CN109905034B - 用于三相再生驱动器的转换器脉冲宽度调制策略 - Google Patents

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Abstract

使用多个转换器脉冲宽度调制(PWM)策略的三相再生驱动器。所述驱动器包括：三相转换器，所述三相转换器具有用于连接至三相AC源的输入，所述三相转换器具有三个相脚；DC总线，所述DC总线可操作地连接至所述三相转换器，其中所述三相转换器被配置成将电流从所述三相AC源引导至所述DC总线；以及三相逆变器，所述三相逆变器可操作地连接至所述DC总线和马达，所述三相逆变器被配置成从所述DC总线汲取电流并且将三相命令信号提供至所述马达。所述三相转换器使用第一PWM策略来将电流供应至所述DC总线，并且如果所述三个相脚中的总电流超过选定阈值，则所述转换器使用第二PWM策略来将电流供应至所述DC总线。

Description

用于三相再生驱动器的转换器脉冲宽度调制策略
技术领域
本文所公开的主题大体上涉及传送系统，并且更具体地说，涉及具有再生三相驱动器的传送系统，所述再生三相驱动器选择性地使用多个脉冲宽度调制(PWM)技术来控制有源转换器。
背景技术
电动马达是众所周知的并且被广泛使用。它们有各种大小和款式。电动马达的一个示例性用途是用于电梯机器中，所述电梯机器移动驱动滑轮，用于例如向上或向下推动电梯轿厢穿过井道。电动马达的另一用途是用于加热通风、空气调整或制冷系统(HVACR)中。
近来，再生驱动机器已经特别地引入至电梯系统中。再生驱动机器包括电动马达，所述电动马达从电源汲取电力以便使轿厢和配重在第一方向上移动穿过井道，并且当允许轿厢和配重在相反方向上移动时生成提供回到电源的电力。只要驱动机器允许驱动滑轮相应地移动，再生驱动器就利用电动马达在轿厢和配重的重量引起所需移动时充当发电机的能力。这种再生驱动机器通常在三相电力输入上操作。
驱动器中的有源前端(AFE)转换器使用脉冲宽度调制(PWM)开关整流器来转换输入AC电力并且将DC电力提供至总线。此外，逆变器开关装置接着将电压DC总线转换为AC输出电流以驱动负载，例如马达。这种有源前端转换器通常与输入滤波器联接，例如连接至每个功率相的LCL滤波器电路。由于前端整流器是开关电路，因此输入滤波器用于防止将不需要的谐波内容引入至电网中。滤波器部件(包括滤波器电感器)和转换器开关装置通常根据功率转换器额定值加以设计。超大的输入滤波器部件和开关装置增大了系统成本并且占用了宝贵的机箱空间。在某些应用中，可能需要操作较高电压的马达或其它负载(即使电源电压较低，例如400V输入电压)来驱动460V马达。在这些情况下，有源前端整流器可以在升压模式下操作，以提供额外的升压来增大前端转换器的增益，从而提高DC总线电压。同样，在某些条件下，可能需要在从DC总线汲取的电流超过额定值或开关装置中的电流超出额定值的条件下操作逆变器和马达。在这种条件下，有源前端和整流器/转换器还可能表现出与转换器开关装置的操作相关联的增大的开关损耗。此外，有源前端电力转换系统在升压模式下的操作可能需要转换器的输入和输出能力的整体降额。具体地说，当有源前端在升压模式下操作时，可能需要降低可从功率转换器获得的最大输出电流，以便减轻或避免滤波器电感器过热和/或减少整流器开关损耗。然而，这种降额固有地是低效的，并且可能致使功率转换系统对于给定应用不适合或不具有成本效益。因此，需要改进功率转换器设备和操作技术以便于利用有源前端进行操作，同时减轻或避免滤波器电感器热应力和/或整流器开关损耗以实现改进的功率额定值。
发明内容
根据一个实施方案，本文中描述一种使用多个转换器脉冲宽度调制(PWM)策略的三相再生驱动器。所述驱动器包括：三相转换器，所述三相转换器具有用于连接至三相AC源的输入，所述三相转换器具有三个相脚；DC总线，所述DC总线可操作地连接至所述三相转换器，其中所述三相转换器被配置成将电流从所述三相AC源引导至所述DC总线；以及三相逆变器，所述三相逆变器可操作地连接至所述DC总线和马达，所述三相逆变器被配置成从所述DC总线汲取电流并且将三相命令信号提供至所述马达。所述三相转换器使用第一PWM策略来将电流供应至所述DC总线，并且如果所述三个相脚中的总电流超过选定阈值，则所述转换器使用第二PWM策略来将电流供应至所述DC总线。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述三相转换器的所述三个相脚中的每个相脚包括第一开关装置和第二开关装置，所述三个相脚中的每一个具有被配置成感测所述三个相脚中的每个相脚的相电流的发射器侧电阻器。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括控制器，所述控制器用于基于所述第一PWM策略和所述第二PWM策略中的至少一个将转换器PWM信号提供至所述三相转换器。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述第一PWM策略是基于空间向量PWM和混合空间向量PWM技术中的至少一个。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述第二PWM策略是基于不连续PWM技术和空间向量PWM技术中的至少一个。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述控制器被配置成生成对所述三相逆变器的逆变器PWM控制信号。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括转换器PWM控制信号的频率与所述逆变器PWM控制信号的频率不同。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述转换器PWM控制信号的频率是所述逆变器PWM控制信号的频率的两倍。
除了上文或下文所述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括插入于所述AC源与所述三相转换器之间的滤波器。
除了上文或下文所述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述滤波器包括至少两个串联电抗器，所述串联电抗器被配置成将电流从所述AC源传递至所述三相转换器的每个相脚。
除了上文或下文描述的一个或多个特征之外，或作为替代，其它实施方案可以包括所述转换器PWM策略提供的驱动器比仅使用空间向量PWM技术的三相再生驱动器的效率高约25％。
本文还在一个实施方案中描述了一种操作三相再生驱动器以从三相AC源驱动马达的方法。所述驱动器包括三相转换器、三相逆变器和连接在所述转换器与所述逆变器之间的DC总线。所述驱动器还包括控制器，其中所述控制器执行所述方法，所述方法包括：确定所述DC总线上的电流负载；用第一脉冲宽度调制(PWM)技术控制所述三相转换器，以使所述三相转换器将电力供应至所述DC总线。所述方法还包括如果所述DC总线上的电流负载超过选定阈值，则控制所述三相转换器以使用第二PWM策略来将电流供应至所述DC总线。
通过本公开的技术实现了额外的特征和优点。本文详细描述了本公开的其它实施方案和方面。为了更好地理解具有优点和特征的本公开，参考说明书和附图。
附图说明
在说明书结尾处的权利要求中特别指出并且清楚地要求保护所描述的主题。通过以下结合附图的详细描述，前述和其它特征以及优点是显而易见的，其中：
图1是根据实施方案的马达驱动系统的部件的框图；
图2是根据实施方案的三相驱动器的3相转换器的简化示意图；
图3A是根据实施方案的常规SVPWM的PWM波形的图和曲线图；
图3B是根据实施方案的用于SVPWM的常规混合的PWM波形的图和曲线图；
图3C是根据实施方案的常规DPWM的PWM波形的图和曲线图；以及
图4描绘了根据实施方案的使用多个转换器脉冲宽度调制(PWM)策略控制三相再生驱动器的方法的流程图。
具体实施方式
大体上，本文的实施方案涉及一种再生驱动器，其使用有源转换器来为DC总线供电，所述DC总线又将电压提供至逆变器，所述逆变器生成马达激励信号以驱动马达。只要驱动机器允许驱动滑轮相应地移动，再生驱动器就利用电动马达在轿厢和配重的重量引起所需移动时充当发电机的能力。这种再生驱动机器通常使用三相转换器来为DC总线供电。在若干实施方案中描述控制转换器的开关装置以减少选定条件下的开关损耗并且提高效率以实现在升压模式下或超出常规额定值的操作的技术。效率的提高便于减少所耗散的热，并且准许减小包装大小。
本文的实施方案涉及在选定条件下配置和控制转换器脉冲宽度调制(PWM)技术。本文的实施方案阐述了用于使转换器主动控制通常由AC侧正弦电流生成的DC电压的驱动器和马达系统和/或方法。DC电压用于使用功率电子装置的快速切换来生成AC激励电压以控制马达。此外，有源前端整流器中的功率电子装置的切换还生成电磁干扰(EMI)，这可能对附近和连接的部件造成潜在的问题。EMI滤波器被设计成衰减EMI噪声以满足针对特定应用而定义的EMI标准，但EMI滤波器增大了整流器系统的重量和复杂性。
为了促进对本公开的原理的理解，现在将参考附图中说明的实施方案，并且将使用特定语言来描述这些实施方案。然而，应理解，不希望由此限制本公开的范围。以下描述本质上仅是说明性的，并且不旨在限制本公开、其应用或用途。应理解，在整个附图中，对应的附图标记指示相同或对应的零件和特征。如本文中所使用，术语控制器是指处理电路，其可以包括专用集成电路(ASIC)、电子电路、电子处理器(共享、专用或群组)和执行一个或多个软件或固件程序的存储器、组合逻辑电路，和/或提供所描述的功能的其它合适的接口和部件。
另外，术语“示例性”在本文中用于表示“用作示例、实例或说明”。本文描述为“示例性”的任何实施方案或设计不必解释为比其它实施方案或设计更优选或更具优势。术语“至少一个”和“一个或多个”应理解为包括大于或等于一的任何整数，即一个、两个、三个、四个等。术语“多个”应理解为包括大于或等于二的任何整数，即两个、三个、四个、五个等。术语“连接”可以包括间接“连接”和直接“连接”。
如本文所示和所述，将呈现本公开的各种特征。各种实施方案可以具有相同或类似的特征，并且因此相同或类似的特征可以用相同的附图标记来标记，但前面是指示示出特征的图的不同的第一数字。因此，例如，图X中所示的元件“a”可以标记为“Xa”，并且图Z中的类似特征可以标记为“Za”。尽管可以在一般意义上使用类似的附图标记，但将描述各种实施方案，并且各种特征可以包括本领域技术人员将理解的改变、变更、修改等，无论是明确描述的还是本领域技术人员将以其它方式理解的。
在一个实施方案中，在电动马达系统或电力系统中使用从三相AC源操作的三相驱动器。在一个应用中，电力系统是电梯系统的一部分。电梯系统还包括具有一个或多个通道或竖井的井道。在每个竖井中，一个或多个电梯轿厢行进以将乘客运送至建筑物的期望楼层。电动马达系统利用功率电子逆变器(例如，作为变速交替驱动(AC)马达驱动器)来改进操纵电梯轿厢的性能。其它应用和实施方案包括用于火车、船、飞机等的动力系统。
此外，在另一实施方案中，三相驱动器用于驱动加热通风和空气调整或制冷系统HVAC/R系统中的马达。常规HVAC/R系统在蒸汽压缩循环中并有封闭的制冷剂回路。蒸汽压缩循环使用循环制冷剂作为介质，其从待冷却的空间吸收和移除热量，随后在其它地方排出所述热量。所有这些系统都有四个基本部件：压缩机、冷凝器、热膨胀阀(也称为节流阀或计量装置)和汽化器。在大型HVAC系统或冷却器中，压缩机很大并且由非常大的马达驱动，从而需要专用马达驱动器，例如本文所述的具有高电压和电流容量的马达驱动器。在一些情况下，驱动器可以包括转换器，所述转换器是三相有源前端。驱动器还可以包括功率电子逆变器(例如，作为变速交流(AC)马达驱动器)以改进冷却器系统的性能。在一实施方案中，公开了一种用来驱动马达的由三相激励和三相逆变器操作的三相有源转换器。
图1是可以用于为一个或多个建筑物系统或负载18供电的电力系统10的部件的框图。电力系统10是关于电梯系统而描述，然而，可以设想应用于使用马达驱动器的任何系统。电力系统10包括AC电源12，例如主电线(例如，440/220伏，1相)。AC电力12被提供给驱动系统20。此外，驱动系统20可以被配置为从三相AC电源12操作的常规三相驱动器。驱动器20可以包括被配置成限制浪涌电流、稳定电压电平并且抑制电磁干扰(EMI)的滤波器40。驱动器还可以包括转换器30，以将AC电力12转换为DC电压。每个驱动器还包括逆变器50，以将DC电压转换成多相AC驱动信号。来自驱动系统20的逆变器50的驱动信号被供应给多相机器14以控制建筑物系统。举例来说，马达16将运动赋予作为建筑物系统18的一部分的电梯轿厢。在示例性实施方案中，机器14包括多相永磁同步马达16。应理解，尽管本文中的实施方案主要参考电梯系统和应用加以描述，但此描述仅是示例性的。本文中描述的实施方案易于应用于使用三相驱动器的任何应用，包括HVAC、制冷和如图中所描绘的任何其它电力系统和马达控制应用。
图2是具有通常从实施方案中的三相激励源12使用的3相驱动器转换器的电力系统10和驱动器20的简化示意图。电力系统10包括AC电源12，例如主电线(例如，220伏，1相)。驱动器20包括具有3个相脚32r、32s和32t(也分别表示为R、S和T)的转换器30。每个相脚R、S和T(32r、32s和32t)包括开关装置48r、49r；48s、49s；48t、49t，其分别由分别来自驱动控制器(60)的控制信号62r、62s和62t控制，以将来自三相激励源12的AC电力转换为具有正端子36和负端子38的DC总线34上的DC电力。DC总线34可以包括滤波器47，以提供能量存储和电流脉冲滤波。三相AC电源12连接至滤波器40。滤波器40接收来自AC电源12的电流，将其引导通过电感/电抗元件42r、42s和42t(例如，电感器)，并且接着分别连接至转换器30的三个相脚R、S和T(32r、32s和32t)。常规上，在这种应用中，传入电流在相应R、S和T相脚32r、32s和32t中被整流以为DC总线34供电。
驱动系统20再次包括转换器30，以将AC电力12转换为DC总线34上的DC电压。同样，每个电感/电抗元件42r、42s和42t也联接至并联连接并且如图所示共同连接的另一电抗元件44r、44s和44t(例如，电容器)。滤波器40用作电流瞬态/电压抑制滤波器并且用于EMI抑制。在实施方案中，滤波器40包括一个或多个线路电抗器和电磁干扰(EMI)电容。另外，转换器30的三个相应相脚R、S和T(32r、32s和32t)中的每一个还分别包括基于发射器的电流感测电阻器46r、46s和46t。电流感测电阻器46r、46s和46t用于测量和检测相脚R、S和T(32r、32s和32t)中的电流中的每一个。在电流感测电阻器46r、46s和46t上产生的表示为Vr、Vs和Vt的电压由控制器60测量，所述控制器用于控制至相应开关装置48r、49r；48s、49s；48t、49t的控制信号。
继续图1和2，驱动系统20还可以包括逆变器50，所述逆变器被配置成从DC总线34汲取电力并且生成AC马达驱动信号15(下文称为马达驱动信号)以驱动马达16(如图1所示)，如常规上所知。逆变器50通常具有3个相脚。每个相脚包括由来自驱动控制器60的控制信号以常规方式控制的开关装置，以将DC总线34上的DC电力转换成马达驱动信号15，以给马达16供电(参见图1)。逆变器50对于马达驱动器20可以是常规的，其在三个单独的并联相脚中使用至少六个开关装置，每个相脚两个开关装置。
在实施方案中，转换器30和逆变器50两者皆由控制器60控制。在替代实施方案中，转换器30和逆变器50可以由单独的驱动控制器60控制。驱动控制器60将控制信号62r、62s、62t分别提供至R、S和T相脚32r、32s和32t的开关装置48r、49r；48s、49s；48t 49t以控制DC总线34上的DC电压的生成。同样，控制器60将控制信号(未示出)提供至逆变器50(图1)以控制对马达16的马达驱动信号15的生成。驱动控制器60可以使用通用微处理器来实施，所述微处理器执行存储在存储介质上的计算机程序以执行本文中描述的操作。或者，驱动控制器60可以用硬件(例如，ASIC、FPGA)或硬件/软件的组合来实施。
在操作中，控制器60基于马达16和逆变器50的操作产生用于转换器30的DC电流命令，从而生成马达驱动信号15。接着，使用DC电流命令来制定分别用于R、S和T相脚32r、32s和32t的开关装置48r、49r；48s、49s；48t 49t的PWM控制命令，以相应地将DC输出电流提供至DC总线34。另外，控制器60接收各种输入信号或值，包括设定点信号或用于期望输出操作的值，例如马达速度、位置、扭矩等，以及表示马达驱动器20的各部分的操作值的反馈信号或值。在这些信号中，可以包括但不限于表示VDC中的DC总线电压的DC总线电压反馈信号，以及表示线间AC输入电压值的信号或值以及指示转换器30的相应相脚R、S和T相脚32r、32s和32t中的每一个中的电流的一个或多个信号。
常规上，使用脉冲宽度调制(PWM)控制方案来命令转换器30的相应R、S和T相脚32r、32s和32t的开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t。同样，使用类似的脉冲宽度调制(PWM)控制方案来命令逆变器50的三个相脚中的每一个的开关装置，以生成并且控制对马达16的马达驱动信号15。常规上，这种PWM控制方案对转换器30和逆变器50两者使用空间向量脉冲宽度调制SVPWM技术。此外，常规上，用于转换器30和逆变器50的SVPWM将以相同的频率操作并且同步。用于转换器30和逆变器50两者的PWM的同步改进了功能并且减少了由开关装置(例如，转换器30的48r、49r；48s、49s；和48t 49t)的操作生成的EMI。
然而，在一些应用中，特别是在使用发射器侧相电流感测电阻器46r、46s和46t以节省成本的情况下，可以使用其它PWM技术来解决由发射器侧相电流感测电阻器46r、46s和46t外加的优点和限制。举例来说，发射器侧相电流感测电阻器46r、46s和46t的应用决定了对转换器30的R、S和T相脚32r、32s和32t的下部开关装置(例如49r；49s；和49t)(感测电阻器位于此处以进行电流测量)的最小接通时间的使用，这可能使一些PWM技术不如其它PWM技术合适。此外，众所周知，增大开关频率有利于减小磁性大小、滤波器的大小，改进声学等，但其确实导致逆变器50和/或转换器30的开关装置(例如，49r；48s、49s；和48t 49t)中的开关损耗增大。因此，在一些实施方案中，以与逆变器50不同(例如，更高)的PWM频率操作转换器开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t可能是有利的。
开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t的增大的开关损耗和所需的较长接通时间会增大损耗并且降低效率，从而导致装置可能过热。结果，虽然SVPWM对于大多数应用是有效的并且当在转换器R、S和T相脚32r、32s和32t中使用发射器侧感测电阻器46r、46s和46t时促进电流感测，但其效率较低。相反，使用常规的不连续(DPWM)(如图3C所示)提高了效率，但当与选定相脚32r、32s和32t相关联的给定下部开关装置49r、49s和49t不导通时，使得在所述特定相脚32r、32s和32t中测量电流是不可能的。有利地，可以以电流感测质量为代价使用DPWM。在DPWM中，对于具有关闭的下部开关装置的特定相脚32r、32s、32t(例如，来自另两个相脚的49r、49s、49t中的一个)，经由已知的两个其余相脚的负总和方法的计算)来实现电流感测。遗憾的是，此所计算出的相电流导致一些电流失真、声学噪声等。结果，为了保护开关装置(例如，48r、49r；48s、49s；和48t 49t)磁性等，DPWM通常仅用于电流控制或失真不太重要并且高电流(例如，峰值转换器电流)施加短时间段的应用中。
混合SVPWM实际上是SVPWM与DPWM技术的组合或混合。混合SVPWM允许下部开关装置(例如，49r、49s、49t接通，即切换，较长时间(例如，大约为AC电压循环的约2/3)，但其还包括下部开关装置49r、49s、49t关断的时间段。因此，其允许发射器串联电流感测并且有助于降低开关损耗。由于开关被中断(例如，AC电压循环的约1/3)，实现了降低的开关损耗。因此，在转换器30中的基本PWM开关方案是混合SVPWM的实施方案中，在处于峰值转换器电流负载时，控制方案转变为DPWM。
此外，对于逆变器50，在扭矩/电流控制很重要的应用中，需要低电流失真(并且因此需要低扭矩波动)。因此，使用连续SVPWM或混合SVPWM技术来确保良好的马达响应和更好的乘坐质量(在电梯应用中)。另外，对于转换器30，使用连续SVPWM或混合SVPWM技术来确保良好的马达响应和更好的乘坐质量(在电梯应用中)。在电流控制不太重要并且效率更重要的应用中，使用根据实施方案的减少开关损耗并且提高效率的技术。
明确地说，在选定条件下，用于转换器30的PWM方案从更常规的SVPWM或混合SVPWM切换至不连续PWM(DPWM)策略。更具体地说，在马达16上的负载并且由此DC总线34上的负载最高的选定条件(例如马达16的启动、加速、减速、紧急状态)下，DPWM用于实现较低的开关损耗。使用DPWM减少了R、S和T相脚32r、32s和32t的相应开关装置48r、49r；48s、49s；和48t49t中的开关损耗。开关损耗的降低提高了功率效率，从而实现了更高的功率密度并且实现了更高的操作功率并且有助于减小例如R、S和T相脚32r、32s和32t的开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t的昂贵功率部件的大小。然而，使用DPWM使得在使用发射器侧感测电阻器46r、46s和46t时有时不可能测量电流。更具体地说，当特定相脚相32r、32s和32t的下部开关装置49r、49S或49t不活动时，所述相脚32r、32s和32t中的电流测量是不可能的。
所描述的实施方案有利地在DC总线负载的操作范围的选定部分上使用SVPWM或混合SVPWM，并且对于较高电流负载的情况选择性地切换至DPWM，从而在选定的高电流负载条件期间提供潜在最佳的转换器输出电流额定值。这又允许在可用输入电压可能不匹配(AC对于驱动器10足够或滤波器磁场中电流过大时)的情况下，使用给定的马达驱动器20或其它电力转换系统10，而对马达加速或降额损失具有最小输出限制。举例来说，设计用于480V三相AC输入电压的马达驱动器20可以成功地用于380V AC输入可用的情况，其中有源前端在升压模式下操作，并且所公开的控制设备和技术允许驱动器10以尽可能高的输出额定值操作，而不会对输入滤波器电感器产生热应力，并且不会引起过多的整流器开关损耗损失。因此，本公开包括在功率转换系统10中的选定操作条件下提供等于或高于部件额定值的操作的智能平衡的实施方案，在这种情况下，相对于电感器核心结构上的热应力在可接受的操作点处的滤波器磁电流额定值，更具体地说是脉冲宽度调制策略，减少转换器开关装置的开关损耗。结果，实现了改进的功率转换器性能，超过了使用常规驱动器额定值和操作技术和控制器所能达到的性能。
在另一实施方案中，在选定条件下，用于转换器30的PWM方案从更常规的混合SVPWM切换至SVPWM或不连续PWM(DPWM)策略。更具体地说，在马达16上的负载并且由此DC总线34上的负载最高的选定条件下，DPWM用于实现如上所述的较低的开关损耗。使用DPWM减少了R、S和T相脚32r、32s和32t的相应开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t中的开关损耗。然而，如上所述，使用DPWM使得在使用发射器侧感测电阻器46r、46s和46t时有时不可能测量电流。另外，使用DPWM会导致R、S和T相脚32r、32s和32t的相应开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t中的热不平衡。在某些情况下，这种热不平衡可能是不希望的。因此，对于选定情况，可能需要使用SWPWM来确保改进开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t的热平衡。
所描述的实施方案有利地在DC总线负载的操作范围的选定部分上使用混合SVPWM，并且对于更高电流负载的情况选择性地切换至DPWM或SVPWM，从而在选定的高电流负载条件期间提供潜在的最佳转换器输出电流额定值。这又允许在可用输入电压可能不匹配(AC对于驱动器10足够或滤波器磁场中电流过大时)的情况下，使用给定的马达驱动器20或其它电力转换系统10，而对马达加速或降额损失具有最小输出限制。举例来说，在允许驱动器10以尽可能高的输出额定值操作而不对输入滤波器电感器和/或开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t施加热应力的情况下，可以成功地使用马达驱动器20，而在开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t中不会引起过多的开关损耗损失。
因此，本公开包括在功率转换系统10中的选定操作条件下提供等于或高于部件额定值的操作的智能平衡的实施方案，在这种情况下，相对于电感器核心结构上的热应力的可接受操作点处的滤波器磁流额定值，更具体地说是脉冲宽度调制策略，减少转换器开关装置的开关损耗。结果，实现了改进的功率转换器性能，超过了使用常规的驱动器额定值和操作技术和控制器所能达到的性能。
在特定实施方案中，如下文进一步描述，根据例如DC总线34电压和电流负载等因素策略性地确定从SVPWM或混合SVPWM整流器操作至DPWM的切换。控制器60调整PWM技术以提高效率，从而基于逆变器50的操作维持所需的DC总线输出电流。以这种方式，选择性地“修改”马达驱动器20的额定值，使得整流器DC输出电流在某些条件下可以超过选定的额定值(或维持额定值)，从而使驱动器10适用于更广泛的现场安装情况。结果，滤波电感器L42r、42s、42t和其它电流敏感部件受到保护免受热应力，同时还保护R、S和T相脚32r、32s和32t的相应转换器开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t免受过量的开关损耗。此外，使用这些新颖的技术，滤波电感器42r、42s、42t和相应整流器开关48r、49r；48s、49s；和48t 49t不需要过大，并且系统可以在转换器30的额定值或超过额定值下间歇地或甚至连续地操作，而不会触发不希望的停机。此外，所公开的概念有助于在本来将超过转换器20的部件的额定值的应用中使用马达驱动器20和其它电力转换系统10。因此，转换器控制器60提供功率转换器10的设计考虑因素与需要额外转换器电流能力的特定现场应用之间的相互关系的智能平衡，使用常规控制方法不可能实现所述平衡。
应注意，在实施方案中，逆变器50通常利用SVPWM来提供马达16的平滑电流/扭矩控制。另一方面，转换器30通常使用混合SVPWM(在较高PWM频率下)以最小化开关损耗。基于表示为Ir、Is和It(感测电阻器46r、46s、46t上的Vr、Vs、Vt)的总相电流感测超过额定峰值转换器电流，在一些实施方案中，PWM控制至DPWM的切换以减少开关损耗，而在其它情况下，算法切换至SVPWM以平衡电源开关的热分布，同时维持低电流谐波和声学噪声。再次注意，虽然SVPWM比混合SVPWM或DPWM生成的损耗多，但其以更平衡的方式操作，因此其在转换器电流超过额定加速电流的短时间内是可接受的。
还参考图3A至3C，其进一步说明了示出控制器60的某些实施方案的操作的曲线图202、204和206，其中由控制器60提供混合SVPWM和SVPWM技术。图3A说明了示例性曲线图202，其示出了使用通常可以用在马达驱动器转换器30或逆变器50中的常规SVPWM的三相载波波形。在实施方案中，使用常规SVPWM的混合，如图3B中在曲线图204处所描绘，其中在R、S和T相脚32r、32s和32t的相应相脚开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t中的每一个中停止切换。举例来说，参考附图，当信号指示-1时，这意味着在PWM周期期间，下部开关装置(例如，用于R相脚32r的49r)完全接通，而顶部开关装置(例如，用于所述相脚(例如，32r)的48r)完全断开。相反，当信号指示1时，这意味着在PWM周期期间，底部开关装置(例如，用于R相脚32r的49r)完全断开，而顶部开关装置(例如，用于所述相脚(例如，32r)的48r)完全接通。如果信号在-1与1之间，那么开关装置对(例如，用于R相脚32r的48r、49r)在PWM周期内切换两次。
图3C在曲线图206中描绘了使用不连续脉冲宽度调制的三相载波波形，其在构成DPWM角度210的角度范围内将载波钳位在最大或最小电平(例如，在此示例中为+1.0和-1.0)。在此实施方案中，DPWM角度210由控制器60基于DC总线34的电流负载提供。对R、S和T相脚32r、32s和32t的相应开关装置48r、49r；48s、49s和48t49t的PWM命令62r、62s、62t在第一升压模式范围204(图3)中使用转换器30的不连续脉冲宽度调制操作。另外，控制器基于DC总线的电流负载选择性地调整DPWM角度/持续时间，以避免滤波器磁路过电流和开关装置48r、49r；48s、49s；和48t 49t的电流额定值。另外，控制器60随着DC总线电流的增大而选择性地增大DPWM角度210。举例来说，在实施方案中，从0°线性增大至60°。交叉位置212，在所述交叉位置处，控制在用于DC总线的选定电流电平下从混合/连续空间向量脉冲宽度调制改变为DPWM。应理解，虽然出于说明的目的描述了电流负载与DPWM角度之间的线性关系，但可以使用其它调整轮廓和曲线，包括曲线、阶梯式调整等。
现在转至图4，其中描绘了用于驱动器20的控制方法400。为简单起见，参考图2的驱动器20和其各个元件，但应理解，所述描述可以同等地适用于使用不同驱动配置的其它实施方案。在各种实施方案中，将参考控制转换器30以及逆变器50。在一些情况下，可以使用类似的方案来控制转换器30以及逆变器50，无论是利用多个控制器60还是使用单个控制器60。在其它情况下，可以使用不同的控制方案。
在实施方案中，转换器30在如图2所示连接时受到控制，所使用的控制方法是以常规方式简单地操作R、S和T相脚32r、32s和32t，其中通过DC总线电压制定马达驱动信号15并且转换器30整流/转换AC电源12以向DC总线34供电来激发逆变器50。分别对R和S相脚32r、32s的命令信号62r和62s的PWM占空比由比例积分控制器算法控制。开关装置48r、49r；48s、49s；和48t、49t以PWM频率操作，例如大约10至100kHz，如常规所理解。应了解，在一些实施方案中，转换器30的控制方案可以链接至逆变器50的控制方案。所使用的控制方案可以取决于所使用的特定驱动器拓扑、系统的配置和选定的设计约束。
继续图4，所述方法在处理步骤405处开始：将图2的三相驱动器20的三相转换器30连接至如本文所述的三相AC源12，接着用混合SVPWM技术控制转换器30以将能量供应至DC总线34。以整流来自AC源12的传入电流并且将其引导至DC总线34的方式控制R、S和T相脚32r、32s和32t的开关装置48r、49r；48s、49s；48t、49t。在处理步骤410处，通过监测三个相脚32r、32s和32t的相应发射器感测电阻器46r、46s和46t上产生的电压来确定DC总线上的电流负载。有利地，如前所述，此方法提供了更有效的成本有效的电流感测方案，其有助于确定DC总线34上的电流负载。一旦经由发射器侧相电流传感器46r、46s和46t并且经由dc总线电压感测获知相电流，就可使用常规技术基于这些电流控制再生转换器控制，以在DC总线34上维持足够的电压电平。如果DC总线上的电流负载超过选定阈值，那么如处理步骤415处所描绘，对转换器30的PWM控制技术转变至DPWM技术以将能量供应至DC总线34。转变至DPWM减少了转换器开关装置48r、49r；48s、49s；48t、49t中的开关损耗，从而促进更高效的操作。继续方法400，任选地，驱动可以包括以为马达16生成马达驱动信号15的方式生成控制信号以控制逆变器50的开关装置的操作。在实施方案中，方法400可以进一步包括：在AC源12与三相转换器30之间插入滤波器40。
因此，应理解并且了解，所描述的实施方案的技术效果包括将PWM方案从SVPWM或混合SVPWM改变为DPWM，这在损耗和总体转换器效率方面改进了转换器功能。所述改变有时可能以某些应用中可以接受的水平的声学噪声和/或电流失真为代价。然而，对于声学敏感应用，还需要在选定条件下使用SVPWM以减少电流失真/声学噪声，并且为混合PWM或DPWM提供开关装置的改进的平衡热分布。
本文中使用的术语仅用于描述特定实施方案的目的，而不希望是限制性的。尽管出于说明和描述的目的呈现了描述，但其不希望是穷举性的或限于所公开的形式。在不脱离本公开的范围的情况下，本文中未描述的许多修改、变化、改变、替换或等效布置对于本领域普通技术人员将是显而易见的。另外，虽然已经描述了各种实施方案，但应理解，方面可以仅包括所描述的实施方案中的一些。因此，实施方案不应被视为受前述描述的限制，而是仅受所附权利要求的范围限制。

Claims (16)

1.一种使用多个转换器脉冲宽度调制(PWM)策略的三相再生驱动器，所述驱动器包括：
三相转换器，所述三相转换器具有用于连接至三相AC源的输入，所述三相转换器具有三个相脚；
DC总线，所述DC总线可操作地连接至所述三相转换器，其中所述三相转换器被配置成将电流从所述三相AC源引导至所述DC总线；以及
三相逆变器，所述三相逆变器可操作地连接至所述DC总线和马达，所述三相逆变器被配置成从所述DC总线汲取电流并且将三相命令信号提供至所述马达，
其中，所述三相转换器使用第一PWM策略来将电流供应至所述DC总线，并且如果所述三个相脚中的总电流超过选定阈值，则所述三相转换器使用第二PWM策略来将电流供应至所述DC总线，
其中，所述三相转换器的所述三个相脚中的每个相脚包括第一开关装置和第二开关装置，所述三个相脚中的每一个具有被配置成感测所述三个相脚中每个相脚的相电流的发射器侧电阻器，所述三个相脚中的总电流基于每个发射器侧电阻器感测的相电流，
其中，所述第一PWM策略是空间向量PWM或混合空间向量PWM技术，并且所述第二PWM策略是不连续PWM技术，并且
其中，所述三相再生驱动器还包括控制器，所述控制器配置成基于所述DC总线的电流负载选择性地调整不连续PWM角度/持续时间。
2.如权利要求1所述的三相再生驱动器，其中所述控制器还配置成基于所述第一PWM策略和所述第二PWM策略中的至少一个将转换器PWM控制信号提供至所述三相转换器。
3.如权利要求2所述的三相再生驱动器，其中所述控制器还配置成生成对所述三相逆变器的逆变器PWM控制信号。
4.如权利要求3所述的三相再生驱动器，其中所述转换器PWM控制信号的频率与所述逆变器PWM控制信号的频率不同。
5.如权利要求4所述的三相再生驱动器，其中所述转换器PWM控制信号的频率是所述逆变器PWM控制信号的频率的两倍。
6.如权利要求1所述的三相再生驱动器，所述三相再生驱动器还包括插入于所述AC源与所述三相转换器之间的滤波器。
7.如权利要求6所述的三相再生驱动器，其中所述滤波器包括至少两个串联电抗器，所述串联电抗器被配置成将电流从所述AC源传递至所述三相转换器的每个相脚。
8.如权利要求1所述的三相再生驱动器，其中包括所述第一PWM策略和所述第二PWM策略的转换器PWM策略提供的驱动器比仅使用空间向量PWM技术的三相再生驱动器的效率高约25%。
9.一种操作三相再生驱动器以从三相AC源驱动马达的方法，所述驱动器包括具有三个相脚的三相转换器、三相逆变器和连接在所述转换器与所述逆变器之间的DC总线，以及控制器，所述控制器执行所述方法，所述方法包括：
确定所述三个相脚中的总电流；
用第一脉冲宽度调制(PWM)策略控制所述三相转换器，以使所述三相转换器将电力供应至所述DC总线；以及
如果所述三个相脚中的总电流超过选定阈值，则控制所述三相转换器以使用第二PWM策略来将电流供应至所述DC总线，
其中，所述三相转换器的所述三个相脚中的每个相脚包括第一开关装置和第二开关装置，所述三个相脚中的每一个具有发射器侧电阻器，其中所述三个相脚中的总电流基于每个发射器侧电阻器感测的相电流，
其中，所述第一PWM策略是空间向量PWM或混合空间向量PWM技术，并且所述第二PWM策略是不连续PWM技术，并且
其中，所述方法还包括：所述控制器基于所述DC总线的电流负载选择性地调整不连续PWM角度/持续时间。
10.如权利要求9所述的方法，所述方法还包括：所述控制器基于所述第一PWM策略和所述第二PWM策略中的至少一个将转换器PWM控制信号提供至所述三相转换器。
11.如权利要求10所述的方法，所述方法还包括：生成对所述三相逆变器的逆变器PWM控制信号，以从所述DC总线生成三相命令信号来供应所述马达。
12.如权利要求11所述的方法，其中所述转换器PWM控制信号的频率与所述逆变器PWM控制信号的频率不同。
13.如权利要求12所述的方法，其中所述转换器PWM控制信号的频率是所述逆变器PWM控制信号的频率的两倍。
14.如权利要求9所述的方法，所述方法还包括在所述AC源与所述三相转换器之间插入滤波器。
15.如权利要求14所述的方法，其中所述滤波器包括至少两个串联电抗器，所述串联电抗器被配置成将电流从所述AC源传递至所述三相转换器的每个相脚。
16.如权利要求9所述的方法，其中包括所述第一PWM策略和所述第二PWM策略的转换器PWM策略提供的驱动比仅使用空间向量PWM技术的三相再生驱动器的效率高约25%。
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