JP2894175B2 - 帰還制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ、コンバー
タ等の制御対象を制御するための帰還制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１はインダクタンス値Ｌのリアクタ１
を介してＰＷＭインバータ等からなる可変電圧源２と負
荷電流ｉ_L （ｔ）を流す不特定負荷６０またはｖ
_L （ｔ）の電圧を発生する不特定電圧源６１との間で電
力の授受を行うために、リアクタ電流ｉ（ｔ）を制御す
る帰還制御装置を備えたシステムの原理を示す。このシ
ステムはデジタル指令値（基準値又は目標値）発生器３
から発生するデジタル指令電流値ｉ^※（ｎ）に対応する
リアクタ電流ｉを可変電圧源２の電圧を調整することに
より発生するように構成されている。リアクタ電流ｉは
フィードバック制御方式における制御量であり、電流検
出器（制御量検出器）４とここに接続されたＡＤＣ（ア
ナログ・デジタル変換器）５とによって検出される。Ａ
ＤＣ５は電流検出器４で検出したアナログ検出値を一定
のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプルを
デジタル信号に変換して出力する。ここではＡＤＣ５の
入力はｉ（ｔ）、出力はｉ（ｎ）で示すことにする。デ
ジタル減算器６は指令値ｉ^※（ｎ）と検出値ｉ（ｎ）と
の差の出力（制御誤差）を形成する。減算器６に接続さ
れたデジタル補償器７はフィードバック制御系における
補償要素であり、デジタル減算器６から与えられた誤差
信号を零にするように可変電圧源２を操作するためのデ
ジタル操作量ｖ_ｒ（ｎ）を形成する。デジタル補償器７
と可変電圧源２との間にはデジタル操作量ｖ_ｒ（ｎ）に
対応するアナログ量を１サンプル期間ホールドしてアナ
ログ操作量ｖ_ｒ（ｔ）を形成するホールド回路８が接続
されている。このホールド回路８は例えばデジタル操作
量ｖ_ｒ（ｎ）を記憶するレジスタとＤＡＣ（デジタル・
アナログ変換器）を含み、デジタル操作量ｖ_ｒ（ｎ）に
対応したアナログ操作量ｖ_ｒ（ｔ）を形成する。可変電
圧源２はアナログ操作量ｖ_ｒ（ｔ）に応答して例えばＰ
ＷＭ制御パルスを発生する回路及びＰＷＭ制御パルスに
応答するスイッチング素子を含んで、アナログ操作量に
対応した動作をなし、リアクタ電流ｉ（ｎ）を制御する
ための電圧を出力する。なお、ここでは図１において、
ホ−ルド回路８、可変電圧源２、及びリアクタ１をあわ
せて制御対象と呼ぶことにする。また不特定負荷６０及
び電源６１を外乱要素と呼ぶことにする。

【０００３】図２は図１の制御装置におけるリアクタ電
流サンプリング周期（間隔）と補償器７から制御対象に
操作量ｖ_ｒ（ｎ）を出力する間隔（制御間隔）が共にＴ
_ｓであり、サンプリング時点よりデジタル操作量ｖ
_ｒ（ｎ）を出力する時点がＴ_ｄ時間遅れている場合にお
いて、Ｔ_ｓ毎に検出される制御量（リアクタ電流）ｉ
（ｔ）及びその検出値ｉ（ｎ）とデジタル操作量ｖ
_ｒ（ｎ）及びアナログ操作量ｖ_ｒ（ｔ）の関係を示す。
なお、各量のカッコ内は、サンプル時点を示し、（ｎ）
は現在時点のサンプル、（ｎ−１）はＴ_ｓ時間過去のサ
ンプル、（ｎ−２）は２Ｔ_ｓ時間過去のサンプル、（ｎ
＋１）はＴ_ｓ時間未来のサンプルである。そして（ｎ，
ｍ）はｎサンプル点からｍＴ_ｓ時間進んだ時点サンプル
である。ここでｍは１〜０の値を取り、ｍ＝１の時、ｎ
＋１サンプル点、ｍ＝０の時ｎサンプル点と同じである
時間進み係数である。Ｔ_ｄ時間遅れてデジタル操作量を
出力する時点をｎとしたとき、時間進み記号を用いて、
リアクタ電流サンプリング時点をｎ−１，ｍで表してい
る。Ｔ_ｄとＴ_ｓはＴ_ｄ＝（１−ｍ）Ｔ_ｓの関係がある。

【０００４】このＴ_ｄ時間の遅れは、制御演算により発
生する無駄時間である。演算無駄時間Ｔ_ｄは図１のデジ
タル制御器をハードウェアで構成できるならばほとんど
零で無視できるが、マイコン（マイクロプロセッサ又は
マイクロコンピュータ）によりソフトウェア構成する場
合、演算無駄時間Ｔ_ｄは無視できなくなる。演算無駄時
間Ｔ_ｄはマイコンの演算速度、制御アルゴリズムに依存
し、長くなるほどリアクタ電流制御（制御量）の性能を
低下させる。マイコンを用いて構成されるデジタル制御
器特有の問題点である。制御性能は、図１のシステムの
場合、直接的には、デジタル補償器７により左右され
る。デジタル補償器７は減算器６により得られる、指令
値ｉ^※（ｎ−１，ｍ）と制御量ｉ（ｎ−１，ｍ）との制
御誤差が零に収束するような操作量ｖ_ｒ（ｎ）を出力す
る動作を行う（このような動作をするデジタル補償器は
例えば比例補償器、比例＋積分補償器として知られてい
る）。演算無駄時間Ｔ_ｄが零として設計したデジタル補
償器を、演算無駄時間Ｔ_ｄが零でない制御器に適用した
場合、制御誤差の収束性は演算無駄時間Ｔ_ｄの増大と共
に、より振動的になり、発散してしまう場合もある。ま
た、演算無駄時間Ｔ_ｄを考慮して設計したデジタル補償
器を演算無駄時間Ｔ_ｄが零でない制御器に適用した場
合、制御誤差の収束性は保証されるが、演算無駄時間Ｔ
_ｄが零として設計したデジタル補償器を演算無駄時間Ｔ
_ｄが零である制御器（アナログ制御器）に適用した場合
より制御誤差の収束性が遅くなる。ゆえに、演算無駄時
間Ｔ_ｄにより制御量の制御性能が低下することになる。

【０００５】この問題の改善策として、従来法について
説明する。従来法では演算時間がＴｓより短い場合でも
制御量サンプリング時点（ｎ−１、ｍ）と操作量出力時
点（ｎ−１）を一致させ、演算無駄時間Ｔ_ｄを１サンプ
ル周期Ｔ_ｓ としている。この時、図３のような制御量予
測器を使用し、１サンプル周期Ｔ_ｓの無駄時間の存在を
打ち消す手法がある。図３は図１の制御系に演算無駄時
間Ｔ_ｄ＝Ｔ_ｓを表す遅延要素１１と、これを補償する制
御量予測器１４を付加したブロック図である。ここで、
符号７は離散時間領域の伝達関数で表されたデジタル補
償器Ｄ（ｚ）を表す。符号３、６は図１と同様の要素で
ある。また、図１の連続時間領域にある制御対象及び外
乱要素は、Ｚ変換法を用いて制御対象を示すブロック１
０のようにサンプリング周期Ｔ_ｓ毎の離散時間領域に変
換した伝達関数で表示される。この離散時間領域の伝達
関数表示への変換は、デジタル制御器の演算が離散時間
量で行われ、制御対象の動作が連続量で示されているの
で、制御系全体を統一的に扱うのに必要である。図１の
制御対象及び外乱要素を離散時間領域の伝達関数に変換
する手順は次のようになる。

【０００６】図１において発生する演算無駄時間Ｔ_ｄの
伝達関数Ｇ_L （ｓ）はexp （−ｓＴ_ｄ）で表される。図
３ではＴ_ｄ＝Ｔ_ｓとしているのでＧ_L （ｓ）＝exp （−
ｓＴ_ｓ）。離散時間の伝達関数Ｇ_L （ｚ）に変換する
と、Ｚ変換法によりＧ_L （ｚ）＝ｚ^-1となる。従って、
これに従いデジタル補償器７の出力と制御対象の間に遅
延要素１１＝ｚ^-1を置く。また、図１の制御対象及び外
乱要素は次のようになる。ホールド回路８の伝達関数Ｇ
_H （ｓ）即ちｖ_ｒ（n)とｖ_ｒ（ｔ）の関係はＧ_H（ｓ）
＝｛１−exp （−ｓＴ_ｓ）｝／ｓで表せる。可変電圧源
２はゲインＫ_v の増幅器と考えることができる。リアク
タ１の伝達関数Ｇ_ｒ（ｓ）即ち可変電圧源の電圧とリア
クトル電流ｉの関係は外乱要素がないとすれば１／（Ｌ
ｓ）で表せる。従って、制御対象の伝達関数Ｇ_P （ｓ）
は次式で示される。 Ｇ_P （ｓ）＝Ｋ_v Ｇ_H （ｓ）Ｇ_ｒ（ｓ） ＝Ｋ_v ・｛１−exp （−ｓＴ_ｓ）｝／ｓ・１／（Ｌｓ） ＝Ｋ_v ・｛１−exp （−ｓＴ_ｓ）｝／（Ｌｓ² ） （１）

【０００７】このＧ_P （ｓ）をＺ変換法（例えば、美多
勉 著「ディジタル制御理論」昭晃堂発行参照）を用
いて離散時間領域の伝達関数Ｇ_P （ｚ）に変換すると次
式になる。 Ｇ_P （ｚ）＝（Ｋ_v Ｔ_ｓ／Ｌ）｛１／（ｚ−１）｝ （２）

【０００８】図１のホールド回路８、可変電圧源２、リ
アクタ１、電流検出器４を含む制御対象、負荷６０及び
電源６１の外乱要素及びＡＤＣ５は式（２）より図３に
おいてブロック１０のように示される。この理由は次の
通りである。式（２）の伝達関数を用いて制御対象と外
乱要素を含めた状態方程式を作ると次のようになる。 ｉ（ｎ）＝Ｇ_P （ｚ）｛ｖ_ｒ（ｎ）＋ｖ_L （ｎ）｝−ｉ_L （ｎ） ｉ（ｎ）＝｛Ｔ_ｓＫ／（ｚ−１）｝｛ｖ_ｒ（ｎ）＋ｖ_L （ｎ）｝−ｉ_L （ｎ） ｚｉ（ｎ）−ｉ（ｎ）＝Ｔ_ｓＫ｛ｖ_ｒ（ｎ）＋ｖ_L （ｎ）｝−ｚｉ_L （ｎ） ＋ｉ_L （ｎ） 操作量ｖ_ｒ（ｎ）は遅延要素１１を介してｖ_ｒ（ｎ−
１）となるので、上式の両辺にｚ^-1を掛けて次式が得ら
れる。この式は請求項の制御量ｉ（ｎ）を示す式と一致
する。 ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋Ｔ_ｓＫ｛ｖ_ｒ（ｎ−１）＋ｖ
_D （ｎ−１）｝ （３）ただし、ＫはＫ_v ／Ｌ、ｚは１
サンプル時間進み記号、ｖ_D （ｎ−１）は次式に示す不
特定外乱である。 ｖ_D （ｎ−１）＝ｖ_L （ｎ−１）＋｛（１／（Ｔ
_ｓＫ）｝｛ｉ_L （ｎ）−ｉ_L （ｎ−１）｝

【０００９】従って、ブロック１０の制御対象及び外乱
要素は入力ｖ_ｒ（ｎ−１）に対して制御量ｉ（ｎ−１）
を出力し、外乱要素は、加算器１５を用いて遅延要素１
１の出力にｖ_D （ｎ）を加えて加算器１５の出力を制御
対象に入力することで表される。また、ライン１３は図
１のＡＤＣ５の出力に対応し、ここに制御量検出値ｉ
（ｎ−１）が得られる。

【００１０】制御量予測器１４はｎ時点の制御量ｉ
（ｎ）の予測値ｉ′（ｎ）をｎ−１時点で求める動作を
する。式（３）においてｖ_D （ｎ−１）＝０とした時、
右辺第２項が、Ｔ_ｓ時間後の制御量の増加分△ｉ′（ｎ
−１）に相当することが直感的にわかるので、予測値
ｉ′（ｎ）をｎ−１時点の制御量ｉ（ｎ−１）から求め
るには次式の演算をすれば良いことが分かる。 ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋Ｔ_ｓＫ_ｎｖ_ｒ（ｎ−１） （４） ただし、Ｋ_ｎはＫ_vn／Ｌ_ｎ 即ちＫ_ｖ／Ｌの公称値であ
る。従って、予測器１４は遅れ要素１１を介してデジタ
ル補償器７から出力されたデジタル操作量ｖ_ｒ（ｎ−
１）を入力とし１サンプル時間経過後の制御量（リアク
タ電流）の増加分△ｉ′（ｎ−１）を出力するゲインＫ
_ｎの増幅器９と、一方の入力端子はライン１３に接続さ
れ他方の入力端子は増幅器９に接続されている加算器１
２とで構成される。加算器１２の出力には制御量の予測
値ｉ′（ｎ）が表れる。

【００１１】図４は予測値ｉ′（ｎ）を用いた制御の様
子を示している。例えばｎ−１時点からｎ時点の間にお
いてｎ−１時点で出力した操作量ｖ_ｒ（ｎ−１）（遅延
要素１１の出力）とライン１３のサンプルした制御量ｉ
（ｎ−１）とから式（４）に従う予測器１４より制御量
予測値ｉ′（ｎ）を発生させ、その値ｉ′（ｎ）をライ
ン１３の制御量サンプルｉ（ｎ−１）の代りに減算器６
に入力し、補償器７よりｎ時点で出力される操作量ｖ_ｒ
（ｎ）を演算する。この結果として、制御量ｉ（ｎ）と
制御量予測値ｉ′（ｎ）とが等しいならば、補償器７に
よりｎ時点で出力される操作量ｖ_ｒ（ｎ）は制御量ｉ
（ｎ）を用いて演算しているように見えるので、１サン
プル周期間の演算無駄時間は補償される。しかし、この
場合の制御誤差は制御量の予測値ｉ´（ｎ）と指令値ｉ
^※（ｎ）との差であるので、制御量予測値ｉ′（ｎ）
と、実際の制御量ｉ（ｎ）が等しくなければ、指令値ｉ
^※（ｎ）と実際の制御量ｉ（ｎ）の誤差は零にならず、
良好な制御ができない。制御量予測値ｉ′（ｎ）と実際
の制御量ｉ（ｎ）の誤差（予測誤差）は、負荷電流ｉ_L
（ｎ）の差分と電圧源が零、つまりｖ_D （ｎ）＝ｖ
_L （ｎ）＋｛１／（Ｔ_ｓＫ）｝｛ｉ_L （ｎ＋１）−ｉ_L
（ｎ）｝が零であり、また制御対象のゲインが公称値で
ある条件時（リアクタに抵抗分が存在しないことも含
む）以外は発生する。そして、予測時間が長いほど予測
誤差は大きくなる。このように上記の条件以外は指令値
ｉ^※（ｎ）に制御量ｉ（ｎ）を追従させることができな
い欠点があった。

【００１２】そこで、本発明の目的は、予測時間を短く
して予測誤差を発生しにくくすると共に、指令値に制御
量を高精度に一致させることができる帰還制御装置を提
供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、制御対象の制御量に対応する量をあらかじ
め定められたサンプリング時間間隔Ｔs で検出してデジ
タル制御量として制御量検出値ｉ（ｎ−１、ｍ）を得る
デジタル制御検出手段と、前記制御量検出値が追従すべ
き指令値をデジタル量として発生するデジタル指令値発
生手段と、前記制御量検出値ｉ（ｎ−１、ｍ）が前記指
令値に追従するように前記制御対象に対する操作量ｖ_r
（ｎ）をあらかじめ定められた制御時間間隔Ｔ_ｓで定め
られた後述する式（１０）に従いデジタル演算してその
演算終了直後（Ｔ_ｄ時間後，ｍ＞０）に制御対象に出力
し制御量を制御するデジタル制御手段とから成るデジタ
ル帰還制御装置において、前記デジタル制御手段が、前
記制御対象に出力した操作量ｖ_r （ｎ−１）と現在サン
プル時点の制御量ｉ（ｎ−１、ｍ）とに基づいて次回操
作量を出力する時点の制御量の予測値を後述する式
（９）の演算により求め無駄時間Ｔｄを補償する制御量
予測手段と、現在のサンプル時の制御量と前記指令値に
基づいて、後述する式（１７）で演算される外乱推定量
を前記指令値から減算し、前記制御量予測値と実際の制
御量との誤差により生じる制御量の前記指令値に対する
追従誤差を補償する手段とを備えているデジタル帰還制
御装置に係わるものである。

【００１４】

【発明の作用及び効果】本発明においては、制御量のサ
ンプル時点（ｎ−１、ｍ）から操作量ｖ_r （ｎ）の演算
終了直後にｖ_r （ｎ）を制御対象に出力することにより
予測時間を短くし、制御量の予測値と実際の制御量との
間の予測誤差を少なくしている。さらに予測誤差により
生じる指令値と実際の制御量の間の制御誤差を、その制
御誤差が０になるような修正量を式（１７）を用いて演
算し、その修正量を指令値に加えるので、制御性能を向
上させることができる。

【００１５】

【第１の実施例】次に、図５に示す本発明の第１の実施
例に係わる帰還制御装置を説明する。但し、図５におい
て図１及び図３に共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図５は図３における予測誤差によ
る制御誤差の発生を補償するための外乱推定器１７とそ
の推定量を指令値から減算する減算器２０を付加した構
成となっている。この外乱推定器１７は減算器２０の出
力つまり指令値ｉ^※（ｎ）の修正後の値ｉ^※ _ｍ（ｎ）
と、ライン１３の制御量検出値ｉ（ｎ−１，ｍ）とから
減算器２０に入力する修正量である外乱推定値ｉ_D ′
（ｎ）を出力する。さらに図５における予測器１４は遅
延要素１１から出力されるｖ_ｒ（ｎ−１）とライン１３
の制御量検出値ｉ（ｎ−１，ｍ）とから減算無駄時間Ｔ
_ｄだけ先の制御量ｉ′（ｎ）を予測する。ここで、ブロ
ック１０で示す制御対象からは１サンプル遅れの制御量
ｉ（ｎ−１）が出力されるので、（ｎ−１）と（ｎ）時
点の間の時点（ｎ−１、ｍ）のライン１３の制御量検出
値ｉ（ｎ−１，ｍ）は、制御対象１０の出力に時間進み
要素１６を接続し、ｍＴ_ｓ時間だけ制御量ｉ（ｎ−１）
を進ませることにより表している。また、補償器７の伝
達関数Ｄ（ｚ）として制御対象ゲインＫの公称値Ｋ_ｎの
逆数とサンプリング周期Ｔ_ｓの逆数とを乗じた１／（Ｋ
_ｎＴ_ｓ）を採用している。以下、時間進み要素１６の導
出、予測器１４及び補償器７の伝達関数Ｄ（ｚ）の設計
と外乱推定器１７の構成方法の順でそれぞれを詳細に説
明する。

【００１６】まず、時間進み要素１６の導出過程につい
て説明する。時間進み要素１６は例えば前述の刊行物
「ディジタル制御理論」に記載されている拡張ｚ変換法
を利用して導出できる。操作量ｖ_ｒ（ｎ−１）を入力と
する制御対象から出力される制御量ｉ（ｎ−１）に対し
図２で定義されるｍＴ_ｓ時間進んだ、ｎ−１とｎのサン
ブル点間の制御量ｉ（ｎ−１，ｍ）と操作量ｖ_ｒ（ｎ−
１）との伝達関数Ｇ_ｐ（ｚ，ｍ）は式（７）の伝達関数
Ｇ_ｐ（ｓ）を拡張ｚ変換法を用いて離散時間の伝達関数
に変換すれば求めることができ次式になる。 Ｇ_ｐ（ｚ，ｍ）＝Ｚｍ［Ｇ_ｐ（ｓ）］ ＝Ｚｍ［Ｋ_ｖ・｛１−exp （−ｓＴ_ｓ）｝／（Ｌｓ² ）］ ＝（Ｋ_ｖＴ_ｓ／Ｌ）｛ｍ（ｚ−１）＋１｝／（ｚ−１） ＝（Ｋ_ｖＴ_ｓ／Ｌ）｛ｍｚ＋（１−ｍ）｝／（ｚ−１） （５） となる。式（５）と式（２）を比較すると［ｍｚ＋（１
−ｍ）］が進み要素であることがわかる。従って時間進
み要素１６の伝達関数は［ｍｚ＋（１−ｍ）］で示され
る。

【００１７】次に、演算無駄時間Ｔ_ｄ先の制御量の予測
値ｉ´（ｎ）を出力する予測器１４について説明する。
この予測器１４は制御量の検出値ｉ（ｎ−１，ｍ）と操
作量ｖ_ｒ（ｎ−１）とから制御量ｉ（ｎ）を推定する状
態観測器である。状態観測器は例えば前述の刊行物「デ
ィジタル制御理論」で周知のように状態方程式と出力方
程式から導かれる。操作量ｖ_ｒ（ｎ−１）と制御量ｉ
（ｎ−１）との関係は式（３）の状態方程式で示され
る。この式（３）をもう一度式（６）として次に示す。

【００１８】 ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋Ｔ_ｓＫ｛ｖ_ｒ（ｎ−１）＋ｖ
_D （ｎ−１）｝ （６）但し、Ｋ＝Ｋ_ｖ／Ｌは制御対象
ゲインであり、ｖ_D （ｎ−１）は ｖ_D （ｎ−１）＝（ｎ−１）−｛１／（Ｔ_ｓＫ）｝｛ｉ
_L （ｎ）−ｉ_L （ｎ−１）｝で示される外乱である。さ
らに制御量ｉ（ｎ−１）とｉ（ｎ−１，ｍ）との関係を
示す出力方程式は時間進み要素１６の伝達関数より次の
式（７）で示される。 ｉ（ｎ−１，ｍ）＝｛ｍｚ＋（１−ｍ）｝ｉ（ｎ−１） ｉ（ｎ−１，ｍ）＝ｍｉ（ｎ）＋（１−ｍ）ｉ（ｎ−１） または、上式に式（６）を代入して次式になる。 ｉ（ｎ−１，ｍ）＝ｍｉ（ｎ−１）＋ｍＴ_ｓＫｖ_ｒ（ｎ−１） ＋ｍＫｖ_D （ｎ−１）＋（１−ｍ）ｉ（ｎ−１） ｉ（ｎ−１，ｍ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｍＴ_ｓＫｖ_ｒ（ｎ−１）＋ｍＴｓＫｖ_D （ ｎ−１） （７）

【００１９】上式で外乱ｖ_D ＝０の時、サンプル点ｎの
制御量を予測する状態観測器は次の式（８）で示され
る。 ｉ′（ｎ）＝ｉ′（ｎ−１）＋Ｔ_ｓＫ_ｎｖ_ｒ（ｎ−１） ＋Ｋ_ob｛ｉ（ｎ−１，ｍ）−ｉ′（ｎ−１） −ｍＴ_ｓＫ_ｎｖ_ｒ（ｎ−１）｝ （８） 但し、Ｋ_obはオブザーバゲイン、Ｋ_ｎはＫの公称値であ
る。ここで、式（８）の状態観測器の特性方程式はｚ＋
１−Ｋ_ob＝０と記述できるので、状態観測器の推定時間
はゲインＫ_obにより設計される。ゲインＫを１とした
時、式（８）は次の式（９）のようになり、１サンプル
時間で推定が完了する有限整定状態観測器となる。 ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−１，ｍ）＋（１−ｍ）Ｔ_ｓＫ_ｎｖ_ｒ（ｎ−１） （９） 式（９）は特許請求の範囲に記載した予測値ｉ′（ｎ）
の式に一致する。

【００２０】この有限整定状態観測器を図５の制御量予
測器１４として採用すると、図５において予測器１４
は、遅れ要素１１を介して補償器７から出力された操作
量ｖ_ｒ（ｎ−１）を入力とし演算無駄時間Ｔ_ｄ経過後の
制御量（リアクタ電流）の増加分△ｉ′（ｎ）を出力す
るゲイン（１−ｍ）Ｔ_ｓＫ_ｎの増幅器９と、一方の入力
端子はライン１３に接続され、他方の入力端子は増幅器
９に接続されている加算器１２とで構成される。加算器
１２の出力には制御量の予測値ｉ´（ｎ）が表れる。予
測器１４を用いた演算無駄時間補償原理は、従来技術と
同様の原理であるのでこの説明を省略する。ｍ＝０の
時、図５の予測器１４と図３の予測器１４は同じにな
る。

【００２１】次に補償器７の伝達関数Ｄ（ｚ）の決定法
について説明する。補償器７の伝達関数Ｄ（ｚ）の設計
は、図５の制御系において減算器２０の出力ｉ
^※ _ｍ（ｎ）を指令値とした制御対象１０と補償器７とラ
イン１３と減算器６とで形成するフィードバックループ
において行う。但し、このフィードバックループは演算
無駄時間（要素１１と１６）が予測器１４を用いて補償
されないと仮定し、また外乱ｖ_D （ｎ）＝０で減算器２
０はないものと仮定する。このフィードバックループの
特性方程式はｚ−１＋Ｔ_ｓＫＤ（ｚ）＝０となる。最高
速の指令値応答を得るために、補償器の伝達関数Ｄ
（ｚ）を１／（Ｔ_ｓＫ_ｎ）の比例ゲインとすれば、特性
方程式Ｚ＝０となり指令値がステップ状に変化した時、
１サンプルで指令値に整定する前記フィードバックルー
プが実現できる。従って、操作量ｖ_r （ｎ）は次式で計
算する。 ｖ_r （ｎ）＝１／（Ｔ_s Ｋ_ｎ）｛ｉ^※ _ｍ（ｎ）−ｉ′（ｎ）｝ ｖ_r （ｎ）＝１／（Ｔ_s Ｋ_ｎ）｛ｉ^※（ｎ）−ｉ_D ′（ｎ）−ｉ′（ｎ）｝ （１０）

【００２２】しかし、予測器１４はｖ_D ＝０及び制御対
象ゲインＫが公称値Ｋ_ｎの時以外は、図３の予測器１４
よりも少ないが予測誤差を生じ、制御誤差が発生する。
また、補償器７も同様にｖ_D ＝０及び制御対象ゲインＫ
が公称値Ｋ_ｎの時以外は指令値に制御量を整定させるこ
とができない。

【００２３】最後に、外乱推定器１７について説明す
る。制御誤差を零に収束させ正確な電流制御を行うため
に、減算器２０を用い制御誤差が零になるような修正量
ｉ_D ′（ｎ）を指令値ｉ^※（ｎ）から減算し、減算器２
０の出力ｉ^※ _ｍ（ｎ）を減算器６の入力とし、外乱ｖ_D
（ｎ）と制御対象ゲインの公称値からの変動分を補償す
る。この修正量は外乱推定器１７により出力される。外
乱推定器１７を構成するに当たり、良好な補償を行うた
めには、予測誤差の原因となる外乱ｖ_D （ｎ）と制御対
象ゲインの公称値からの変動分を正確に検出し、修正量
ｉ_D ′（ｎ）を算出する方法も考えられるが、推定器１
７が複雑となり実現が困難となる。そこで、図６のよう
な等価モデルを仮定する。前記フィードバックループは
外乱がなければ、修正後の指令値ｉ^※ _ｍ（ｎ）に１サン
プル後に整定するので遅延要素１１ａのｚ^-1で表され
る。そして、指令値ｉ^※ _ｍ（ｎ）に１サンプル遅れで指
令値ｉ^※（ｎ）に追従しない原因として加算器１００に
より１サンプル遅れで指令値ｉ^※（ｎ）に追従している
ｉ_r （ｎ）に外乱などで追従しない原因として加算器１
００による外乱ｉ_D （ｎ）が加わる。ここで変数ｉ
_D （ｎ）は、制御量がその指令値に追従しない原因とな
る成分と仮定する。つまり、ｖ_D （ｎ）とパラメータ変
動などのすべての外乱の影響を含んでいる変数とする。
加算器１００の出力は、演算無駄時間に相当する遅延要
素１１ｂと時間進み要素１９（図５と同じ要素）を介し
検出できる量ｉ（ｎ−１，ｍ）で表している。１９の出
力は図５のライン１３に相当する。この外乱ｉ_D （ｎ）
は前記同様、状態観測器で推定され、その推定値を前記
修正量ｉ_D ′（ｎ）とすることで制御誤差は補償され
る。この状態観測器は以下のようにして導出される。

【００２４】状態観測器１７は制御量予測器１４の場合
と同様に状態方程式と出力方程式より状態観測器の公式
を利用して導かれる。図６の等価モデルの状態変数をｉ
_r （ｎ）とｉ_D （ｎ）で、出力変数はｉ（ｎ−１，ｍ）
とする。ここでｉ_D （ｎ）をｉ_D （ｎ）＝ｉ_D （ｎ−
１）と仮定する。このことは、外乱ｉ_D （ｎ）は１サン
プル時間一定であることを意味する。以上により、この
モデルの状態方程式と出力方程式は次の式（１１）及び
（１２）のようになる。 ｘ（ｎ）＝Ａｘ（ｎ−１）＋ｂｉ^※ _ｍ（ｎ−１） （１１ ） ｉ（ｎ−１，ｍ）＝ｃＡ（ｍ）ｘ（ｎ−１）＋ｃｂ（ｍ）ｉ^※ _ｍ（ｎ−１） （１２） 但し、ｘ（ｎ）、Ａ、Ａ（ｍ）、ｂ、ｂ（ｍ）及びｃは
次式で示す値である。

【００２５】

【数１】

【００２６】式（１１）及び（１２）に従う状態観測器
は次のように記述される。 ｘ′（ｎ）＝Ａｘ′（ｎ−１）＋ｂｉ^※ _ｍ（ｎ−１） ＋Ｇ｛ｉ（ｎ−１，ｍ）−ｃＡ（ｍ）ｘ′（ｎ−１） −ｃｂ（ｍ）ｉ^※ _ｍ（ｎ−１）｝ （１３ ）但し、ｘ′（ｎ）はｘ′（ｎ）＝［ｉ_r ′（ｎ），ｉ_D ′（ｎ）］^T で表され る推定ベクトルであり、ＧはＧ＝［Ｇ1 ，Ｇ2 ］で表されるオブザーバゲインで ある。 ｉ_D ′（ｎ）についての解は次式になる。 ｉ_D ′（ｎ）＝Ｇ2 ［ｚ² ｉ（ｎ−１，ｍ）−｛（１−ｍ）＋ｍｚ｝ ｉ^※ _ｍ（ｎ）］／［ｚ² ＋｛Ｇ1 （１−ｍ）＋Ｇ2 −１｝ｚ −Ｇ1 （１−ｍ）］ （１４） この状態観測器の特性方程式は式（１４）の分母＝０と
なる。１サンプル時間で推定値が収束するのはこの特性
方程式の解がすべて零となる場合でＧ1 ＝０、Ｇ2 ＝１
の時この解が与えられる。Ｇ1 ＝０、Ｇ2 ＝１を採用す
ると次式になる。 ｉ_D ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−１，ｍ）−ｚ^-2｛ｍｚ＋（１−ｍ）｝ｉ^※ _ｍ（ｎ） （１５）

【００２７】式（１５）に従う推定器を図５の外乱推定
器１７に採用し、制御誤差の補償を行うと、減算器２０
の出力ｉ^※ _ｍ（ｎ）は遅延要素１１ｃ、１１ｄを２つ介
して時間進み要素１９に接続され、この時間進み要素１
９の出力は他方がライン１３に接続されている減算器１
８に接続され、減算器１８の出力は減算器２０に接続さ
れている図５のような構成が得られる。減算器１８の出
力値は指令値ｉ^※（ｎ）の修正量ｉ_D ′（ｎ）である。
ｉ_D ′（ｎ）は式（１５）を次のように変形してｉ^※ _ｍ
（ｎ）の代わりにｉ^※（ｎ−１）、ｉ^※（ｎ−２）から
計算できる。 ｉ_D ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−1,ｍ）−ｍｉ^※ _ｍ（ｎ−１） −（１−ｍ）ｉ^※ _ｍ（ｎ−２） （１６） ここで、ｉ^※ _ｍ（ｎ−１）＝ｉ^※（ｎ−１）−ｉ_D ′（ｎ−１） ｉ^※ _ｍ（ｎ−２）＝ｉ^※（ｎ−２）−ｉ_D ′（ｎ−２） の関係があるので次式が得られる。 ｉ_D ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−１，ｍ）−ｍ｛ｉ^※（ｎ−１）−ｉ_D ′（ｎ−１）｝ −（１−ｍ）｛ｉ^※（ｎ−２）−ｉ_D ′（ｎ−２）｝（１７）式 （１７）は特許請求の範囲に記載した外乱ｉ_D ′に一致
する。

【００２８】

【第２の実施例】図７は本発明を三相ＰＷＭコンバータ
装置に適用した例を示す。このＰＷＭコンバータ装置
は、三相交流電源２０にコンデンサ２１とリアクタ２２
とを介して接続されたＰＷＭコンバータ回路２３を有す
る。コンバータ回路２３は、ＩＧＢＴから成る６個のス
イッチング素子Ｑの三相ブリッジ回路であり、この出力
ラインに平滑用コンデンサ２４が接続され、更に負荷２
５が接続されている。スイッチング素子Ｑはパルス幅変
換回路２６から与えられている公知の制御信号でオン・
オフ制御され、三相交流を直流に変換して出力する。制
御量であるリアクタ電流を検出するために、２つの電流
検出器２７とＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）２８とが設けら
れ、ＡＤＣ２８がマイコン３２にデータバス及び制御信
号線３４を介して接続されている。このマイコン３２は
クロック３３によりＴ_ｓ時間間隔発生する割り込み信号
により、第１の実施例で説明した制御方法に従うプログ
ラムを実行する。従ってマイコン３２は、Ｔ_ｓ時間間隔
で且つ割り込み信号により演算無駄時間Ｔ_ｄ後に、ＡＤ
Ｃ２８から得られたＵ相及びＷ相の各電流ｉ_ｕ（ｎ−
１，ｍ）、ｉ_ｗ（ｎ−１，ｍ）が電流指令発生器３０で
発生するＵ相及びＷ相の各電流指令ｉ^※ _ｕ（ｎ）、ｉ^※
_ｗｎ−１、ｍに一致するようにＵ相及びＷ相の各操作量
ｖ_ru（ｎ）、ｖ_rw（ｎ）を演算し、レジスタ３１にそれ
らの値を記憶する。レジスタ３１はＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換
器）２９に接続されている。ＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）２
９はレジスタ３１からのデジタル操作量ｖ_ru（ｎ）、ｖ
_rv（ｎ）、ｖ_rw（ｎ）の相当するアナログ操作量ｖ_ru、
ｖ_rv、ｖ_rwを発生し、パルス幅変換回路２６に入力して
いる。

【００２９】パルス幅変換回路２６の入力ｖ_ru、ｖ_rv、
ｖ_rwの値に比例した電圧が得られることは公知である。
従って、この実施例での各一相分に着目すると、パルス
幅変換回路２６とコンバータ回路２３は、図１の可変電
圧源２に相当し、電圧源２０とコンデンサ２１は図１の
電圧源６１に相当し、リアクタ２２は図１のリアクタ１
に相当し、レジスタ３１とＤＡＣ２９は図１のホールド
回路８に相当する。また、リアクタ２２、変換回路２
３、パルス幅変換回路２６、レジスタ３１、ＤＡＣ２９
を合わせて制御対象と見なすことができ、電源２０とコ
ンデンサ２１は外乱要素と見なすことができるので、こ
れ等を含む３７は図５の制御対象及び外乱要素１０に対
応する。従って、リアクタ電流の制御は第１の実施例で
説明した制御手順に従えばよいことは明白である。

【００３０】マイコン３２では、図８に示すようなソフ
トウェアのフローにより本発明の制御方法を演算してい
る。スタート後の最初のステップ５０で初期設定をす
る。この初期設定は、マイコン内部の作業用データメモ
リのセット、リセットである。データメモリＫ1 にｍＴ
_ｓＫ_ｎに相当する値を記憶する。データメモリＫ2 に、
１／（Ｋ_ｎＴ_ｓ）に相当する値を記憶する。データメモ
リＫ3 に、ｍに相当する値を記憶する。データメモリＫ
4 に、１−ｍに相当する値を記憶する。残りのメモリは
すべて零とする。次に、ステップ５１で割り込み待ちを
する。次に、ステップ５２で制御量ｉ_ｕ（ｎ−１，
ｍ）、ｉ_ｗ（ｎ−１，ｍ）をＡＤＣ２８より読み込み、
データメモリＡ1 、Ａ2 に記憶する。次に、ステップ５
３で制御指令値ｉ^※ _ｕ（ｎ）、ｉ^※ _ｗ（ｎ）を３０より
読み込み、データメモリＢ1 、Ｂ2 に記憶する。次に、
ステップ５４で前回出力した操作量ｖ_ru（ｎ）、ｖ
_rw（ｎ）を記憶してあるＥ1 、Ｅ2 とステップ５２で記
憶した制御量Ａ1 、Ａ2 とゲインＫ1 とを用い、式
（９）に従い制御量予測値ｉ′_ｕ（ｎ）、ｉ′_ｗ（ｎ）
に相当する値を演算しＣ1 、Ｃ2 に記憶する。次に、ス
テップ５５で指令値Ｂ1 、Ｂ2 の制御量Ａ1 、Ａ2 とゲ
インＫ3 、Ｋ4 を用い、式（１７）に従い指令値補正量
である外乱推定値ｉ_D ′_ｕ（ｎ）、ｉ_D ′_ｗ（ｎ）を演
算し、Ｄ1 、Ｄ2 に記憶する。次に、ステップ５６で制
御量予測値Ｃ1 、Ｃ2 と制御量指令値Ｂ1 、Ｂ2 と指令
値補正量Ｄ1 、Ｄ2 とゲインＫ2 を用い、式（１０）に
従い操作量ｖ_ru（ｎ）、ｖ_rw（ｎ）を演算し、データメ
モリＥ1 、Ｅ2 に記憶する。次に、ステップ５７でＥ1
、Ｅ2 よりＶ相の操作量を演算しＥ3 に記憶する。次
に、ステップ５８でＥ1 、Ｅ2 、Ｅ3 をレジスタ４１に
記憶する。しかる後、５１へ戻る。ここでステップ５２
からステップ５７が実行されるまでの帰還が演算無駄時
間Ｔ_ｄ＝（１−ｍ）Ｔ_ｓである。ステップ５２からステ
ップ５９までプログラムはＴ_ｓ時間間隔で実行される。

【００３１】以上、本発明は、従来技術の欠点を解決す
るために、予測時間を短くして予測誤差を発生しにくく
すると共に、指令値と実際の制御量を用いて推定した外
乱成分を指令値に加えることにより制御誤差を補償し指
令値に制御量を一致させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】基本的なデジタル帰還制御装置を示すブロック
図である。

【図２】図１における制御量と操作量の関係を示す図で
ある。

【図３】従来のデジタル帰還制御装置を機能的に示すブ
ロック図である。

【図４】図３における制御量と操作量の関係を示す図で
ある。

【図５】本発明の第１の実施例のデジタル帰還制御装置
を機能的に示すブロック図である。

【図６】図５の等価モデルを機能的に示すブロック図で
ある。

【図７】本発明の第２の実施例のコンバータ制御装置を
示すブロック図である。

【図８】図７のコンバータ装置における操作量を演算す
るためのプログラムのフロー図である。

【符号の説明】

３ 指令値発生器 １４ 予測器 １７ 外乱推定器

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御対象の出力である制御量ｉと、制御
   対象の入力である操作量ｖ_ｒとの間に制御対象のゲイン
   をＫとした時 ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋Ｔ_ｓＫ｛ｖ_ｒ（ｎ−１）＋ｖ_D （ｎ−１）｝ （但し、Ｔ_ｓはある時間間隔、（ｎ）は現時点を示し、
   （ｎ−１）はＴ_ｓ時間過去の時点を示し、ｖ_D （ｎ−
   １）は不特定外乱を示す。）の離散時間差分式で表すこ
   とができる制御対象において、 前記制御対象の制御量をあらかじめ定められたサンプリ
   ング時間間隔Ｔ_ｓで検出してデジタル制御量として制御
   量検出値を得るデジタル制御検出手段と、 前記制御量検出値が追従すべき指令値ｉ^※（ｎ）をデジ
   タル量として発生するデジタル指令値発生手段と、 前記制御量検出値が前記指令値に追従するように前記制
   御対象に対する操作量ｖ_ｒ（ｎ）をあらかじめ定められ
   た制御時間間隔Ｔ_ｓで ｖ_ｒ（ｎ）＝｛１／（Ｔ_s Ｋ_ｎ）｝｛ｉ^※（ｎ）−ｉ_D ′（ｎ）−ｉ′（ｎ）｝ ｛但し、Ｋ_ｎは前記制御対象の公称ゲイン、ｉ′（ｎ）
   は制御量予測値、ｉ_D ′（ｎ）は外乱推定値である。｝
   の式に従いデジタル演算して前記制御対象の制御量を制
   御するデジタル制御手段とから成るデジタル帰還制御装
   置であって、 前記デジタル制御手段が、前記制御対象に出力した前記
   操作量ｖ_ｒ（ｎ−１）と、（ｎ−１）時点よりｍＴ
   _ｓ（但し、ｍは０＜ｍ＜１を満足する値である。）時間
   進んだ（ｎ−１，ｍ）時点の制御量ｉ（ｎ−１，ｍ）と
   に基づいて次回の操作量ｖ_ｒ（ｎ）出力時点での前記制
   御量の予測値ｉ′（ｎ）を ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−１，ｍ）＋（１−ｍ）Ｔ_ｓＫ_ｎｖ_ｒ（ｎ−１） ｛但し、ｍは時間進み係数であって、現在サンプル時か
   ら、前記操作量を演算し前記制御対象に出力するまでの
   演算無駄時間Ｔ_ｄを示す式Ｔ_ｄ＝（１−ｍ）Ｔ_ｓにおけ
   るｍを示すものであって、０＜ｍ＜１を満足する値であ
   る。｝の式の演算により求め、演算無駄時間Ｔｄを補償
   し、 現在のサンプル時の制御量ｉ（ｎ−１，ｍ）と前記指令
   値ｉ^※（ｎ）のＴｓ時間前の値ｉ^※（ｎ−１）及び２Ｔ
   ｓ時間前の値ｉ^※（ｎ−２）に基づいて前記外乱推定値
   ｉ_D ′（ｎ）を、 ｉ_D ′（ｎ）＝ｉ（ｎ−１，ｍ）−ｍ｛ｉ^※（ｎ−１）−ｉ_D ′（ｎ−１）｝ −（１−ｍ）｛ｉ^※（ｎ−２）−ｉ_D ′（ｎ−２）｝ の式の演算により求め、前記外乱推定値ｉ_D ′（ｎ）を
   前記指令値ｉ^※（ｎ）から減算し、前記制御量予測値
   ｉ′（ｎ）と実際の制御量ｉ（ｎ）との誤差により生じ
   る前記制御量ｉ（ｎ）の前記指令値ｉ^※（ｎ）に対する
   追従誤差を補償するように構成されていることを特徴と
   するデジタル帰還制御装置。