JP3527069B2 - 電動機のディジタル電流制御装置 - Google Patents
電動機のディジタル電流制御装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電動機の１次電
流を高速応答に制御する電動機のディジタル電流制御装
置に関するものである。
流を高速応答に制御する電動機のディジタル電流制御装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１６は従来の電動機のディジタル電流
制御装置を示す構成図である。図において、１は直流電
動機、２は直流電動機１の１次電流（電機子電流）Ｉａ
を検出する電流検出器、３は直流電動機１に印加される
１次電圧（電機子電圧）Ｖａを制御するＰＷＭチョッ
パ、６は電流指令発生器１０から出力された１次電流指
令（電機子電流指令）Ｉａ* と電流検出器２から検出さ
れた実際の１次電流Ｉａの偏差を求める減算器、７は減
算器６からの偏差を入力し１次電圧指令（電機子電圧指
令）Ｖａ* を出力する電流制御器である。
制御装置を示す構成図である。図において、１は直流電
動機、２は直流電動機１の１次電流（電機子電流）Ｉａ
を検出する電流検出器、３は直流電動機１に印加される
１次電圧（電機子電圧）Ｖａを制御するＰＷＭチョッ
パ、６は電流指令発生器１０から出力された１次電流指
令（電機子電流指令）Ｉａ* と電流検出器２から検出さ
れた実際の１次電流Ｉａの偏差を求める減算器、７は減
算器６からの偏差を入力し１次電圧指令（電機子電圧指
令）Ｖａ* を出力する電流制御器である。
【０００３】次に動作について説明する。まず電流指令
発生器１０から出力された１次電流指令Ｉａ* と、電流
検出器２から出力された実際の１次電流Ｉａとの電流偏
差が減算器６によって求められる。次にこの電流偏差を
電流制御器７に入力すると、１次電圧指令Ｖａ* が出力
され、さらにＰＷＭチョッパ３によって、直流電動機１
に印加される１次電圧Ｖａが上記１次電圧指令Ｖａ* に
一致するように制御される。以上の動作により、直流電
動機１の１次電流Ｉａが１次電流指令Ｉａ* に追従する
ようにフィードバック制御される。
発生器１０から出力された１次電流指令Ｉａ* と、電流
検出器２から出力された実際の１次電流Ｉａとの電流偏
差が減算器６によって求められる。次にこの電流偏差を
電流制御器７に入力すると、１次電圧指令Ｖａ* が出力
され、さらにＰＷＭチョッパ３によって、直流電動機１
に印加される１次電圧Ｖａが上記１次電圧指令Ｖａ* に
一致するように制御される。以上の動作により、直流電
動機１の１次電流Ｉａが１次電流指令Ｉａ* に追従する
ようにフィードバック制御される。
【０００４】次に図１７は図１６の構成による電流フィ
ードバック制御系のブロック図である。図１７の直流電
動機１において、Ｌａは１次インダクタンス（電機子イ
ンダクタンス）、Ｒａは１次抵抗（電機子抵抗）、Ｋｔ
はトルク定数、Ｋｅは誘起電圧係数、Ｊｍは慣性モーメ
ント、τM は発生トルク、τL は負荷トルク、ωM は回
転速度である。また、Ｋｐ、Ｋｉはそれぞれ電流制御器
７の比例ゲイン及び積分ゲインである。さらに、ＰＷＭ
チョッパ３による電圧制御応答は、電流制御応答と比較
して十分速いと仮定して、その伝達関数を１とした。こ
こで、直流電動機１の回転速度ωM を検出し、直流電動
機１内の実線で示した誘起電圧Ｖｅの補償の代わりに、
破線で示したように、誘起電圧Ｖｅのフィードフォワー
ド補償を行う場合、１次電圧Ｖａと１次電流Ｉａとの間
には次式が成立し、誘起電圧Ｖｅの影響を受けない。 Ｉａ＝Ｖａ・１／（ＬａＳ＋Ｒａ） ・・・（１）
ードバック制御系のブロック図である。図１７の直流電
動機１において、Ｌａは１次インダクタンス（電機子イ
ンダクタンス）、Ｒａは１次抵抗（電機子抵抗）、Ｋｔ
はトルク定数、Ｋｅは誘起電圧係数、Ｊｍは慣性モーメ
ント、τM は発生トルク、τL は負荷トルク、ωM は回
転速度である。また、Ｋｐ、Ｋｉはそれぞれ電流制御器
７の比例ゲイン及び積分ゲインである。さらに、ＰＷＭ
チョッパ３による電圧制御応答は、電流制御応答と比較
して十分速いと仮定して、その伝達関数を１とした。こ
こで、直流電動機１の回転速度ωM を検出し、直流電動
機１内の実線で示した誘起電圧Ｖｅの補償の代わりに、
破線で示したように、誘起電圧Ｖｅのフィードフォワー
ド補償を行う場合、１次電圧Ｖａと１次電流Ｉａとの間
には次式が成立し、誘起電圧Ｖｅの影響を受けない。 Ｉａ＝Ｖａ・１／（ＬａＳ＋Ｒａ） ・・・（１）
【０００５】なお、１次電流Ｉａと発生トルクτM は比
例するが、発生トルクτM を積分した信号が回転速度ω
M となるため、Ｉａを急変させてもωM は急変しない。
そこで、電流制御の応答を考える場合は、回転速度ωM
は一定、すなわち誘起電圧Ｖｅは一定と見なしても差し
支えない。このときは、ωM を検出して誘起電圧補償を
行わなくても、電流制御器７の積分器（ゲインＫｉ）に
より、誘起電圧補償が可能である。従って、電流制御の
応答を調べる場合は、ωM を検出して誘起電圧補償を行
わなくても、（１）式が成り立つと考えて差し支えがな
い。
例するが、発生トルクτM を積分した信号が回転速度ω
M となるため、Ｉａを急変させてもωM は急変しない。
そこで、電流制御の応答を考える場合は、回転速度ωM
は一定、すなわち誘起電圧Ｖｅは一定と見なしても差し
支えない。このときは、ωM を検出して誘起電圧補償を
行わなくても、電流制御器７の積分器（ゲインＫｉ）に
より、誘起電圧補償が可能である。従って、電流制御の
応答を調べる場合は、ωM を検出して誘起電圧補償を行
わなくても、（１）式が成り立つと考えて差し支えがな
い。
【０００６】ところで、図１７はアナログ電流制御系の
ブロック図を示しているが、従来の電動機のディジタル
電流制御装置では、マイクロコンピュータにより、サン
プリング周期毎に上記の電流制御演算を行い、１次電圧
指令Ｖａ* を出力する。そのため、制御が離散値的に行
われる。そこで、このディジタル電流制御系のブロック
図は図１８のようになる。図において、Ｔはサンプリン
グ周期であり、サンプリング周期ごとにサンプラのスイ
ッチを閉じ離散値的に制御を行う。零次ホールドＨ
（ｓ）は、読み込んだ値を次のサンプリングまで保持す
る伝達関数である。Ｔｄはマイクロコンピュータの演算
時間に起因する無駄時間（演算無駄時間）である。ま
た、上述したように（１）式が成り立つと仮定する。
ブロック図を示しているが、従来の電動機のディジタル
電流制御装置では、マイクロコンピュータにより、サン
プリング周期毎に上記の電流制御演算を行い、１次電圧
指令Ｖａ* を出力する。そのため、制御が離散値的に行
われる。そこで、このディジタル電流制御系のブロック
図は図１８のようになる。図において、Ｔはサンプリン
グ周期であり、サンプリング周期ごとにサンプラのスイ
ッチを閉じ離散値的に制御を行う。零次ホールドＨ
（ｓ）は、読み込んだ値を次のサンプリングまで保持す
る伝達関数である。Ｔｄはマイクロコンピュータの演算
時間に起因する無駄時間（演算無駄時間）である。ま
た、上述したように（１）式が成り立つと仮定する。
【０００７】次に、マイクロコンピュータで実行される
電流制御の比例ゲインと積分ゲインを持ったＰＩ（比例
積分）演算式は次式となる。 ΔＩ（ｎ）＝Ｉａ* （ｎ）−Ｉａ（ｎ） ・・・（２ａ） Ｖｐ（ｎ）＝Ｋｐ・ΔＩ（ｎ） ・・・（２ｂ） Ｖｉ（ｎ）＝Ｖｉ（ｎ−１）＋Ｔ・Ｋｉ・ΔＩ（ｎ） ・・・（２ｃ） Ｖａ* （ｎ）＝Ｖｐ（ｎ）＋Ｖｉ（ｎ） ・・・（２ｄ） ここで、Ｖｐは比例補償電圧、Ｖｉは積分補償電圧であ
り、ｘ（ｎ）はｎ番目のサンプリング値を示す。
電流制御の比例ゲインと積分ゲインを持ったＰＩ（比例
積分）演算式は次式となる。 ΔＩ（ｎ）＝Ｉａ* （ｎ）−Ｉａ（ｎ） ・・・（２ａ） Ｖｐ（ｎ）＝Ｋｐ・ΔＩ（ｎ） ・・・（２ｂ） Ｖｉ（ｎ）＝Ｖｉ（ｎ−１）＋Ｔ・Ｋｉ・ΔＩ（ｎ） ・・・（２ｃ） Ｖａ* （ｎ）＝Ｖｐ（ｎ）＋Ｖｉ（ｎ） ・・・（２ｄ） ここで、Ｖｐは比例補償電圧、Ｖｉは積分補償電圧であ
り、ｘ（ｎ）はｎ番目のサンプリング値を示す。
【０００８】さらに、Ｚ変換を用いて（２）式を変換す
ると次式が得られる。 Ｖｐ＝Ｋｐ・ΔＩ ・・・（３ａ） Ｖｉ＝Ｚ-1・Ｖｉ＋Ｔ・Ｋｉ・ΔＩ ・・・（３ｂ） Ｖａ* ＝Ｖｐ＋Ｖｉ ・・・（３ｃ） （３）式から、ΔＩとＶａ* の関係を求めると次式が得
られる。 Ｖａ* ＝（ｂ１Ｚ−ｂ０）・ΔＩ／（Ｚ−１） ・・・（４） ただし、 ｂ１＝Ｋｐ＋Ｔ・Ｋｉ、ｂ０＝Ｋｐ ・・・（５） 図１８では、電流制御器７の伝達関数として（４）式を
用いている。
ると次式が得られる。 Ｖｐ＝Ｋｐ・ΔＩ ・・・（３ａ） Ｖｉ＝Ｚ-1・Ｖｉ＋Ｔ・Ｋｉ・ΔＩ ・・・（３ｂ） Ｖａ* ＝Ｖｐ＋Ｖｉ ・・・（３ｃ） （３）式から、ΔＩとＶａ* の関係を求めると次式が得
られる。 Ｖａ* ＝（ｂ１Ｚ−ｂ０）・ΔＩ／（Ｚ−１） ・・・（４） ただし、 ｂ１＝Ｋｐ＋Ｔ・Ｋｉ、ｂ０＝Ｋｐ ・・・（５） 図１８では、電流制御器７の伝達関数として（４）式を
用いている。
【０００９】次に、電流制御器の比例ゲインＫｐ及び積
分ゲインＫｉの値は、通常、次式を用いて設定される。 Ｋｐ＝Ｌａ・ωｃｃ、 Ｋｉ＝ωｐｉ・Ｋｐ ・・・（６） ここで、ωｃｃは電流制御系の応答周波数（ｒａｄ／
ｓ）、ωｐｉは比例ゲインＫｐに対する積分ゲインＫｉ
の比を示す周波数であり、ここでは、ＰＩ折れ点周波数
（ｒａｄ／ｓ）と呼ぶ。なお、通常ωｐｉの値はωｃｃ
の値の１／３以下となるように設定される。
分ゲインＫｉの値は、通常、次式を用いて設定される。 Ｋｐ＝Ｌａ・ωｃｃ、 Ｋｉ＝ωｐｉ・Ｋｐ ・・・（６） ここで、ωｃｃは電流制御系の応答周波数（ｒａｄ／
ｓ）、ωｐｉは比例ゲインＫｐに対する積分ゲインＫｉ
の比を示す周波数であり、ここでは、ＰＩ折れ点周波数
（ｒａｄ／ｓ）と呼ぶ。なお、通常ωｐｉの値はωｃｃ
の値の１／３以下となるように設定される。
【００１０】次に、従来の電動機のディジタル電流制御
装置における電流の応答波形のシミュレーション結果を
図２０に示す。なお、シミュレーションは、より実際に
近いディジタル電流制御装置を模擬するために、図１８
に、図１９のＰＷＭチョッパを付加したブロック図を用
いている。すなわち、図１９において、三角波キャリア
信号Ｓｃと、１次電圧指令信号Ｖａ* 及びＶａ* と極性
が異なる−Ｖａ* 信号との振幅比較が行われる。その結
果、公知のように、パルス幅がＶａ* の振幅に比例し、
極性がＶａ* の極性と等しい矩形波電圧が１次電圧Ｖａ
として出力される。なお、矩形波電圧の振幅は、ＰＷＭ
チョッパの直流電源電圧Ｅと一致する。
装置における電流の応答波形のシミュレーション結果を
図２０に示す。なお、シミュレーションは、より実際に
近いディジタル電流制御装置を模擬するために、図１８
に、図１９のＰＷＭチョッパを付加したブロック図を用
いている。すなわち、図１９において、三角波キャリア
信号Ｓｃと、１次電圧指令信号Ｖａ* 及びＶａ* と極性
が異なる−Ｖａ* 信号との振幅比較が行われる。その結
果、公知のように、パルス幅がＶａ* の振幅に比例し、
極性がＶａ* の極性と等しい矩形波電圧が１次電圧Ｖａ
として出力される。なお、矩形波電圧の振幅は、ＰＷＭ
チョッパの直流電源電圧Ｅと一致する。
【００１１】図２０のシミュレーションでは、ＰＷＭチ
ョッパ部の三角波キャリア信号Ｓｃの周波数は５ｋＨｚ
とし、電流制御演算タイミングは三角波キャリア信号の
ピークタイミングと同期させている。すなわち、サンプ
リング周波数は１０ｋＨｚ（周期：１００μｓ）とな
る。また、演算無駄時間Ｔｄの値は２０μｓとした。さ
らに、Ｌａ＝１．９ｍＨ、Ｒａ＝０．３９Ω（１．１ｋ
ＷのＤＣサーボモータの定数値）とした。
ョッパ部の三角波キャリア信号Ｓｃの周波数は５ｋＨｚ
とし、電流制御演算タイミングは三角波キャリア信号の
ピークタイミングと同期させている。すなわち、サンプ
リング周波数は１０ｋＨｚ（周期：１００μｓ）とな
る。また、演算無駄時間Ｔｄの値は２０μｓとした。さ
らに、Ｌａ＝１．９ｍＨ、Ｒａ＝０．３９Ω（１．１ｋ
ＷのＤＣサーボモータの定数値）とした。
【００１２】さて、図２０には、ωｃｃ＝５０００（ｒ
ａｄ／ｓ）、ωｐｉ＝１２５０（ｒａｄ／ｓ）となるよ
うに（６）式を利用して、電流制御器のゲイン設定を行
った場合の１次電流指令Ｉａ* のステップ変化に対する
１次電流Ｉａの応答波形と、ωｃｃ＝１００００（ｒａ
ｄ／ｓ）、ωｐｉ＝２５００（ｒａｄ／ｓ）となるよう
にゲイン設定を行った場合の応答波形が示されている。
なお、Ｉａの波形はサンプリング周期毎にマイクロコン
ピュータによって検出された電流値を表している。その
ため、Ｉａの値はサンプリング周期Ｔ（＝１００μｓ）
毎に値が変化する。
ａｄ／ｓ）、ωｐｉ＝１２５０（ｒａｄ／ｓ）となるよ
うに（６）式を利用して、電流制御器のゲイン設定を行
った場合の１次電流指令Ｉａ* のステップ変化に対する
１次電流Ｉａの応答波形と、ωｃｃ＝１００００（ｒａ
ｄ／ｓ）、ωｐｉ＝２５００（ｒａｄ／ｓ）となるよう
にゲイン設定を行った場合の応答波形が示されている。
なお、Ｉａの波形はサンプリング周期毎にマイクロコン
ピュータによって検出された電流値を表している。その
ため、Ｉａの値はサンプリング周期Ｔ（＝１００μｓ）
毎に値が変化する。
【００１３】この図から、ωｃｃの値を大きくした方が
電流制御の応答は速くなるが、オーバーシュートが増加
することがわかる。また、ωｃｃ＝１００００（ｒａｄ
／ｓ）、ωｐｉ＝２５００（ｒａｄ／ｓ）の場合は、最
初の１サンプリング周期の間に、１次電流Ｉａが１次電
流指令Ｉａ* を越えてしまっており、これ以上、応答周
波数ωｃｃを上げても、オーバーシュートが増加するだ
けで、応答を速くできないことがわかる。ωｃｃ＝５０
００（ｒａｄ／ｓ）、ωｐｉ＝１２５０（ｒａｄ／ｓ）
の場合も、４サンプリング後の５００μｓ付近で１次電
流指令Ｉａ* を越えているが、この場合は積分補償でコ
ントロール可能である。
電流制御の応答は速くなるが、オーバーシュートが増加
することがわかる。また、ωｃｃ＝１００００（ｒａｄ
／ｓ）、ωｐｉ＝２５００（ｒａｄ／ｓ）の場合は、最
初の１サンプリング周期の間に、１次電流Ｉａが１次電
流指令Ｉａ* を越えてしまっており、これ以上、応答周
波数ωｃｃを上げても、オーバーシュートが増加するだ
けで、応答を速くできないことがわかる。ωｃｃ＝５０
００（ｒａｄ／ｓ）、ωｐｉ＝１２５０（ｒａｄ／ｓ）
の場合も、４サンプリング後の５００μｓ付近で１次電
流指令Ｉａ* を越えているが、この場合は積分補償でコ
ントロール可能である。
【００１４】電流制御器としてＰＩ制御器を使用した他
の従来例として、イーピーイー９５（ヨーロッパ・パワ
ー・エレクトロニクス・コンファレンス １９９５年９
月｛ＥＰＥ’９５（Ｅｕｒｏｐｅ Ｐｏｗｅｒ Ｅ１ｅ
ｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、１９９５／
９）｝）の国際会議で配布された資料第３巻００５〜０
１０頁第４図（第６図）（Ｖｏｌ．３、Ｐ００５〜０１
０、Ｆｉｇ４（Ｆｉｇ６））に示されたものがある。こ
れはＰＩ制御器に１次電流指令Ｉｓ１* と１次電流Ｉｓ
１の差を入力し、比例ゲインと積分ゲインにより補償電
圧を生成し、Ｓｔａｔｏｒ ｍｏｄｅ１からの出力電圧
と加算することにより、１次指令電圧を生成し、フィー
ドフォワード制御を行っている。
の従来例として、イーピーイー９５（ヨーロッパ・パワ
ー・エレクトロニクス・コンファレンス １９９５年９
月｛ＥＰＥ’９５（Ｅｕｒｏｐｅ Ｐｏｗｅｒ Ｅ１ｅ
ｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、１９９５／
９）｝）の国際会議で配布された資料第３巻００５〜０
１０頁第４図（第６図）（Ｖｏｌ．３、Ｐ００５〜０１
０、Ｆｉｇ４（Ｆｉｇ６））に示されたものがある。こ
れはＰＩ制御器に１次電流指令Ｉｓ１* と１次電流Ｉｓ
１の差を入力し、比例ゲインと積分ゲインにより補償電
圧を生成し、Ｓｔａｔｏｒ ｍｏｄｅ１からの出力電圧
と加算することにより、１次指令電圧を生成し、フィー
ドフォワード制御を行っている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】従来の電動機のディジ
タル電流制御装置では、高速応答の電流制御性能を得る
ために、応答周波数を高く設定すると、図２０に示した
ように、ステップ応答のオーバーシュートが増加すると
いう課題があった。そこで、オーバーシュートを低減し
ようとすると応答周波数を低くしなければならず、結果
的にトルク制御応答が低下するという課題が生じる。さ
らに、電動機の速度制御や位置制御を行う場合は、通
常、電流制御ループがマイナーループとして用いられる
ため、速度制御や位置制御の高速応答化を図ろうとする
と、電流制御応答はできる限り高い方が望ましい。
タル電流制御装置では、高速応答の電流制御性能を得る
ために、応答周波数を高く設定すると、図２０に示した
ように、ステップ応答のオーバーシュートが増加すると
いう課題があった。そこで、オーバーシュートを低減し
ようとすると応答周波数を低くしなければならず、結果
的にトルク制御応答が低下するという課題が生じる。さ
らに、電動機の速度制御や位置制御を行う場合は、通
常、電流制御ループがマイナーループとして用いられる
ため、速度制御や位置制御の高速応答化を図ろうとする
と、電流制御応答はできる限り高い方が望ましい。
【００１６】電流制御のステップ応答のオーバーシュー
トを低減するための他の対策として、サンプリング周波
数を高くする方法があるが、サンプリング周期が短くな
るため、高速演算が可能なマイクロコンピュータが必要
であり、制御回路のＨ／Ｗコストが増加するという課題
が生じる。さらに、サンプリング周波数を高くするため
には、キャリア周波数も合わせて高くする必要がある
が、ＰＷＭチョッパに使用されるＩＧＢＴなどの半導体
スイッチング素子のスイッチング周波数が高くなり、ス
イッチング損失が増加するなどの課題も発生する。
トを低減するための他の対策として、サンプリング周波
数を高くする方法があるが、サンプリング周期が短くな
るため、高速演算が可能なマイクロコンピュータが必要
であり、制御回路のＨ／Ｗコストが増加するという課題
が生じる。さらに、サンプリング周波数を高くするため
には、キャリア周波数も合わせて高くする必要がある
が、ＰＷＭチョッパに使用されるＩＧＢＴなどの半導体
スイッチング素子のスイッチング周波数が高くなり、ス
イッチング損失が増加するなどの課題も発生する。
【００１７】また上記ＥＰＥ’９５の配布資料に記載さ
れたフィードフォワード制御についても、ＰＩ制御器の
積分ゲインの影響で、オーバーシュートを生じてしまう
という課題があった。
れたフィードフォワード制御についても、ＰＩ制御器の
積分ゲインの影響で、オーバーシュートを生じてしまう
という課題があった。
【００１８】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、ステップ応答のオーバーシュート
を生じることなく、かつ高速応答の電流制御が可能な電
動機のディジタル電流制御装置を得ることを目的とす
る。
めになされたもので、ステップ応答のオーバーシュート
を生じることなく、かつ高速応答の電流制御が可能な電
動機のディジタル電流制御装置を得ることを目的とす
る。
【００１９】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る電動機のディジタル電流制御装置は、電動機の１次電
流をサンプリング周期毎にフィードバック制御するもの
において、１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入
力し、１サンプリング周期前の１次電流指令をモデル電
流として出力すると共に、上記１次電流指令がステップ
変化した直後の１サンプリング周期の間に、上記モデル
電流を上記１次電流指令に一致させるために必要なモデ
ル電圧を出力するフィードフォワード信号演算手段と、
上記モデル電流と上記１次電流との偏差を入力して補償
電圧を出力する電流制御手段と、上記補償電圧と上記モ
デル電圧とを加算して１次電圧指令を出力する加算手段
と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致す
るように制御する電圧制御手段とを備えたものである。
る電動機のディジタル電流制御装置は、電動機の１次電
流をサンプリング周期毎にフィードバック制御するもの
において、１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入
力し、１サンプリング周期前の１次電流指令をモデル電
流として出力すると共に、上記１次電流指令がステップ
変化した直後の１サンプリング周期の間に、上記モデル
電流を上記１次電流指令に一致させるために必要なモデ
ル電圧を出力するフィードフォワード信号演算手段と、
上記モデル電流と上記１次電流との偏差を入力して補償
電圧を出力する電流制御手段と、上記補償電圧と上記モ
デル電圧とを加算して１次電圧指令を出力する加算手段
と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致す
るように制御する電圧制御手段とを備えたものである。
【００２０】請求項２記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、１サンプリ
ング周期前の１次電流指令をモデル電流として出力する
と共に、上記モデル電流の時間変化率に比例したモデル
電圧とを出力するフィードフォワード信号演算手段と、
上記モデル電流と上記１次電流との偏差を入力して補償
電圧を出力する電流制御手段と、上記１次電流指令を上
記サンプリング周期毎に入力し、上記電動機の１次抵抗
による電圧降下を演算し、１次抵抗電圧として出力する
１次抵抗電圧演算手段と、上記モデル電圧と上記補償電
圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次電圧指令を出力
する加算手段と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧
指令と一致するように制御する電圧制御手段とを備えた
ものである。
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、１サンプリ
ング周期前の１次電流指令をモデル電流として出力する
と共に、上記モデル電流の時間変化率に比例したモデル
電圧とを出力するフィードフォワード信号演算手段と、
上記モデル電流と上記１次電流との偏差を入力して補償
電圧を出力する電流制御手段と、上記１次電流指令を上
記サンプリング周期毎に入力し、上記電動機の１次抵抗
による電圧降下を演算し、１次抵抗電圧として出力する
１次抵抗電圧演算手段と、上記モデル電圧と上記補償電
圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次電圧指令を出力
する加算手段と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧
指令と一致するように制御する電圧制御手段とを備えた
ものである。
【００２１】請求項３記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流と１サンプリング周期前の１
次電流指令との差に基づき積分して得られた積分補償電
圧とを、加算して１次電圧指令として出力する電流制御
手段と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一
致するように制御する電圧制御手段とを備えたものであ
る。
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流と１サンプリング周期前の１
次電流指令との差に基づき積分して得られた積分補償電
圧とを、加算して１次電圧指令として出力する電流制御
手段と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一
致するように制御する電圧制御手段とを備えたものであ
る。
【００２２】請求項４記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流と１サンプリング周期前の１
次電流指令との差に基づき積分して得られた積分補償電
圧とを、加算して補償電圧として出力する電流制御手段
と、上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力
し、上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算し、１
次抵抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段と、上
記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次電圧指
令を出力する加算手段と、上記電動機の１次電圧が上記
１次電圧指令と一致するように制御する電圧制御手段と
を備えたものである。
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流と１サンプリング周期前の１
次電流指令との差に基づき積分して得られた積分補償電
圧とを、加算して補償電圧として出力する電流制御手段
と、上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力
し、上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算し、１
次抵抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段と、上
記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次電圧指
令を出力する加算手段と、上記電動機の１次電圧が上記
１次電圧指令と一致するように制御する電圧制御手段と
を備えたものである。
【００２３】請求項５記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流指令と上記１次電流との差に
基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積分補
償電圧とを、加算して１次電圧指令として出力する電流
制御手段と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令
と一致するように制御する電圧制御手段とを備えたもの
である。
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流指令と上記１次電流との差に
基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積分補
償電圧とを、加算して１次電圧指令として出力する電流
制御手段と、上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令
と一致するように制御する電圧制御手段とを備えたもの
である。
【００２４】請求項６記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流指令と上記１次電流との差に
基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積分補
償電圧とを、加算して補償電圧として出力する電流制御
手段と、上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に
入力し、上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算
し、１次抵抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段
と、上記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次
電圧指令を出力する加算手段と、上記電動機の１次電圧
が上記１次電圧指令と一致するように制御する電圧制御
手段とを備えたものである。
タル電流制御装置は、電動機の１次電流をサンプリング
周期毎にフィードバック制御するものにおいて、１次電
流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期毎に入
力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記サンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、上記１次電流指令と上記１次電流との差に
基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積分補
償電圧とを、加算して補償電圧として出力する電流制御
手段と、上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に
入力し、上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算
し、１次抵抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段
と、上記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次
電圧指令を出力する加算手段と、上記電動機の１次電圧
が上記１次電圧指令と一致するように制御する電圧制御
手段とを備えたものである。
【００２５】請求項７記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、交流電動機の１次電流を回転子磁
束ベクトルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流
及びｑ軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィー
ドバック制御するものにおいて、ｑ軸電流指令を上記サ
ンプリング周期ごとに入力し、１サンプリング周期前の
ｑ軸電流指令をｑ軸モデル電流として出力すると共に、
上記ｑ軸電流指令がステップ変化した直後の１サンプリ
ング周期の間に、上記ｑ軸モデル電流を上記ｑ軸電流指
令に一致させるために必要なｑ軸モデル電圧を出力する
フィードフォワード信号演算手段と、上記ｑ軸モデル電
流と上記ｑ軸電流との偏差を入力してｑ軸補償電圧を出
力するｑ軸電流制御手段と、上記ｑ軸モデル電圧と上記
ｑ軸補償電圧とを加算する第１の加算手段と、ｄ軸電流
指令と上記ｄ軸電流との偏差を入力してｄ軸補償電圧を
出力するｄ軸電流制御手段と、上記交流電動機の回転速
度と上記ｑ軸電流と上記ｄ軸電流を入力し、上記回転速
度が変化したときの補償量を演算し、ｑ軸非干渉補償電
圧とｄ軸非干渉補償電圧を出力する非干渉補正演算手段
と、上記第１の加算手段の出力と上記ｑ軸非干渉補償電
圧とを加算してｑ軸電圧指令を出力する第２の加算手段
と、上記ｄ軸補償電圧と上記ｄ軸非干渉補償電圧とを加
算してｄ軸電圧指令を出力する第３の加算手段と、上記
交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それぞれ
上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致するよう
に制御する電圧制御手段とを備えたものである。
タル電流制御装置は、交流電動機の１次電流を回転子磁
束ベクトルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流
及びｑ軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィー
ドバック制御するものにおいて、ｑ軸電流指令を上記サ
ンプリング周期ごとに入力し、１サンプリング周期前の
ｑ軸電流指令をｑ軸モデル電流として出力すると共に、
上記ｑ軸電流指令がステップ変化した直後の１サンプリ
ング周期の間に、上記ｑ軸モデル電流を上記ｑ軸電流指
令に一致させるために必要なｑ軸モデル電圧を出力する
フィードフォワード信号演算手段と、上記ｑ軸モデル電
流と上記ｑ軸電流との偏差を入力してｑ軸補償電圧を出
力するｑ軸電流制御手段と、上記ｑ軸モデル電圧と上記
ｑ軸補償電圧とを加算する第１の加算手段と、ｄ軸電流
指令と上記ｄ軸電流との偏差を入力してｄ軸補償電圧を
出力するｄ軸電流制御手段と、上記交流電動機の回転速
度と上記ｑ軸電流と上記ｄ軸電流を入力し、上記回転速
度が変化したときの補償量を演算し、ｑ軸非干渉補償電
圧とｄ軸非干渉補償電圧を出力する非干渉補正演算手段
と、上記第１の加算手段の出力と上記ｑ軸非干渉補償電
圧とを加算してｑ軸電圧指令を出力する第２の加算手段
と、上記ｄ軸補償電圧と上記ｄ軸非干渉補償電圧とを加
算してｄ軸電圧指令を出力する第３の加算手段と、上記
交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それぞれ
上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致するよう
に制御する電圧制御手段とを備えたものである。
【００２６】請求項８記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、交流電動機の１次電流を回転子磁
束ベクトルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流
及びｑ軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィー
ドバック制御するものにおいて、ｑ軸電流指令と上記ｑ
軸電流の偏差をサンプリング周期毎に入力し、上記交流
電動機の１次インダクタンス値を上記サンプリング周期
で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補償電圧
と、上記ｑ軸電流と１サンプリング周期前のｑ軸電流指
令との差に基づき積分して得られた積分補償電圧とを、
加算してｑ軸電圧指令として出力するｑ軸電流制御手段
と、ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流の偏差を入力してｄ軸
電圧指令を出力するｄ軸電流制御手段と、上記交流電動
機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それぞれ上記ｄ軸
電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致するように制御す
る電圧制御手段とを備えたものである。
タル電流制御装置は、交流電動機の１次電流を回転子磁
束ベクトルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流
及びｑ軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィー
ドバック制御するものにおいて、ｑ軸電流指令と上記ｑ
軸電流の偏差をサンプリング周期毎に入力し、上記交流
電動機の１次インダクタンス値を上記サンプリング周期
で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補償電圧
と、上記ｑ軸電流と１サンプリング周期前のｑ軸電流指
令との差に基づき積分して得られた積分補償電圧とを、
加算してｑ軸電圧指令として出力するｑ軸電流制御手段
と、ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流の偏差を入力してｄ軸
電圧指令を出力するｄ軸電流制御手段と、上記交流電動
機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それぞれ上記ｄ軸
電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致するように制御す
る電圧制御手段とを備えたものである。
【００２７】請求項９記載の発明に係る電動機のディジ
タル電流制御装置は、交流電動機の１次電流を回転子磁
束ベクトルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流
及びｑ軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィー
ドバック制御するものにおいて、ｑ軸電流指令と上記ｑ
軸電流の偏差をサンプリング周期毎に入力し、上記交流
電動機の１次インダクタンス値を上記サンプリング周期
で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補償電圧
と、上記ｑ軸電流指令と上記ｑ軸電流指令との差に基づ
き積分して得られた１サンプリング周期前の積分補償電
圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力するｑ軸電流
制御手段と、ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流の偏差を入力
してｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電流制御手段と、上記
交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それぞれ
上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致するよう
に制御する電圧制御手段とを備えたものである。
タル電流制御装置は、交流電動機の１次電流を回転子磁
束ベクトルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流
及びｑ軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィー
ドバック制御するものにおいて、ｑ軸電流指令と上記ｑ
軸電流の偏差をサンプリング周期毎に入力し、上記交流
電動機の１次インダクタンス値を上記サンプリング周期
で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補償電圧
と、上記ｑ軸電流指令と上記ｑ軸電流指令との差に基づ
き積分して得られた１サンプリング周期前の積分補償電
圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力するｑ軸電流
制御手段と、ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流の偏差を入力
してｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電流制御手段と、上記
交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それぞれ
上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致するよう
に制御する電圧制御手段とを備えたものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による電
動機のディジタル電流制御装置を示す構成図である。図
１において、１は直流電動機（電動機）、２は電流検出
器、３はＰＷＭチョッパ（電圧制御手段）、４はマイク
ロコンピュータ、１０は電流指令発生器である。なお、
マイクロコンピュータ４の演算内容をハードウェア的に
表現すると、フィードフォワード信号演算部（フィード
フォワード信号演算手段）５、減算器６、電流制御器
（電流制御手段）７、加算器（加算手段）８に分けられ
る。実際は後述するように全てソフトウェア処理され
る。
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による電
動機のディジタル電流制御装置を示す構成図である。図
１において、１は直流電動機（電動機）、２は電流検出
器、３はＰＷＭチョッパ（電圧制御手段）、４はマイク
ロコンピュータ、１０は電流指令発生器である。なお、
マイクロコンピュータ４の演算内容をハードウェア的に
表現すると、フィードフォワード信号演算部（フィード
フォワード信号演算手段）５、減算器６、電流制御器
（電流制御手段）７、加算器（加算手段）８に分けられ
る。実際は後述するように全てソフトウェア処理され
る。
【００２９】実施の形態１の動作を説明する前に、この
発明における電流の制御原理を、図２を参照しながら説
明する。図２は図１の構成による電流フィードバック制
御系のブロック図である。まず図１８と同様に、直流電
動機の誘起電圧Ｖｅを一定と見なすと、（１）式が成り
立つ。また、電流制御器７は従来装置と同様に、比例ゲ
インと積分ゲインを持ったＰＩ制御器とし、その伝達関
数は（４）式で示されるものとする。さらに、１次抵抗
Ｒａを無視した直流電動機の伝達関数を、Ｚ変換を用い
て表現すると次式となる。 Ｉａ＝Ｔ・Ｖａ／Ｌａ（Ｚ−１） ・・・（７）
発明における電流の制御原理を、図２を参照しながら説
明する。図２は図１の構成による電流フィードバック制
御系のブロック図である。まず図１８と同様に、直流電
動機の誘起電圧Ｖｅを一定と見なすと、（１）式が成り
立つ。また、電流制御器７は従来装置と同様に、比例ゲ
インと積分ゲインを持ったＰＩ制御器とし、その伝達関
数は（４）式で示されるものとする。さらに、１次抵抗
Ｒａを無視した直流電動機の伝達関数を、Ｚ変換を用い
て表現すると次式となる。 Ｉａ＝Ｔ・Ｖａ／Ｌａ（Ｚ−１） ・・・（７）
【００３０】そこで、（７）式を直流電動機モデルの伝
達関数とし、この直流電動機モデルを制御対象としたフ
ィードバック制御系を構成し、かつ、直流電動機モデル
に対し制御を行う制御器を、比例ゲインがＫｐ１のＰ制
御器とすると、このフィードバック制御系の閉ループ伝
達関数は次式となる。 Ｉａｍ／Ｉａ* ＝（Ｔ・Ｋｐ１／Ｌａ）／（Ｚ＋Ｔ・Ｋｐ１／Ｌａ−１） ・・・（８） ここで、Ｉａｍは直流電動機モデルから出力されるモデ
ル電流である。
達関数とし、この直流電動機モデルを制御対象としたフ
ィードバック制御系を構成し、かつ、直流電動機モデル
に対し制御を行う制御器を、比例ゲインがＫｐ１のＰ制
御器とすると、このフィードバック制御系の閉ループ伝
達関数は次式となる。 Ｉａｍ／Ｉａ* ＝（Ｔ・Ｋｐ１／Ｌａ）／（Ｚ＋Ｔ・Ｋｐ１／Ｌａ−１） ・・・（８） ここで、Ｉａｍは直流電動機モデルから出力されるモデ
ル電流である。
【００３１】次に制御器の比例ゲインＫｐ１の値を、Ｌ
ａ／Ｔに等しく設定すると、（８）式から次式が得られ
る。 Ｉａｍ＝Ｚ-1・Ｉａ* ・・・（９） Ｚ変換の定義から、（９）式はモデル電流Ｉａｍが１次
電流指令Ｉａ* を１サンプリング周期分遅延させた信号
となることを示している。その結果、直流電動機モデル
を制御対象としたフィードバック制御系から出力される
モデル電流は、指令値の変化に対し、１サンプリング周
期遅れで追従し、オーバーシュートが生じないデッドビ
ート応答を示す。さらに、モデル電流をデッドビート応
答させるために必要な電圧は上記制御器の出力となる。
ａ／Ｔに等しく設定すると、（８）式から次式が得られ
る。 Ｉａｍ＝Ｚ-1・Ｉａ* ・・・（９） Ｚ変換の定義から、（９）式はモデル電流Ｉａｍが１次
電流指令Ｉａ* を１サンプリング周期分遅延させた信号
となることを示している。その結果、直流電動機モデル
を制御対象としたフィードバック制御系から出力される
モデル電流は、指令値の変化に対し、１サンプリング周
期遅れで追従し、オーバーシュートが生じないデッドビ
ート応答を示す。さらに、モデル電流をデッドビート応
答させるために必要な電圧は上記制御器の出力となる。
【００３２】従って、上記制御器の出力信号として得ら
れるモデル電圧信号を直流電動機に印加すれば、直流電
動機の１次電流も１次電流指令の変化に対し、デッドビ
ート応答することがわかる。図２は、このような制御原
理に基づいて構成されたディジタル電流制御系のブロッ
ク図である。なお、電流制御器７は、定常状態におい
て、１次抵抗による電圧降下分や誘起電圧、及びＰＷＭ
チョッパ３による電圧出力誤差などによって生じる定常
電流偏差を無くすために用いられる。
れるモデル電圧信号を直流電動機に印加すれば、直流電
動機の１次電流も１次電流指令の変化に対し、デッドビ
ート応答することがわかる。図２は、このような制御原
理に基づいて構成されたディジタル電流制御系のブロッ
ク図である。なお、電流制御器７は、定常状態におい
て、１次抵抗による電圧降下分や誘起電圧、及びＰＷＭ
チョッパ３による電圧出力誤差などによって生じる定常
電流偏差を無くすために用いられる。
【００３３】ここで、図２と図１８とを比較すると、本
制御系は従来のディジタル電流制御系にフィードフォワ
ード信号演算部５を付加した構成となっていることがわ
かる。ここで、電流制御器７には、フィードフォワード
信号演算部５から出力されたモデル電流Ｉａｍと直流電
動機の１次電流Ｉａの偏差が入力されるが、モデル電流
Ｉａｍは上述したように１次電流指令Ｉａ* を１サンプ
リング周期遅らせた信号、すなわち１サンプリング周期
前の１次電流指令Ｉａ* である。そのため、１次電流指
令Ｉａ* がステップ変化した場合、ステップ変化した直
後の１サンプリング周期の間はモデル電流Ｉａｍは変化
しない。その結果、ステップ変化した直後の１サンプリ
ング周期の間は、上記電流偏差は０となり電流制御器の
出力も０となる。
制御系は従来のディジタル電流制御系にフィードフォワ
ード信号演算部５を付加した構成となっていることがわ
かる。ここで、電流制御器７には、フィードフォワード
信号演算部５から出力されたモデル電流Ｉａｍと直流電
動機の１次電流Ｉａの偏差が入力されるが、モデル電流
Ｉａｍは上述したように１次電流指令Ｉａ* を１サンプ
リング周期遅らせた信号、すなわち１サンプリング周期
前の１次電流指令Ｉａ* である。そのため、１次電流指
令Ｉａ* がステップ変化した場合、ステップ変化した直
後の１サンプリング周期の間はモデル電流Ｉａｍは変化
しない。その結果、ステップ変化した直後の１サンプリ
ング周期の間は、上記電流偏差は０となり電流制御器の
出力も０となる。
【００３４】一方、フィードフォワード信号演算部５か
らは、１次電流指令Ｉａ* がステップ変化した直後の１
サンプリング周期の間に、モデル電流Ｉａｍを１次電流
指令Ｉａ* に一致させるために必要なモデル電圧Ｖａｍ
が出力される。そこで、上記電流制御器７の出力信号Ｖ
ａ１と上記モデル電圧信号Ｖａｍとを加算して１次電圧
指令Ｖａ* を求め、さらに、ＰＷＭチョッパ３により直
流電動機１の１次電圧Ｖａが１次電圧指令Ｖａ* に一致
するように制御すれば、モデル電圧Ｖａｍが直流電動機
１に印加される。その結果、１次電流指令Ｉａ* のステ
ップ変化時刻から１サンプリング周期後に、直流電動機
１の１次電流Ｉａは１次電流指令Ｉａ*と一致すること
がわかる。
らは、１次電流指令Ｉａ* がステップ変化した直後の１
サンプリング周期の間に、モデル電流Ｉａｍを１次電流
指令Ｉａ* に一致させるために必要なモデル電圧Ｖａｍ
が出力される。そこで、上記電流制御器７の出力信号Ｖ
ａ１と上記モデル電圧信号Ｖａｍとを加算して１次電圧
指令Ｖａ* を求め、さらに、ＰＷＭチョッパ３により直
流電動機１の１次電圧Ｖａが１次電圧指令Ｖａ* に一致
するように制御すれば、モデル電圧Ｖａｍが直流電動機
１に印加される。その結果、１次電流指令Ｉａ* のステ
ップ変化時刻から１サンプリング周期後に、直流電動機
１の１次電流Ｉａは１次電流指令Ｉａ*と一致すること
がわかる。
【００３５】この実施の形態は上記の制御原理により電
流制御を行うものである。図３に、この実施の形態１に
よる電動機のディジタル電流制御装置における電流の応
答波形のシミュレーション結果を示す。シミュレーショ
ンには、図２に図１９のＰＷＭチョッパを付加したブロ
ック図を用いている。ここで、ＰＷＭチョッパの三角波
キャリア信号の周波数、電流制御演算タイミングや直流
電動機の定数などは、全て図２０に示された従来装置の
シミュレーション結果を求めたときの値と同じ値とし
た。なお、電流制御器の比例ゲインＫｐ及び積分ゲイン
Ｋｉの値は、ωｃｃ＝１００００（ｒａｄ／ｓ）、ωｐ
ｉ＝１２５０（ｒａｄ／ｓ）となるように（６）式を用
いて設定した。図３から、直流電動機の１次電流Ｉａ
は、１次電流指令Ｉａ* の変化に対し、１サンプリング
周期遅れで、かつオーバーシュートを生じずに追従して
おり、目標とするデッドビート応答が得られていること
がわかる。なお、Ｉａの波形は、図２０の場合と同様
に、マイクロコンピュータによって検出された電流値を
表している。
流制御を行うものである。図３に、この実施の形態１に
よる電動機のディジタル電流制御装置における電流の応
答波形のシミュレーション結果を示す。シミュレーショ
ンには、図２に図１９のＰＷＭチョッパを付加したブロ
ック図を用いている。ここで、ＰＷＭチョッパの三角波
キャリア信号の周波数、電流制御演算タイミングや直流
電動機の定数などは、全て図２０に示された従来装置の
シミュレーション結果を求めたときの値と同じ値とし
た。なお、電流制御器の比例ゲインＫｐ及び積分ゲイン
Ｋｉの値は、ωｃｃ＝１００００（ｒａｄ／ｓ）、ωｐ
ｉ＝１２５０（ｒａｄ／ｓ）となるように（６）式を用
いて設定した。図３から、直流電動機の１次電流Ｉａ
は、１次電流指令Ｉａ* の変化に対し、１サンプリング
周期遅れで、かつオーバーシュートを生じずに追従して
おり、目標とするデッドビート応答が得られていること
がわかる。なお、Ｉａの波形は、図２０の場合と同様
に、マイクロコンピュータによって検出された電流値を
表している。
【００３６】ここで、ＰＷＭチョッパによる電圧制御特
性を図４を参照しながら、もう少し詳しく調べて見る。
図４において、電流検出タイミングは三角波キャリア信
号の山に一致したタイミング（図中のＡ点）と谷に一致
したタイミング（図中のＢ点）のいずれかとしている。
従って、マイクロコンピュータの演算無駄時間Ｔｄによ
って、電流検出タイミングからＴｄだけ遅れて１次電圧
指令Ｖａ* が出力されるものとすると、図中の斜線で示
した範囲に１次電圧指令Ｖａ* が含まれれば、ＰＷＭチ
ョッパは演算無駄時間Ｔｄの影響を受けず、指令どおり
の電圧を出力できる。図３のシミュレーション結果は、
１次電圧指令Ｖａ* が上記斜線領域に含まれる場合の結
果であり、２０μｓの演算無駄時間Ｔｄの影響を受ける
ことなくデッドビート応答が得られている。
性を図４を参照しながら、もう少し詳しく調べて見る。
図４において、電流検出タイミングは三角波キャリア信
号の山に一致したタイミング（図中のＡ点）と谷に一致
したタイミング（図中のＢ点）のいずれかとしている。
従って、マイクロコンピュータの演算無駄時間Ｔｄによ
って、電流検出タイミングからＴｄだけ遅れて１次電圧
指令Ｖａ* が出力されるものとすると、図中の斜線で示
した範囲に１次電圧指令Ｖａ* が含まれれば、ＰＷＭチ
ョッパは演算無駄時間Ｔｄの影響を受けず、指令どおり
の電圧を出力できる。図３のシミュレーション結果は、
１次電圧指令Ｖａ* が上記斜線領域に含まれる場合の結
果であり、２０μｓの演算無駄時間Ｔｄの影響を受ける
ことなくデッドビート応答が得られている。
【００３７】次に動作について説明する。図５はこの発
明の実施の形態１による動作を示すフローチャートであ
る。マイクロコンピュータ４は、ＰＷＭチョッパ３で用
いられる三角波キャリア信号のピークタイミングに同期
して、図５のフローチャートに従って演算を行う。ま
ず、ステップＳＴ１では、電流指令発生器１０から出力
された１次電流指令Ｉａ* 及び電流検出器２から出力さ
れた直流電動機１の１次電流Ｉａの値をそれぞれ読み込
む。次に、ステップＳＴ２では、１次電流指令Ｉａ* と
１サンプリング前のモデル電流Ｉａｍの偏差を求め、Ｋ
ｐ１倍することによりモデル電圧Ｖａｍを求める。つづ
いて、ステップＳＴ３で１サンプリング前のモデル電流
Ｉａｍと１次電流Ｉａの偏差ΔＩを求め、ステップＳＴ
４で（２）式のＰＩ演算を行い、補償電圧Ｖａ１を求め
る。
明の実施の形態１による動作を示すフローチャートであ
る。マイクロコンピュータ４は、ＰＷＭチョッパ３で用
いられる三角波キャリア信号のピークタイミングに同期
して、図５のフローチャートに従って演算を行う。ま
ず、ステップＳＴ１では、電流指令発生器１０から出力
された１次電流指令Ｉａ* 及び電流検出器２から出力さ
れた直流電動機１の１次電流Ｉａの値をそれぞれ読み込
む。次に、ステップＳＴ２では、１次電流指令Ｉａ* と
１サンプリング前のモデル電流Ｉａｍの偏差を求め、Ｋ
ｐ１倍することによりモデル電圧Ｖａｍを求める。つづ
いて、ステップＳＴ３で１サンプリング前のモデル電流
Ｉａｍと１次電流Ｉａの偏差ΔＩを求め、ステップＳＴ
４で（２）式のＰＩ演算を行い、補償電圧Ｖａ１を求め
る。
【００３８】次にステップＳＴ５で、ステップＳＴ２で
求められたモデル電圧ＶａｍとステップＳＴ４で求めら
れた補償電圧Ｖａ１とを加算し、１次電圧指令Ｖａ* を
求める。さらに、ステップＳＴ６でステップＳＴ２で求
められたモデル電圧Ｖａｍを入力とする積分演算を行
い、モデル電流Ｉａｍを求め、ステップＳＴ７で、ステ
ップＳＴ５で求められた１次電圧指令Ｖａ* をＰＷＭチ
ョッパ３に出力する。すると、ＰＷＭチョッパ３により
１次電圧指令Ｖａ* に一致した１次電圧Ｖａが出力さ
れ、直流電動機１に印加される。ここで、比例ゲインＫ
ｐ１の値をＬａ／Ｔの値に一致させると、１次電流指令
Ｉａ* がステップ変化した場合、モデル電流Ｉａｍは１
サンプリング周期遅れでＩａ* に追従するデッドビート
応答を示す。その結果、直流電動機１の１次電流Ｉａの
応答もデッドビート応答となり、オーバーシュートを生
じることなく、１次電流指令Ｉａ* に追従する。なおＬ
ａの値は直流電動機１のデータとして、マイクロコンピ
ュータ４が保有している。
求められたモデル電圧ＶａｍとステップＳＴ４で求めら
れた補償電圧Ｖａ１とを加算し、１次電圧指令Ｖａ* を
求める。さらに、ステップＳＴ６でステップＳＴ２で求
められたモデル電圧Ｖａｍを入力とする積分演算を行
い、モデル電流Ｉａｍを求め、ステップＳＴ７で、ステ
ップＳＴ５で求められた１次電圧指令Ｖａ* をＰＷＭチ
ョッパ３に出力する。すると、ＰＷＭチョッパ３により
１次電圧指令Ｖａ* に一致した１次電圧Ｖａが出力さ
れ、直流電動機１に印加される。ここで、比例ゲインＫ
ｐ１の値をＬａ／Ｔの値に一致させると、１次電流指令
Ｉａ* がステップ変化した場合、モデル電流Ｉａｍは１
サンプリング周期遅れでＩａ* に追従するデッドビート
応答を示す。その結果、直流電動機１の１次電流Ｉａの
応答もデッドビート応答となり、オーバーシュートを生
じることなく、１次電流指令Ｉａ* に追従する。なおＬ
ａの値は直流電動機１のデータとして、マイクロコンピ
ュータ４が保有している。
【００３９】ここで、ステップＳＴ２及びステップＳＴ
６の演算処理が、図１のフィードフォワード信号演算部
５に相当する。また、ステップＳＴ３、ステップＳＴ
４、ステップＳＴ５の演算処理がそれぞれ、図１の減算
器６、電流制御器７及び加算器８に相当する。なお、ス
テップＳＴ６で示されたモデル電流Ｉａｍの演算処理
を、ステップＳＴ３の電流偏差ΔＩの演算処理の後で実
行するのは、ステップＳＴ３で１サンプリング周期前の
モデル電流Ｉａｍを用いて電流偏差ΔＩを求めるためで
ある。すなわち、ステップＳＴ６の演算をステップＳＴ
３の演算の後で実行することによって、ステップＳＴ４
の電流制御演算には、１次電流指令Ｉａ* を１サンプリ
ング周期分遅らせたモデル電流Ｉａｍが使用されること
になる。
６の演算処理が、図１のフィードフォワード信号演算部
５に相当する。また、ステップＳＴ３、ステップＳＴ
４、ステップＳＴ５の演算処理がそれぞれ、図１の減算
器６、電流制御器７及び加算器８に相当する。なお、ス
テップＳＴ６で示されたモデル電流Ｉａｍの演算処理
を、ステップＳＴ３の電流偏差ΔＩの演算処理の後で実
行するのは、ステップＳＴ３で１サンプリング周期前の
モデル電流Ｉａｍを用いて電流偏差ΔＩを求めるためで
ある。すなわち、ステップＳＴ６の演算をステップＳＴ
３の演算の後で実行することによって、ステップＳＴ４
の電流制御演算には、１次電流指令Ｉａ* を１サンプリ
ング周期分遅らせたモデル電流Ｉａｍが使用されること
になる。
【００４０】ところで、（７）式及び（８）式を用いる
と、モデル電圧Ｖａｍは次式で示されることがわかる。 Ｖａｍ＝Ｌａ（Ｉａ* −Ｉａｍ）／Ｔ ・・・（１０） 従って、（９）式及び（１０）式を用いて、フィードフ
ォワード信号の演算を行っても良い。この場合は、図５
において、ステップＳＴ２で（１０）式の演算を行い、
ステップＳＴ６で（９）式の演算を行えば良い。ここ
で、（Ｉａ* −Ｉａｍ）／Ｔはモデル電流Ｉａｍの時間
変化率を表す。なおＶａｍの値は、上記（１０）式の右
辺に適当な定数を乗算したものでも良い。この定数によ
りデッドビートの応答性が変化する。このようにこのモ
デル電圧Ｖａｍは、モデル電流Ｉａｍの時間変化率に比
例したものであれば良い。
と、モデル電圧Ｖａｍは次式で示されることがわかる。 Ｖａｍ＝Ｌａ（Ｉａ* −Ｉａｍ）／Ｔ ・・・（１０） 従って、（９）式及び（１０）式を用いて、フィードフ
ォワード信号の演算を行っても良い。この場合は、図５
において、ステップＳＴ２で（１０）式の演算を行い、
ステップＳＴ６で（９）式の演算を行えば良い。ここ
で、（Ｉａ* −Ｉａｍ）／Ｔはモデル電流Ｉａｍの時間
変化率を表す。なおＶａｍの値は、上記（１０）式の右
辺に適当な定数を乗算したものでも良い。この定数によ
りデッドビートの応答性が変化する。このようにこのモ
デル電圧Ｖａｍは、モデル電流Ｉａｍの時間変化率に比
例したものであれば良い。
【００４１】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、フィードフォワード信号演算部５が、１サンプリン
グ周期前の１次電流指令をモデル電流指令として出力す
ると共に、そのモデル電流の時間変化率に比例したモデ
ル電圧とを出力し、電流制御器７が、モデル電流と電動
機の１次電流との偏差を入力して補償電圧を出力し、加
算器８が補償電圧とモデル電圧とを加算して１次電圧指
令を出力し、ＰＷＭチョッパ３が、１次電圧指令に電動
機の１次電圧を一致させるように制御することにより、
上記電動機の１次電流は、１次電流指令の変化に対し１
サンプリング周期遅れで、オーバーシュートを生じるこ
となく追従するようになり、いわゆるデッドビート応答
が得られて、高速の電流制御応答を得ることができると
いう効果が得られる。
ば、フィードフォワード信号演算部５が、１サンプリン
グ周期前の１次電流指令をモデル電流指令として出力す
ると共に、そのモデル電流の時間変化率に比例したモデ
ル電圧とを出力し、電流制御器７が、モデル電流と電動
機の１次電流との偏差を入力して補償電圧を出力し、加
算器８が補償電圧とモデル電圧とを加算して１次電圧指
令を出力し、ＰＷＭチョッパ３が、１次電圧指令に電動
機の１次電圧を一致させるように制御することにより、
上記電動機の１次電流は、１次電流指令の変化に対し１
サンプリング周期遅れで、オーバーシュートを生じるこ
となく追従するようになり、いわゆるデッドビート応答
が得られて、高速の電流制御応答を得ることができると
いう効果が得られる。
【００４２】実施の形態２．図６はこの発明の実施の形
態２による電動機のディジタル電流制御装置を示す構成
図である。図において、直流電動機１の１次抵抗による
電圧降下を演算する１次抵抗電圧演算器９が、実施の形
態１の図１に追加されており、１次抵抗電圧演算器９
は、１次電流指令Ｉａ* をもとに直流電動機１の１次抵
抗による過渡的な電圧降下を演算し、演算結果を加算器
８へ出力している。なお１次抵抗Ｒａの値は直流電動機
１のデータとして、マイクロコンピュータ４が保有して
いる。なお実施の形態１で示したように、電流制御器７
も１次抵抗による電圧降下分を演算するが、これは定常
的な電圧降下を演算するものである。
態２による電動機のディジタル電流制御装置を示す構成
図である。図において、直流電動機１の１次抵抗による
電圧降下を演算する１次抵抗電圧演算器９が、実施の形
態１の図１に追加されており、１次抵抗電圧演算器９
は、１次電流指令Ｉａ* をもとに直流電動機１の１次抵
抗による過渡的な電圧降下を演算し、演算結果を加算器
８へ出力している。なお１次抵抗Ｒａの値は直流電動機
１のデータとして、マイクロコンピュータ４が保有して
いる。なお実施の形態１で示したように、電流制御器７
も１次抵抗による電圧降下分を演算するが、これは定常
的な電圧降下を演算するものである。
【００４３】また図７は図６の構成による電流フィード
バック制御系のブロック図である。実施の形態２を説明
する前に、このディジタル電流制御装置の制御原理につ
いて説明する。まず、（１）式から次式が得られる。 Ｖａ＝Ｌａ・ｄＩａ／ｄｔ＋Ｒａ・Ｉａ ・・・（１１） ここで、１次電流Ｉａを１次電流指令Ｉａ* の変化に対
し、１サンプリング周期遅れでデッドビート応答させる
場合、Ｉａの時間変化率ｄＩａ／ｄｔの値はＩａ０／Ｔ
となるので、必要な１次電圧Ｖａは次式となる。 Ｖａ＝（Ｌａ／Ｔ＋Ｒａ）・Ｉａ０ ・・・（１２） ここで、Ｉａ０は１次電流指令のステップ変化幅であ
る。
バック制御系のブロック図である。実施の形態２を説明
する前に、このディジタル電流制御装置の制御原理につ
いて説明する。まず、（１）式から次式が得られる。 Ｖａ＝Ｌａ・ｄＩａ／ｄｔ＋Ｒａ・Ｉａ ・・・（１１） ここで、１次電流Ｉａを１次電流指令Ｉａ* の変化に対
し、１サンプリング周期遅れでデッドビート応答させる
場合、Ｉａの時間変化率ｄＩａ／ｄｔの値はＩａ０／Ｔ
となるので、必要な１次電圧Ｖａは次式となる。 Ｖａ＝（Ｌａ／Ｔ＋Ｒａ）・Ｉａ０ ・・・（１２） ここで、Ｉａ０は１次電流指令のステップ変化幅であ
る。
【００４４】さて、実施の形態１における図３のシミュ
レーション時の直流電動機の定数は、Ｌａ＝１．９ｍ
Ｈ、Ｒａ＝０．３９Ωであり、サンプリング周期Ｔ＝１
００μｓである。この場合は、Ｒａ／（Ｌａ／Ｔ）の値
は、０．０２となり、１次抵抗Ｒａによる電圧降下分は
無視できる。しかし、例えば、サンプリング周期Ｔの値
が１ｍｓの場合は、Ｒａ／（Ｌａ／Ｔ）の値は０．２と
なり、印加された１次電圧の２０％が１次抵抗Ｒａによ
る電圧降下分となり、実施の形態１に記載されたディジ
タル電流制御装置では、１次電流Ｉａの正確なデッドビ
ート応答が得られない。そこで、１次抵抗Ｒａによる電
圧降下分の影響を受けずに１次電流Ｉａのデッドビート
応答を実現するためには、この電圧降下分を補償する必
要がある。実施の形態２に係る電流制御装置は、上記の
原理に基づいて、実施の形態１に係る装置に１次抵抗に
よる電圧降下分の補償手段を付加したものである。
レーション時の直流電動機の定数は、Ｌａ＝１．９ｍ
Ｈ、Ｒａ＝０．３９Ωであり、サンプリング周期Ｔ＝１
００μｓである。この場合は、Ｒａ／（Ｌａ／Ｔ）の値
は、０．０２となり、１次抵抗Ｒａによる電圧降下分は
無視できる。しかし、例えば、サンプリング周期Ｔの値
が１ｍｓの場合は、Ｒａ／（Ｌａ／Ｔ）の値は０．２と
なり、印加された１次電圧の２０％が１次抵抗Ｒａによ
る電圧降下分となり、実施の形態１に記載されたディジ
タル電流制御装置では、１次電流Ｉａの正確なデッドビ
ート応答が得られない。そこで、１次抵抗Ｒａによる電
圧降下分の影響を受けずに１次電流Ｉａのデッドビート
応答を実現するためには、この電圧降下分を補償する必
要がある。実施の形態２に係る電流制御装置は、上記の
原理に基づいて、実施の形態１に係る装置に１次抵抗に
よる電圧降下分の補償手段を付加したものである。
【００４５】次に動作について説明する。図８はこの発
明の実施の形態２による動作を示すフローチャートであ
る。図において、まずステップＳＴ１〜ステップＳＴ４
の演算内容は、上述した実施の形態１のものと同一であ
るので説明を省略する。ステップＳＴ４ａでは、ステッ
プＳＴ１で読み込まれた１次電流指令Ｉａ* と直流電動
機１の１次抵抗Ｒａとを乗算し、１次抵抗による電圧降
下分Ｖａ２を求める。次に、ステップＳＴ５ａでステッ
プＳＴ２で求められたモデル電圧ＶａｍとステップＳＴ
４で求められた補償電圧Ｖａ１とステップＳＴ４ａで求
められた１次抵抗電圧Ｖａ２を加算し、１次電圧指令Ｖ
ａ* を求める。
明の実施の形態２による動作を示すフローチャートであ
る。図において、まずステップＳＴ１〜ステップＳＴ４
の演算内容は、上述した実施の形態１のものと同一であ
るので説明を省略する。ステップＳＴ４ａでは、ステッ
プＳＴ１で読み込まれた１次電流指令Ｉａ* と直流電動
機１の１次抵抗Ｒａとを乗算し、１次抵抗による電圧降
下分Ｖａ２を求める。次に、ステップＳＴ５ａでステッ
プＳＴ２で求められたモデル電圧ＶａｍとステップＳＴ
４で求められた補償電圧Ｖａ１とステップＳＴ４ａで求
められた１次抵抗電圧Ｖａ２を加算し、１次電圧指令Ｖ
ａ* を求める。
【００４６】さらに、ステップＳＴ６でステップＳＴ２
で求められたモデル電圧Ｖａｍを入力とする積分演算を
行い、モデル電流Ｉａｍを求め、ステップＳＴ７でステ
ップＳＴ５ａで求められた１次電圧指令Ｖａ* をＰＷＭ
チョッパ３に出力する。すると、ＰＷＭチョッパ３によ
り１次電圧指令Ｖａ* に一致した１次電圧Ｖａが出力さ
れ、直流電動機１に印加される。ここで、比例ゲインＫ
ｐ１の値をＬａ／Ｔの値に一致させると、１次電流指令
Ｉａ* がステップ変化した場合、モデル電流Ｉａは１サ
ンプリング周期遅れでＩａ* に追従するデッドビート応
答を示す。その結果、直流電動機１の１次電流Ｉａの応
答もデッドビート応答となり、オーバーシュートを生じ
ることなく、１次電流指令Ｉａ* に追従する。
で求められたモデル電圧Ｖａｍを入力とする積分演算を
行い、モデル電流Ｉａｍを求め、ステップＳＴ７でステ
ップＳＴ５ａで求められた１次電圧指令Ｖａ* をＰＷＭ
チョッパ３に出力する。すると、ＰＷＭチョッパ３によ
り１次電圧指令Ｖａ* に一致した１次電圧Ｖａが出力さ
れ、直流電動機１に印加される。ここで、比例ゲインＫ
ｐ１の値をＬａ／Ｔの値に一致させると、１次電流指令
Ｉａ* がステップ変化した場合、モデル電流Ｉａは１サ
ンプリング周期遅れでＩａ* に追従するデッドビート応
答を示す。その結果、直流電動機１の１次電流Ｉａの応
答もデッドビート応答となり、オーバーシュートを生じ
ることなく、１次電流指令Ｉａ* に追従する。
【００４７】なお、ステップＳＴ４ａの１次抵抗電圧Ｖ
ａ２の演算においては、１次電流Ｉａの代わりに１次電
流指令Ｉａ* を用いる必要がある。この理由は、例えば
初期値が０の状態からＩａ* がステップ変化した場合、
ステップ変化直後のサンプリングタイミングに検出され
た１次電流Ｉａの値は０である。そのため、Ｉａを用い
て１次抵抗電圧Ｖａ２の演算を行うとＶａ２＝０とな
り、１次抵抗による電圧降下分を補償するために必要な
電圧が得られないからである。上記ステップの中で、ス
テップＳＴ２及びステップＳＴ６の演算がフィードフォ
ワード信号演算部５、ステップＳＴ３及びステップＳＴ
４の演算が電流制御器７、ステップＳＴ４ａの演算が１
次抵抗電圧演算器９、ステップＳＴ５ａの演算が加算器
８にそれぞれ相当する。
ａ２の演算においては、１次電流Ｉａの代わりに１次電
流指令Ｉａ* を用いる必要がある。この理由は、例えば
初期値が０の状態からＩａ* がステップ変化した場合、
ステップ変化直後のサンプリングタイミングに検出され
た１次電流Ｉａの値は０である。そのため、Ｉａを用い
て１次抵抗電圧Ｖａ２の演算を行うとＶａ２＝０とな
り、１次抵抗による電圧降下分を補償するために必要な
電圧が得られないからである。上記ステップの中で、ス
テップＳＴ２及びステップＳＴ６の演算がフィードフォ
ワード信号演算部５、ステップＳＴ３及びステップＳＴ
４の演算が電流制御器７、ステップＳＴ４ａの演算が１
次抵抗電圧演算器９、ステップＳＴ５ａの演算が加算器
８にそれぞれ相当する。
【００４８】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、フィードフォワード信号演算部５が、１サンプリン
グ周期前の１次電流指令をモデル電流指令として出力す
ると共に、そのモデル電流の時間変化率に比例したモデ
ル電圧とを出力し、電流制御器７が、モデル電流と電動
機の１次電流との偏差を入力して補償電圧を出力し、１
次抵抗電圧演算器９が、１次電流指令に基づき電動機の
１次抵抗による電圧降下分の１次抵抗電圧を演算し、加
算器８がモデル電圧と補償電圧と１次抵抗電圧とを加算
して１次電圧指令を出力し、ＰＷＭチョッパ３が、１次
電圧指令に電動機の１次電圧を一致させるように制御す
ることにより、電動機の１次電流は、１次電流指令の変
化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバーシュート
を生じることなく追従するようになり、電動機の１次抵
抗による電圧低下の影響を受けることなく、より正確な
いわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流制御
応答を得ることができるという効果がある。
ば、フィードフォワード信号演算部５が、１サンプリン
グ周期前の１次電流指令をモデル電流指令として出力す
ると共に、そのモデル電流の時間変化率に比例したモデ
ル電圧とを出力し、電流制御器７が、モデル電流と電動
機の１次電流との偏差を入力して補償電圧を出力し、１
次抵抗電圧演算器９が、１次電流指令に基づき電動機の
１次抵抗による電圧降下分の１次抵抗電圧を演算し、加
算器８がモデル電圧と補償電圧と１次抵抗電圧とを加算
して１次電圧指令を出力し、ＰＷＭチョッパ３が、１次
電圧指令に電動機の１次電圧を一致させるように制御す
ることにより、電動機の１次電流は、１次電流指令の変
化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバーシュート
を生じることなく追従するようになり、電動機の１次抵
抗による電圧低下の影響を受けることなく、より正確な
いわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流制御
応答を得ることができるという効果がある。
【００４９】実施の形態３．この発明の実施の形態３を
説明する前に、このディジタル電流制御装置の制御原理
について説明する。上述したように電流制御系の応答を
調べる場合、誘起電圧Ｖｅは一定と見なすことができる
ので、直流電動機の伝達関数は（１）式となる。ここ
で、実施の形態２で説明したように、１次抵抗電圧Ｖａ
２のフィードフォワード補償を行うと、（１）式中のＲ
ａが０となり、見掛け上、直流電動機は単なるリアクト
ル負荷となる。そこで、従来のディジタル電流制御装置
において、電流制御器を積分ゲインのないＰ制御器と
し、その比例ゲインＫｐの値をＬａ／Ｔに一致させる
と、フィードフォワード信号演算部５を用いなくても、
１次電流Ｉａは１次電流指令Ｉａ* の変化に対し、デッ
ドビート応答を示す。
説明する前に、このディジタル電流制御装置の制御原理
について説明する。上述したように電流制御系の応答を
調べる場合、誘起電圧Ｖｅは一定と見なすことができる
ので、直流電動機の伝達関数は（１）式となる。ここ
で、実施の形態２で説明したように、１次抵抗電圧Ｖａ
２のフィードフォワード補償を行うと、（１）式中のＲ
ａが０となり、見掛け上、直流電動機は単なるリアクト
ル負荷となる。そこで、従来のディジタル電流制御装置
において、電流制御器を積分ゲインのないＰ制御器と
し、その比例ゲインＫｐの値をＬａ／Ｔに一致させる
と、フィードフォワード信号演算部５を用いなくても、
１次電流Ｉａは１次電流指令Ｉａ* の変化に対し、デッ
ドビート応答を示す。
【００５０】しかし、誘起電圧やＰＷＭチョッパによる
電圧出力誤差などによって生じる定常電流偏差を無くす
ためには、積分要素を持ったＰＩ演算形の電流制御器が
必要である。この場合１次電流指令Ｉａ* がステップ変
化すると、積分要素の出力電圧が比例要素の出力電圧に
加算されるため、１次電流Ｉａをデッドビート応答させ
るために必要な電圧（すなわち、比例要素の出力）より
大きい電圧が直流電動機１に印加される。その結果、１
次電流Ｉａのステップ応答にはオーバーシュートが生
じ、目標とするデッドビート応答が得られない。
電圧出力誤差などによって生じる定常電流偏差を無くす
ためには、積分要素を持ったＰＩ演算形の電流制御器が
必要である。この場合１次電流指令Ｉａ* がステップ変
化すると、積分要素の出力電圧が比例要素の出力電圧に
加算されるため、１次電流Ｉａをデッドビート応答させ
るために必要な電圧（すなわち、比例要素の出力）より
大きい電圧が直流電動機１に印加される。その結果、１
次電流Ｉａのステップ応答にはオーバーシュートが生
じ、目標とするデッドビート応答が得られない。
【００５１】そこでこの課題を解決するためには、１次
電流指令Ｉａ* と１次電流Ｉａの偏差ΔＩを用いて比例
演算を行い、Ｉａ* を１サンプリング周期遅延させた信
号Ｉａ１* とＩａの偏差ΔＩ１を用いて積分演算を行え
ば良い。この場合は、Ｉａ*がステップ変化した直後の
１サンプリング周期間はＩａ１* ＝０となり、電流制御
器７中の積分要素の出力電圧も０となる。その結果、Ｉ
ａ* がステップ変化した直後の１サンプリング周期間
は、比例要素の出力電圧のみが補償電圧として直流電動
機に印加されるので、１次電流Ｉａのデッドビート応答
が実現できる。
電流指令Ｉａ* と１次電流Ｉａの偏差ΔＩを用いて比例
演算を行い、Ｉａ* を１サンプリング周期遅延させた信
号Ｉａ１* とＩａの偏差ΔＩ１を用いて積分演算を行え
ば良い。この場合は、Ｉａ*がステップ変化した直後の
１サンプリング周期間はＩａ１* ＝０となり、電流制御
器７中の積分要素の出力電圧も０となる。その結果、Ｉ
ａ* がステップ変化した直後の１サンプリング周期間
は、比例要素の出力電圧のみが補償電圧として直流電動
機に印加されるので、１次電流Ｉａのデッドビート応答
が実現できる。
【００５２】この発明の実施の形態３に記載されたディ
ジタル電流制御装置は、上記の制御原理に基づいて１次
電流Ｉａを制御するものである。図９はこの発明の実施
の形態３による電動機のディジタル電流制御装置を示す
構成図である。また図１０は図９の構成による電流フィ
ードバック制御系のブロック図である。この構成は、マ
イクロコンピュータ４の演算内容を除き、実施の形態２
の図６及び図７からフィードフォワード信号演算部５を
除いたものである。
ジタル電流制御装置は、上記の制御原理に基づいて１次
電流Ｉａを制御するものである。図９はこの発明の実施
の形態３による電動機のディジタル電流制御装置を示す
構成図である。また図１０は図９の構成による電流フィ
ードバック制御系のブロック図である。この構成は、マ
イクロコンピュータ４の演算内容を除き、実施の形態２
の図６及び図７からフィードフォワード信号演算部５を
除いたものである。
【００５３】次に動作について説明する。図１１はこの
発明の実施の形態３の動作を示すフローチャートであ
る。マイクロコンピュータ４は、ＰＷＭチョッパ３で用
いられる三角波キャリア信号のピークタイミングに同期
して、図１１のフローチャートに従って演算を行う。
発明の実施の形態３の動作を示すフローチャートであ
る。マイクロコンピュータ４は、ＰＷＭチョッパ３で用
いられる三角波キャリア信号のピークタイミングに同期
して、図１１のフローチャートに従って演算を行う。
【００５４】まずステップＳＴ１０では、電流指令発生
器１０から出力された１次電流指令Ｉａ* 、及び電流検
出器２から出力された直流電動機１の１次電流Ｉａの値
をそれぞれ読み込む。次にステップＳＴ１１では、１次
電流指令Ｉａ* と１次電流Ｉａの偏差ΔＩを求め、ステ
ップＳＴ１２でこの偏差をＫｐ倍することにより比例補
償電圧Ｖｐを求める。つづいて、ステップＳＴ１３で１
サンプリング周期前の１次電流指令Ｉａ１* と１次電流
Ｉａの偏差ΔＩ１を求め、ステップＳＴ１４で積分演算
を行い、積分補償電圧Ｖｉを求める。次に、ステップＳ
Ｔ１５においてステップＳＴ１２で求められた比例補償
電圧ＶｐとステップＳＴ１４で求められた積分補償電圧
Ｖｉとを加算し、補償電圧Ｖａ１を求める。
器１０から出力された１次電流指令Ｉａ* 、及び電流検
出器２から出力された直流電動機１の１次電流Ｉａの値
をそれぞれ読み込む。次にステップＳＴ１１では、１次
電流指令Ｉａ* と１次電流Ｉａの偏差ΔＩを求め、ステ
ップＳＴ１２でこの偏差をＫｐ倍することにより比例補
償電圧Ｖｐを求める。つづいて、ステップＳＴ１３で１
サンプリング周期前の１次電流指令Ｉａ１* と１次電流
Ｉａの偏差ΔＩ１を求め、ステップＳＴ１４で積分演算
を行い、積分補償電圧Ｖｉを求める。次に、ステップＳ
Ｔ１５においてステップＳＴ１２で求められた比例補償
電圧ＶｐとステップＳＴ１４で求められた積分補償電圧
Ｖｉとを加算し、補償電圧Ｖａ１を求める。
【００５５】つづいて、ステップＳＴ１６では、ステッ
プＳＴ１０で読み込まれた１次電流指令Ｉａ* と直流電
動機１の１次抵抗Ｒａとを乗算し、１次抵抗電圧Ｖａ２
を求める。次に、ステップＳＴ１７でステップＳＴ１５
で求められた補償電圧Ｖａ１とステップＳＴ１６で求め
られた１次抵抗電圧Ｖａ２を加算し、１次電圧指令Ｖａ
* を求める。さらに、ステップＳＴ１８で１次電流指令
Ｉａ* の値をＩａ１*とする。この演算により、Ｉａ１*
はＩａ* を１サンプリング周期、遅延させた信号、す
なわち１サンプリング前のＩａ* となる。次に、ステッ
プＳＴ１９でステップＳＴ１７で求められた１次電圧指
令Ｖａ* をＰＷＭチョッパ３に出力する。すると、ＰＷ
Ｍチョッパ３により１次電圧指令Ｖａ* に一致した１次
電圧Ｖａが出力され、直流電動機１に印加される。ここ
で、比例ゲインＫｐの値をＬａ／Ｔの値に一致させる
と、１次電流指令Ｉａ* がステップ変化した場合、直流
電動機１の１次電流Ｉａの応答はデッドビート応答とな
り、オーバーシュートを生じることなくＩａ* に追従す
る。
プＳＴ１０で読み込まれた１次電流指令Ｉａ* と直流電
動機１の１次抵抗Ｒａとを乗算し、１次抵抗電圧Ｖａ２
を求める。次に、ステップＳＴ１７でステップＳＴ１５
で求められた補償電圧Ｖａ１とステップＳＴ１６で求め
られた１次抵抗電圧Ｖａ２を加算し、１次電圧指令Ｖａ
* を求める。さらに、ステップＳＴ１８で１次電流指令
Ｉａ* の値をＩａ１*とする。この演算により、Ｉａ１*
はＩａ* を１サンプリング周期、遅延させた信号、す
なわち１サンプリング前のＩａ* となる。次に、ステッ
プＳＴ１９でステップＳＴ１７で求められた１次電圧指
令Ｖａ* をＰＷＭチョッパ３に出力する。すると、ＰＷ
Ｍチョッパ３により１次電圧指令Ｖａ* に一致した１次
電圧Ｖａが出力され、直流電動機１に印加される。ここ
で、比例ゲインＫｐの値をＬａ／Ｔの値に一致させる
と、１次電流指令Ｉａ* がステップ変化した場合、直流
電動機１の１次電流Ｉａの応答はデッドビート応答とな
り、オーバーシュートを生じることなくＩａ* に追従す
る。
【００５６】上記ステップの中で、ステップＳＴ１１及
びＳＴ１３の演算が減算器６、ステップＳＴ１２、ＳＴ
１４、ＳＴ１５の演算が電流制御器７、ステップＳＴ１
６の演算が１次抵抗電圧演算器９、ステップＳＴ１７の
演算が加算器８にそれぞれ相当する。
びＳＴ１３の演算が減算器６、ステップＳＴ１２、ＳＴ
１４、ＳＴ１５の演算が電流制御器７、ステップＳＴ１
６の演算が１次抵抗電圧演算器９、ステップＳＴ１７の
演算が加算器８にそれぞれ相当する。
【００５７】なおこの実施の形態では、電動機１の１次
抵抗による電圧降下分を補償しているが、サンプリング
周期Ｔの値によっては、実施の形態１のようにこの補償
が不要な場合もある。この場合の構成は、図９及び図１
０より１次抵抗電圧演算器９及び加算機８を削除し、動
作については、図１１におけるステップＳＴ１６を削除
し、ステップＳＴ１７において、Ｖａ１の出力をそのま
まＶａ* とすれば良い。
抵抗による電圧降下分を補償しているが、サンプリング
周期Ｔの値によっては、実施の形態１のようにこの補償
が不要な場合もある。この場合の構成は、図９及び図１
０より１次抵抗電圧演算器９及び加算機８を削除し、動
作については、図１１におけるステップＳＴ１６を削除
し、ステップＳＴ１７において、Ｖａ１の出力をそのま
まＶａ* とすれば良い。
【００５８】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、電流制御器７が１次電流指令と１次電流の偏差をサ
ンプリング周期毎に入力し、電動機の１次インダクタン
ス値をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて
得られた比例補償電圧と、１次電流と１サンプリング周
期前の１次電流指令との差に基づき積分して得られた積
分補償電圧とを、加算して補償電圧として出力し、１次
抵抗電圧演算器９が１次電流指令をサンプリング周期毎
に入力し、電動機の１次抵抗による電圧降下を演算して
１次抵抗電圧として出力し、加算器８が補償電圧と１次
抵抗電圧とを加算して１次電圧指令を出力し、ＰＷＭチ
ョッパ３が電動機の１次電圧を１次電圧指令に一致する
ように制御することにより、電動機の１次電流は、電動
機の１次抵抗による電圧低下の影響を受けることなく、
１次電流指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、
オーバーシュートを生じることなく追従するようにな
り、より正確ないわゆるデッドビート応答が得られて、
高速の電流制御応答を得ることができるという効果があ
る。
ば、電流制御器７が１次電流指令と１次電流の偏差をサ
ンプリング周期毎に入力し、電動機の１次インダクタン
ス値をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて
得られた比例補償電圧と、１次電流と１サンプリング周
期前の１次電流指令との差に基づき積分して得られた積
分補償電圧とを、加算して補償電圧として出力し、１次
抵抗電圧演算器９が１次電流指令をサンプリング周期毎
に入力し、電動機の１次抵抗による電圧降下を演算して
１次抵抗電圧として出力し、加算器８が補償電圧と１次
抵抗電圧とを加算して１次電圧指令を出力し、ＰＷＭチ
ョッパ３が電動機の１次電圧を１次電圧指令に一致する
ように制御することにより、電動機の１次電流は、電動
機の１次抵抗による電圧低下の影響を受けることなく、
１次電流指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、
オーバーシュートを生じることなく追従するようにな
り、より正確ないわゆるデッドビート応答が得られて、
高速の電流制御応答を得ることができるという効果があ
る。
【００５９】実施の形態４．この発明の実施の形態４を
説明する前に、このディジタル電流制御装置の制御原理
について説明する。実施の形態３の制御原理からわかる
ように、電流制御器７の積分演算による余分な電圧出力
をなくせば、１次電流Ｉａのデッドビート応答を実現す
ることができる。そこで、上記実施の形態３では、１次
電流指令Ｉａ* を１サンプリング周期遅延させた電流指
令Ｉａ１* を用いて積分演算を行った。しかし、１次電
流Ｉａのデッドビート応答を実現するためには、一次電
流指令が変化直後の１サンプリング周期間、積分動作を
停止させ電流制御器をＰ制御器として動作させれば良い
ので、積分演算自体を１サンプリング周期、遅延させて
も良い。
説明する前に、このディジタル電流制御装置の制御原理
について説明する。実施の形態３の制御原理からわかる
ように、電流制御器７の積分演算による余分な電圧出力
をなくせば、１次電流Ｉａのデッドビート応答を実現す
ることができる。そこで、上記実施の形態３では、１次
電流指令Ｉａ* を１サンプリング周期遅延させた電流指
令Ｉａ１* を用いて積分演算を行った。しかし、１次電
流Ｉａのデッドビート応答を実現するためには、一次電
流指令が変化直後の１サンプリング周期間、積分動作を
停止させ電流制御器をＰ制御器として動作させれば良い
ので、積分演算自体を１サンプリング周期、遅延させて
も良い。
【００６０】実施の形態４に記載されたディジタル電流
制御装置は上記の制御原理に基づいて、１次電流を制御
するものである。実施の形態４の構成は、マイクロコン
ピュータ４の演算内容を除き、実施の形態３の図９及び
図１０と同じである。
制御装置は上記の制御原理に基づいて、１次電流を制御
するものである。実施の形態４の構成は、マイクロコン
ピュータ４の演算内容を除き、実施の形態３の図９及び
図１０と同じである。
【００６１】次に動作について説明する。図１２はこの
発明の実施の形態４による動作を示すフローチャートで
ある。マイクロコンピュータ４は、ＰＷＭチョッパ３で
用いられる三角波キャリア信号のピークタイミングに同
期して、図１２のフローチャートに従って演算を行う。
発明の実施の形態４による動作を示すフローチャートで
ある。マイクロコンピュータ４は、ＰＷＭチョッパ３で
用いられる三角波キャリア信号のピークタイミングに同
期して、図１２のフローチャートに従って演算を行う。
【００６２】まずステップＳＴ２０では、電流指令発生
器１０から出力された１次電流指令Ｉａ* 、及び電流検
出器２から出力された直流電動機１の１次電流Ｉａの値
をそれぞれ読み込む。次にステップＳＴ２１では、１次
電流指令Ｉａ* と１次電流Ｉａの偏差ΔＩを求め、ステ
ップＳＴ２２で電流制御器７がこの偏差をＫｐ倍するこ
とにより比例補償電圧Ｖｐを求める。つづいて、ステッ
プＳＴ２３で電流制御器７が比例補償電圧Ｖｐと１サン
プリング前の積分補償電圧Ｖｉとを加算し、補償電圧Ｖ
ａ１を求める。さらに、ステップＳＴ２４では１次抵抗
電圧演算器９が１次抵抗電圧Ｖａ２を求める。次に、ス
テップＳＴ２５においてステップＳＴ２３で得られた補
償電圧Ｖａ１とステップＳＴ２４で求められた１次抵抗
電圧Ｖａ２を加算し、１次電圧指令Ｖａ* を求め、ステ
ップＳＴ２６でこの１次電圧指令Ｖａ* をＰＷＭチョッ
パ３に出力する。つづいて、ステップＳＴ２７でステッ
プＳＴ２１で得られた電流偏差ΔＩを用いて積分演算を
行い、積分補償電圧Ｖｉを求める。
器１０から出力された１次電流指令Ｉａ* 、及び電流検
出器２から出力された直流電動機１の１次電流Ｉａの値
をそれぞれ読み込む。次にステップＳＴ２１では、１次
電流指令Ｉａ* と１次電流Ｉａの偏差ΔＩを求め、ステ
ップＳＴ２２で電流制御器７がこの偏差をＫｐ倍するこ
とにより比例補償電圧Ｖｐを求める。つづいて、ステッ
プＳＴ２３で電流制御器７が比例補償電圧Ｖｐと１サン
プリング前の積分補償電圧Ｖｉとを加算し、補償電圧Ｖ
ａ１を求める。さらに、ステップＳＴ２４では１次抵抗
電圧演算器９が１次抵抗電圧Ｖａ２を求める。次に、ス
テップＳＴ２５においてステップＳＴ２３で得られた補
償電圧Ｖａ１とステップＳＴ２４で求められた１次抵抗
電圧Ｖａ２を加算し、１次電圧指令Ｖａ* を求め、ステ
ップＳＴ２６でこの１次電圧指令Ｖａ* をＰＷＭチョッ
パ３に出力する。つづいて、ステップＳＴ２７でステッ
プＳＴ２１で得られた電流偏差ΔＩを用いて積分演算を
行い、積分補償電圧Ｖｉを求める。
【００６３】以上の動作からわかるように、電流制御器
７の積分演算は１次電圧指令Ｖａ*を演算した後で行わ
れるため、Ｖａ* の演算には１サンプリング周期前の積
分補償電圧Ｖｉが用いられる。従って、例えば、初期値
０で１次電流指令Ｉａ* がステップ変化した場合、ステ
ップＳＴ２３の演算時の積分補償電圧Ｖｉの値は０なの
で、補償電圧Ｖａ１の値は比例補償電圧Ｖｐの値と一致
する。そこで、ステップＳＴ２５で得られた１次電圧指
令Ｖａ* を、ステップＳＴ２６でＰＷＭチョッパ３に出
力すると、ＰＷＭチョッパ３により１次電圧指令Ｖａ*
に一致した１次電圧Ｖａが出力され、直流電動機１に印
加される。このステップ全体の中で、比例ゲインＫｐの
値をＬａ／Ｔの値に一致させると、１次電流指令Ｉａ*
がステップ変化した場合、直流電動機１の１次電流Ｉａ
の応答はデッドビート応答となり、オーバーシュートを
生じることなく、１次電流指令Ｉａ* に追従する。
７の積分演算は１次電圧指令Ｖａ*を演算した後で行わ
れるため、Ｖａ* の演算には１サンプリング周期前の積
分補償電圧Ｖｉが用いられる。従って、例えば、初期値
０で１次電流指令Ｉａ* がステップ変化した場合、ステ
ップＳＴ２３の演算時の積分補償電圧Ｖｉの値は０なの
で、補償電圧Ｖａ１の値は比例補償電圧Ｖｐの値と一致
する。そこで、ステップＳＴ２５で得られた１次電圧指
令Ｖａ* を、ステップＳＴ２６でＰＷＭチョッパ３に出
力すると、ＰＷＭチョッパ３により１次電圧指令Ｖａ*
に一致した１次電圧Ｖａが出力され、直流電動機１に印
加される。このステップ全体の中で、比例ゲインＫｐの
値をＬａ／Ｔの値に一致させると、１次電流指令Ｉａ*
がステップ変化した場合、直流電動機１の１次電流Ｉａ
の応答はデッドビート応答となり、オーバーシュートを
生じることなく、１次電流指令Ｉａ* に追従する。
【００６４】上記ステップの中で、ステップＳＴ２１の
演算が減算器６、ステップＳＴ２２、ステップＳＴ２３
の演算が電流制御器７、ステップＳＴ２４の演算が１次
抵抗電圧演算器９、ステップＳＴ２５の演算が加算器８
にそれぞれ相当する。
演算が減算器６、ステップＳＴ２２、ステップＳＴ２３
の演算が電流制御器７、ステップＳＴ２４の演算が１次
抵抗電圧演算器９、ステップＳＴ２５の演算が加算器８
にそれぞれ相当する。
【００６５】なおこの実施の形態では、直流電動機１の
１次抵抗による電圧降下分を補償しているが、サンプリ
ング周期Ｔの値によっては、実施の形態１のようにこの
補償が不要な場合もある。この場合の構成は、図９及び
図１０より１次抵抗電圧演算器９及び加算機８を削除
し、動作については、図１２におけるステップＳＴ２４
を削除し、ステップＳＴ２５において、Ｖａ１の出力を
そのままＶａ* とすれば良い。
１次抵抗による電圧降下分を補償しているが、サンプリ
ング周期Ｔの値によっては、実施の形態１のようにこの
補償が不要な場合もある。この場合の構成は、図９及び
図１０より１次抵抗電圧演算器９及び加算機８を削除
し、動作については、図１２におけるステップＳＴ２４
を削除し、ステップＳＴ２５において、Ｖａ１の出力を
そのままＶａ* とすれば良い。
【００６６】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、電流制御器７が１次電流指令と１次電流の偏差をサ
ンプリング周期毎に入力し、電動機の１次インダクタン
ス値をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて
得られた比例補償電圧と、１次電流指令と１次電流との
差に基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積
分補償電圧とを、加算して補償電圧として出力し、１次
抵抗電圧演算器９が１次電流指令をサンプリング周期毎
に入力し、電動機の１次抵抗による電圧降下を演算して
１次抵抗電圧として出力し、加算器８が補償電圧と１次
抵抗電圧とを加算して１次電圧指令を出力し、ＰＷＭチ
ョッパ３が電動機の１次電圧を１次電圧指令と一致する
ように制御することにより、電動機の１次電流は、電動
機の１次抵抗による電圧低下の影響を受けることなく、
１次電流指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、
オーバーシュートを生じることなく追従するようにな
り、より正確ないわゆるデッドビート応答が得られて、
高速の電流制御応答を得ることができる。
ば、電流制御器７が１次電流指令と１次電流の偏差をサ
ンプリング周期毎に入力し、電動機の１次インダクタン
ス値をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて
得られた比例補償電圧と、１次電流指令と１次電流との
差に基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積
分補償電圧とを、加算して補償電圧として出力し、１次
抵抗電圧演算器９が１次電流指令をサンプリング周期毎
に入力し、電動機の１次抵抗による電圧降下を演算して
１次抵抗電圧として出力し、加算器８が補償電圧と１次
抵抗電圧とを加算して１次電圧指令を出力し、ＰＷＭチ
ョッパ３が電動機の１次電圧を１次電圧指令と一致する
ように制御することにより、電動機の１次電流は、電動
機の１次抵抗による電圧低下の影響を受けることなく、
１次電流指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、
オーバーシュートを生じることなく追従するようにな
り、より正確ないわゆるデッドビート応答が得られて、
高速の電流制御応答を得ることができる。
【００６７】実施の形態５．
図１３はこの発明の実施の形態５における電動機のディ
ジタル電流制御装置を示す構成図である。図において、
１ａは永久磁石同期電動機（交流電動機）、２は電流検
出器、３ａは永久磁石同期電動機１ａの電圧を制御する
ＰＷＭインバータ（電圧制御手段）、４ａはマイクロコ
ンピュータ、９は位置検出器である。なお、マイクロコ
ンピュータ４ａの演算内容をハードウェア的に表現する
と、図１３に示すように、フィードフォワード信号演算
部５、減算器６及び１２、ｑ軸電流制御器（ｑ軸電流制
御手段）７、加算器８、１４及び１７、座標変換器１１
及び１８、ｄ軸電流制御器（ｄ軸電流制御手段）１３、
微分器１５、永久磁石同期電動機１ａの回転速度が変化
したときの補正量を演算する非干渉補正演算部１６に分
けられる。
ジタル電流制御装置を示す構成図である。図において、
１ａは永久磁石同期電動機（交流電動機）、２は電流検
出器、３ａは永久磁石同期電動機１ａの電圧を制御する
ＰＷＭインバータ（電圧制御手段）、４ａはマイクロコ
ンピュータ、９は位置検出器である。なお、マイクロコ
ンピュータ４ａの演算内容をハードウェア的に表現する
と、図１３に示すように、フィードフォワード信号演算
部５、減算器６及び１２、ｑ軸電流制御器（ｑ軸電流制
御手段）７、加算器８、１４及び１７、座標変換器１１
及び１８、ｄ軸電流制御器（ｄ軸電流制御手段）１３、
微分器１５、永久磁石同期電動機１ａの回転速度が変化
したときの補正量を演算する非干渉補正演算部１６に分
けられる。
【００６８】さて図１３において、フィードフォワード
信号演算部５を省略し、加算器６の入力信号としてｑ軸
モデル電流Ｉｑｍの代わりに、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を用
いると、従来の永久磁石同期電動機の電流制御装置とな
る。まず公知のとおり、回転子磁束ベクトルに同期して
回転するｄ−ｑ軸上における永久磁石同期電動機の電圧
・電流方程式は次式となる。 ここで、Ｖｄ、Ｖｑはそれぞれ１次電圧のｄ軸及びｑ軸
成分、Ｉｄ、Ｉｑはそれぞれ１次電流のｄ軸及びｑ軸成
分、Φｒは回転子磁束の振幅を示す。また、Ｒａ、Ｌａ
はそれぞれ１次巻線の抵抗（１次抵抗）及びインダクタ
ンス（１次インダクタンス）、ωｒは回転速度である。
信号演算部５を省略し、加算器６の入力信号としてｑ軸
モデル電流Ｉｑｍの代わりに、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を用
いると、従来の永久磁石同期電動機の電流制御装置とな
る。まず公知のとおり、回転子磁束ベクトルに同期して
回転するｄ−ｑ軸上における永久磁石同期電動機の電圧
・電流方程式は次式となる。 ここで、Ｖｄ、Ｖｑはそれぞれ１次電圧のｄ軸及びｑ軸
成分、Ｉｄ、Ｉｑはそれぞれ１次電流のｄ軸及びｑ軸成
分、Φｒは回転子磁束の振幅を示す。また、Ｒａ、Ｌａ
はそれぞれ１次巻線の抵抗（１次抵抗）及びインダクタ
ンス（１次インダクタンス）、ωｒは回転速度である。
【００６９】次に、１次電流のｄ軸成分（ｄ軸電流）Ｉ
ｄが０となるように制御すると、永久磁石同期電動機の
発生トルクτM は次式となる。 τM ＝ＰM ΦｒＩｑ ・・・（１４） ここで、ＰM は極対数である。（１４）式から、発生ト
ルクτM は１次電流のｑ軸成分（ｑ軸電流）Ｉｑに比例
することがわかる。すなわち、Ｉｑは直流電動機の１次
電流Ｉａに相当し、Ｉｑを制御することによって、永久
磁石同期電動機の発生トルクτM を制御することができ
る。次に、（１３ｂ）式において、右辺第３項は誘起電
圧を表しており、電流制御の応答を調べる場合は一定と
見なして差し支えない。（１３ａ）、（１３ｂ）式の右
辺第２項は、ｄ−ｑ軸間の干渉電圧を示しており、交流
電動機特有の電圧である。この電圧は、後述するよう
に、非干渉補正演算部１６によって、フィードフォワー
ド補償される。
ｄが０となるように制御すると、永久磁石同期電動機の
発生トルクτM は次式となる。 τM ＝ＰM ΦｒＩｑ ・・・（１４） ここで、ＰM は極対数である。（１４）式から、発生ト
ルクτM は１次電流のｑ軸成分（ｑ軸電流）Ｉｑに比例
することがわかる。すなわち、Ｉｑは直流電動機の１次
電流Ｉａに相当し、Ｉｑを制御することによって、永久
磁石同期電動機の発生トルクτM を制御することができ
る。次に、（１３ｂ）式において、右辺第３項は誘起電
圧を表しており、電流制御の応答を調べる場合は一定と
見なして差し支えない。（１３ａ）、（１３ｂ）式の右
辺第２項は、ｄ−ｑ軸間の干渉電圧を示しており、交流
電動機特有の電圧である。この電圧は、後述するよう
に、非干渉補正演算部１６によって、フィードフォワー
ド補償される。
【００７０】従って、１次電圧のｑ軸成分（ｑ軸電圧）
Ｖｑとｑ軸電流Ｉｑとの間には、（１）式と同様に、次
式が成り立つ。 Ｉｑ＝Ｖｑ／（ＬａＳ＋Ｒａ） ・・・（１５） 従って、直流電動機の実施の形態１と同様の方法で、ｑ
軸電流Ｉｑのデッドビート応答制御を実現することがで
きる。図１３に示された実施の形態５は、実施の形態１
と同じ方法を用いたものである。
Ｖｑとｑ軸電流Ｉｑとの間には、（１）式と同様に、次
式が成り立つ。 Ｉｑ＝Ｖｑ／（ＬａＳ＋Ｒａ） ・・・（１５） 従って、直流電動機の実施の形態１と同様の方法で、ｑ
軸電流Ｉｑのデッドビート応答制御を実現することがで
きる。図１３に示された実施の形態５は、実施の形態１
と同じ方法を用いたものである。
【００７１】次に、実施の形態５の動作について説明す
る。まず、座標変換器１１から、次式の演算により、位
置検出器９から出力された回転子位置（磁極位置）θｒ
と、電流検出器２から出力された永久磁石同期電動機１
ａの１次電流Ｉｕ、Ｉｖから、１次電圧のｄ軸成分Ｉｄ
及びｑ軸成分Ｉｑが求めら出力される。
る。まず、座標変換器１１から、次式の演算により、位
置検出器９から出力された回転子位置（磁極位置）θｒ
と、電流検出器２から出力された永久磁石同期電動機１
ａの１次電流Ｉｕ、Ｉｖから、１次電圧のｄ軸成分Ｉｄ
及びｑ軸成分Ｉｑが求めら出力される。
【００７２】
Ｉｄ＝√２［Ｉｖ・ｓｉｎθｒ−Ｉｕ・ｓｉｎ（θｒ−２／３π）］
・・・（１６ａ）
Ｉｑ＝√２［Ｉｖ・ｃｏｓθｒ−Ｉｕ・ｃｏｓ（θｒ−２／３π）］
・・・（１６ｂ）
【００７３】一方、図示しない電流指令発生器から出力
されたｑ軸電流指令Ｉｑ* をフィードフォワード信号演
算部５に入力すると、実施の形態１の図１におけるフィ
ードフォワード信号演算部５と同一の演算によって、ｑ
軸モデル電流Ｉｑｍ及びｑ軸モデル電圧Ｖｑｍが出力さ
れる。そこで、減算器６により、このｑ軸モデル電流Ｉ
ｑｍと座標変換器１１から出力されたｑ軸電流Ｉｑの偏
差を求め、ｑ軸電流制御器７に入力すると、図１におけ
る電流制御器７と同一の演算によって、ｑ軸補償電圧Ｖ
ｑ１が出力される。
されたｑ軸電流指令Ｉｑ* をフィードフォワード信号演
算部５に入力すると、実施の形態１の図１におけるフィ
ードフォワード信号演算部５と同一の演算によって、ｑ
軸モデル電流Ｉｑｍ及びｑ軸モデル電圧Ｖｑｍが出力さ
れる。そこで、減算器６により、このｑ軸モデル電流Ｉ
ｑｍと座標変換器１１から出力されたｑ軸電流Ｉｑの偏
差を求め、ｑ軸電流制御器７に入力すると、図１におけ
る電流制御器７と同一の演算によって、ｑ軸補償電圧Ｖ
ｑ１が出力される。
【００７４】一方、減算器１２でｄ軸電流指令Ｉｄ
＊ （＝０）と座標変換器１１から出力されたｄ軸電流Ｉ
ｄの偏差を求め、ｄ軸電流制御器１３に入力すると、図
１における電流制御器７と同一の演算によって、ｄ軸補
償電圧Ｖｄ１が出力される。次に、位置検出器９から出
力された回転子位置信号θｒを微分器１５で微分するこ
とによって得られた回転速度ωｒと、座標変換器１１か
ら出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを非干渉補
正演算部１６に入力すると、（１３）式の右辺第２項に
相当する次式の演算が行われ、非干渉補償電圧Ｖｄ２及
びＶｑ２が出力される。
＊ （＝０）と座標変換器１１から出力されたｄ軸電流Ｉ
ｄの偏差を求め、ｄ軸電流制御器１３に入力すると、図
１における電流制御器７と同一の演算によって、ｄ軸補
償電圧Ｖｄ１が出力される。次に、位置検出器９から出
力された回転子位置信号θｒを微分器１５で微分するこ
とによって得られた回転速度ωｒと、座標変換器１１か
ら出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを非干渉補
正演算部１６に入力すると、（１３）式の右辺第２項に
相当する次式の演算が行われ、非干渉補償電圧Ｖｄ２及
びＶｑ２が出力される。
【００７５】つづいて、加算器８及び１７により、フィ
ードフォワード信号演算部５から出力されたｑ軸モデル
電圧Ｖｑｍ、ｑ軸電流制御器７から出力されたｑ軸補償
電圧Ｖｑ１、及び非干渉補正演算部１６から出力された
ｑ軸非干渉補償電圧Ｖｑ２が加算され、ｑ軸電圧指令Ｖ
ｑ* が出力される。一方、加算器１４により、ｄ軸電流
制御器１３から出力されたｄ軸補償電圧Ｖｄ１と非干渉
補正演算部１６から出力されたｄ軸非干渉補償電圧Ｖｄ
２が加算され、ｄ軸電圧指令Ｖｄ* が出力される。次
に、これらのＶｄ* 及びＶｑ* を座標変換器１８に入力
すると、次式の演算によって、１次電圧指令Ｖｕ* 、Ｖ
ｖ* 及びＶｗ* が出力される。
ードフォワード信号演算部５から出力されたｑ軸モデル
電圧Ｖｑｍ、ｑ軸電流制御器７から出力されたｑ軸補償
電圧Ｖｑ１、及び非干渉補正演算部１６から出力された
ｑ軸非干渉補償電圧Ｖｑ２が加算され、ｑ軸電圧指令Ｖ
ｑ* が出力される。一方、加算器１４により、ｄ軸電流
制御器１３から出力されたｄ軸補償電圧Ｖｄ１と非干渉
補正演算部１６から出力されたｄ軸非干渉補償電圧Ｖｄ
２が加算され、ｄ軸電圧指令Ｖｄ* が出力される。次
に、これらのＶｄ* 及びＶｑ* を座標変換器１８に入力
すると、次式の演算によって、１次電圧指令Ｖｕ* 、Ｖ
ｖ* 及びＶｗ* が出力される。
【００７６】
Ｖｕ* ＝√（２／３）［Ｖｄ* ｃｏｓθｒ−Ｖｑ* ｓｉｎθｒ］
・・・（１８ａ）
Ｖｖ* ＝√（２／３）［Ｖｄ* ｃｏｓ（θｒ−２／３π）
−Ｖｑ* ｓｉｎ（θｒ−２／３π）］
・・・（１８ｂ）
Ｖｗ* ＝−（Ｖｕ* ＋Ｖｖ* ） ・・・（１８ｃ）
【００７７】マイクロコンピュータ４ａはｑ軸電流指令
Ｉｑ* 及び１次電流Ｉｕ、Ｉｖを入力し、上記のような
演算を行って１次電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 及びＶｗ* を
求め、ＰＷＭインバータ３ａヘ出力する。すると、ＰＷ
Ｍインバータ３ａにより１次電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 及
びＶｗ* に一致した１次電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが出力
され、永久磁石同期電動機１ａに印加される。ここで、
フィードフォワード信号演算部５中の制御器の比例ゲイ
ンＫｐの値をＬａ／Ｔの値に一致させると、ｑ軸電流指
令Ｉｑ* がステップ変化した場合、永久磁石同期電動機
１ａのｑ軸電流Ｉｑの応答はデッドビート応答となり、
オーバーシュートを生じることなく、指令値に追従す
る。
Ｉｑ* 及び１次電流Ｉｕ、Ｉｖを入力し、上記のような
演算を行って１次電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 及びＶｗ* を
求め、ＰＷＭインバータ３ａヘ出力する。すると、ＰＷ
Ｍインバータ３ａにより１次電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 及
びＶｗ* に一致した１次電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが出力
され、永久磁石同期電動機１ａに印加される。ここで、
フィードフォワード信号演算部５中の制御器の比例ゲイ
ンＫｐの値をＬａ／Ｔの値に一致させると、ｑ軸電流指
令Ｉｑ* がステップ変化した場合、永久磁石同期電動機
１ａのｑ軸電流Ｉｑの応答はデッドビート応答となり、
オーバーシュートを生じることなく、指令値に追従す
る。
【００７８】ところで、上記のようにｄ軸電流Ｉｄが０
となるように制御した場合、（１７ｂ）式からわかるよ
うに、ｑ軸非干渉補償電圧Ｖｑ２は０となる。一方、ｄ
軸非干渉補償電圧Ｖｄ２については、非干渉補正演算部
１６を省略した場合、ｄ軸電流制御器１３からこの電圧
が出力される。従って非干渉補償電圧の演算を省略して
も差し支えない。
となるように制御した場合、（１７ｂ）式からわかるよ
うに、ｑ軸非干渉補償電圧Ｖｑ２は０となる。一方、ｄ
軸非干渉補償電圧Ｖｄ２については、非干渉補正演算部
１６を省略した場合、ｄ軸電流制御器１３からこの電圧
が出力される。従って非干渉補償電圧の演算を省略して
も差し支えない。
【００７９】以上のように、この実施の形態５によれ
ば、フィードフォワード信号演算部５が、回転子磁束ベ
クトルと直交する１次電流のｑ軸成分（ｑ軸電流）の指
令を入力し、１サンプリング周期前のｑ軸電流指令をモ
デルｑ軸電流として出力すると共に、このモデルｑ軸電
流の時間変化率に比例したモデルｑ軸電圧とを出力し、
ｑ軸電流制御器７がモデルｑ軸電流とｑ軸電流との偏差
を入力して補償電圧を出力し、加算器８がｑ軸モデル電
圧と補償電圧とを加算してｑ軸電圧指令を出力し、ｄ軸
電流制御部１３が回転子磁束ベクトルと同相の１次電流
のｄ軸成分（ｄ軸電流）の指令とｄ軸電流の偏差を入力
してｄ軸電圧指令を出力し、ＰＷＭインバータ３ａが、
永久磁石同期電動機１ａの１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分
を、１次電圧のｄ軸及びｑ軸指令と一致するように制御
しているので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、
永久磁石同期電動機１ａのｑ軸電流の応答はデッドビー
ト応答となり、オーバーシュートを生じることなく、指
令値に追従するという効果が得られる。
ば、フィードフォワード信号演算部５が、回転子磁束ベ
クトルと直交する１次電流のｑ軸成分（ｑ軸電流）の指
令を入力し、１サンプリング周期前のｑ軸電流指令をモ
デルｑ軸電流として出力すると共に、このモデルｑ軸電
流の時間変化率に比例したモデルｑ軸電圧とを出力し、
ｑ軸電流制御器７がモデルｑ軸電流とｑ軸電流との偏差
を入力して補償電圧を出力し、加算器８がｑ軸モデル電
圧と補償電圧とを加算してｑ軸電圧指令を出力し、ｄ軸
電流制御部１３が回転子磁束ベクトルと同相の１次電流
のｄ軸成分（ｄ軸電流）の指令とｄ軸電流の偏差を入力
してｄ軸電圧指令を出力し、ＰＷＭインバータ３ａが、
永久磁石同期電動機１ａの１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分
を、１次電圧のｄ軸及びｑ軸指令と一致するように制御
しているので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、
永久磁石同期電動機１ａのｑ軸電流の応答はデッドビー
ト応答となり、オーバーシュートを生じることなく、指
令値に追従するという効果が得られる。
【００８０】実施の形態６．この発明の実施の形態６
は、直流電動機における実施の形態３を永久磁石同期電
動機に適用したものである。図１４はこの発明の実施の
形態６における電動機のディジタル電流制御装置を示す
構成図である。この構成は、実施の形態５における図１
３から、フィードフォワード信号演算部５を削除し、加
算器６にｑ軸モデル電流Ｉｑｍの代わりにｑ軸電流指令
Ｉｑ* を入力したものである。
は、直流電動機における実施の形態３を永久磁石同期電
動機に適用したものである。図１４はこの発明の実施の
形態６における電動機のディジタル電流制御装置を示す
構成図である。この構成は、実施の形態５における図１
３から、フィードフォワード信号演算部５を削除し、加
算器６にｑ軸モデル電流Ｉｑｍの代わりにｑ軸電流指令
Ｉｑ* を入力したものである。
【００８１】次に動作について説明する。この実施の形
態６におけるｑ軸電流制御器７は、実施の形態３におけ
る電流制御器７と同様に動作する。すなわちｑ軸電流制
御器７における積分補償電圧の演算には、１サンプリン
グ周期前のｑ軸電流指令Ｉｑ１* を用いて演算する。実
施の形態３では、１次抵抗Ｒａによる電圧降下分を補償
しているが、永久磁石同期電動機のような交流電動機で
は、直流電動機の場合ほど１次抵抗Ｒａによる電圧降下
分の影響は少ないので省略している。ｑ軸電流制御器７
以外の他の動作については、実施の形態５と同様であ
る。
態６におけるｑ軸電流制御器７は、実施の形態３におけ
る電流制御器７と同様に動作する。すなわちｑ軸電流制
御器７における積分補償電圧の演算には、１サンプリン
グ周期前のｑ軸電流指令Ｉｑ１* を用いて演算する。実
施の形態３では、１次抵抗Ｒａによる電圧降下分を補償
しているが、永久磁石同期電動機のような交流電動機で
は、直流電動機の場合ほど１次抵抗Ｒａによる電圧降下
分の影響は少ないので省略している。ｑ軸電流制御器７
以外の他の動作については、実施の形態５と同様であ
る。
【００８２】以上のように、この実施の形態６によれ
ば、ｑ軸電流制御器７が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏
差に、交流電動機のインダクタンス値をサンプリング周
期で除した値を乗じた比例補償電圧と、ｑ軸電流と１サ
ンプリング前のｑ軸電流指令との偏差に基づき積分演算
した積分補償電圧と加算して、ｑ軸電圧指令を出力し、
ｄ軸電流制御器１３がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏差を
入力してｄ軸電圧指令を出力し、ＰＷＭインバータ３ａ
が、交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分がそれぞ
れｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と一致するように制御
しているので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、
永久磁石同期電動機１ａのｑ軸電流の応答はデッドビー
ト応答となり、オーバーシュートを生じることなく、指
令値に追従するという効果が得られる。
ば、ｑ軸電流制御器７が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏
差に、交流電動機のインダクタンス値をサンプリング周
期で除した値を乗じた比例補償電圧と、ｑ軸電流と１サ
ンプリング前のｑ軸電流指令との偏差に基づき積分演算
した積分補償電圧と加算して、ｑ軸電圧指令を出力し、
ｄ軸電流制御器１３がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏差を
入力してｄ軸電圧指令を出力し、ＰＷＭインバータ３ａ
が、交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分がそれぞ
れｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と一致するように制御
しているので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、
永久磁石同期電動機１ａのｑ軸電流の応答はデッドビー
ト応答となり、オーバーシュートを生じることなく、指
令値に追従するという効果が得られる。
【００８３】実施の形態７．この発明の実施の形態７
は、直流電動機における実施の形態４を永久磁石同期電
動機に適用したもので、この実施の形態の構成は実施の
形態６における図１４と同じである。
は、直流電動機における実施の形態４を永久磁石同期電
動機に適用したもので、この実施の形態の構成は実施の
形態６における図１４と同じである。
【００８４】次に動作について説明する。図１４におい
て、ｑ軸電流制御器７は、実施の形態４における電流制
御器７と同様に動作する。すなわちｑ軸電流制御器７
は、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差に、交流電動機のイ
ンダクタンス値をサンプリング周期で除した値を乗じた
比例補償電圧と、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に基
づき積分演算した１サンプリング前の積分補償電圧とを
加算して、ｑ軸電圧指令を出力している。実施の形態４
では、１次抵抗Ｒａによる電圧降下分を補償している
が、この実施の形態でも、実施の形態６と同様に省略し
ている。ｑ軸電流制御器７以外の他の動作についても、
実施の形態５と同様である。
て、ｑ軸電流制御器７は、実施の形態４における電流制
御器７と同様に動作する。すなわちｑ軸電流制御器７
は、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差に、交流電動機のイ
ンダクタンス値をサンプリング周期で除した値を乗じた
比例補償電圧と、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に基
づき積分演算した１サンプリング前の積分補償電圧とを
加算して、ｑ軸電圧指令を出力している。実施の形態４
では、１次抵抗Ｒａによる電圧降下分を補償している
が、この実施の形態でも、実施の形態６と同様に省略し
ている。ｑ軸電流制御器７以外の他の動作についても、
実施の形態５と同様である。
【００８５】以上のように、この実施の形態７によれ
ば、ｑ軸電流制御器７が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏
差に、交流電動機のインダクタンス値をサンプリング周
期で除した値を乗じた比例補償電圧と、ｑ軸電流指令と
ｑ軸電流の偏差に基づき積分演算した１サンプリング周
期前の積分補償電圧とを加算して、ｑ軸電圧指令を出力
し、ｄ軸電流制御器１３がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏
差を入力してｄ軸電圧指令を出力し、ＰＷＭインバータ
３ａが、交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分がそ
れぞれｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と一致するように
制御しているので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場
合、永久磁石同期電動機１ａのｑ軸電流の応答はデッド
ビート応答となり、オーバーシュートを生じることな
く、指令値に追従するという効果が得られる。
ば、ｑ軸電流制御器７が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏
差に、交流電動機のインダクタンス値をサンプリング周
期で除した値を乗じた比例補償電圧と、ｑ軸電流指令と
ｑ軸電流の偏差に基づき積分演算した１サンプリング周
期前の積分補償電圧とを加算して、ｑ軸電圧指令を出力
し、ｄ軸電流制御器１３がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏
差を入力してｄ軸電圧指令を出力し、ＰＷＭインバータ
３ａが、交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分がそ
れぞれｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令と一致するように
制御しているので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場
合、永久磁石同期電動機１ａのｑ軸電流の応答はデッド
ビート応答となり、オーバーシュートを生じることな
く、指令値に追従するという効果が得られる。
【００８６】実施の形態８．電動機が誘導電動機の場
合、回転子磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ軸上
の誘導電動機の電圧・電流方程式は、公知のように次式
で与えられる。 Ｖｄ＝（Ｒｓ＋ｄＬｓσ／ｄｔ）・Ｉｄ−ＬｓσωＩｑ ＋（Ｍ／Ｌｒ）・（ｄΦｒ／ｄｔ） ・・・（１９ａ） Ｖｑ＝（Ｒｓ＋ｄＬｓσ／ｄｔ）・Ｉｑ−ＬｓσωＩｄ ＋（Ｍ／Ｌｒ）・ωΦｒ ・・・（１９ｂ） ここで、Ｒｓ、Ｍ、Ｌｓ、Ｌｒはそれぞれ、誘導電動機
の１次抵抗、１次２次相互インダクタンス、１次インダ
クタンス及び２次インダクタンスである。また、ωは１
次周波数、σは漏れ係数で次式で示される。 σ＝１−（Ｍ2 ／ＬｓＬｒ） ・・・（２０）
合、回転子磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ軸上
の誘導電動機の電圧・電流方程式は、公知のように次式
で与えられる。 Ｖｄ＝（Ｒｓ＋ｄＬｓσ／ｄｔ）・Ｉｄ−ＬｓσωＩｑ ＋（Ｍ／Ｌｒ）・（ｄΦｒ／ｄｔ） ・・・（１９ａ） Ｖｑ＝（Ｒｓ＋ｄＬｓσ／ｄｔ）・Ｉｑ−ＬｓσωＩｄ ＋（Ｍ／Ｌｒ）・ωΦｒ ・・・（１９ｂ） ここで、Ｒｓ、Ｍ、Ｌｓ、Ｌｒはそれぞれ、誘導電動機
の１次抵抗、１次２次相互インダクタンス、１次インダ
クタンス及び２次インダクタンスである。また、ωは１
次周波数、σは漏れ係数で次式で示される。 σ＝１−（Ｍ2 ／ＬｓＬｒ） ・・・（２０）
【００８７】誘導電動機の高速応答トルク制御法として
は、ベクトル制御法が知られている。本制御法では、通
常、ｄ軸電流Ｉｄを一定に制御することにより、回転子
磁束Φｒの振幅が一定に制御される。このとき、（１９
ａ）式の右辺第３項は０となる。また、（１９ｂ）式の
右辺第３項は誘起電圧であり、電流制御の応答を調べる
場合は一定と見なしてよい。さらに、実施の形態５と同
様に、（１９）式の右辺第２項のｄ−ｑ軸間の干渉電圧
をフィードフォワード補償するものとすると、結局、１
次電圧のｑ軸成分（ｑ軸電圧）Ｖｑとｑ軸電流Ｉｑとの
間には、（１）式と同様に次式が成り立つ。 Ｉｑ＝Ｖｑ／（ＬｓσＳ＋Ｒｓ） ・・・（２１）
は、ベクトル制御法が知られている。本制御法では、通
常、ｄ軸電流Ｉｄを一定に制御することにより、回転子
磁束Φｒの振幅が一定に制御される。このとき、（１９
ａ）式の右辺第３項は０となる。また、（１９ｂ）式の
右辺第３項は誘起電圧であり、電流制御の応答を調べる
場合は一定と見なしてよい。さらに、実施の形態５と同
様に、（１９）式の右辺第２項のｄ−ｑ軸間の干渉電圧
をフィードフォワード補償するものとすると、結局、１
次電圧のｑ軸成分（ｑ軸電圧）Ｖｑとｑ軸電流Ｉｑとの
間には、（１）式と同様に次式が成り立つ。 Ｉｑ＝Ｖｑ／（ＬｓσＳ＋Ｒｓ） ・・・（２１）
【００８８】従って、誘導電動機の場合でも、実施の形
態５から実施の形態７と同様の方法で、ｑ軸電流Ｉｑの
デッドビート応答制御を実現することができる。なお、
ベクトル制御を行った場合、誘導電動機の発生トルクτ
M は次式となる。 τM ＝ＰM ΦｒＩｑ ・・・（２２） （２２）式から、発生トルクτM は１次電流のｑ軸成分
（ｑ軸電流）Ｉｑに比例することがわかる。すなわち、
Ｉｑは直流電動機の１次電流Ｉａに相当し、Ｉｑを制御
することによって、誘導電動機の発生トルクτM を制御
することができる。
態５から実施の形態７と同様の方法で、ｑ軸電流Ｉｑの
デッドビート応答制御を実現することができる。なお、
ベクトル制御を行った場合、誘導電動機の発生トルクτ
M は次式となる。 τM ＝ＰM ΦｒＩｑ ・・・（２２） （２２）式から、発生トルクτM は１次電流のｑ軸成分
（ｑ軸電流）Ｉｑに比例することがわかる。すなわち、
Ｉｑは直流電動機の１次電流Ｉａに相当し、Ｉｑを制御
することによって、誘導電動機の発生トルクτM を制御
することができる。
【００８９】ところで、上記のようにｄ軸電流Ｉｄが一
定となるように制御した場合、（１７ｂ）式からわかる
ように、右辺第２項のｑ軸非干渉補償電圧Ｖｑ２は第３
項の誘起電圧と同様に、一次周波数ωに比例した電圧と
なるので、電流制御の応答を調べる場合は一定と見なし
てよい。一方、（１７ａ）式の右辺第２項のｄ軸非干渉
補償電圧Ｖｄ２については、非干渉補正演算手段を省略
した場合、ｄ軸電流制御器からこの電圧が出力される。
以上のことから、非干渉補償電圧の演算を省略しても差
し支えない。
定となるように制御した場合、（１７ｂ）式からわかる
ように、右辺第２項のｑ軸非干渉補償電圧Ｖｑ２は第３
項の誘起電圧と同様に、一次周波数ωに比例した電圧と
なるので、電流制御の応答を調べる場合は一定と見なし
てよい。一方、（１７ａ）式の右辺第２項のｄ軸非干渉
補償電圧Ｖｄ２については、非干渉補正演算手段を省略
した場合、ｄ軸電流制御器からこの電圧が出力される。
以上のことから、非干渉補償電圧の演算を省略しても差
し支えない。
【００９０】以上のように、この実施の形態８において
も、実施の形態５から実施の形態７と同じ効果を得るこ
とができる。
も、実施の形態５から実施の形態７と同じ効果を得るこ
とができる。
【００９１】実施の形態９．上記の実施の形態は全て、
電動機の電流制御装置を示すものであるが、図１５に示
すような３相高力率コンバータが知られている。これ
は、ＰＷＭインバータと同じ回路構成のＰＷＭコンバー
タを用いて、リアクトルＬを介して交流電源からＰＷＭ
コンバータへ流れる電源電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形
が、電源電圧と同相の正弦波波形となるように電源電流
のフィードバック制御を行うものである。このような場
合も、この発明によれば、電源電流のデッドビート応答
を実現できることは言うまでもない。
電動機の電流制御装置を示すものであるが、図１５に示
すような３相高力率コンバータが知られている。これ
は、ＰＷＭインバータと同じ回路構成のＰＷＭコンバー
タを用いて、リアクトルＬを介して交流電源からＰＷＭ
コンバータへ流れる電源電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの波形
が、電源電圧と同相の正弦波波形となるように電源電流
のフィードバック制御を行うものである。このような場
合も、この発明によれば、電源電流のデッドビート応答
を実現できることは言うまでもない。
【００９２】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、フィードフォワード信号演算手段が１次電流指令
をサンプリング周期毎に入力し、１サンプリング周期前
の１次電流指令をモデル電流として出力すると共に、１
次電流指令がステップ変化した直後の１サンプリング周
期の間に、モデル電流を１次電流指令に一致させるため
に必要なモデル電圧を出力し、電流制御手段がモデル電
流と１次電流との偏差を入力して補償電圧を出力し、加
算手段が補償電圧とモデル電圧とを加算して１次電圧指
令を出力し、電圧制御手段が電動機の１次電圧を１次電
圧指令と一致するように制御するようにしたので、電動
機の１次電流は、１次電流指令の変化に対し１サンプリ
ング周期遅れで、オーバーシュートを生じることなく追
従するようになり、いわゆるデッドビート応答が得られ
て、高速の電流制御応答を得られる効果がある。
れば、フィードフォワード信号演算手段が１次電流指令
をサンプリング周期毎に入力し、１サンプリング周期前
の１次電流指令をモデル電流として出力すると共に、１
次電流指令がステップ変化した直後の１サンプリング周
期の間に、モデル電流を１次電流指令に一致させるため
に必要なモデル電圧を出力し、電流制御手段がモデル電
流と１次電流との偏差を入力して補償電圧を出力し、加
算手段が補償電圧とモデル電圧とを加算して１次電圧指
令を出力し、電圧制御手段が電動機の１次電圧を１次電
圧指令と一致するように制御するようにしたので、電動
機の１次電流は、１次電流指令の変化に対し１サンプリ
ング周期遅れで、オーバーシュートを生じることなく追
従するようになり、いわゆるデッドビート応答が得られ
て、高速の電流制御応答を得られる効果がある。
【００９３】請求項２記載の発明によれば、フィードフ
ォワード信号演算手段が１次電流指令をサンプリング周
期毎に入力し、１サンプリング周期前の１次電流指令を
モデル電流として出力すると共に、モデル電流の時間変
化率に比例したモデル電圧とを出力し、電流制御手段が
モデル電流と１次電流との偏差を入力して補償電圧を出
力し、１次抵抗電圧演算手段が１次電流指令をサンプリ
ング周期毎に入力し、電動機の１次抵抗による電圧降下
を演算して１次抵抗電圧として出力し、加算手段がモデ
ル電圧と補償電圧と１次抵抗電圧とを加算して１次電圧
指令を出力し、電圧制御手段が電動機の１次電圧を１次
電圧指令と一致するように制御するようにしたので、電
動機の１次電流は、電動機の１次抵抗による電圧低下の
影響を受けることなく、１次電流指令の変化に対し１サ
ンプリング周期遅れで、オーバーシュートを生じること
なく追従するようになり、より正確ないわゆるデッドビ
ート応答が得られて、高速の電流制御応答を得ることが
できる効果がある。
ォワード信号演算手段が１次電流指令をサンプリング周
期毎に入力し、１サンプリング周期前の１次電流指令を
モデル電流として出力すると共に、モデル電流の時間変
化率に比例したモデル電圧とを出力し、電流制御手段が
モデル電流と１次電流との偏差を入力して補償電圧を出
力し、１次抵抗電圧演算手段が１次電流指令をサンプリ
ング周期毎に入力し、電動機の１次抵抗による電圧降下
を演算して１次抵抗電圧として出力し、加算手段がモデ
ル電圧と補償電圧と１次抵抗電圧とを加算して１次電圧
指令を出力し、電圧制御手段が電動機の１次電圧を１次
電圧指令と一致するように制御するようにしたので、電
動機の１次電流は、電動機の１次抵抗による電圧低下の
影響を受けることなく、１次電流指令の変化に対し１サ
ンプリング周期遅れで、オーバーシュートを生じること
なく追従するようになり、より正確ないわゆるデッドビ
ート応答が得られて、高速の電流制御応答を得ることが
できる効果がある。
【００９４】請求項３記載の発明によれば、電流制御手
段が１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプリ
ング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補
償電圧と、１次電流と１サンプリング周期前の１次電流
指令との差に基づき積分して得られた積分補償電圧と
を、加算して１次電圧指令として出力し、電圧制御手段
が電動機の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制
御するようにしたので、電動機の１次電流は、１次電流
指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバー
シュートを生じることなく追従するようになり、より正
確ないわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流
制御応答を得ることができる効果がある。
段が１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプリ
ング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補
償電圧と、１次電流と１サンプリング周期前の１次電流
指令との差に基づき積分して得られた積分補償電圧と
を、加算して１次電圧指令として出力し、電圧制御手段
が電動機の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制
御するようにしたので、電動機の１次電流は、１次電流
指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバー
シュートを生じることなく追従するようになり、より正
確ないわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流
制御応答を得ることができる効果がある。
【００９５】請求項４記載の発明によれば、電流制御手
段が１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプリ
ング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補
償電圧と、１次電流と１サンプリング周期前の１次電流
指令との差に基づき積分して得られた積分補償電圧と
を、加算して補償電圧として出力し、１次抵抗電圧演算
手段が１次電流指令をサンプリング周期毎に入力し、電
動機の１次抵抗による電圧降下を演算して１次抵抗電圧
として出力し、加算手段が補償電圧と１次抵抗電圧とを
加算して１次電圧指令を出力し、電圧制御手段が電動機
の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制御するよ
うにしたので、電動機の１次電流は、電動機の１次抵抗
による電圧低下の影響を受けることなく、１次電流指令
の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバーシュ
ートを生じることなく追従するようになり、より正確な
いわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流制御
応答を得ることができる効果がある。
段が１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプリ
ング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例補
償電圧と、１次電流と１サンプリング周期前の１次電流
指令との差に基づき積分して得られた積分補償電圧と
を、加算して補償電圧として出力し、１次抵抗電圧演算
手段が１次電流指令をサンプリング周期毎に入力し、電
動機の１次抵抗による電圧降下を演算して１次抵抗電圧
として出力し、加算手段が補償電圧と１次抵抗電圧とを
加算して１次電圧指令を出力し、電圧制御手段が電動機
の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制御するよ
うにしたので、電動機の１次電流は、電動機の１次抵抗
による電圧低下の影響を受けることなく、１次電流指令
の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバーシュ
ートを生じることなく追従するようになり、より正確な
いわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流制御
応答を得ることができる効果がある。
【００９６】請求項５記載の発明によれば、電流制御手
段が、１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周
期毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、１次電流指令と１次電流との差に基づき積
分して得られた１サンプリング周期前の積分補償電圧と
を、加算して１次電圧指令として出力し、電圧制御手段
が電動機の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制
御するようにしたので、電動機の１次電流は、１次電流
指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバー
シュートを生じることなく追従するようになり、より正
確ないわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流
制御応答を得ることができる効果がある。
段が、１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周
期毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、１次電流指令と１次電流との差に基づき積
分して得られた１サンプリング周期前の積分補償電圧と
を、加算して１次電圧指令として出力し、電圧制御手段
が電動機の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制
御するようにしたので、電動機の１次電流は、１次電流
指令の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバー
シュートを生じることなく追従するようになり、より正
確ないわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流
制御応答を得ることができる効果がある。
【００９７】請求項６記載の発明によれば、電流制御手
段が、１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周
期毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、１次電流指令と１次電流との差に基づき積
分して得られた１サンプリング周期前の積分補償電圧と
を、加算して補償電圧として出力し、１次抵抗電圧演算
手段が１次電流指令をサンプリング周期毎に入力し、電
動機の１次抵抗による電圧降下を演算して１次抵抗電圧
として出力し、加算手段が補償電圧と１次抵抗電圧とを
加算して１次電圧指令を出力し、電圧制御手段が電動機
の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制御するよ
うにしたので、電動機の１次電流は、電動機の１次抵抗
による電圧低下の影響を受けることなく、１次電流指令
の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバーシュ
ートを生じることなく追従するようになり、より正確な
いわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流制御
応答を得ることができる効果がある。
段が、１次電流指令と１次電流の偏差をサンプリング周
期毎に入力し、電動機の１次インダクタンス値をサンプ
リング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られた比例
補償電圧と、１次電流指令と１次電流との差に基づき積
分して得られた１サンプリング周期前の積分補償電圧と
を、加算して補償電圧として出力し、１次抵抗電圧演算
手段が１次電流指令をサンプリング周期毎に入力し、電
動機の１次抵抗による電圧降下を演算して１次抵抗電圧
として出力し、加算手段が補償電圧と１次抵抗電圧とを
加算して１次電圧指令を出力し、電圧制御手段が電動機
の１次電圧を１次電圧指令と一致するように制御するよ
うにしたので、電動機の１次電流は、電動機の１次抵抗
による電圧低下の影響を受けることなく、１次電流指令
の変化に対し１サンプリング周期遅れで、オーバーシュ
ートを生じることなく追従するようになり、より正確な
いわゆるデッドビート応答が得られて、高速の電流制御
応答を得ることができる効果がある。
【００９８】請求項７記載の発明によれば、フィードフ
ォワード信号演算手段が、ｑ軸電流指令をサンプリング
周期ごとに入力し、１サンプリング周期前のｑ軸電流指
令をｑ軸モデル電流として出力すると共に、ｑ軸電流指
令がステップ変化した直後の１サンプリング周期の間
に、ｑ軸モデル電流をｑ軸電流指令に一致させるために
必要なｑ軸モデル電圧を出力し、ｑ軸電流制御手段がｑ
軸モデル電流とｑ軸電流との偏差を入力してｑ軸補償電
圧を出力し、第１の加算手段がｑ軸モデル電圧とｑ軸補
償電圧とを加算し、ｄ軸電流制御手段がｄ軸電流指令と
ｄ軸電流との偏差を入力してｄ軸補償電圧を出力し、非
干渉補正演算手段が交流電動機の回転速度とｑ軸電流と
ｄ軸電流を入力し、回転速度が変化したときの補償量を
演算し、ｑ軸非干渉補償電圧とｄ軸非干渉補償電圧を出
力し、第２の加算手段が第１の加算手段の出力とｑ軸非
干渉補償電圧とを加算してｑ軸電圧指令を出力し、第３
の加算手段がｄ軸補償電圧とｄ軸非干渉補償電圧とを加
算してｄ軸電圧指令を出力し、電圧制御手段が交流電動
機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧
指令及びｑ軸電圧指令と一致するように制御するように
したので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、交流
電動機のｑ軸電流の応答はデッドビート応答となり、オ
ーバーシュートを生じることなく、指令値に追従する効
果がある。
ォワード信号演算手段が、ｑ軸電流指令をサンプリング
周期ごとに入力し、１サンプリング周期前のｑ軸電流指
令をｑ軸モデル電流として出力すると共に、ｑ軸電流指
令がステップ変化した直後の１サンプリング周期の間
に、ｑ軸モデル電流をｑ軸電流指令に一致させるために
必要なｑ軸モデル電圧を出力し、ｑ軸電流制御手段がｑ
軸モデル電流とｑ軸電流との偏差を入力してｑ軸補償電
圧を出力し、第１の加算手段がｑ軸モデル電圧とｑ軸補
償電圧とを加算し、ｄ軸電流制御手段がｄ軸電流指令と
ｄ軸電流との偏差を入力してｄ軸補償電圧を出力し、非
干渉補正演算手段が交流電動機の回転速度とｑ軸電流と
ｄ軸電流を入力し、回転速度が変化したときの補償量を
演算し、ｑ軸非干渉補償電圧とｄ軸非干渉補償電圧を出
力し、第２の加算手段が第１の加算手段の出力とｑ軸非
干渉補償電圧とを加算してｑ軸電圧指令を出力し、第３
の加算手段がｄ軸補償電圧とｄ軸非干渉補償電圧とを加
算してｄ軸電圧指令を出力し、電圧制御手段が交流電動
機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧
指令及びｑ軸電圧指令と一致するように制御するように
したので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、交流
電動機のｑ軸電流の応答はデッドビート応答となり、オ
ーバーシュートを生じることなく、指令値に追従する効
果がある。
【００９９】請求項８記載の発明によれば、ｑ軸電流制
御手段が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差をサンプリン
グ周期毎に入力し、交流電動機の１次インダクタンス値
をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得ら
れた比例補償電圧と、ｑ軸電流と１サンプリング周期前
のｑ軸電流指令との差に基づき積分して得られた積分補
償電圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力し、ｄ軸
電流制御手段がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏差を入力し
てｄ軸電圧指令を出力し、電圧制御手段が交流電動機の
１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧指令
及びｑ軸電圧指令と一致するように制御するようにした
ので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、交流電動
機のｑ軸電流の応答はデッドビート応答となり、オーバ
ーシュートを生じることなく、指令値に追従する効果が
ある。
御手段が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差をサンプリン
グ周期毎に入力し、交流電動機の１次インダクタンス値
をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得ら
れた比例補償電圧と、ｑ軸電流と１サンプリング周期前
のｑ軸電流指令との差に基づき積分して得られた積分補
償電圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力し、ｄ軸
電流制御手段がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏差を入力し
てｄ軸電圧指令を出力し、電圧制御手段が交流電動機の
１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧指令
及びｑ軸電圧指令と一致するように制御するようにした
ので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、交流電動
機のｑ軸電流の応答はデッドビート応答となり、オーバ
ーシュートを生じることなく、指令値に追従する効果が
ある。
【０１００】請求項９記載の発明によれば、ｑ軸電流制
御手段が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差をサンプリン
グ周期毎に入力し、交流電動機の１次インダクタンス値
をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得ら
れた比例補償電圧と、ｑ軸電流指令とｑ軸電流指令との
差に基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積
分補償電圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力し、
ｄ軸電流制御手段がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏差を入
力してｄ軸電圧指令を出力し、電圧制御手段が交流電動
機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧
指令及びｑ軸電圧指令と一致するように制御するように
したので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、交流
電動機のｑ軸電流の応答はデッドビート応答となり、オ
ーバーシュートを生じることなく、指令値に追従する効
果がある。
御手段が、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差をサンプリン
グ周期毎に入力し、交流電動機の１次インダクタンス値
をサンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得ら
れた比例補償電圧と、ｑ軸電流指令とｑ軸電流指令との
差に基づき積分して得られた１サンプリング周期前の積
分補償電圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力し、
ｄ軸電流制御手段がｄ軸電流指令とｄ軸電流の偏差を入
力してｄ軸電圧指令を出力し、電圧制御手段が交流電動
機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧
指令及びｑ軸電圧指令と一致するように制御するように
したので、ｑ軸電流指令がステップ変化した場合、交流
電動機のｑ軸電流の応答はデッドビート応答となり、オ
ーバーシュートを生じることなく、指令値に追従する効
果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１による電動機のディ
ジタル電流制御装置を示す構成図である。
ジタル電流制御装置を示す構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による電流フィード
バック制御系のブロック図である。
バック制御系のブロック図である。
【図３】 この発明による電動機のディジタル電流制御
装置による電流制御応答のシミュレーション結果を示す
図である。
装置による電流制御応答のシミュレーション結果を示す
図である。
【図４】 この発明におけるＰＷＭチョッパの出力可能
電圧範囲の説明図である。
電圧範囲の説明図である。
【図５】 この発明の実施の形態１の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図６】 この発明の実施の形態２による電動機のディ
ジタル電流制御装置を示す構成図である。
ジタル電流制御装置を示す構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態２による電流フィード
バック制御系のブロック図である。
バック制御系のブロック図である。
【図８】 この発明の実施の形態２の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図９】 この発明の実施の形態３及び実施の形態４に
よる電動機のディジタル電流制御装置を示す構成図であ
る。
よる電動機のディジタル電流制御装置を示す構成図であ
る。
【図１０】 この発明の実施の形態３及び実施の形態４
による電流フィードバック制御系のブロック図である。
による電流フィードバック制御系のブロック図である。
【図１１】 この発明の実施の形態３の動作を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１２】 この発明の実施の形態４の動作を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１３】 この発明の実施の形態５による電動機のデ
ィジタル電流制御装置を示す構成図である。
ィジタル電流制御装置を示す構成図である。
【図１４】 この発明の実施の形態６及び実施の形態７
による電動機のディジタル電流制御装置を示す構成図で
ある。
による電動機のディジタル電流制御装置を示す構成図で
ある。
【図１５】 ３相高力率コンバータの構成図である。
【図１６】 従来の電動機のディジタル電流制御装置を
示す構成図である。
示す構成図である。
【図１７】 従来の電動機のディジタル電流制御装置の
電流フィードバック制御系のブロック図である。
電流フィードバック制御系のブロック図である。
【図１８】 従来の電動機のディジタル電流制御装置の
電流フィードバック制御系のブロック図である。
電流フィードバック制御系のブロック図である。
【図１９】 従来の電動機のディジタル電流制御装置に
おけるＰＷＭチョッパの動作説明図である。
おけるＰＷＭチョッパの動作説明図である。
【図２０】 従来の電動機のディジタル電流制御装置に
よる電流制御応答のシミュレーション結果を示す図であ
る。
よる電流制御応答のシミュレーション結果を示す図であ
る。
１ 直流電動機（電動機）、１ａ 永久磁石同期電動機
（交流電動機）、３ＰＷＭチョッパ（電圧制御手段）、
３ａ ＰＷＭインバータ（電圧制御手段）、５ フィー
ドフォワード信号演算部（フィードフォワード信号演算
手段）、７電流制御器（電流制御手段），ｑ軸電流制御
器（ｑ軸電流制御手段）、８ 加算器（加算手段）、１
３ ｄ軸電流制御器（ｄ軸電流制御手段）。
（交流電動機）、３ＰＷＭチョッパ（電圧制御手段）、
３ａ ＰＷＭインバータ（電圧制御手段）、５ フィー
ドフォワード信号演算部（フィードフォワード信号演算
手段）、７電流制御器（電流制御手段），ｑ軸電流制御
器（ｑ軸電流制御手段）、８ 加算器（加算手段）、１
３ ｄ軸電流制御器（ｄ軸電流制御手段）。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平８−249067（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−107696（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−62591（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−16233（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 5/00 - 5/26
H02P 7/00 - 7/34
Claims (9)
- 【請求項１】 電動機の１次電流をサンプリング周期毎
にフィードバック制御する電動機のディジタル電流制御
装置において、 １次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、１サ
ンプリング周期前の１次電流指令をモデル電流として出
力すると共に、上記１次電流指令がステップ変化した直
後の１サンプリング周期の間に、上記モデル電流を上記
１次電流指令に一致させるために必要なモデル電圧を出
力するフィードフォワード信号演算手段と、 上記モデル電流と上記１次電流との偏差を入力して補償
電圧を出力する電流制御手段と、 上記補償電圧と上記モデル電圧とを加算して１次電圧指
令を出力する加算手段と、 上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致するよ
うに制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする
電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項２】 電動機の１次電流をサンプリング周期毎
にフィードバック制御する電動機のディジタル電流制御
装置において、 １次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、１サ
ンプリング周期前の１次電流指令をモデル電流として出
力すると共に、上記モデル電流の時間変化率に比例した
モデル電圧とを出力するフィードフォワード信号演算手
段と、 上記モデル電流と上記１次電流との偏差を入力して補償
電圧を出力する電流制御手段と、 上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、
上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算し、１次抵
抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段と、 上記モデル電圧と上記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを
加算して１次電圧指令を出力する加算手段と、 上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致するよ
うに制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする
電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項３】 電動機の１次電流をサンプリング周期毎
にフィードバック制御する電動機のディジタル電流制御
装置において、 １次電流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記
サンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られ
た比例補償電圧と、上記１次電流と１サンプリング周期
前の１次電流指令との差に基づき積分して得られた積分
補償電圧とを、加算して１次電圧指令として出力する電
流制御手段と、 上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致するよ
うに制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする
電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項４】 電動機の１次電流をサンプリング周期毎
にフィードバック制御する電動機のディジタル電流制御
装置において、 １次電流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記
サンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られ
た比例補償電圧と、上記１次電流と１サンプリング周期
前の１次電流指令との差に基づき積分して得られた積分
補償電圧とを、加算して補償電圧として出力する電流制
御手段と、 上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、
上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算し、１次抵
抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段と、 上記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次電圧
指令を出力する加算手段と、 上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致するよ
うに制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする
電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項５】 電動機の１次電流をサンプリング周期毎
にフィードバック制御する電動機のディジタル電流制御
装置において、 １次電流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記
サンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られ
た比例補償電圧と、上記１次電流指令と上記１次電流と
の差に基づき積分して得られた１サンプリング周期前の
積分補償電圧とを、加算して１次電圧指令として出力す
る電流制御手段と、 上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致するよ
うに制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする
電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項６】 電動機の１次電流をサンプリング周期毎
にフィードバック制御する電動機のディジタル電流制御
装置において、 １次電流指令と上記１次電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、上記電動機の１次インダクタンス値を上記
サンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得られ
た比例補償電圧と、上記１次電流指令と上記１次電流と
の差に基づき積分して得られた１サンプリング周期前の
積分補償電圧とを、加算して補償電圧として出力する電
流制御手段と、 上記１次電流指令を上記サンプリング周期毎に入力し、
上記電動機の１次抵抗による電圧降下を演算し、１次抵
抗電圧として出力する１次抵抗電圧演算手段と、 上記補償電圧と上記１次抵抗電圧とを加算して１次電圧
指令を出力する加算手段と、 上記電動機の１次電圧が上記１次電圧指令と一致するよ
うに制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする
電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項７】 交流電動機の１次電流を回転子磁束ベク
トルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流及びｑ
軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィードバッ
ク制御する電動機のディジタル電流制御装置において、 ｑ軸電流指令を上記サンプリング周期ごとに入力し、１
サンプリング周期前のｑ軸電流指令をｑ軸モデル電流と
して出力すると共に、上記ｑ軸電流指令がステップ変化
した直後の１サンプリング周期の間に、上記ｑ軸モデル
電流を上記ｑ軸電流指令に一致させるために必要なｑ軸
モデル電圧を出力するフィードフォワード信号演算手段
と、 上記ｑ軸モデル電流と上記ｑ軸電流との偏差を入力して
ｑ軸補償電圧を出力するｑ軸電流制御手段と、 上記ｑ軸モデル電圧と上記ｑ軸補償電圧とを加算する第
１の加算手段と、 ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流との偏差を入力してｄ軸補
償電圧を出力するｄ軸電流制御手段と、上記交流電動機の回転速度と上記ｑ軸電流と上記ｄ軸電
流を入力し、上記回転速度が変化したときの補償量を演
算し、ｑ軸非干渉補償電圧とｄ軸非干渉補償電圧を出力
する非干渉補正演算手段と、 上記第１の加算手段の出力と上記ｑ軸非干渉補償電圧と
を加算してｑ軸電圧指令を出力する第２の加算手段と、 上記ｄ軸補償電圧と上記ｄ軸非干渉補償電圧とを加算し
てｄ軸電圧指令を出力する第３の加算手段と、 上記交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それ
ぞれ上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致する
ように制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とす
る電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項８】 交流電動機の１次電流を回転子磁束ベク
トルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流及びｑ
軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィードバッ
ク制御する電動機のディジタル電流制御装置において、 ｑ軸電流指令と上記ｑ軸電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、上記交流電動機の１次インダクタンス値を
上記サンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得
られた比例補償電圧と、上記ｑ軸電流と１サンプリング
周期前のｑ軸電流指令との差に基づき積分して得られた
積分補償電圧とを、加算してｑ軸電圧指令として出力す
るｑ軸電流制御手段と、 ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流の偏差を入力してｄ軸電圧
指令を出力するｄ軸電流制御手段と、 上記交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それ
ぞれ上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致する
ように制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とす
る電動機のディジタル電流制御装置。 - 【請求項９】 交流電動機の１次電流を回転子磁束ベク
トルに同期して回転する回転座標軸上のｄ軸電流及びｑ
軸電流に分解し、サンプリング周期ごとにフィードバッ
ク制御する電動機のディジタル電流制御装置において、 ｑ軸電流指令と上記ｑ軸電流の偏差をサンプリング周期
毎に入力し、上記交流電動機の１次インダクタンス値を
上記サンプリング周期で除した値と上記偏差を乗じて得
られた比例補償電圧と、上記ｑ軸電流指令と上記ｑ軸電
流指令との差に基づき積分して得られた１サンプリング
周期前の積分補償電圧とを、加算してｑ軸電圧指令とし
て出力するｑ軸電流制御手段と、 ｄ軸電流指令と上記ｄ軸電流の偏差を入力してｄ軸電圧
指令を出力するｄ軸電流制御手段と、 上記交流電動機の１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分が、それ
ぞれ上記ｄ軸電圧指令及び上記ｑ軸電圧指令と一致する
ように制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とす
る電動機のディジタル電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16777697A JP3527069B2 (ja) | 1997-06-24 | 1997-06-24 | 電動機のディジタル電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16777697A JP3527069B2 (ja) | 1997-06-24 | 1997-06-24 | 電動機のディジタル電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118469A JPH1118469A (ja) | 1999-01-22 |
| JP3527069B2 true JP3527069B2 (ja) | 2004-05-17 |
Family
ID=15855904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16777697A Expired - Fee Related JP3527069B2 (ja) | 1997-06-24 | 1997-06-24 | 電動機のディジタル電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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|---|---|---|---|---|
| JP4803723B2 (ja) * | 2003-12-15 | 2011-10-26 | 日本精工株式会社 | モータ駆動装置および電動パワーステアリング装置 |
| JP5018236B2 (ja) * | 2007-05-23 | 2012-09-05 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ装置 |
| JP5424762B2 (ja) * | 2009-07-24 | 2014-02-26 | 三菱電機株式会社 | 電動機の電流制御装置 |
| JP5806447B2 (ja) * | 2009-08-07 | 2015-11-10 | セイコーエプソン株式会社 | 印刷装置 |
| JP5178768B2 (ja) | 2010-04-06 | 2013-04-10 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の制御装置及び電動パワーステアリングの制御装置 |
| JP6805201B2 (ja) | 2018-04-20 | 2020-12-23 | 株式会社京三製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP6858725B2 (ja) * | 2018-04-20 | 2021-04-14 | 株式会社京三製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP6805202B2 (ja) | 2018-04-20 | 2020-12-23 | 株式会社京三製作所 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
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1997
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1118469A (ja) | 1999-01-22 |
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