JP5178665B2

JP5178665B2 - 同期電動機の制御装置

Info

Publication number: JP5178665B2
Application number: JP2009196220A
Authority: JP
Inventors: 寛和名倉; 善尚岩路; 潤之介中津川; 則久岩崎
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2009-08-27
Filing date: 2009-08-27
Publication date: 2013-04-10
Anticipated expiration: 2029-08-27
Also published as: EP2290806A2; EP2290806B1; EP2290806A3; JP2011050168A

Description

本発明は、交流モータの位置・速度センサレス制御装置に関わり、特に同期電動機の磁気回路飽和に起因する非線形特性を考慮した制御装置に関する。

交流モータ、特に同期電動機は、小形・高効率という特徴を活かし、家電，産業，自動車等、適用用途を拡大している。特に近年は、更なる小形化の結果として、モータを構成する磁気回路の飽和特性が顕著なモータが出現している。このようなモータでは、従来定数として扱ってきたインダクタンスが電流によって大きく変動するために、位置・速度センサレス制御で重要な磁極位置推定値の誤差が増大する。

こうした課題に対して、磁極位置推定演算に用いる交流モータの電気定数設定値を、電流に応じて変化させる技術が〔特許文献１〕に示されている。この技術は、同期電動機の磁束と電流、または、インダクタンスと電流の非線形な関係を磁束テーブル、または、インダクタンステーブルとして磁極位置推定演算部に持たせ、磁極位置推定精度を改善する技術である。

特開２００８−１４１８３５号公報

〔特許文献１〕によれば、磁束の飽和特性を、軸間の相互干渉磁束まで考慮した磁極位置推定演算を行うことが可能となり、速度・位置センサレス制御特性の向上が期待できる。しかし、特許文献１では、モータの磁束と電流、または、インダクタンスと電流の非線形な関係を磁束テーブル、または、インダクタンステーブルとして与える必要がある。このため、制御対象とするモータを変更する場合には、その都度テーブルデータを変更する必要があり、制御装置への設定が煩雑となる。また、磁極位置推定精度を向上するには、テーブルサイズを増大する必要が発生する。

これに対して、本発明は、上記の点を考慮してなされたものであり、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在する同期電動機に対しても、数個のパラメータを設定するだけで、速度・位置センサレス制御を実現することを課題とする。

上記課題を達成するために、本発明では、回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄ_q軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、前記磁極位置の推定手段に設定するモータ特性を表現するパラメータとして、５つの異なる物理的意味を有する数値を設定することを特徴とするものである。

更に、本発明は回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄ_q軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、前記磁極位置の推定手段に設定するモータ特性を表現するパラメータとして、５つの異なる物理的意味を有する数値を設定し、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分の近似式に分数式を用い、前記分数式の分子をモータ固有の定数で構成し、かつ、分母をｑ軸電流の一次式とｄ軸電流の一次式の和で構成することを特徴とするものである。

更に、本発明は前記分数式に設定するパラメータは、制御対象とするモータのｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ₄と、ｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ₆と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ₅と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ₀とすることを特徴とするものである。

更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、モータ特性を表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、軸誤差をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌ_q（ｉ_dc，ｉ_qc，Δθ）を（式１）により算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、モータ特性を表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、軸誤差をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌ_q（ｉ_dc，ｉ_qc，Δθ）を（式２）により算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、モータ特性を表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀とするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌ_q（ｉ_dc，ｉ_qc）を（式３）により算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、ｄ_c軸電圧指令値をｖ_dc ^*、ｑ_c軸電圧指令値をｖ_qc ^*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差をΔθ、前記電力変換器の回転角速度をω₁とするとき、Δθを（式４）により算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、ｄ_c軸電圧指令値をｖ_dc ^*、ｑ_c軸電圧指令値をｖ_qc ^*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差をΔθ、前記電力変換器の回転角速度をω₁とするとき、Δθを（式５）により算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、ｄ_c軸電圧指令値をｖ_dc ^*、ｑ_c軸電圧指令値をｖ_qc ^*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差をΔθ、前記電力変換器の回転角速度をω₁とするとき、Δθを（式６）により算出することを特徴とするものである。

更に、本発明は（式１），（式２），（式４），（式５）の右辺演算において利用する前記軸誤差Δθとして、（式４），（式５）の前回演算値を代入することを特徴とするものである。

更に、本発明は（式４），（式５）の演算に際して、ゼロ次ホールド処理により固定した同一の前記ｄ軸電流検出値ｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値ｉ_qc、前記ｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*、前記ｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*、前記電力変換器の回転角速度ω₁を用いて、得られた前記Δθを（式４），（式５）の右辺に繰り返し代入する収束演算を行うことを特徴とするものである。

本発明によれば、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在する電動機に対しても、電動機の磁束飽和特性を含む数個のパラメータを、制御器に設定するだけで、高精度な速度・位置センサレス制御が実現できる。

本発明の実施形態１による速度制御系。理想的なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図。非線形なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図。軸誤差Δθの定義図。（式１０），（式１１）による電流と磁束の関係。軸誤差推定部（非収束演算方式）。軸誤差推定部（収束演算方式）。軸誤差収束過程の説明図。実施形態１，２における電圧指令生成部の構成。シミュレーションによる実施形態１の効果。本発明の実施形態２によるトルク制御系。本発明の実施形態３による簡易速度制御系。実施形態３における電圧指令生成部の構成。本発明の実施形態４による鉄道車両駆動への適用例。本発明の実施形態５による自動車駆動への適用例。

本発明では、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用までを考慮した軸誤差演算式を制御系に導入する。本発明を説明するために、まず、従来技術での軸誤差演算式を（式７）に示す。

（式７）に示す軸誤差演算式の導出過程は、電学論Ｄ、１２４巻１１号、２００４年「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期電動機の簡易ベクトル制御」（以下、従来技術１と記す）に詳しく記載されているため、省略する。（式７）において、Δθは軸誤差、ｖ_dc ^*はｄ_c軸電圧指令値、ｖ_qc ^*はｑ_c軸電圧指令値、ｉ_dcはｄ軸電流検出値、ｉ_qcはｑ_c軸電流検出値、ω₁はＰＷＭインバータがモータに印加する電圧の回転角速度、Ｒはモータの電機子巻線抵抗、Ｌ_qはｑ軸インダクタンスである。この〔特許文献１〕では、制御対象とするＰＭモータのｄ軸磁束および、ｑ軸磁束には電流に増加に伴う磁束飽和が無く、また、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用も存在しない理想特性を前提としている。このような、理想的なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図を、図２に示す。図２（ａ）はｄ軸電流ｉ_dとｄ軸磁束Φ_dの線形関係を示しており、その関係式は、ｄ軸方向の永久磁石磁束をΦ_mとするとき、（式８）で表現できる。

同様に、図２（ｂ）はｑ軸電流ｉ_qとｑ軸磁束Φ_qの線形関係を示しており、その関係式は、（式９）で表現できる。

このように、従来技術１の（式７）に用いるｑ軸インダクタンスＬ_qは、ｑ軸電流とｑ軸磁束を関係付ける係数であり、電流とは無関係に一定の値である。

しかし、本発明が制御対象とする非線形性の強いＰＭモータでは、その磁束と電流は、一般に図３に示す様な関係となる。このとき、（式９）のｑ軸インダクタンスＬ_qに相当する定数が存在せず、（式７）も適用できないことが分かる。そこで、本発明では、まず、図３（ａ）に示すｉ_qをパラメータとするｄ軸電流ｉ_dとｄ軸磁束Φ_dの関係を表す近似関数Φ_d（ｉ_d，ｉ_q）を、係数Ｋ₁，Ｋ₂，Ｋ₃、および定数Ｉ₀，φ₀をパラメータとして、（式１０）で定義する。同様に、図３（ｂ）に示すｉ_dをパラメータとするｑ軸電流ｉ_qとｑ軸磁束Φ_qの関係を表す近似関数Φ_q（ｉ_d，ｉ_q）を係数Ｋ₄，Ｋ₅，Ｋ₆をパラメータとして（式１１）で定義する。そして、定義した近似関数Φ_d（ｉ_d，ｉ_q）とΦ_q（ｉ_d，ｉ_q）とを基に、非線形性の強いＰＭモータに適用可能な（式７）に代る新しい軸誤差推定式を導出する事とする。

突極性を有する永久磁石同期電動機の電圧方程式は、磁束飽和の有無に関わりなく、回転子に同期したｄ_q軸直交回転座標軸上において、（式１２）で表現できる。

（１２式）において、ｖ_dはモータ端子電圧のｄ軸方向成分、ｖ_qはモータ端子電圧のｑ軸方向成分、ｐは微分演算子、ω_rはモータの電気角速度であり、モータの永久磁石磁束軸の方向にｄ軸を、ｄ軸から回転方向に９０度進んだ方向にｑ軸を定義した。

ここで、簡単化として、（式１２）における右辺第二項目の過渡項を無視し、（式１０），（式１１）を代入すると、定常状態における永久磁石同期電動機の電圧方程式（式１３）が得られる。

さらに、（式１３）において、（式１４），（式１５）で定義する飽和を考慮したｄ軸インダクタンスＬ_d（ｉ_d，ｉ_q）、および飽和を考慮したｑ軸インダクタンスＬ_q（ｉ_d，ｉ_q）で置換えを行うと（式１６）に変形できる。

（式１６）を、後の式変形が容易となるように、（式１７）のように変形する。ここで、（式１７）の右辺第３項以降が定常状態での拡張誘起電圧成分に相当する。

（式１７）において、定常状態での拡張誘起電圧の大きさを（式１８）の如くＥ_Sxとおくと、非線形性の強いＰＭモータモデルに対応した拡張誘起電圧表現による電圧方程式が（式１９）として得られる。

ところで、位置位置センサレス制御では、実際の回転子位置を検出できない。このため、回転子の推定位置を基準にした座標系で制御を行う。以下では、制御に用いる座標系を仮想回転子座標（ｄ_c−ｑ_c座標）と呼び、その回転角速度をω₁とする。また、回転子位置を基準にしたｄ−ｑ座標軸と、ｄ_c−ｑ_c座標軸のずれを、軸誤差Δθとよぶ。軸誤差Δθは、Ｕ相からｄ軸までの角度をθ_d、Ｕ相からｄ_c軸までの電気角をθ_dcとするとき、（式２０）で定義されるように、ｄ−ｑ座標軸からみたｄ_c−ｑ_c座標軸の位相角となる（図４）。よって、ｄ−ｑ座標軸からｄ_c−ｑ_c座標軸への座標変換には、（式２１）に示す座標変換行列Ｃが適用できる。ここで行列Ｃは軸誤差Δθの関数であるので、それを明示するために、以下では、Ｃ（Δθ）と表記する。また、座標変換行列Ｃの逆行列Ｃ^-1は、（式２２）となる。更に、これらの行列Ｃ（Δθ）、Ｃ^-1（Δθ）を用いた電圧・電流ベクトルの座標変換例を（式２３），（式２４）に示す。

次に、上記座標変換行列を利用して、（式１９）をｄ_c−ｑ_c座標上のモータ電圧方程式に変形する。定常状態を仮定すると、モータの電気角速度ω_rとｄ_c−ｑ_c座標軸の回転角速度ω₁は等しい。そこで、（式１９）において、ω_r＝ω₁とし、更に、両辺に左から行列Ｃを掛けると、（式２５）が得られる。

定常状態を仮定すると、モータの電気角速度ω_rとｄ_c−ｑ_c座標軸の回転角速度ω₁は等しい。そこで、（式１９）において、ω_r＝ω₁とし、更に、両辺に左から行列Ｃを掛けると、（式２５）が得られ、（式２５）に（式２３）を代入すると（式２６）が得られる。

（式２６）に（式１５）を代入し、（式２４）を用いてＬ_q（ｉ_d，ｉ_q）内のｉ_d，ｉ_qをｉ_dc，ｉ_qcに変換すると、非線形性の強いＰＭモータモデルに対応した仮想回転子座標軸上での電圧方程式が（式２７）として得られる。

一方、ｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*とモータ端子電圧のｄ_c軸方向成分ｖ_dcは、軸誤差に関わらず、略一致する。同様に、ｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*とモータ端子電圧のｑ_c軸方向成分ｖ_qcも略一致する。よって、（式２７）におけるｖ_dcをｖ_dc ^*に、ｖ_qcをｖ_qc ^*に置換えし、Δθについて解くと、定常状態における軸誤差推定式が（式２８）として求まる。（式２８）において、特にΔθが小さい場合には、cosΔθ＾≒１，sinΔθ＾≒Δθ等の近似が、良好に成立することから、（式２９）を軸誤差推定近似式として利用できる。

さらに、Δθが十分に小さく、若干の軸誤差を許容できる場合には、（式２８）または（式２９）右辺でΔθ＾＝０とおいた（式３０）も利用可能である。

以上導出した３つの軸誤差推定式（式２８），（式２９），（式３０）を用いて速度・位置センサレス制御系を構成すれば、（式１０），（式１１）がＰＭモータの非線形特性を正確に表現している限り、ＰＭモータ側の磁束飽和および軸間の相互干渉磁束に関わらず、軸誤差の少ない理想的な制御が期待できる。そこで、（式１０），（式１１）の近似レベルを、あるモータを例に、磁界解析により算出した目標値と比較してみる。

図５（ａ）は、横軸にｉ_dをとり、ｉ_qを０Ａ，１００Ａ，２００Ａ，３００Ａと変化させた時の磁束Φ_dについて、磁界解析により算出した目標値と（式１０）の関数式で算出した近似値とを比較したグラフである。また、図５（ｂ）は、横軸にｉ_qをとり、ｉ_dを−２００Ａ，−１００Ａ，０Ａ，１００Ａ，２００Ａと変化させた時の磁束Φ_qについて、磁界解析により算出した目標値と（式１１）の関数式で算出した近似値を比較したグラフである。

図５（ａ），（ｂ）の比較結果より、（式１０），（式１１）の関数式近似を用いることにより、磁気飽和やｄ_q軸間干渉の影響が強く、非線形な特性のモータであっても、ｉ_d，ｉ_qがｄ軸磁束φ_dや、ｑ軸磁束φ_qへ与える影響を良好に近似できることが確認できる。ゆえに、（式１０），（式１１）に立脚した（式２８），（式２９），（式３０）の高精度な演算も実現可能である。

以上述べたように、本発明では、磁束と電流の非線形関数を準備し、それらから式変形により導出した、磁束飽和特性を考慮した軸誤差推定演算式を実行することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御を可能とした。

以下、本発明による交流モータの制御装置の実施形態を図面を用いて説明する。尚、以下の実施形態では、交流モータとして永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他のモータ（例えば、巻線型同期電動機，リラクタンスモータ，誘導モータなど）に関しても同様に実現可能である。

〔実施形態１〕
図１は、本発明による同期電動機制御装置の実施形態１の構成を示すブロック図である。図１は、位置・速度センサレスによる速度制御系を構成しており、モータ８に速度指令ω₁ ^*を与える速度指令発生部１と、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を発生するｉ_d ^*発生部４と、ω₁ ^*からＰＬＬ制御器１３が出力するＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の回転角速度ω₁を減算し速度偏差ω_eを出力する減算器２と、ω_eに対して比例積分演算を行い、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を出力する速度制御器３と、ｉ_d ^*，ｉ_q ^*およびｄ軸電流検出値ｉ_dc，ｑ軸電流検出値ｉ_qcおよびω₁を入力し、ｄ_q座標逆変換部６に対してｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*とｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する電圧指令生成部５と、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*，ｉ_dc，ｉ_qc，ω₁を入力し、（式２８）または（式２９）または（式３０）と、パラメータ設定部１４から入力されるモータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ₄，モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ₅，モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ₆，ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ₀，モータの電機子巻線抵抗Ｒを用いて軸誤差Δθを演算する軸誤差１２と、Δθに対して比例積分演算もしくは比例演算を行い、Δθを小さくする制御を行うことで、回転角速度ω₁を出力するＰＬＬ制御器１３と、ω₁を積分し、ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角θ_dcを出力する積分器１５と、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*を、電気角θ_dcによって三相交流電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に変換するｄ_q座標逆変換部６と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ７と、ＰＷＭインバータ７の出力するＵ相電流ｉ_uを検出する電流検出器１０と、ＰＷＭインバータ７の出力するＷ相電流ｉ_wを検出する電流検出器９と、検出した電流ｉ_u，ｉ_wを、電気角θ_dcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄ_c，ｑ_c各軸上の成分ｉ_dc，ｉ_qcに座標変換するｄ_q座標変換部１１からなる。

次に、電圧指令生成部５の構成について、図９のブロック線図を用いて説明する。図９に示す電圧指令生成部は、杉本英彦編著「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」（総合電子出版社）４章記載内容（以下、〔非特許文献１〕と記す）とほぼ同じ構成である。図９において、ｉ_d ^*はｄ軸電流指令値、ｉ_q ^*はｑ軸電流指令値、ｉ_dcはｄ軸電流検出値、ｉ_qcはｑ軸電流検出値である。この従来技術２では、減算器１２０によりｉ_d ^*とｉ_dcのｄ軸電流偏差Δｉ_dを演算し、減算器１２１によりｉ_q ^*とｉ_qcのｑ軸電流偏差Δｉ_qを演算する。次に、ゲイン１２２において、電流偏差Δｉ_dにＰＭモータのｄ軸インダクタンスＬ_dを乗ずることで、ｄ軸磁束偏差ΔΦ_dを算出する。同様に、ゲイン１２８において、電流偏差Δｉ_qにＰＭモータのｑ軸インダクタンスＬ_qを乗ずることで、ｑ軸磁束偏差ΔΦ_qを算出する。こうして得られたΔΦ_d，ΔΦ_qは、それぞれ各軸電流偏差Δｉ_d，Δｉ_qに対応する各軸磁束成分の補償量と考えることができる。続くゲイン１２５，１３１では、それぞれ各軸の磁束偏差ΔΦ_d，ΔΦ_qを電流制御応答角周波数ω_acr（rad／ｓ）倍し、それぞれ電圧非干渉制御前の電圧指令値ｖ_d′^*，ｖ_q′^*を演算する加算器１２６，１３２に入力することで、ＰＭモータの巻線電流磁束を考慮した電流フィードバック制御系を各軸で構成している。一方、ゲインω_acr（rad／ｓ）付の積分器１２３，１２９は、それぞれ各軸電流偏差Δｉ_d，Δｉ_qを入力し、その積分値を電流制御応答角周波数ω_acr（rad／ｓ）倍したｉ_d′，ｉ_q′を出力する。さらにゲイン１２４，１３０は、それぞれｉ_d′，ｉ_q′にモータの電機子巻線抵抗Ｒを乗じた値を出力し、電圧非干渉制御前の電圧指令値ｖ_d′^*，ｖ_q′^*を演算する加算器１２６，１３２に入力することで、ＰＭモータの電機子巻線抵抗による電圧降下を考慮した電流フィードバック制御系を各軸で構成している。さらに、電圧非干渉制御を次の様に構成している。即ち、ｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*の生成に際して、ゲイン１３４において、ｉ_qcにＬ_qを乗ずることで、ｑ軸磁束Φ_qを演算し、乗算器１３５において、Φ_qにω₁を乗ずることで、ｑ軸磁束Φ_qがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φ_qω₁を演算する。減算器１２７では、電圧非干渉制御前のｄ軸電圧指令値ｖ_d′^*からΦ_qω₁を減じたｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｄ軸方向に発生するｑ軸磁束Φ_q由来の速度誘起電圧Φ_qω₁を、相殺可能となる。ｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*の生成に際しても同様であり、ゲイン１３６において、ｉ_dにＬ_dを乗ずることで、ｄ軸電流磁束Φ_idを演算し、加算器１３７でΦ_idにｄ軸方向の永久磁石磁束Φ_mを加算したｄ軸磁束Φ_dを算出し、乗算器１３８において、Φ_dにω₁を乗ずることで、ｄ軸磁束Φ_dがｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φ_dω₁を演算する。加算器１３３では、電圧非干渉制御前のｑ軸電圧指令値ｖ_q′^*にΦ_dω₁を加えたｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｑ軸と反対方向に発生するｄ軸磁束Φ_d由来の速度誘起電圧Φ_dω₁を、相殺可能となる。また、図９の電圧指令生成部に設定するモータ特性を表すパラメータＬ_d，Ｌ_qには、（式１４），（式１５）において、ｉ_d＝ｉ_q＝０とおいた（式３１），（式３２）を用いる。また、永久磁石磁束Φ_mには、（式１０）において、ｉ_d＝ｉ_q＝０とおいた（式３３）を用いる。

次に、軸誤差推定部１２の構成について、図６のブロック線図を用いて説明する。図６は（式２８）をブロック線図で表現したものであり、その演算結果は、（式２８）に等しい。図６のブロック線図は以下に述べる構成を備える。ゼロ次ホールダー５０，５１，５２，５３，５４は、それぞれｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*，ｉ_dc，ｉ_qc，ω₁を入力し、Ｔs［秒］間サンプル・ホールドし、出力する、パラメータ設定部１４は（式２８）の係数に相当する可変ゲイン７２，６６，６７に対して、それぞれＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆をゲイン設定し、可変ゲイン７７，７８に対してパラメータＲをゲイン設定し、加算器６３に対してパラメータＩ₀を加算する、サンプル遅延器８６はリミッタ８５が出力した軸誤差Δθの値をＴse［秒］間遅延し、Δθ_bkとして出力する、コサイン関数５５はサンプル遅延器８６の出力するΔθ_bkを入力しcos（Δθ_bk）を出力する、サイン関数５６はサンプル遅延器８６の出力するΔθ_bkを入力しsin（Δθ_bk）を出力する、乗算器５７はコサイン関数５５の出力するcos（Δθ_bk）とゼロ次ホールダー５２の出力するｉ_dcを乗算する、乗算器５８はコサイン関数５５の出力するcos（Δθ_bk）とゼロ次ホールダー５３の出力するｉ_qcを乗算する、乗算器５９はサイン関数５６の出力するsin（Δθ_bk）とゼロ次ホールダー５３の出力するｉ_qcを乗算する、乗算器６０はサイン関数５６の出力するsin（Δθ_bk）とゼロ次ホールダー５２の出力するｉ_dcを乗算する、減算器６１は乗算器５７の出力から乗算器５９の出力を減算する、加算器６２は乗算器５８の出力と乗算器６０の出力を加算する、加算器６３は減算器６１の出力とパラメータ設定部１４が出力するパラメータＩ₀を加算する、絶対値演算器６４は加算器６３の出力値を入力し、絶対値を出力する、絶対値演算器６５は加算器６２の出力値を入力し、絶対値を出力する、可変ゲイン６６は絶対値演算器６４の出力を入力し、Ｋ₅倍して出力する、可変ゲイン６７は絶対値演算器６５の出力を入力し、Ｋ₆倍して出力する、加算器６８は可変ゲイン６６と６７の出力を加算する、定数６９は値１を出力する、加算器７０は加算器６８と定数６９の出力を加算する、除算器７１は定数６９の出力する値１を加算器７０の出力で除算する、可変ゲイン７２は除算器７１の出力を入力し、Ｋ₄倍して出力する、乗算器７３は可変ゲイン７２の出力とゼロ次ホールダー５３の出力するｉ_qcを乗算する、７４は可変ゲイン７２の出力とゼロ次ホールダー５２の出力するｉ_dcを乗算する乗算器、乗算器７５は乗算器７３の出力とゼロ次ホールダー５４の出力するω₁を乗算する、乗算器７６は乗算器７４の出力とゼロ次ホールダー５４の出力するω₁を乗算する乗算器、可変ゲイン７７はゼロ次ホールダー５２の出力するｉ_dcをＲ倍する、可変ゲイン７８はゼロ次ホールダー５３の出力するｉ_qcをＲ倍する、減算器７９はゼロ次ホールダー５０の出力するｖ_dc ^*から可変ゲイン７７の出力を減算する、減算器８０はゼロ次ホールダー５１の出力するｖ_qc ^*から可変ゲイン７８の出力を減算する、加算器８１は減算器７９の出力と乗算器７５の出力を加算する、減算器８２は減算器８０の出力から乗算器７６の出力を減算する、除算器８３は加算器８１の出力を減算器８２の出力で除算する、tan^-1関数８４は除算器８３の出力に対してアークタンジェントを演算し出力する、リミッタ８５はtan^-1関数８４の出力に対して−π／２からπ／２の上下限リミット値を設定し出力する。

上記の図６の構成によれば、１演算周期Ｔse［秒］前の軸誤差を用いて（式２８）の右辺を演算することとなるが、演算周期Ｔseが十分に短いか、または、軸誤差Δθの時間変動が小さければ十分な精度が得られる。特に、急激な加減速や負荷外乱の少ない様な、軸誤差Δθが大きくならない用途においては、（式２８）に代えて（式２９）を利用することも可能である。この場合、図６のブロック図において、コサイン関数５５を定数１に置換えし、サイン関数５６をゲイン１に置換えすることで実現できる。これにより、三角関数５５，５６のみならずコサイン関数５５の出力に繋がる乗算器５７，５８の削除が可能となり、演算処理を軽減できる利点がある。さらに、軸誤差Δθが大きくならない用途においては、（式２８）に代えて（式３０）を利用することも可能である。この場合、図６のブロック図において、コサイン関数５５を定数１に置換えし、サイン関数５６をゲイン０に置換えすることで実現できる。これにより、三角関数５５，５６のみならずコサイン関数５５とサイン関数５６の出力に繋がる乗算器５７，５８，５９，６０と減算器６１および加算器６２の削除が可能となり、演算処理をさらに軽減できる利点がある。

次に、本実施形態１の効果をシミュレーション結果により示す。図１０は、図１に示した本実施形態１の速度制御系において、従来技術１の軸誤差演算式（式７）を軸誤差推定部１２に用いた場合と、（式２８）を軸誤差推定部１２に用いた場合とのシミュレーションによる各部波形である。図１０において、左側に示した波形１６０から波形１６５までが従来技術１による軸誤差演算式（式７）を用いた結果であり、右側に示した波形１６６から波形１７１までが（式２８）による波形である。比較においては、軸誤差推定部１２以外は構成，条件共に等しくし、時刻０.１［ｓ］で７０［Ｎ・ｍ］のステップ状負荷トルクを波形１６０，１６６の様に与えた。この時のｉ_dc変動が波形１６１と波形１６７、ｉ_qc変動が波形１６２と波形１６８であり、何れの電流も（式２８）では抑制可能となる。また、このときの速度指令ω₁ ^*は波形１６３，波形１６９であり一定値である。一方、ω₁は波形１６４，１７０であり、（式２８）を用いた本実施形態１では変動が小さく安定動作が伺える。最下段のグラフは、推定軸誤差の真の軸誤差からの推定誤差を示しており、（式７）による軸誤差推定誤差１６５に対して、（式２８）の軸誤差推定誤差１７１は小さくなることが分かる。特に、時刻０.６［ｓ］以降の定常時の軸誤差推定誤差は、（式２８）では略ゼロの理想状態となる。よって、図６の軸誤差推定部で構成した、図１に示す本実施形態によれば、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。

〔実施形態２〕
実施形態１では、（式２８）で表現される軸誤差推定式を用いて図１に示す構成の速度制御系を実現した。これに対して、以下説明する実施形態２では、実施形態１と同一構成の軸誤差推定手段を用いて、速度・位置センサレスによるトルク制御系を構成したものである。このため、本実施形態２においても、電圧指令生成部５の構成を示す図９、および軸誤差推定部の構成を示す図６は実施形態１の場合と同一である。図１１は本実施形態２の構成を示すブロック図であり、モータ８にトルク指令τ^*を与えるトルク指令発生部１８１と、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を発生するｉ_d ^*発生部４と、トルク指令τ^*をトルク定数ｋｔで除算しｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を出力するゲイン１８０と、ｉ_d ^*，ｉ_q ^*およびｄ軸電流検出値ｉ_dc，ｑ軸電流検出値ｉ_qcおよびω₁を入力し、ｄ_q座標逆変換部６に対してｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*とｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する電圧指令生成部５と、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*，ｉ_dc，ｉ_qc，ω₁を入力し、（式２８）または（式２９）または（式３０）と、パラメータ設定部１４から入力されるモータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ₄，モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ₅，モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ₆，ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ₀，モータの電機子巻線抵抗Ｒを用いて軸誤差Δθを演算する軸誤差推定部１２と、Δθに対して比例積分演算もしくは比例演算を行い、Δθを小さくする制御を行うことで、回転角速度ω₁を出力するＰＬＬ制御器１３と、ω₁を積分し、ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角θ_dcを出力する積分器１５と、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*を、電気角θ_dcによって三相交流電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に変換するｄ_q座標逆変換部６と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ７と、ＰＷＭインバータ７の出力するＵ相電流ｉ_uを検出する電流検出器１０と、ＰＷＭインバータ７の出力するＷ相電流ｉ_wを検出する電流検出器９と、検出した電流ｉ_u，ｉ_wを、電気角θ_dcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄ_c，ｑ_c各軸上の成分ｉ_dc，ｉ_qcに座標変換するｄ_q座標変換部１１からなる。

以上述べた、本実施形態２によれば、トルク制御系においても、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。

〔実施形態３〕
実施形態１では、速度制御器や、電流制御ループを用いて高精度な速度制御系を構成した。これに対して、本実施形態３では、速度制御器や電流制御系を持たない簡易速度制御系に対して軸誤差推定式（式２８），（式２９），（式３０）を適用する。ちなみに、本実施形態の基礎となる簡易速度制御系については、電学論Ｄ、１２４巻１１号、２００４年「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期電動機の簡易ベクトル制御」に詳しく記載されている。図１２は本実施形態３の構成を示すブロック図であり、モータ８に速度指令ω₁ ^*を与える速度指令発生部１と、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を発生するｉ_d ^*発生部４と、ω₁ ^*とＰＬＬ制御器１３が出力する電気角速度偏差推定値Δω₁を加算し回転角速度ω₁を出力する加算器１９２と、ｄ軸電流検出値ｉ_dcに対してフィルタ処理を行い、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を出力する一次遅れフィルタ１９１と、ｉ_d ^*，ｉ_q ^*およびω₁ ^*を入力し、ｄ_q座標逆変換部６に対してｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*とｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する電圧指令生成部１９０と、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*，ｉ_dc，ｉ_qc，ω₁ ^*を入力し、（式２８）または（式２９）または（式３０）と、パラメータ設定部１４から入力されるモータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ₄，モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ₅，モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ₆，ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ₀，モータの電機子巻線抵抗Ｒを用いて軸誤差Δθを演算する軸誤差推定部１２と、Δθに対して比例演算を行い、Δθを小さくする制御を行うことで、Δω₁を出力するＰＬＬ制御器１３と、加算器１９２の出力するω₁を積分し、ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角θ_dcを出力する積分器１５と、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*を、電気角θ_dcによって三相交流電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に変換するｄ_q座標逆変換部６と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ７と、ＰＷＭインバータ７の出力するＵ相電流ｉ_uを検出する電流検出器１０と、ＰＷＭインバータ７の出力するＷ相電流ｉ_wを検出する電流検出器９と、検出した電流ｉ_u，ｉ_wを、電気角θ_dcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄ_c，ｑ_c各軸上の成分ｉ_dc，ｉ_qcに座標変換するｄ_q座標変換部１１からなっている。また、本実施形態３における軸誤差推定部１２の内部構成は、前述した実施形態１の場合と同一である。

次に、電圧指令生成部１９０の構成について、図１３のブロック線図を用いて説明する。図１３において、ｉ_d ^*はｄ軸電流指令値、ｉ_q ^*はｑ軸電流指令値、ゲイン２００，２０２は、それぞれｉ_d ^*，ｉ_q ^*にモータの電機子巻線抵抗Ｒを乗じた値を出力し、それぞれｖ_dc ^*およびｖ_qc ^*を出力する減算器２０１と加算器２０３に入力することで、ＰＭモータの電機子巻線抵抗による電圧降下を補償したｖ_dc ^*およびｖ_qc ^*を作成している。

さらに、ｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*の生成に際して、ゲイン２０４において、ｉ_q ^*にＬ_qを乗ずることで、ｑ軸磁束Φ_qを演算し、乗算器２０７において、Φ_qにω₁ ^*を乗ずることで、ｑ軸磁束Φ_qがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φ_qω₁ ^*を演算する。減算器２０１では、ゲイン２００の出力からΦ_qω₁ ^*を減じたｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｄ軸方向に発生するｑ軸磁束Φ_q由来の速度誘起電圧Φ_qω₁ ^*の補償を行う。ｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*の生成に際しても同様であり、ゲイン２０５において、ｉ_d ^*にＬ_dを乗ずることで、ｄ軸電流磁束Φ_idを演算し、加算器２０６でΦ_idにｄ軸方向の永久磁石磁束Φ_mを加算したｄ軸磁束Φ_dを算出し、乗算器２０８において、Φ_dにω₁ ^*を乗ずることで、ｄ軸磁束Φ_dがｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φ_dω₁ ^*を演算する。加算器２０３では、ゲイン２０２の出力にΦ_dω₁ ^*を加えたｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｑ軸と反対方向に発生するｄ軸磁束Φ_d由来の速度誘起電圧Φ_dω₁ ^*の補償を行う。

本実施形態３によれば、実施形態１ほどの制御応答が実現できないものの、速度制御器，電流制御器のゲイン調整を行わずとも、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な磁極位置推定に基づく速度・位置センサレス制御が可能となる。

〔実施形態４〕
既に述べた、実施形態２のトルク制御系を、鉄道車両駆動装置に応用したのが、図１４に示す本実施例である。本実施例では、架線２１２からパンタグラフ２１３を介して受電された直流は、受電フィルタ２１１を介してＰＷＭインバータ７に入力される。受電フィルタ２１１は、フィルタリアクトル２１１ａとフィルタコンデンサ２１１ｂを備えており、ＰＷＭインバータ７からのリプル電流を平滑化する。主幹制御器５０５は、運転士のノッチ操作をトルク指令τ^*に変換して、実施形態２のトルク制御系に入力する。モータ８は、トルク制御系により、トルク指令τ^*に略等しいトルクを発生し、図示していないギアを介してレール２１５上の車輪２１４を駆動する。

〔実施形態５〕
以上述べた、実施形態２のトルク制御系を、後輪駆動電気自動車に応用したのが、図１５に示す本実施例である。本実施例では、二次電池２３１の直流電圧は、ＰＷＭインバータ７に入力される。コントロールユニット（ＣＵ）２３０は、図示していないアクセルペダルの踏み込み量に応じたトルク指令τ^*を、実施形態２のトルク制御系に入力する。モータ８は、トルク制御系により、トルク指令τ^*に略等しいトルクを発生し、モータ軸２２０，クラッチ２２１，クラッチ出力シャフト２２２，デファレンシャルギア２２３，後輪車軸２２４を介して、右後輪２２８，左後輪２２９を駆動する。

〔実施形態６〕
以上述べた、実施形態１から実施形態５における軸誤差推定部１２に対して、軸誤差Δθの収束演算処理を導入したのが、本実施形態６である。図７は、本実施形態６における軸誤差推定部の構成を示すブロック図であり、図６に対して、収束判定部１０２と、波線内部処理の実行／停止処理を追加した点が異なる。波線内部処理は、収束判定部１０２がＡct入力端子１０３に入力するＡct_cal信号が１の場合に実行状態となり、０の場合に停止状態となる。また、図７のブロックでは、ゼロ次ホールダー５０，５１，５２，５３，５４のサンプル周期Ｔsに対して、波線内部処理の実行周期Ｔseを短く（Ｔse＜Ｔs）設定している。このため、サンプル周期Ｔs間に、軸誤差Δθが大きく変動する場合でも、（式２８），（式２９），（式３０）の右辺に誤差の少ない（時間遅れの少ない）Δθを設定することができる。よって、波線内部の処理をＴsサンプル周期でサンプルホールドされたｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*，ｉ_dc，ｉ_qc，ω₁を基にＴseサンプル周期で実行すると、Δθが次第に一定値に収束する。このときの収束の様子を図８に示す。

図８において、波形１１０はｖ_qc ^*、波形１１１はｖ_dc ^*、波形１１２はｉ_qc、波形１１３はｉ_dc、波形１１４はω₁、波形１１５はΔθ、波形１１６はＡct_calであり、横軸一杯の範囲がサンプル周期Ｔsである。このため、図８に図示した範囲では、ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*，ｉ_dc，ｉ_qc，ω₁は一定値となっている。これに対して、Δθの演算は、サンプル周期Ｔseで実行されることから、波形１１５に見る通り、Δθは次第に一定値に近付く結果となる。そして、収束判定部１０２が出力するＡct_calが１から０に変化した時点で、Δθの演算を停止する。このときの、収束判定には、（式３４）を用いる。（式３４）において、Δθ_bkはＴseサンプル前の演算値であり、εは収束判定基準となる十分に小さな正数値である。

本実施形態６のように、収束演算による軸誤差Δθを用いれば、軸誤差推定誤差を更に低減することが可能となる。磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度・高応答な速度・位置センサレス制御が可能となる。

１速度指令発生部
２，６１，７９，８０，８２減算器
３速度制御器
４ｉ_d ^*発生部
５電圧指令生成部
６ｄ_q座標逆変換部
７ＰＷＭインバータ
８モータ
９Ｗ相電流検出器
１０Ｕ相電流検出器
１１ｄ_q座標変換部
１２軸誤差推定部
１３ＰＬＬ制御器
１４パラメータ設定部
１５積分器
５０〜５４ゼロ次ホールダー
５５ cos関数
５６ sin関数
５７〜６０，７３〜７６乗算器
６２，６３，６８，７０，８１加算器
６４，６５絶対値演算器
６６，６７，７２，７７，７８可変ゲイン
６９定数
７１，８３除算器
８４ tan^-1演算器
８５リミッタ
２１１受電フィルタ
２１１ａフィルタリアクトル
２１１ｂフィルタコンデンサ
２１２架線
２１３パンタグラフ
２１４車輪
２１５レール
２２０モータシャフト
２２１クラッチ
２２２クラッチ出力シャフト
２２３デファレンシャルギア
２２４後輪車軸
２２５前輪車軸
２２６右前輪
２２７左前輪
２２８右後輪
２２９左後輪
２３０コントロールユニット
２３１二次電池
５０５主幹制御器
ｉ_d ^* ｄ軸電流指令値
ｉ_q ^* ｑ軸電流指令値
ｉ_dc ｄ軸電流検出値
ｉ_qc ｑ軸電流検出値
Δθ 軸誤差
ω₁ ^* 速度指令
ω₁ ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の回転角速度
ω_e 速度偏差
Ｖ_u ^* Ｕ相電圧指令
Ｖ_v ^* Ｖ相電圧指令
Ｖ_w ^* Ｗ相電圧指令
ｉ_u Ｕ相電流
ｉ_w Ｗ相電流
θ_dc ＰＷＭインバータ７がモータに印加する電圧の電気角
ｖ_dc ^* ｄ_c軸電圧指令値
ｖ_qc ^* ｑ_c軸電圧指令値
Ｋ₄ モータ８のｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータ
Ｋ₅ モータ８のｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータ
Ｋ₆ モータ８のｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータ
Ｉ₀ ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータ
Ｒモータの電機子巻線抵抗

Claims

回転子の磁極位置の推定手段を有し、電動機電流検出値を、前記磁極位置の推定手段が出力する推定磁極位置に同期して回転するｄｑ軸直交回転座標軸上のｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに分離し、前記座標軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖ_dc ^*，ｖ_qc ^*を各々独立に生成する同期電動機の制御装置において、
前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分の近似式に分数式を用い、前記分数式の分子をモータ固有の定数で構成し、かつ、分母をｑ軸電流の一次式とｄ軸電流の一次式の和で構成し、
前記分数式に設定するパラメータは、制御対象とするモータのｑ軸インダクタンス値の大きさを表すパラメータＫ₄と、ｑ軸インダクタンスのｑ軸電流に関する飽和度を表すパラメータＫ₆と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉度を表すパラメータＫ₅と、ｑ軸インダクタンスのｄ軸電流からの干渉を最小化する電流を表すパラメータＩ₀とすることを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、モータ特性を表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、軸誤差推定値をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌ_q（ｉ_dc，ｉ_qc，Δθ）を（式１）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、モータ特性を表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、軸誤差推定値をΔθとするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌ_q（ｉ_dc，ｉ_qc，Δθ）を（式２）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、モータ特性を表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀とするとき、前記磁極位置の推定手段に用いるモータのｑ軸インダクタンス成分Ｌ_q（ｉ_dc，ｉ_qc）を（式３）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、ｄ_c軸電圧指令値をｖ_dc ^*、ｑ_c軸電圧指令値をｖ_qc ^*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメ
ータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差推定値をΔθ、前記電力変換器の電気角速度をω₁とするとき、Δθを（式４）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、ｄ_c軸電圧指令値をｖ_dc ^*、ｑ_c軸電圧指令値をｖ_qc ^*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差推定値をΔθ、前記電力変換器の電気角速度をω₁とするとき、Δθを（式５）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項１において、前記ｄ軸電流検出値をｉ_dc、前記ｑ軸電流検出値をｉ_qc、ｄ_c軸電圧指令値をｖ_dc ^*、ｑ_c軸電圧指令値をｖ_qc ^*、モータのｑ軸インダクタンスを表すパラメータをＫ₄，Ｋ₅，Ｋ₆，Ｉ₀、モータの電機子巻線抵抗をＲ、軸誤差推定値をΔθ、前記電力変換器の電気角速度をω₁とするとき、Δθを（式６）により算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項２，３，５、又は６において、（式１），（式２），（式４），（式５）の右辺演算において利用する前記軸誤差推定値Δθとして、（式４），（式５）の前回演算値を代入することを特徴とする同期電動機の制御装置。
請求項５、又は６において、（式４），（式５）の演算に際して、ゼロ次ホールド処理により固定した同一の前記ｄ軸電流検出値ｉ_dc，前記ｑ軸電流検出値ｉ_qc，前記ｄ_c軸電圧指令値ｖ_dc ^*，前記ｑ_c軸電圧指令値ｖ_qc ^*，前記電力変換器の電気角速度ω₁を用いて、得られた前記Δθを（式４），（式５）の右辺に繰り返し代入する収束演算を行うことを特徴とする同期電動機の制御装置。