之離散控制的操作量以計算式(5)表示。藉由將該脈衝寬度ΔT(k)擴張至3相交錯方式的降壓型DC/DC轉換器，可獲得考慮了利用3相交錯方式高速化之轉換器的延遲時間Td之離散控制的操作量。再者，在此揭示3相交錯方式，但是，3相交錯為多相交錯的一例，也可同樣適用3相以上的多相交錯方式。
圖9係揭示3相交錯方式所致之降壓型DC/DC轉換器的概略構造。切換裝置S1A、S2A、及電感LA、切換裝置S1B、S2B、及電感LB、以及切換裝置S1C、S2C、及電感LC係構成3相的各相，共通具備電容C及負載阻抗RL。
導出作為控制電流檢測出合成電流的定電流控制及定電壓控制的控制電流及輸出電壓的計算式。圖10(a)、(b)係圖9之3相交錯方式所致之降壓型DC/DC轉換器電路的等效電路，表示於閉迴路自動控制回應的區域中，充分比切換頻率還長之時間範圍的等效電路。
(定電壓控制)
圖10(b)之LCR電路的等效電路係用以說明檢測輸出電壓vo的定電壓控制的圖。再者，在此，揭示包含以LCR電路構成之降壓斬波電路的DC/DC轉換器的範例。
於LCR電路的等效電路中，在輸入輸入電壓U時的步階回應中所得之檢測輸出電壓vo係以以下計算式表示。
前述的計算式(6)係表示檢測輸出電壓vo是二次振盪電壓，暗示過衝及下衝的發生。
(定電流控制)
於圖10(a)的等效電路中，以電流源表示各相的相電流iLA、iLB、及iLC的合成電流(iLA+iLB+iLC=iL)，以(L/3)表示3個切換電路的各電感L的合成電感。於該等效電路中，從電流源輸入的輸入電流(iL)所致之檢測輸出電壓vo的步階回應以以下計算式表示。
計算式(7)係表示檢測輸出電壓vo的步階回應未引起二次振盪電壓，以(RL‧iL)為目標而指數函數地增加。
將電感電流iL之合成電流的時間函數iL(t)，以以下計算式(8)界定。
合成電流(iL(t))、電容電流iC(t)、及檢測輸出電壓vo(t)分別以以下計算式(9)表示。
以計算式(9)表示的檢測輸出電壓vo(t)係從以計算式(7)表示的檢測輸出電壓vo(t)刪除負載阻抗RL，經過充分的時間後(t→∞)的最終值係表示收斂於指令電壓Vref。
所以，藉由將以計算式(8)表示之電感電流iL(t)的合成電流設為控制電流進行定電流控制，可不讓二次振盪電壓發生，控制步階回應。
再者，於以計算式(9)表示的檢測輸出電壓vo(t)中，Av係乘以檢測輸出電壓vo(t)與指令電壓Vref的差分值(Vref-Vo(t))的係數。例如，係數Av越大，則成為差分值(Vref-Vo(t))的大小越強烈反映的步階回應。
(雙方向降壓斬波電路的狀態方程式)
接著，導出3相交錯方式的雙方向降壓斬波電路的狀態方程式。圖11係揭示3相中1相的等效電路。為了將以前述計算式(8)表示的合成電流(iL)，轉換成適用於定電流控制的形態，求出圖9所示之iL1、iL2及iL3的合成電流即iL(=iL1+iL2+iL3)的狀態方程式，導出與脈衝寬度ΔT的關係式。
藉由圖9的各相之S1A～S1C、S2A～S2C的ON/OFF動作，對於u1(τ)、u2(τ)及u3(τ)施加Vin或0電壓。使用疊加原理來表現的話，關於u1(τ)，以圖11的等效電路表示。於圖11中，u1(τ)係在將S1A設為ON，S2A設為OFF時成為Vin，將S1A設為OFF，S2A設為ON時u1(τ)成為0。但是，S1B與S2B、S1C與S2C的輸入Vin作為短路狀態。
設為LA=LB=LC=L，於圖11中求出電壓u1(t)、u2(t)、及u3(t)之狀態方程式，藉由疊加該等的原理，獲得3相交錯方式的降壓DC/DC轉換器的狀態方程式。
但是，x(t)係電感LA、LB、LC的各電流iLA(t)、iLB(t)、iLC(t)、及檢測輸出電壓vo(t)的要素，u(t)係各相的輸入電壓u1(t)、u2(t)、及u3(t)，A2係各相之電感L、電容C、及電阻R的要素所成的係數之項，B2係各相之電感L的要素所成的係數之項。
與前述之1相的狀況同樣地，將[(ks-1)～k]區間之Duty設為ΔT(k-1)/Ts，將[k～(k+1)]區間之Duty設為ΔT(k)/Ts的話，操作量即脈衝寬度ΔT(k)係以以下計算式(11)計算。
藉此，將操作量設為ΔT(k)，將指令值設為iL(k+1)，考慮了延遲時間Td的離散控制式，係在1相中藉由計算式(5)導出，在3相中藉由計算式(11)導出。
再者，n相的脈衝寬度ΔT(k)以以下計算式表示。
(多相交錯的狀況)
在前述中，揭示以1相的閘門訊號進行切換動作的狀態，但是，藉由多相交錯，以多相的閘門訊號進行切換動作的狀況也相同。
多相的切換動作係與1相的閘門訊號所致之切換動作相同，在延遲時間Td是取樣週期Ts以內時，依據時間點ks的檢測輸出及指令值，預測從時間點ks起取樣週期Ts加算延遲時間Td分的(Ts+Td)時間點即主電路之控制週期的時間點(k+1)。
在多相的切換動作中，於操作量即脈衝寬度ΔT(k)的計算中，作為計算所用之時間點ks的檢測值，使用平均值所致之推估值時，平均區間係使用漣波週期Tr來代替取樣週期Ts。例如A相、B相、及C相之3相交錯的狀況中，延遲時間Td比取樣週期Ts還短時，在A相的時間點ksA中，考慮延遲時間Td的延遲，預測主電路的時間點kA+1，決定主電路週期之週期k的區間[kA～kA+1]的脈衝寬度ΔT(k)。
此時，作為電容器電流iC的時間點ksA的檢測值，使用控制週期[ksC-1～ksA]的區間的平均值。在此，時間點ksC-1係週期ks之C相的時間點，該控制週期的時間寬度係1漣波週期Tr(=Ts/3)。再者，n相之狀況的1漣波週期Tr為Ts/n。
於取樣時間點ks中，考慮延遲時間Td，預測主電路的時間點(k+1)，決定[k～k+1]的脈衝寬度ΔT(k)。此時，作為檢測值使用平均值時，使用時間點k起(1相分的漣波週期Tr+延遲時間Td)前之區間的平均值。
又，延遲時間Td為1取樣週期Ts以上，且2取樣週期2Ts以內時，依據時間點ks的檢測輸出或推估值、及指令值，預測從時間點ks起n取樣週期Ts延遲時間Td分後的(nTs+Td)的時間點即主電路之控制週期的時間點(k+2)。再者，延遲時間Td超過1取樣週期Ts，故從時間點ks經過(nTs+Td)後的時間點成為時間點(k+2)。
在1相中依各取樣週期Ts決定脈衝寬度ΔT(k)。於3相中，配合1相的狀況，延遲時間Td在[0～Ts]之間時，於時間點ks中，決定[k～k+1]的脈衝寬度ΔT(k)，在延遲時間Td在[Ts～2Ts]之間時，於時間點ks中，決定[k+1～k+2]的脈衝寬度ΔT(k)。
於3相交錯方式的離散控制中，也與1相的離散控制同樣地，為了抑制包含於檢測出之電感電流的漣波成分所致之變動的影響，從平均值取得電感電流iLA(t)的檢測值。
電流週期變動的區間相當於漣波頻率的1週期分。藉由將該漣波頻率之1週期分的區間設為平均值的取得區間，平均化漣波成分所致之變動。在1相的狀況中，將求出檢測值的平均值的取得區間，設為漣波頻率之1週期分即主電路之週期k的1週期。主電路之週期k的1週期係主電路的切換裝置之切換的1週期。
於3相交錯方式的狀況中也設為漣波頻率的1週期分。該漣波頻率的1週期分係在3相的狀況中，是切換的主電路之週期k的1/3週期。關於3相以上之n相的多相交錯也相同，將取得區間設為切換的主電路之週期k的1/n週期，求出平均值。
圖12係揭示(a)3相之切換電路的ON/OFF狀態，(b)1相所致之切換中流通之各電感電流iL1～iL3，(c)3相所致之切換中流通之合成電流(iL1+iL2+iL3)。取得平均電流的區間，係在1相中為切換週期的1週期分，在3相中為切換週期的1/3週期分。
(電容電流iC所致之離散控制)
考慮了延遲時間Td之1相的離散控制式(5)，及多相的離散控制式(12)係作為指令值而導出電感電流iL(k+1)。
然而，於檢測出電感電流iL的直流電流感測器，及檢測出檢測輸出電壓vo的絕緣放大器，被估計控制週期以上的延遲時間。此種狀況中，在以計算式(5)或計算式(12)導出的脈衝寬度ΔT(k)中，可預測切換動作無法獲得充分的穩定性。
(作為檢測值使用電容電流iC的離散控制)
為了消除將電感電流iL設為檢測值時之過度的延遲，使用以交流電流感測器所檢測出的電容電流iC，來代替以直流電流感測器所檢測出的電感電流iL，進行將電容電流iC設為檢測值的控制系所致之離散控制。交流電流感測器可進行高速檢測，故可減低檢測之延遲。
針對於DC/DC轉換器的電壓位準之切換運轉的離散控制中，組合定電流控制與定電壓控制進行說明。
以下，首先針對無延遲時的定電壓離散控制、定電流離散控制、及定電壓離散控制與定電流離散控制的組合進行說明，接著針對有延遲時之離散控制的模式控制進行說明。關於離散控制的模式控制，除了延遲時間之外，針對考慮了從定電流控制切換至定電壓控制時所發生之過衝及下衝的控制進行說明。再者，在以下的各離散控制的說明中，以在高電壓位準(High位準)與低電壓位準(Low位準)之間切換電壓位準的H/L的2位準控制為例進行說明。
再者，圖12(b)、圖12(c)所示之電流波形，係為了說明而模式揭示者，並不是表示實際的電流波形者。
(組合定電壓控制與定電流控制的控制形態)
針對H/L的2位準控制中，組合定電壓控制與定電流控制的控制形態，使用圖13進行說明。
在此控制形態中，組合定電壓控制與定電流控制來進行從Low電力側到High電力側之電力位準的切換，及進行從High電力側到Low電力側之電力位準的切換之2位準間的轉變。
圖13係用以說明定電壓控制與定電流控制之組合的控制樣態的圖，圖13(a)係揭示控制部的概略，圖13(b)、(c)係揭示指令電壓Vref及指令電流IC-ref，圖13(d)係揭示檢測輸出電壓vo。再者，在此，作為檢測電流，使用電容電流iC。
在將Low電力側及High電力側保持為指令電壓的維持區間中進行定電壓控制，在Low電力側到High電力側之間切換電力位準的轉變區間中進行定電流控制。
在定電壓控制中，使用計算式(13)或計算式(14)的脈衝寬度ΔT(k)，保持成指令電壓Vref。

以計算式(13)表示的脈衝寬度ΔT(k)係使用所檢測出的電容電流iC(k)及檢測輸出電壓vo(k)，以檢測輸出電壓vo(k)成為指令電壓Vref之方式進行控制。
以計算式(14)表示的脈衝寬度ΔT(k)係使用所檢測出的電容電流iC(k)，以檢測輸出電壓vo(k)成為指令電壓Vref之方式進行控制。再者，在計算式(14)中，藉由將係數Av設定為Av=3Ts/L，可不需檢測輸出電壓vo(k)的檢測，僅利用檢測電容電流iC(k)，來訂定脈衝寬度ΔT(k)。
在定電流控制中，在使用計算式(15)的脈衝寬度ΔT(k)將檢測電流iC維持成指令電流IC-ref的狀態下，從Low電力側的指令電壓VL以High電力側的指令電壓VH為目標進行轉移，或從High電力側的指令電壓VH以Low電力側的指令電壓VL為目標進行轉移。
電容電流的指令電流IC-ref係於H/L的2位準控制中，使用對應High位準的VH之IC-refH的指令電流，與對應Low位準的VL之IC-refL的指令電流之範例。
於H/L的2位準控制中，重複進行電力維持區間的定電壓控制與電力轉變區間的定電流控制。
(離散控制的模式控制)
於離散控制中，組合前述之定電壓控制與定電流控制以適用控制形態時，必須考慮延遲時間、從定電流控制切換至定電壓控制時所發生之過衝及下衝。以下，針對考慮了延遲時間、過衝及下衝之離散控制的模式控制進行說明。
於High/Low脈衝運轉中，為了讓High電力側與Low脈衝電力側之間圓滑地轉變，進行組合定電流控制與定電壓控制的複數模式所致之離散控制。於組合前述之定電壓控制與定電流控制的控制中，在從定電流控制到定電壓控制之控制切換時的切換中，為了抑制過衝及下衝而圓滑地進行，在本發明的離散控制中，使用以下說明之3種模式來進行控制。
本發明的離散控制係於High/Low脈衝運轉中，如圖14所示，以除了High電力側與Low電力側之間的電壓轉變時所用之定電流控制的第1模式(模式Ⅰ)及High電力時、或Low電力時所用之定電壓控制的第3模式(模式Ⅲ)之外，為了圓滑地用以進行從定電流控制到定電壓控制的切換之緩衝區間的控制的第2模式(模式Ⅱ)之3種模式所構成。以下，分別以模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ表示第1模式、第2模式、及第3模式。
圖14係揭示本發明的離散控制之模式Ⅰ～模式Ⅲ的3種模式的電力轉變狀態，且揭示High/Low脈衝運轉之各模式。圖14(a)係揭示從Low電力側至High電力側的電力轉變，圖14(b)係揭示從High電力側至Low電力側的電力轉變。
使電力從Low電力側轉變至High電力側時，於Low電力時進行模式Ⅲ的定電壓控制，於從Low電力側到High電力側的電壓轉變中進行模式Ⅰ的定電流控制，於從模式Ⅰ的定電流控制至模式Ⅲ的定電壓控制的切換之間進行模式Ⅱ之緩衝模式的定電壓控制。
另一方面，使電力從High電力側轉變至Low電力側時，於High電力時進行模式Ⅲ的定電壓控制，於從High電力側到Low電力側的電壓轉變中進行模式Ⅰ的定電流控制，於從模式Ⅰ的定電流控制至模式Ⅲ的定電壓控制的切換之間進行模式Ⅱ之緩衝模式的定電壓控制。
以下，針對各模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ進行說明。

(模式Ⅰ：定電流離散控制)
模式Ⅰ係High電力側與Low電力側之間的電壓轉變時所進行的定電流離散控制，從Low電力側至High電力側的轉變時，及從High電力側至Low電力側的轉變時使用定電流離散控制。藉由進行定電流離散控制，可抑制轉變時之過衝及下衝的發生，及過電流的發生。
藉由直流電流感測器檢測出電感電流iL(ks)時，會發生數μs的延遲時間。相對於此，交流電流感測器即使於萬用品中也存在多數延遲時間少的裝置。因此，將能以交流電流感測器檢測出的電容電流使用於控制，故以以下計算式(16)界定電感電流iL相關的指令值iL(k+1)。以下，以Vref標記電壓的指令值，以IC-ref或ICref標記電容電流的指令值來進行說明。
又，電感的平均電流iL-ave(ks)、電容電流iC的平均電流iC-ave(ks)、及負載電流iR(ks)之間的關係係以以下計算式(17)表示。
藉由將計算式(16)及計算式(17)代入計算式(13)，可得使用所檢測出之電容電流iC的離散控制式。
1相及n相之狀況的脈衝寬度ΔT(k)以以下計算式表示。

計算式(19)、(20)的脈衝寬度ΔT(k)係作為檢測值，包含電容平均電流iC-ave(ks)與檢測輸出電壓vo(ks)。
電容平均電流iC-ave(ks)的計算，係藉由對應比控制週期Ts還短之取樣的各週期Tsample檢測出電容電流iC並求出平均值，獲得控制週期Ts間的平均電流。
輸出的檢測電壓vo(ks)係一般來說透過絕緣放大器取得，故會發生數μs的延遲時間。因此，使用利用可進行高速檢測的交流電流感測器所檢測出之電容電流，求出檢測輸出電壓vo(ks)。
使用電容電流iC之檢測輸出電壓vo(ks)的計算，係藉由對應比取樣週期Ts還短之取樣的各週期Tsample進行檢測與運算，利用求出取樣週期Ts間的平均電流，及使用平均電流的電壓變化來進行。
將從Low電力側至High電力側的轉變，或從High電力側至Low電力側的轉變之各轉變之前的時間點所取得之輸出電壓的檢測值設為初始值vo(ks)時，輸出電壓vodet(ks+1)係藉由取樣週期Ts後的控制樣本時的運算來求出。
輸出電壓vodet(ks+1)係以將電容C的取樣週期Ts的電壓分iC /C及時間點ks之輸出電壓vodet(ks)個別乘以(ks+(m-1)･Tsample/Ts)的係數之值的和來表示，如以下所述般計算。
但是，Tsample是高速檢測出電容電流iC的時間間隔，m是1控制週期內可進行高速檢測的次數。亦即，成為Ts=m×Tsample。
將藉由以上的高速運算所得之輸出的檢測電壓vodet代入計算式(20)的vo。藉此，將指令值設為ICref的話，僅使用電容電流iC，操作量的脈衝寬度ΔT(k)能以以下計算式(22)所得。
模式Ⅰ(定電流離散控制的脈衝寬度ΔT(k))

該脈衝寬度ΔT(k)成為模式Ⅰ之IC離散控制的操作量。
(模式Ⅱ：切換控制時的緩衝模式)
相對於模式Ⅰ使用定電流離散控制，模式Ⅱ及模式Ⅲ中使用定電壓離散控制。於定電壓離散控制中，與定電流離散控制同樣地，作為檢測值使用電容電流iC。為了獲得使用電容電流iC來代替電感電流iL的控制式，將指令值iL(k+1)使用增益A1如以下所述界定。
又，使用前述計算式(23)，對脈衝寬度ΔT(k)的計算式(11)進行變形的話，可得以下計算式(24)。
模式Ⅱ(定電壓離散控制的脈衝寬度ΔT(k))
模式Ⅱ係如圖14所示，是從定電流控制轉移至定電壓控制的緩衝模式。在該緩衝模式中，藉由使用比模式Ⅲ的定電壓控制之增益A2還小的增益A1，抑制過衝及下衝。又，在模式Ⅱ由於輸出電壓在轉變中，使用低速的檢測電壓的話，會被延遲時間大幅影響。因此，與模式Ⅰ同樣地將根據電容電流推估之輸出電壓vodet使用於離散控制。
所以，模式Ⅱ之使用電容電流iC的iC離散控制的操作量，係將以計算式(24)表示之脈衝寬度T(k)的增益A1置換成AH1、AL1的話，以以下計算式(25)、(26)表示。增益AH1係High電力側的增益，增益AL1係Low電力側的增益。
模式Ⅱ(定電壓離散控制的脈衝寬度ΔT(k))
(模式Ⅲ：定電壓離散控制)
在模式Ⅲ中，與模式Ⅱ同樣地藉由計算式(23)作為指令值界定iL(k+1)。又，為了消除低速之檢測電壓的影響，將增益A2重新以以下計算式(27)界定。
藉由以計算式(27)界定增益A2，模式Ⅲ之離散控制式能以以下計算式(28)所得。
模式Ⅲ(定電壓離散控制的脈衝寬度ΔT(k))
藉此，於定電壓離散控制中，也可得刪除了低速的檢測電壓vo(ks)之項，僅將可進行高速檢測的電容電流iC設為檢測值的離散控制式。
圖15係揭示前述之模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ之各模式的控制形態、控制區間、脈衝寬度ΔT(k)、指令值、輸出檢測電壓、延遲時間Td、控制對象、增益等，圖16係揭示模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ之各模式的控制形態。
於圖15及圖16(a)中，模式Ⅰ係於轉移Low電力側與High電力側之間的轉變區間中進行定電流離散控制，以控制對象的電容電流iC成為指令值IC-ref之方式進行定電流離散控制。在此模式Ⅰ中，根據電容電流iC推估輸出的檢測電壓。又，時間點ks之離散控制的輸出電壓vodet(ks)係根據時間點ks之輸出檢測電壓vo(ks-1)，或時間點(ks-1)之離散控制的輸出電壓vodet(ks-1)來推估。
於圖15及圖16(b)中，模式Ⅱ係於轉變區間與維持區間之間的緩衝區間中進行定電壓離散控制，以控制對象的檢測輸出電壓vo成為指令值Vref之方式進行定電壓控制。在此模式Ⅱ中，也根據電容電流iC推估輸出的檢測電壓。從模式Ⅰ至模式Ⅱ的切換，係在檢測輸出電壓vo到達切換電壓Vc1或Vc2之後進行。藉由模式Ⅱ進行控制切換的緩衝區間，係控制電路(控制器)之控制週期的1取樣週期Ts，在1取樣週期Ts之後切換成模式Ⅲ的控制。
於圖15及圖16(c)中，模式Ⅲ係於維持區間中進行定電壓離散控制，以控制對象的檢測輸出電壓vo維持為指令值Vref之方式進行定電壓控制。於此模式Ⅲ中，藉由將脈衝寬度ΔT(K)中的增益A2設定為3(Ts+Td)/L並去除檢測輸出電壓vo(ks)之項，變成不需要輸出的檢測電壓。利用不需要輸出的檢測電壓，謀求控制的高速化。
接著，依據圖17說明於本發明的DC/DC轉換器之電壓位準的切換運轉中，模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ所致之離散控制中的訊號狀態。
於以下之各模式所致之離散控制的說明中，以在高電壓位準(High電力側)與低電壓位準(Low電力側)之間切換電力位準的H/L的2位準控制為例進行說明。H/L的2位準控制為一例，關於將電力位準設為不同之複數電力位準之間，也可適用相同的離散控制。
在模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ所致之離散控制中，組合定電壓控制與定電流控制來進行從Low電力側到High電力側之電力位準的切換，及進行從High電力側到Low電力側之電力位準的切換。
圖17係用以說明模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ所致之離散控制的控制樣態的圖，圖17(a)係揭示控制部的概略，圖17(b)、(c)係揭示指令電壓Vref及指令電流IC-ref，圖17(d)係揭示檢測輸出電壓vo。再者，在此，作為檢測電流，使用電容電流iC。
(模式Ⅰ)
藉由模式Ⅰ的定電流離散控制來進行從Low電力側至High電力側的轉變，及從High電力側至電力側的轉變。在模式Ⅰ中，在使用計算式(20)或計算式(22)的脈衝寬度ΔT(k)將檢測電流iC維持成指令電流IC-ref的狀態下，從Low電力側的指令電壓VL以High電力側的指令電壓VH為目標進行轉移，或從High電力側的指令電壓VH以Low電力側的指令電壓VL為目標進行轉移。
(模式Ⅱ)
在檢測輸出電壓vo到達切換電壓Vc1或Vc2的時間點，為了進行從模式Ⅰ的定電流控制至模式Ⅲ的定電壓控制的控制切換，進行定電壓離散控制。此模式Ⅱ的控制區間係從定電流控制至定電壓控制進行圓滑的控制切換的緩衝區間。該緩衝區間的時間寬度可設為控制電路(控制器)的控制週期之取樣週期Ts的整數倍。利用將緩衝區間的時間寬度設為1取樣週期Ts分，以1取樣週期Ts進行從模式Ⅰ至模式Ⅲ的切換，可使控制高速化。緩衝區間的時間寬度並不限於1取樣週期Ts，作為n取樣週期(n･Ts)亦可。再者，n設為整數。
在模式Ⅱ中，在使用計算式(25)的脈衝寬度ΔT(k)，從Low電力側的指令電壓VL以High電力側的指令電壓VH為目標進行轉移，或從High電力側的指令電壓VH以Low電力側的指令電壓VL為目標進行轉移。藉由模式Ⅱ，抑制定電壓控制所致之過衝及下衝。以控制週期的1取樣週期Ts分進行模式Ⅱ的定電壓離散控制之後，切換成模式Ⅲ的定電壓離散控制。
(模式Ⅲ)
模式Ⅱ後進行模式Ⅲ的定電壓離散控制，將檢測輸出電壓vo控制成指令電壓值Vref。在圖17中，將Low電力側的指令電壓Vref設為VL，將High電力側的指令電壓Vref設為VH。
藉由模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ，形成具有高位準與低位準之2位準的1脈衝，藉由重複進行此3模式，形成複數脈衝輸出。再者，圖17(b)～(d)所示之電壓波形，係為了說明而模式揭示者，並不是表示實際的電壓波形者。
(模式的切換)
前述的模式係以模式Ⅰ、模式Ⅱ、模式Ⅲ的順序重複進行轉變。圖18係揭示從Low電力側至High電力側之轉移時的模式轉變之一例的流程圖。再者，在此範例中，揭示以1取樣週期的1循環進行模式Ⅱ的範例，但是，模式Ⅱ係以複數循環進行亦可，又，各循環並不限於取樣週期，作為任意週期亦可。
藉由從Low電力側至High電力側的轉移指令(s1)，將藉由指令後的控制樣本時進行的運算所求出之檢測輸出電壓vo(k)設為vodet(ks)，將所計算之取樣時間點的電壓檢測值設為運算輸出電壓vodet(k)的運算初始值vodet(0)。
藉由將從Low電力側至High電力側的轉移指令(s1)，將轉移之前的時間點所取得之輸出電壓的檢測值vo(k)設為初始值vo(ks)(s2)，於模式Ⅰ中，使用計算式(19)在控制週期Ts後的控制樣本時進行運算，作為輸出電壓推估vodet(ks+1)(s3)。關於時間點(ks+1)之後的vodet，也同樣地，可推估vodet(ks+1)、vodet(ks+2)、vodet (ks+3)。
模式Ⅰ中推估之輸出電壓的推估值vodet超過切換電壓Vc1時，則轉移至緩衝模式即模式Ⅱ(s4)。於模式Ⅱ中，藉由運算來推估輸出電壓的推估值vodet。使模式Ⅱ動作之後，轉移至模式Ⅲ。模式Ⅱ係僅以1取樣週期進行之外，以數取樣週期進行亦可。又，週期並不限於取樣週期，使用任意設定的週期亦可(s5)。於模式Ⅲ中進行定電壓控制。該定電壓控制係檢測出低速的電壓檢測值，控制成指令電壓值。該模式Ⅲ的定電壓控制係依據至High電力側的轉移指令，故是在High電力側的定電壓控制。再者，在模式Ⅲ的定電壓控制中，藉由對應電路常數來設定增益之值，也可不需要電壓檢測值。藉由不需要電壓檢測值的檢測，可去除起因於低速的電壓檢測之延遲的影響(s6)。
之後，切換成從High電力側至Low電力側的轉移指令時(s7)，進行與前述之s2～s6相同的轉移。再者，在該轉移中，是從High電力側至Low電力側的轉移。
(切換電壓Vc1，Vc2)
從模式Ⅰ至模式Ⅱ的切換電壓Vc1、Vc2係以以下計算式(29)、計算式(30)計算。

Vc1係從Low電力側至High電力側之切換時的切換電壓，Vc2係從High電力側至Low電力側之切換時的切換電壓。
切換電壓Vc1、Vc2係考慮模式Ⅲ之切換為止的時間之最大的電壓變化所設定，模式Ⅲ的開始時之電壓變化為過衝或下衝的發生極限電壓之值。例如，考慮因為切換電壓的抖動所發生之最大時間Ts的電壓變化、及指令值變更之後的1樣本間所發生的電壓變化、及控制延遲時間Td中的電壓變化，選擇決定作為不會發生過衝的電壓。
切換電壓Vc1、Vc2係利用從電壓指令值減去模式Ⅲ之切換為止的時間中最大的電壓變化，進行所有條件中不發生過衝之模式的切換。
亦即，藉由從電壓指令值VHref減去因為切換電壓的抖動所發生之最大時間Ts 的電壓變化((Ts/Co)×ICref)、指令值變更之後的1樣本間所發生的電壓變化((Ts/2Co)×ICref)、控制的延遲時間Td中的電壓變化((Td/Co)×ICref)，而獲得計算式(29)、(30)。再者，Co係主電路的輸出容量。
再者，以計算式(29)、(30)表示的切換電壓Vc1、Vc2係3相交錯的範例，考慮了最大的電壓變化，在相數為n相時，可利用將計算式中之Ts的係數從3換成n來對應，又，在允許最大的電壓變化以內時，可利用將切換電壓Vc1、Vc2之值乘以小於1之所定值的係數來對應。
(增益A1(AH1，AL1))
模式Ⅱ之離散控制的操作量係以計算式(25)、(26)表示，藉由包含於該計算式的增益A1(AH1，AL1)來抑制過衝及下衝。以下，針對模式Ⅱ的增益A1(AH1，AL1)的範圍進行說明。再者，在此，針對從Low電力側至High電力側的轉變時進行說明。
將High時的電壓指令值設為VHref，將根據模式Ⅱ的電容電流iC所運算出的電壓檢測值設為Vodet-mode2，將模式Ⅲ的檢測電流值設為Vo-mode3的話，各模式的電容器電流指令值如以下表示。
模式Ⅰ：ICref
模式Ⅱ：AH1(VHref-Vodet-mode2)
模式Ⅲ：A2(VHref-Vo-mode3)≒0，但是A2=3(Ts+Td)/L
模式Ⅱ係連結模式Ⅰ與模式Ⅲ的緩衝區間，故模式Ⅱ的電容器電流指令係在模式Ⅰ與模式Ⅲ之間的範圍，具有ICref＞AH1(VHref-Vodet-mode2)＞0以下的關係。
藉由使用該大小關係，及以計算式(29)表示之切換的判定電壓VC1，增益AH1的範圍以以下計算式表示。
所以，增益AH1係於前述的範圍中，使用來作為訂定對於High側的指令電壓VHref之追隨特性的係數。關於增益AL1雖不記述，但可設為與增益AH1相同。

(增益A2)
於表示定電壓離散控制的脈衝寬度T(k)的計算式(24)中，檢測電壓之項係{(L/3)×A1×vo(ks)/Vin}與{(Td+Ts)×vo(ks)/Vin}。藉由將計算式(24)適用於模式Ⅲ將A1設為A2，以計算式(27)界定增益A2，兩個檢測電壓之項會相互抵消，刪除輸出電壓vo(k)之項。藉此，模式Ⅲ之離散控制式係以不包含檢測輸出電壓vo(k)的計算式(28)表示。
以下，針對模式Ⅰ、模式Ⅱ、及模式Ⅲ的各模式之脈衝寬度ΔT(k)，總結揭示從Low電力側轉變至High電力側時的各計算式(以High表示的計算式)與從High電力側轉變至Low電力側時的各計算式(以Low表示的計算式)。
又，檢測出先前之電感電流的直流電流感測器即使是高速的裝置也存在大約1μs的延遲。相對於此，交流電流感測器係存在多數具有10MHz以上(0.1μs以下的延遲)之回應性能的裝置。因此，使用可藉由交流電流感測器檢測的電容電流，藉由進行電容電流iC所致之IC離散控制來謀求高速的控制。再者，上述之感測器的回應特性的數值例僅為一例，並不限於該數值例者，但是，一般來說交流電流感測器具有比直流電流感測器還高的回應性能。
藉由電路模擬及使用實際機器的檢證，實際測試本發明的DC/DC轉換器所致之High/Low脈衝運轉的動作，確認考慮了控制延遲之離散控制的有效性。
(直流電源裝置、交流電源裝置的適用例)
接著，使用圖19說明將本發明的DC/DC轉換器適用於直流電源裝置、交流電源裝置的範例。
圖19係用以說明將本發明的DC/DC轉換器對直流電源裝置、交流電源裝置之適用例的控制系的控制區塊圖。
圖19(a)所示之控制區塊的控制系，係具備構成主迴路控制系的PI控制，與構成次迴路控制系的離散控制的構造例，圖19(b)所示之控制區塊的控制系，係僅構成次迴路控制系之離散控制的構造例。
圖19(a)所示構造係於主迴路控制系中依據指令電力PH、PL，藉由PI控制產生指令電壓VH、VL，於次迴路控制系中進行離散控制。
又，圖19(b)所示構造係依據被賦予之指令電壓VH、VL，於次迴路控制系中進行離散控制。在獲得指令電壓VH、VL時，則不需要主迴路控制系，可直接進行離散控制。
本發明係對於構成次迴路控制系的離散控制，適用遵從本發明的DC/DC轉換器之多相交錯方式的雙方向降壓斬波電路之High位準指令電壓VH與Low位準指令電壓VL的直流指令電壓來進行控制的2位準離散控制系。
在進行High位準與Low位準的2位準控制時，於主迴路中，作為指令訊號，使用High位準電力指令PH、Low位準電力指令PL，檢測出從負載側取得之電力來進行PI控制，取得High位準指令電壓VH與Low位準指令電壓VL。
在次迴路中，將以PI控制所得之High位準指令電壓VH及Low位準指令電壓VL設為指令值，檢測出檢測輸出電壓vo或電容電流iC，以進行離散控制。
再者，前述實施形態及變形例之記述，係本發明的DC/DC轉換器之一例，本發明並不被限定於各實施形態者，依據本發明的趣旨可進行各種變形，並不是將該等從本發明的範圍排除者。

[產業上之利用可能性]
本發明的DC/DC轉換器，係可適用於對於半導體及液晶面板等的製造裝置、真空蒸鍍裝置、加熱‧熔融裝置等之使用高頻的裝置之高頻電力的供給。
1‧‧‧DC/DC轉換器
2‧‧‧主電路(斬波電路)
3‧‧‧切換電路
4‧‧‧LC電路
5‧‧‧切換訊號產生部
6‧‧‧控制部
7‧‧‧負載
【圖1】用以說明本發明的DC/DC轉換器之概略構造例的圖。
【圖2】揭示本發明的DC/DC轉換器中1相的降壓型DC/DC轉換器之電路的圖。
【圖3】用以說明本發明的DC/DC轉換器中控制電路(控制器)與主電路間之延遲時間Td的關係的圖。
【圖4】用以說明控制電路(控制器)與主電路的週期關係中無延遲時間Td之狀況的圖。
【圖5】用以說明控制電路(控制器)與主電路的週期關係中有延遲時間Td之狀況的圖。
【圖6】用以說明本發明中，控制電路(控制器)與主電路的週期關係中有延遲時間Td之狀況的圖。
【圖7】用以說明控制週期Ts與延遲時間Td的關係及積分區間的圖。
【圖8】用以說明3相交錯方式的適用例的圖。
【圖9】用以說明3相交錯方式所致之降壓型DC/DC轉換器的概略構造的圖。
【圖10】用以說明圖9的降壓型DC/DC轉換器電路之等效電路的圖。
【圖11】用以說明3相交錯方式的雙方向降壓斬波電路之1相的等效電路的圖。
【圖12】用以說明取得平均電流之平均區間的圖。
【圖13】用以說明組合定電壓控制與定電流控制之控制形態的圖。
【圖14】用以說明本發明之離散控制的High/Low脈衝運轉之各模式的圖。
【圖15】用以說明本發明的離散控制之各模式的控制形態，及各參數的圖。
【圖16】用以說明本發明的3相所致之離散控制的各模式之控制形態的圖。
【圖17】用以說明本發明的模式Ⅰ、模式Ⅱ及模式Ⅲ所致的離散控制之訊號狀態的圖。
【圖18】用以說明從Low電力側至High電力側之轉移時的模式轉變之一例的流程圖。
【圖19】用以說明將本發明的DC/DC轉換器適用於直流電源裝置、交流電源裝置之適用例的圖。
【圖20】用以說明定PI控制與離散控制之概略的圖。

Claims (5)

  1. 一種DC/DC轉換器，其特徵為具備： 主電路，係包含切換電路； 控制部，係以指令值為目標進行離散控制；及 切換訊號產生部，係產生用以驅動前述切換電路的切換訊號； 前述控制部，係作為對應各控制週期Ts所進行之離散控制的操作量，運算出作為參數而具備延遲時間Td之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)； 前述切換訊號產生部，係依據前述脈衝寬度ΔT(k)，產生切換訊號； 前述主電路，係依據前述切換訊號，驅動前述切換電路。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之DC/DC轉換器，其中， 前述主電路，係具備切換電路，與由電感LA及電容器C的串並聯電路所成的LC電路； 控制部所致之離散控制的主電路之週期(k)的脈衝寬度ΔT(k)，係於LC電路中，控制週期(ks)之電容器C相關之電壓成分、控制週期(ks)之輸入電壓vo、及主電路之上次的週期(k-1)的脈衝寬度ΔT(k-1)具有時間項； 前述電壓成分及輸入電壓的時間項，係作為參數而具備將控制週期Ts加算延遲時間Td的加算值(Ts+Td)； 前述脈衝寬度ΔT(k-1)的時間項，係具備將延遲時間Td除以控制週期Ts的係數(Td/Ts)。
  3. 如申請專利範圍第1項所記載之DC/DC轉換器，其中， 前述離散控制，係1相或多相的交錯控制； n相(n為2以上的整數)的多相之交錯控制的脈衝寬度ΔT(k)之電感之值，係1相的交錯控制的脈衝寬度ΔT(k)之電感之值的1/n。
  4. 一種DC/DC轉換器的控制方法，該DC/DC轉換器係具備： 主電路，係包含切換電路； 控制部，係以指令值為目標進行離散控制；及 切換訊號產生部，係產生用以驅動前述切換電路的切換訊號； 其特徵為： 前述控制部，係作為對應各控制週期Ts所進行之離散控制的操作量，運算出作為參數具備延遲時間Td之切換訊號的脈衝寬度ΔT(k)； 前述切換訊號產生部，係依據前述脈衝寬度ΔT(k)，產生切換訊號； 前述主電路，係依據前述切換訊號，驅動前述切換電路。
  5. 如申請專利範圍第4項所記載之DC/DC轉換器的控制方法，其中， 前述離散控制，係1相或多相的交錯控制。
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