JP6301039B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

インバータ１に入力される直流の入力パラメータを検出する入力側検出器８と、電力変換装置から出力される直流の出力パラメータを検出する出力側検出器９と、インバータ１のスイッチング素子のデューティを演算するデューティ演算器１１と、動作状態変化後におけるスイッチング素子の駆動周波数を決定するために探索する周波数範囲の上限値および下限値のそれぞれを、入力パラメータ、出力パラメータ、デューティのうち、少なくとも一つのパラメータを用いて決定する周波数探索範囲演算器１２と、決定された周波数範囲内で、駆動周波数を探索して決定する周波数探索処理器１３とを備えるようにした。

Description

この発明は、半導体素子と磁性部品とで構成され、入力した直流電力を一旦交流電力に変換し、再び直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

幅広い入出力電圧で動作する電力変換装置において、回路損失の低減による装置の小型化が要求されている。一般に、電力変換装置は半導体素子とトランスあるいはリアクトルのような磁性部品を含んでおり、主に半導体素子のスイッチング損失と磁性部品の銅損及び鉄損の大きさは、電力変換装置の駆動周波数に依存する。電力変換装置の損失を低減するための手段として、駆動周波数を電力変換装置の動作条件に応じて可変させる手法が考えられている。

例えば、複数の半導体素子で構成されたインバータと絶縁トランスとで構成された電力変換装置において、検出した出力量に基づき、予め用意された、出力量と駆動周波数との関係を示したテーブルデータの中から電力変換装置の損失が最小となる周波数を選択する手法が提案されている（特許文献１参照）。

また、フルブリッジインバータと絶縁トランス、及び整流回路によって構成されるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、動作条件が変更される毎に、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動周波数を、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作可能な範囲内の下限から上限まで一通り可変し、ＤＣ−ＤＣコンバータの全体損失あるいは電力変換効率と駆動周波数との関係を逐次構築する。その関係を示す曲線から２つ以上の変曲点を探索し、２つ以上の変曲点のうち、最も損失が小さい点、もしくは最も電力変換効率が大きい点の駆動周波数で駆動する手法が提案されている（特許文献２参照）。

国際公開第２０１４／０４９７７９号 特開２００７−２０３７９号公報

しかしながら、特許文献１に示されている手法では、電力変換装置の出力量に基づいて、過去に構築したテーブルデータの中から駆動周波数を選定することとなり、電力変換装置の周囲環境の変化や経年劣化による状態の変化で、損失が悪化する課題がある。

また、特許文献２に示されている手法では、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件の変化に応じて、駆動周波数をＤＣ−ＤＣコンバータが動作可能な範囲内の下限から上限まで一通り変化させなければならない。このため、駆動周波数決定に至るまでの演算量が多く、バッテリーが負荷となるような時々刻々と出力電圧が変化する場合において、駆動周波数の決定が追いつかない課題がある。さらに、動作条件毎の駆動周波数を記憶させる手段を設けているが、その場合あらゆる動作条件における駆動周波数を記憶する必要があり、制御器に膨大なデータ容量が必要になる課題がある。また、電動車両等に搭載される場合では、動作環境が多岐にわたるため、事前検証に長時間を要する必要がある。

この発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、電力変換効率が高くなる駆動周波数を、より少ない演算量で決定できる電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に関わる電力変換装置は、スイッチング素子をオン・オフ制御することにより直流をスイッチング素子の駆動周波数の交流に変換するインバータと、このインバータにより変換された交流を直流に変換する整流回路と、コイルを有する磁性部品とを備えた電力変換装置であって、当該電力変換装置の動作状態が変化したとき駆動周波数を変化させる電力変換装置において、インバータに入力される直流の入力パラメータを検出する入力側検出器と、当該電力変換装置から出力される直流の出力パラメータを検出する出力側検出器と、スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティを演算するデューティ演算器と、動作状態の変化後における駆動周波数を決定するために探索する周波数範囲の上限値および下限値のそれぞれを、入力側検出器で検出された入力パラメータ、出力側検出器で検出された出力パラメータ、デューティ演算器で求めたパラメータであるデューティのうち、少なくとも一つのパラメータを用いて決定する周波数探索範囲演算器と、周波数探索範囲演算器において決定された周波数範囲内で、動作状態の変化後における駆動周波数を探索して決定する周波数探索処理器とを備えたものである。

この発明によれば、少ない演算量により、高い電力変換効率で動作することができる電力変換装置を提供できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の周波数探索範囲演算器の制御ブロックを示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の別の周波数探索範囲演算器の制御ブロックを示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置を構成する磁性部品および半導体素子の損失と駆動周波数の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の電力変換効率と駆動周波数の関係を説明するための図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における駆動周波数の決定手法を説明するための図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の周波数探索処理器の処理工程を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の周波数探索処理器の別の処理工程を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の周波数探索処理器の別の処理工程を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の別の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における負荷条件の変更に伴う動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態１による別の電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１によるさらに別の電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の周波数探索処理器の処理工程を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するための線図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の動作を説明するための線図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の周波数探索範囲演算器の制御ブロックを示す図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の別の周波数探索範囲演算器の制御ブロックを示す図である。 この発明の電力変換装置の制御器のハードウエア構成の一例を示すブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示すブロック図である。電力変換装置１００は、複数のスイッチング素子で構成されるインバータ１と、トランス２と、複数のダイオードで構成される整流回路３と、平滑リアクトル４と平滑コンデンサ５の出力フィルタで構成される。インバータ１は、制御器１０により制御される。図１の電力変換装置１００は、いわゆるＤＣ／ＤＣコンバータを構成している。

インバータ１は、直流電源６の直流電圧を交流電圧に変換し、トランス２に入力する。ここで、インバータ１は４つのスイッチング素子で構成され、上側アームと下側アームのスイッチング素子を直列接続したレグが２つ並列接続された回路からなる。インバータ１の上側アームの端部と下側アームの端部が、それぞれ入力端子のプラス側および入力端子のマイナス側となっており、これらの入力端子間に直流電源６の出力電圧が印加されている。また、右レグの上側アームと下側アームとの接続点、および左レグの上側アームと下側アームとの接続点が、それぞれインバータ１の出力端子となっており、インバータ１の出力端子間の電圧がトランス２の一次側コイルに印加される。なお、インバータ１に用いられるスイッチング素子として、帰還ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードはＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。

トランス２は、１次側に入力された交流電圧を、電気的に絶縁するとともに２次側で昇圧または降圧された交流電圧に変圧して整流回路３に出力する。整流回路３は、トランス２から入力される交流電圧を整流する。ここで、整流回路３は４つのダイオード素子で構成され、上側アームと下側アームのダイオード素子を直列接続したレグを２つ並列接続した回路からなる。整流回路３の右レグの上側アームと下側アームとの接続点、および左レグの上側アームと下側アームとの接続点が、それぞれトランス２の二次側コイルからの入力端子となる。また、整流回路３の上側アームの端部と下側アームの端部が、それぞれ出力端子のプラス側および出力端子のマイナス側となっている。出力端子のプラス側の先に平滑リアクトル４が接続され、出力端子のマイナス側と平滑リアクトル４の他端との間に平滑コンデンサ５が接続されている。なお、出力端子のマイナス側の先に平滑リアクトル４が接続され、出力端子のプラス側と平滑リアクトル４の他端との間に平滑コンデンサ５が接続されても良い。平滑リアクトル４と平滑コンデンサ５は、整流回路３から入力される電圧の交流成分を除去し、負荷７に直流電力を供給する。

直流電源６は、直流電力をインバータ１に供給するものであり、直流電力を供給できればどのようなものでもよく、例えば、太陽電池、２次電池などがある。また、ＡＣ／ＤＣコンバータのような直流電力を出力する電力変換器であってもよい。負荷７は、電力変換装置１００から直流電力を供給される抵抗負荷、またはバッテリー負荷のようなものである。

入力側検出器８は、インバータ１の入力側に印加する電圧とインバータ１の入力側に流入する電流を測定するための検出器であり、検出した直流電圧・直流電流を制御器１０に検出信号として出力する。なお、入力側検出器８は、制御の方法、あるいは制御の条件により、直流電圧のみを検出、あるいは直流電流のみを検出する検出器であっても良い場合がある。すなわち、入力側検出器８はインバータ１に入力される直流の電流、電圧のうち必要な入力パラメータを検出する検出器である。出力側検出器９は、負荷７の印加電圧と負荷７に流入する電流を測定するための検出器であり、検出した直流電圧・直流電流を制御器１０に検出信号として出力する。出力側検出器９も、制御の方法、あるいは制御の条件により、直流電圧のみを検出、あるいは直流電流のみを検出する検出器であっても良い場合がある。すなわち、出力側検出器９は電力変換装置１００から出力される直流の電流、電圧のうち必要な出力パラメータを検出する検出器である。

制御器１０は、デューティ演算器１１と、周波数探索範囲演算器１２と、周波数探索処理器１３と、ゲート信号生成器１４とを備えており、入力側検出器８及び出力側検出器９の検出信号を用いてインバータ１のスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を出力する。デューティ演算器１１は、出力側検出器９の検出信号に基づいて、負荷７の条件に応じた出力電圧、もしくは出力電流どちらか一方の指令値を演算し、演算された指令値に追従するようにインバータ１のスイッチング素子のゲート信号を生成するためのデューティを演算して、ゲート信号生成器１４に出力する。

ゲート信号生成器１４は、周波数探索処理器１３から入力された駆動周波数に対応する搬送波を生成し、デューティ演算器１１から入力されたデューティ信号を用いてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、インバータ１の各スイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成し、各スイッチング素子のゲートに向けてゲート信号を出力する。

制御器１０は、負荷７の状態が変化したとき、すなわち電力変換装置１００の動作状態が変化したとき、電力変換効率が最大となる周波数に駆動周波数を変化させて電力変換装置１００を動作させるよう構成している。このため、周波数探索処理器１３において駆動周波数の探索を行う。電力変換装置１００の動作状態が変化したとき、周波数探索範囲演算器１２が、周波数を変化させる前の電力変換装置１００の入力パラメータ、出力パラメータ、スイッチング素子のデューティなど、少なくとも一つのパラメータを用いて、探索する駆動周波数の下限値および上限値のそれぞれを演算して決定する。決定した下限値と上限値の範囲の周波数で、周波数探索処理器１３において、電力変換装置１００の動作状態の変化後における駆動周波数を探索する。探索後、探索により決定した駆動周波数で電力変換装置１００を動作させる。

なお、制御器１０は、具体的には、図２２に示すように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置１０１、演算処理装置１０１とデータをやり取りする記憶装置１０２、演算処理装置１０１と外部の間で信号を入出力する入出力インターフェース１０３などを備えている。演算処理装置１０１としてＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、および各種の信号処理回路等が備えられても良い。また、演算処理装置１０１として、同じ種類のもの、または異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置１０２として、演算処理装置１０１からデータを読み出しおよび書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置１０１からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入出力インターフェース１０３は、例えば、入力側検出器８や出力側検出器９から出力される信号を演算処理装置１０１に入力するＡ／Ｄ変換器、インバータ１に信号を出力するための駆動回路などから構成される。

そして、制御器１０が備える、デューティ演算器１１、周波数探索範囲演算器１２、周波数探索処理器１３、ゲート信号生成器１４の各機能は、演算処理装置１０１がＲＯＭ等の記憶装置１０２に記憶されたソフトウエア（プログラム）を実行し、記憶装置１０２、入出力インターフェース１０３などの他のハードウエアと協働することにより実現される。

次に、本実施の形態１による電力変換装置１００の動作を詳細に説明する。電力変換装置１００は、直流電源６から入力される直流電力を絶縁しながら昇圧または降圧して、負荷７に直流電力を供給する。電力変換装置１００内において、インバータ１では制御器１０から入力されるゲート信号に基づきスイッチング素子をオン・オフ制御して、直流電圧を交流電圧に変換する。その後、トランス２で電気的に絶縁しながら、１次側に入力された交流電圧を２次側で昇圧または降圧し、整流回路３で直流電圧へと整流する。整流後、平滑リアクトル４と平滑コンデンサ５で、交流成分を除去し、負荷７に直流電力を供給する。

インバータ１のスイッチング素子を駆動するためのゲート信号は、制御器１０内のゲート信号生成器１４において、デューティ信号と搬送波の比較によって生成される。また、デューティ信号は、デューティ演算器１１において出力側検出器９の検出信号を用いて、負荷７の条件に応じた出力電圧、もしくは出力電流どちらか一方の指令値に追従するように演算される。また、搬送波は、周波数探索処理器１３において入力側検出器８及び出力側検出器９の検出信号を用いて、周波数探索範囲演算器１２で決定した周波数探索範囲内において、電力変換装置１００の電力変換効率が最大となる駆動周波数を探索して求める。

ここで、周波数探索範囲演算器１２における周波数探索範囲の決定方法を説明する。図２に、周波数探索範囲演算器１２の制御ブロックの一例を示す。図２において、下限値演算器２０は、電力変換装置１００内の磁性部品の磁束密度が所定の値となる周波数を演算する。ここでは、対象とする磁性部品をトランス２として説明する。上限値演算器２１は、電力変換装置１００の入力電流値または出力電流値の高調波成分が所定の値となる周波数を演算する。

周波数探索範囲演算器１２では、入力側検出器８及び出力側検出器９の検出信号と、デューティ演算器１１で演算されたデューティ信号を用いて、周波数探索範囲の下限値と上限値を決定する。図２に示す周波数探索範囲演算器１２では、下限値をトランス２の磁束密度が、飽和磁束密度を超えない範囲で決定した値、すなわち磁束密度がその値を超えると、磁気飽和など不都合が生じる限界値となる周波数を演算により求める。下限値以上の周波数では、磁束密度が飽和磁束密度よりも小さくなるので、設計した動作が可能である。よってこの周波数を下限値として設定する。演算は、下限値演算器２０で下記の式（１）にしたがって、電力変換装置１００の入力電圧値とデューティ演算器１１で演算されたデューティ信号を用いて行う。式（１）で、Vinは電力変換装置１００の入力電圧値、Donはデューティ信号、Nはトランス２の巻数、Aeはトランス２の断面積、ΔBはトランス２の磁束密度である。なお、ここでは磁束密度を設定する対象をトランス２としたが、電力変換装置１００に含まれる磁性部品のうち、磁束密度が飽和する可能性がより高い磁性部品を対象とするのが良い。もし、平滑リアクトル４がトランス２よりも磁気飽和を起こす可能性が高い場合は、平滑リアクトル４を対象として下限値を求めるのが好ましい。
ｆmin=1/2*(Vin*Don)/(N*Ae*ΔB) ・・・・・・（１）

また、上限値を、電力変換装置１００の入力電流値と出力電流値の高調波成分が、予め定めた値となる周波数として演算して求める。電力変換装置１００の入力電流値と出力電流値の高調波成分を求めるとき、高調波次数をｎとすると、ｎはｎ＝２から適当な正の整数の範囲までとして高調波成分を求めればよい。また、高調波成分が大きくなる次数が予め予測できる場合は、ｎをその次数としてｎ次高調波成分により周波数の上限値を決定すればよい。演算は、上限値演算器２１で電力変換装置１００の入力電流波形と出力電流波形を用いて、フーリエ級数展開及びフーリエ変換により高調波成分の導出を行う。上述の予め定めた値としては、例えば高周波規格ＩＥＣ６１０００−３−２で定められている高調波次数を、周波数に換算し直し、ＩＥＣ６１０００−３−２で定められている高調波最大許容電流値を参考に、例えばｍ次高調波の周波数から（ｍ＋１）次高調波の周波数までの間の周波数帯における高調波最大許容電流値をｍ次高調波における高調波最大許容電流値と（ｍ＋１）次高調波における高調波最大許容電流値を結ぶ直線上の値として決定することが考えられる。駆動周波数を変化させても、負荷には同じ電力、あるいは同じ電流を供給しなければならないから、全電流値は大きく変化しないため、駆動周波数を変化させても全電流値は変化しないと仮定する。さらに、全電流値に対する高調波成分の割合も、導出した高調波成分と同じ割合であると仮定すれば、高調波成分が、許容電流値となる最も高い駆動周波数を演算により求めることができる。ＩＥＣ６１０００−３−２では、高調波の次数が高くなるほど、すなわち高調波の周波数が高くなるほど許容電流値が低く設定されているため、以上のようにして駆動周波数の上限を決めることができる。以上では高周波規格ＩＥＣ６１０００−３−２を参考にして、各周波数帯毎に高調波成分の最大許容電流値を設定して駆動周波数の上限を求めるようにしたが、これに限らず、周波数に対して、あるいは周波数帯毎に、高調波成分の許容値を設定することにより駆動周波数の上限を求めることができる。求めた上限値以下の周波数であれば、その駆動周波数で駆動したときの高調波の周波数は、上限値の周波数で駆動したときの同じ次数の高調波の周波数以下となるため、電力変換装置の動作が許容される。なお、入力電流、あるいは出力電流のいずれにおいて高調波成分が大きくなるか予測がつく場合は、入力電流および出力電流の両方で高調波成分を求める必要は無く、いずれか一方のみで良い。

以上のようにして、周波数探索範囲演算器１２で、電力変換装置１００の動作状態が変化したときの電力変換装置１００の動作パラメータに基づいて上限値・下限値を演算することで、周波数探索処理器１３で探索する周波数範囲を負荷７の状態に応じて可変とすることができる。

周波数探索範囲演算器１２での演算は、図３の制御ブロック図を用いても良い。図３において、周波数探索範囲演算器１２に入力される信号は、図２の場合と同様である。下限値演算器２２は、電力変換装置１００の出力電流値のリプル幅が予め定めた値となる周波数を演算により求める。上限値演算器２３は、ゲート信号のオフ時間が予め定めた値となる周波数を演算により求める。

ここでは、下限値を電力変換装置１００の出力電流値のリプル幅ΔIppが、負荷７の仕様を満たす範囲で、予め定めた値となる周波数として演算により求める。演算は、下限値演算器２２において、下記の式（２）に基づき電力変換装置１００の入力電圧値及び出力電圧値及びデューティ演算器１１で演算されたデューティ信号を用いて行う。式（２）で解るように、周波数が高くなると出力電流値のリプル幅ΔIppが小さくなる。よって、ΔIppが予め定めた値となる周波数を下限値として設定すれば、それ以上の周波数ではΔIppが予め定めた値以下となる。ここで、式（２）内のVinは電力変換装置１００の入力電圧値、Voutは電力変換装置１００の出力電圧値、Nは平滑リアクトル４の巻数、Donはデューティ信号、Lは平滑リアクトル４のインダクタンス値、ｆは半導体素子の駆動周波数である。
ΔIpp = 1/2*(Vin*N-Vout)*Don/L/f ・・・・・・（２）

また、上限値を、ゲート信号のオフ時間がデッドタイム以上の予め定めた値となる周波数として演算して求める。演算は、上限値演算器２３で下記の式（３）を満たす範囲で、デューティ演算器１１で演算されるデューティ信号を用いて行う。ここで、式（３）内のtｄはデッドタイムである。デッドタイムとは、フルブリッジ構成あるいはハーフブリッジ構成のような、上側アームと下側アームにそれぞれスイッチング素子を有するインバータにおいて、それぞれのスイッチング素子を交互にオン・オフするとき、両方のスイッチング素子が同時にオンしないように設定される時間であり、スイッチング素子の仕様などで決定される。Ｔoffはゲート信号のオフ時間であり、デューティ信号Donとスイッチング素子の駆動周波数ｆで表される。
Ｔoff = (1-Don)/2f > td ・・・・・・・（３）

図３に示す制御ブロックを用いても、図２と同様に周波数探索処理器１３で探索する周波数範囲を負荷７の状態に応じて可変とすることができる。また、周波数探索範囲の上限、下限を決定する方法の組み合わせとして、図２の下限値演算器２０と図３の上限値演算器２３を組み合わせても良く、図２の上限値演算器２１と図３の下限値演算器２２を組み合わせても良い。また、図２の下限値演算器２０と図３の下限値演算器２２とを備えておき、下限値として、図２の下限値演算器２０により求めた下限値と図３の下限値演算器２２により求めた下限値の大きい方、すなわち高い周波数を採用するようにしてもよい。同様に、図２の上限値演算器２１と図３の上限値演算器２３とを備えておき、上限値として、図２の上限値演算器２１により求めた上限値と図３の上限値演算器２３により求めた上限値の小さい方、すなわち低い周波数を採用するようにしてもよい。

図４Ａおよび図４Ｂに、駆動周波数に依存する各部品の損失の特性概略図を示す。駆動周波数に依存する損失は、スイッチング素子のスイッチング損失と、磁性部品の銅損及び鉄損になる。同じ動作条件で比較すると、図４Ｂに示すように、スイッチング損失と銅損は駆動周波数の上昇に伴い増加し、図４Ａに示すように、鉄損は駆動周波数の上昇に伴い減少する傾向がある。また、負荷７の状態に応じて電力変換装置１００の出力電圧値もしくは、出力電流値が変化するため、電力変換装置１００の損失もそれに応じて変化する。例として、図５に同電力条件において電力変換装置１００の出力電圧値が異なる場合の電力変換効率の駆動周波数変化特性を示す。出力電圧が高いほど、出力電流が低いため磁性部品の銅損が増加しにくくなり、また鉄損が小さいため、図４Ａおよび図４Ｂに示す関係から、駆動周波数が高い領域で電力変換効率が最大となる傾向にある。

周波数探索範囲演算器１２で、上記の演算を行うことにより電力変換装置１００の出力条件に応じて損失変化の傾向に沿うように探索範囲の限定を行うことができるため、実施の形態１による電力変換装置は、少ない演算量で高い電力変換効率となる駆動周波数を決定することができる。

また、本実施の形態１のようにスイッチング素子が複数あり、さらに磁性部品において巻線での損失がコアでの損失よりも支配的となる場合、一般的に駆動周波数が低いほどスイッチング素子のスイッチング損失及び磁性部品の銅損が小さくなるため、電力変換装置１００は低損失となる。この場合、下限値演算器２０または、下限値演算器２２で設定した下限値の周波数を、周波数探索処理器１３において決定する駆動周波数とする。例えば、下限値演算器２０において、磁性部品の磁束密度を飽和磁束密度手前に設定し、周波数探索処理器１３で駆動周波数を下限値の周波数に制御することで、どの負荷状態においても磁束密度が、飽和磁束密度の手前の磁束密度となる。よって、図６の上段の線図に示す低出力電圧条件、および図６の下段の線図に示す高出力電圧条件のように、負荷７が変化しても、下限値として設定された駆動周波数で動作させることで、磁性部品の磁束密度が飽和磁束密度以下となる範囲における最も高い電力変換効率点で動作することが可能となる。

なお、上記の条件を満たす電力変換装置ではない場合においては、図５に示す曲線と近い傾向になるものの、最低周波数での駆動が必ずしも最高効率動作となるとは限らない。高い電力変換効率点で電力変換装置１００を動作させるためには、周波数探索処理器１３で駆動周波数の探索を行うことが望ましい。

次に、探索を行う場合の周波数探索処理器１３の動作を、図７に示すフローチャートを用いて説明する。まず、ステップＳ１で、周波数を周波数探索範囲演算器１２で決定した下限値に設定する。ステップＳ２で、入力側検出器８と出力側検出器９から電力変換装置１００の入力電圧Vinと入力電流Iinと出力電圧Voutと電流Ioutを検出する。ステップＳ３で、入力電力Pin=Vin×Iinと、出力電力Pout=Vout×Ioutを算出し、それを用いて電力変換効率Pout/Pinを算出する。ステップＳ４で、ステップＳ３で算出した電力変換効率Pout/Pinを制御器１０内に記録する。ステップＳ５で、駆動周波数が周波数探索範囲演算器１２で決定した上限値以上であるかどうかを判定し、ステップＳ６で、上限値以上でなければ、駆動周波数を周波数変化量Δｆだけ上限値側へ変化させる。ステップＳ２から上記の動作を繰り返し行い、上限値以上であればステップＳ７へ移行する。ステップＳ７で、周波数探索範囲演算器１２で決定した範囲内において最大電力変換効率点の周波数を判定し、周波数探索処理器１３の出力とする。なお、周波数変化量Δｆは、下限値から上限値の周波数範囲を基準として、例えばその周波数範囲の１／１０あるいは１／１００などとして設定する、あるいは固定値として適切な周波数変化量として予め設定する、など、種々の設定方法が考えられる。

ここで、最大電力変換効率点というのは、同時に電力変換装置１００の最小損失点であるため、図７に示すフローチャートのステップＳ３とＳ４の工程を、図８のステップＳ３０、Ｓ４０、Ｓ５０のように、合計損失を算出して記録するようにし、ステップＳ７０において、電力変換装置１００の損失が最小となる周波数を判定し、周波数探索処理器１３の出力としても良い。

図８に示す周波数探索処理器１３のフローチャートについて、詳細を説明する。まず、電力変換装置１００の損失について説明する。本実施の形態１では、インバータ１と整流回路３を構成している半導体素子の損失とトランス２と平滑リアクトル４の磁性部品の損失、電力変換装置入出力部にあるフィルタの損失、配線パターンの損失が主にある。半導体素子の損失には、スイッチング損失と導通損失があり、磁性部品の損失には、鉄損と銅損がある。これら損失において、駆動周波数に依存して損失が変化するものに半導体素子のスイッチング損失と磁性部品の鉄損と銅損がある。

一般的に、スイッチング損失Pswは下記の式（４）で示される。式（４）内のVはスイッチング素子の印加電圧、Iavgはスイッチング素子の通流電流の平均値、tonはスイッチング素子のターンオン時間、toffはスイッチング素子のターンオフ時間、ｆはスイッチング素子の駆動周波数である。また、鉄損Pcoreは下記の式（５）で示される。式（５）内のVcoreは磁性部品の印加電圧、Nは磁性部品の巻数、Aeは磁性部品の実効断面積、Tは磁性部品の電圧印加時間である。ここで、電圧印加時間Tは、T=1/fで表される。また、銅損Pcuは下記の式（６）で示される。高調波の各次数において、損失を算出し、合算したものが銅損となる。式（６）内のIcuは磁性部品の巻線を通流する電流の実効値、Rcuは磁性部品の巻線抵抗値である。ここで、Rcuの大きさは駆動周波数に依存し、回路の駆動周波数が高くなるほど大きくなっていく傾向がある。
Psw=1/2*V*Iavg*(ton+toff)*f ・・・・・・・（４）
Pcore=(Vcore*T)/(N*Ae) ・・・・・・・・・（５）
Pcu=Σ（Rcu*Icu^2） ・・・・・・・・・・（６）

上記の考えを踏まえて、図８のフローチャートを説明する。なお、図８のＳ３０〜Ｓ５０、およびＳ７０以外は図７と同様の工程であるため、説明は割愛する。ステップＳ３０で、式（４）からスイッチング素子のスイッチング損失を、式（５）から磁性部品の鉄損を、式（６）から磁性部品の銅損を算出する。各式において、電圧値及び電流値及び周波数に関係する項以外は事前の設計段階で決定されるものであるため、それらの値の他に、入力側検出器８と出力側検出器９からの検出信号を用いて式（４）〜（６）を演算する。ステップＳ４０において、ステップＳ３０で算出した各損失を合算し、駆動周波数に関連する全損失を算出する。ステップＳ５０において、ステップＳ４０で算出した全損失を制御器１０内に記録する。ステップＳ７０で、最小損失点の周波数を判定し、周波数探索処理器１３の出力とする。

図７もしくは図８に示すフローチャートのどちらか一方を経ることで、本発明の電力変換装置１００は、図９Ａおよび図９Ｂに示すように周波数探索範囲演算器１２で決定した範囲内において最大電力変換効率（図９Ａ）もしくは最小損失（図９Ｂ）となる駆動周波数でインバータ１のスイッチング素子を駆動することができる。図７及び図８に示した探索のやり方は、図９Ａおよび図９Ｂに示すような、電力変換装置１００の駆動周波数と電力変換効率もしくは装置損失との関係を表す曲線が３次曲線以上の場合に特に有効となる。

次に、曲線が２次曲線の場合における周波数探索処理器１３の動作を図１０に示すフローチャートで説明する。電力変換装置１００内の１つの部品損失が支配的になる場合、例えば、本実施の形態１でトランス２の損失が装置全体の損失において支配的な場合、曲線は２次曲線となる。２次曲線の場合、変曲点が１点のみとなるため、周波数探索範囲の下限から上限までのすべてで探索を行う必要がない。そのため、図１０に示すような処理工程をとることができる。

ステップＳ１０で、現在の駆動周波数を確認する。ステップＳ１１で、駆動周波数が周波数探索範囲演算器１２で決定した範囲内にあるか、あるいは下限値以下か、あるいは上限値以上かを判定し、下限値以下なら下限値から、上限値以上なら上限値から、下限値と上限値との範囲内なら現在の動作点から探索を開始する。このステップを踏むことで、余分な探索範囲を排除して探索を行うことができる。このステップＳ１１では、入力側検出器８及び出力側検出器９から電力変換装置の入力電圧Vin、入力電流Iin、出力電圧Vout、電流Ioutを検出し、入力電力Pin=Vin×Iinと、出力電力Pout=Vout×Ioutを算出し、それを用いて電力変換効率Pout/Pinを算出しておく。

次に、ステップＳ１２として、下限値を始点に動作を開始した場合は、駆動周波数を設定した周波数変化量Δｆだけ上げ、上限値を始点に動作を開始した場合は、駆動周波数をΔｆだけ下げる。また、現在の動作点を始点に動作を開始した場合は、駆動周波数を上下にΔｆ移動させた時に電力変換効率が高くなる方向へ周波数をΔｆだけ変化させる。このステップＳ１２では、駆動周波数を変化させた後、電力変換効率を算出しておく。ステップＳ１２を実行後、ステップＳ１３で、算出した電力変換効率が、それより１つ前に算出した値よりも高いか低いかを判定する。高い場合には（ステップＳ１３ Ｙ）ステップＳ１４に移行し、前回変化させた方向と同じ方向にΔｆだけ周波数を変化させ、電力変換効率を算出する。Δｆだけ周波数を変化させて変化させる前よりも電力変換効率が下がるまで、ステップＳ１４とステップＳ１３を繰り返す。

ステップＳ１３における判定において、電力変換効率が１つ前の電力変換効率と同じか低くなった場合（ステップＳ１３ Ｎ）、ステップＳ１５に移行し、その前に変化させた方向とは逆方向にΔｆ／２だけ周波数を変化させ、電力変換効率を算出する。ステップＳ１６において、ステップＳ１５で算出した電力変換効率と、周波数をΔｆ／２だけ変化させる前の電力変換効率を比較し、電力変換効率が高い方の周波数を出力する。

図１０に示すフローチャートにおいても図７の処理工程を図８の処理工程に変更したように、電力変換装置１００の電力変換効率を算出するのではなく、電力変換装置１００の部品損失を算出し、最小損失点となる駆動周波数を探索しても良い。図１１Ａおよび図１１Ｂに、図１０に示すフローチャートにより、電力変換効率が最大点を探索する様子（図１１Ａ）、および、電力変換効率を最大とする代わりに、最小損失点を探索する様子（図１１Ｂ）、をイメージ的に示す。図１１Ａおよび図１１Ｂに示すように、本発明の実施の形態１の電力変換装置１００によれば、周波数探索範囲演算器１２で決定した範囲内の最大電力変換効率もしくは最小損失となる駆動周波数でインバータ１のスイッチング素子を駆動することができる。

実際の電力変換装置１００の動作を考慮した場合、負荷７の状態は一様ではない。ここで、同電力条件において、負荷７へ印加される電力変換装置１００の出力電圧が低電圧から高電圧へと変化した場合の本発明の動作を図１２で説明する。図１２では、電力変換装置１００の駆動周波数と電力変換効率との関係を表す曲線が２次曲線の場合を例とする。

図１２の上段の線図に示すように、電力変換装置１００が低出力電圧条件において最大電力変換効率点で動作している状態のときに、図１２の下段の線図に示すような高出力電圧条件に負荷７が変化した場合を想定する。この場合、現状の動作点が周波数探索範囲演算器１２で定めた高出力電圧条件時の下限値よりも低い周波数に位置しているので、制御器１０が図１２の下段の負荷条件を認識した時点で、探索開始点を高出力電圧条件時の下限値とする。その後、図７、あるいは図８、あるいは図１０に示すフローチャートを経て、高出力電圧条件時の最大電力変換効率点へ達する。

以上のように、低出力電圧条件において動作していた周波数から、高出力電圧条件における下限値の周波数の間は探索する必要が無い。したがって、本発明を適用することで、周波数探索範囲を限定しない場合に比べ、最大電力変換効率の探索に要する演算量を短縮することができ、すばやく高い電力変換効率点で動作できる。

なお、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成は、図１３に示すようにトランス２の２次側巻線に中点を設け、整流回路３をセンタータップ方式の構成にも適用することが可能である。また、本発明の実施の形態１による電力変換装置のインバータの構成は、４つのスイッチング素子で構成されるフルブリッジ構成ではなく、左右レグどちらか一方を用いて２つのスイッチング素子で構成されるハーフブリッジ構成でも適用することが可能である。あるいは、図１４に示すようにインバータ１が１個のスイッチング素子で構成される一石型フォワードコンバータにおいても適用することが可能である。また、インバータ１内のスイッチング素子の制御方式は、ＰＷＭ制御だけでなく、その他の制御を用いても良い。ただし、図１４に示すスイッチング素子が１個の場合、式（３）によりデッドタイムを用いて上限値を決定する方法は採用できない。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図に基づいて説明する。始めに、実施の形態２による電力変換装置である昇圧チョッパの回路構成を、図１５を用いて説明する。なお、図１５において、図１に示す構成と同じ機能を有する箇所には同じ符号を付している。

図１５において、電力変換装置２００は、１つのスイッチング素子で構成されるインバータ１と、１つのダイオードで構成される整流回路３と、インダクタ１５と、平滑コンデンサ５と、入力側検出器８と、出力側検出器９で構成される。インバータ１は、直流電源６の直流電圧を交流電圧に変換する。整流回路３は、インバータ１から出力される交流電圧を整流する。インダクタ１５は、インバータ１が電力を送電していない間エネルギーを充電し、インバータ１が電力を送電している間蓄積したエネルギーを放電する。平滑コンデンサ５は、整流した電圧から交流成分を除去し、負荷７に直流電力を供給する。

次に、実施の形態２の動作について説明する。電力変換装置２００は、直流電源６から入力された直流電圧を昇圧して負荷７に供給する。インバータ１では制御器１０で生成されたゲート信号に基づき、スイッチング素子をオン・オフ制御することで直流電源６の直流電圧を交流電圧に変換し、整流回路３で交流電圧を整流する。その際、インダクタ１５で、インバータ１が電力を送電していない間エネルギーを充電し、インバータ１が電力を送電している間エネルギーを放電することで、昇圧した直流電圧を生成する。平滑コンデンサ５において、直流電圧の交流成分を除去し、負荷７に直流電力を供給する。

制御器１０の構成は、実施の形態１で説明した制御器１０の構成、動作と同様である。ただし、本実施の形態２では、インバータ１のスイッチング素子が１個であるため、スイッチング素子を駆動する制御器１０の出力は一つとなっている。インバータ１のスイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する過程、特に駆動周波数を決定する過程は実施の形態１と同様であり、周波数探索範囲演算器１２により決定した周波数範囲内で、電力変換効率が最大、あるいは損失が最小となる周波数を探索して駆動周波数を決定する。ただし、スイッチング素子が１個であるため、式（３）によりデッドタイムを用いて上限値を決定する方法は採用できない。決定した駆動周波数のゲート信号によりスイッチング素子をオン・オフ制御する。

また、本発明の実施の形態２による電力変換装置の構成は、図１５の各素子を並び替えて接続し、直流電源６から供給される直流電圧よりも低い直流電圧を負荷７に供給することができる降圧チョッパの回路構成にも適用することが可能である。

以上説明したように、本発明は、実施の形態１のような、装置内にトランスがある絶縁形の電力変換装置１００でも、実施の形態２のような、装置内にトランスが無く、非絶縁形で、磁性部品としてインダクタ１５のみの電力変換装置２００でも適用が可能である。

実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３による電力変換装置を図に基づいて説明する。始めに、ＤＣ／ＤＣコンバータ前段にＡＣ／ＤＣコンバータが接続された実施の形態３の電力変換装置３００の回路構成を、図１６を用いて説明する。図１６において、電力変換装置３００は、交流電源１７から入力される交流電力を、直流電力に変換して負荷７に供給する。前段のＡＣ／ＤＣコンバータ１６は、交流電源１７の交流電力を高力率に制御しながら直流電力へと変換する機能を有する電力変換器である。交流電源１７は、交流電力を出力するものであり、例えば１００Ｖや２００Ｖの系統システムである。平滑コンデンサ１８は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１６から出力される直流電力の交流成分を除去し、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１９へ電力伝送を行う。

後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１９は、実施の形態１で説明した電力変換装置１００の構成をとり、入力された直流電圧を昇圧または降圧して負荷７に出力する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の回路構成に関しては実施の形態１と同様の構成をとるため、説明を省略する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９の回路構成は実施の形態２の回路構成をとっても良い。

次に、本実施の形態の動作について説明する。電力変換装置３００は、前段のＡＣ／ＤＣコンバータ１６で交流電源１７の交流電力を高力率に制御しながら直流電力へと変換し、平滑コンデンサ１８で前段のＡＣ／ＤＣコンバータ１６の出力直流電力を安定化させ、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ１９で直流電圧を昇圧または降圧して負荷７に直流電力を供給する。制御器１０の構成は実施の形態１の図１に示した制御器１０の構成と同様である。ただし、制御器１０に、入力側第二検出器３０の検出信号が入力される。制御器１０の主な動作においては、周波数探索処理器１３の動作以外は、実施の形態１と同様である。

入力側第二検出器３０の検出信号を用いて、制御器１０が交流電源１７から入力される交流電力Pac inを一定に制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９から負荷７に出力される直流電圧が一定で制御されている場合を考える。このような用途として、負荷がバッテリーであり、電力変換装置からバッテリーに充電するような用途がある。この場合、負荷７に出力される直流電流の値に応じて、同じ変化率で電力変換効率が変動する。出力直流電流が高い程電力変換効率が高くなり、出力直流電流が低い程電力変換効率が低くなると考えられる。そのため、実施の形態３では、実施の形態１で示した図７及び図８及び図１０のフローチャートの他に、図１７に示すフローチャートで周波数探索処理器１３の処理を行っても良い。

図１７に示すフローチャートについて説明する。なお、図１７のステップＳ１０、ステップＳ１１は、図１０のフローチャートと同様の動作である。ただし、図１０では各動作点で電力変換効率を算出したが、図１７では、各動作点で出力電流値を検出し、出力電流値を比較する。ステップＳ２２において、駆動周波数を探索範囲内において周波数変化量Δｆだけ上下どちらか一方に変化させ、出力電流Ioutを検出する。ステップＳ２３において、検出した出力電流Ioutが、それより１つ前に検出した値よりも大きいか大きくないかを判定する。大きい場合には（ステップＳ２３ Ｙ）ステップＳ２４に移行し、前回変化させた方向と同じ方向にΔｆだけ周波数を変化させ、出力電流を検出する。Δｆだけ周波数を変化させて変化させる前よりも出力電流が小さくなるまで、ステップＳ２４とステップＳ２３を繰り返す。

ステップＳ２３における判定において、出力電流が１つ前の出力電流と同じか小さくなった場合（ステップＳ２３ Ｎ）、ステップＳ２５に移行し、その前に変化させた方向とは逆方向にΔｆ／２だけ周波数を変化させ、出力電流を検出する。ステップＳ２６において、ステップＳ２５で検出した出力電流と、周波数をΔｆ／２だけ変化させる前の出力電流を比較し、出力電流が大きい方の周波数を出力する。本実施の形態３によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９が高い電力変換効率で動作することができるため、電力変換装置３００全体としても高い電力変換効率で動作することができる。

なお、上記と同様の考えのもと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１９から負荷７に出力される直流電力が一定となるよう制御される場合において、交流電源１７から入力される交流電圧が一定で制御されている場合、交流電源１７から入力される交流電流値に応じて、同じ変化率で電力変換効率が変動する。入力交流電流が高い程電力変換効率が低くなり、入力交流電流が低い程電力変換効率が高くなると考えられる。そのため、図１７に示すフローチャートにおける検出信号を、出力直流電流Ioutであったのを、入力側第二検出器３０によって検出される入力交流電流へと変更し、入力交流電流が低くなる周波数を探索するように周波数探索処理器１３の処理を行っても良い。

実施の形態４．
実施の形態４では、周波数探索範囲演算器１２の出力方法の変形例を説明する。図１８の上段の線図は、負荷への出力電圧が時間的に変化している様子を示している。図１８の下段の線図は、周波数探索範囲演算器１２から出力される、周波数範囲の下限値の時間変化を示す図である。例えば、負荷が変動して、負荷への出力電圧が図１８の上段に示すように変化した場合、周波数探索範囲演算器１２で演算された周波数範囲の下限値が図１８の下段の破線で示すように変化したとする。実施の形態１においては、周波数探索範囲演算器１２からは下限値として、例えば破線で示す値を出力する。下限値の演算では、装置の出力電圧値・出力電流値もしくは、装置の入力電圧値・入力電流値、または、それらを用いて演算される値を使用している。その場合、入力側検出器８、または出力側検出器９にて少なからず検出値にノイズ成分が重畳することとなり、図１８の下段の破線で示す波形のように周波数探索範囲演算器１２の出力が振動した不安定なものになることが想定される。本実施の形態４では、周波数探索範囲演算器１２からは周波数範囲の下限値として実線で示す値を出力する。すなわち、負荷への出力電圧について、その負荷における最小値と最大値を設定し、最小値と最大値の間で複数の領域に分割し（図１８では領域１、領域２、領域３、領域４の４領域に分割）、測定された出力電圧の値がある領域内を変動しているときは、周波数探索範囲演算器１２から出力する下限値は変化させない。測定された出力電圧の値が、ある領域から隣の領域に、領域の境界を跨いで変化した場合、境界を跨いだときに下限値を演算して決定し、決定した下限値を新しい領域内における下限値として周波数探索範囲演算器１２から出力する。その後、測定された出力電圧の値がその領域内を変動しているときは、下限値を変化させない。このように、下限値を、測定された出力電圧が分割された領域を跨ぐ毎に決定して出力することで、周波数探索範囲演算器１２の出力を安定させることができる。図１８では、領域を４つに分けて出力するように設定しているが、設定する領域の数は任意の数でよい。領域の数を増やすほど離散的な変化から連続的な変化となるため、負荷の変化に対して精度良く最大効率点に到達することができる。

上記では、下限値を例に説明したが、上限値についても同様に、例えば負荷への出力電圧について、その負荷における最小値と最大値を設定し、最小値と最大値の間で複数の領域に分割して、出力電圧が領域の境界を跨ぐ毎に上限値を決定して更新して出力するようにしてもよい。さらに、上記では負荷への出力電圧を指標パラメータとして出力電圧の値を、その負荷における最小値から最大値までの間で複数の領域に分割した例で説明したが、上限値、下限値の決定方法に対して、負荷の指標パラメータとして、負荷への出力電流、あるいは負荷への出力電力を用いてもよい。また、上限値を決定するのに用いる指標パラメータと、下限値を決定するのに用いる指標パラメータとが異なるパラメータであってもよい。なお、下限値、上限値、両方に上記の出力方法を適用しても、いずれか一方のみに上記の出力方法を適用してもよい。

このように、負荷への出力電力、出力電流、出力電力といった負荷の指標パラメータの値について、負荷に対応して設定した最小値と最大値の間を複数の領域に分割し、負荷の指標パラメータの値が領域の境界を跨ぐ毎に下限値または上限値を演算して出力する。負荷の指標パラメータの値が領域内の値の間は変化させないことにより、周波数探索範囲演算器１２の出力を安定させることができる。

実施の形態５．
本実施の形態５は、図１６に示した、交流電源から入力される交流電力を直流電力に変換して負荷に出力する電力変換装置における、周波数探索範囲演算器１２の出力方法についての実施の形態である。交流電源から入力される交流電力を直流電力に変換して負荷に出力する実施の形態である実施の形態３においても、実施の形態１及び実施の形態２と同様に、周波数探索範囲演算器１２で演算される上限値および下限値の負荷に対する傾向は図１９の破線で示すように振動的な波形のようになる。本実施の形態５では、図２０および図２１に示すように、図２、図３で示される下限値演算器と上限値演算器の後段に、交流電源の交流の周期に同期して出力を更新するフィルタ２４を設ける。すなわち、実施の形態３で説明した図１６に示す装置前段のＡＣ/ＤＣコンバータ１６の交流入力電圧の周期に同期して、下限値および上限値を決定して出力し、１周期の間はその出力の値を保持する。この場合の出力は、図１９の実線で示すようになる。交流電源１７が系統システムの場合、交流電圧は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周期となる。このため、数ｋＨｚから数百ｋＨｚでスイッチングを行うＤＣ/ＤＣコンバータにとって、高周波のノイズ成分を十分除去できる周期で下限値および上限値を決定して出力することができ、振動的な出力になることを防ぐことができる。本実施の形態５では、実施の形態４と比べ、負荷の指標パラメータについて複数の領域設定を必要とせず高周波のノイズ成分を十分除去することができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１ インバータ、２ トランス、３ 整流回路、４ 平滑リアクトル、５ 平滑コンデンサ、６ 直流電源、７ 負荷、８ 入力側検出器、９ 出力側検出器、３０ 入力側第二検出器、１０ 制御器、１１ デューティ演算器、１２ 周波数探索範囲演算器、１３ 周波数探索処理器、１４ ゲート信号生成器、１５ インダクタ、１６ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１７ 交流電源、１８ 平滑コンデンサ、１９ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０、２２ 下限値演算器、２１、２３ 上限値演算器、２４ フィルタ、１００、２００、３００ 電力変換装置、

Claims (15)

1. スイッチング素子をオン・オフ制御することにより直流を前記スイッチング素子の駆動周波数の交流に変換するインバータと、このインバータにより変換された交流を直流に変換する整流回路と、コイルを有する磁性部品とを備えた電力変換装置であって、当該電力変換装置の動作状態が変化したとき前記駆動周波数を変化させる電力変換装置において、
   前記インバータに入力される直流の入力パラメータを検出する入力側検出器と、当該電力変換装置から出力される直流の出力パラメータを検出する出力側検出器と、
   前記スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティを演算するデューティ演算器と、
   前記動作状態の変化後における前記駆動周波数を決定するために探索する周波数範囲の上限値および下限値のそれぞれを、前記入力側検出器で検出された前記入力パラメータ、前記出力側検出器で検出された前記出力パラメータ、前記デューティ演算器で求めたパラメータであるデューティのうち、少なくとも一つのパラメータを用いて決定する周波数探索範囲演算器と、
   前記周波数探索範囲演算器において決定された周波数範囲内で、前記動作状態の変化後における前記駆動周波数を探索して決定する周波数探索処理器と
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記周波数探索処理器は、当該電力変換装置の電力変換効率が最大となる周波数を探索することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記周波数探索処理器は、当該電力変換装置の損失が最低となる周波数を探索することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記インバータの前段に、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータを備え、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電力が一定になるよう制御され、かつ当該電力変換装置の出力電圧が一定になるよう制御されている場合において、前記周波数探索処理器は、前記出力側検出器で検出された出力電流が最大となる周波数を探索することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記インバータの前段に、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータを備え、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が一定になるよう制御され、かつ当該電力変換装置の出力電力が一定になるよう制御されている場合において、前記周波数探索処理器は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流が最小となる周波数を探索することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記周波数探索範囲演算器は、前記磁性部品の磁束密度が予め設定した値となる周波数を前記下限値として決定することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記磁性部品は、前記インバータの出力と前記整流回路の間に設けられたトランスであることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記磁性部品は、前記整流回路の出力側に設けられたインダクタであることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
9. 前記周波数探索範囲演算器は、当該電力変換装置の出力電流のリプル幅が予め設定した値となる周波数を前記下限値として決定することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記周波数探索範囲演算器は、前記入力側検出器により検出された入力電流または前記出力側検出器により検出された出力電流の高調波成分に基づいて前記上限値を決定することを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記インバータが、直流入力端子間に、それぞれ前記スイッチング素子を備えた上側アームと下側アームが直列に接続された構成であり、前記上側アームのスイッチング素子と前記下側アームのスイッチング素子とが同時にオンしないようにデッドタイムが設定されており、前記周波数探索範囲演算器は、前記デューティ演算器により演算されるデューティから求めた前記スイッチング素子のオフ時間が、デッドタイム以上となる条件に基づいて前記上限値を決定することを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記周波数探索処理器は、前記周波数探索範囲演算器が決定した前記下限値と前記上限値の間で、設定した周波数変化量で前記駆動周波数を順次変化させながら当該電力変換装置を動作させて、前記動作状態の変化後における前記駆動周波数を探索して決定することを特徴とする請求項１から１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記周波数探索処理器は、前記周波数探索範囲演算器が決定した前記下限値を前記動作状態の変化後における前記駆動周波数として決定することを特徴とする請求項６から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 前記周波数探索範囲演算器は、当該電力変換装置から負荷に出力される出力電圧、出力電流、出力電力のいずれかの指標パラメータの値について、前記負荷における最小値と最大値を設定し、設定した最小値と最大値の間を複数の領域に分割し、測定された前記指標パラメータの値が前記領域の境界を跨ぐ毎に、前記上限値または前記下限値を決定して前記周波数探索処理器に出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
15. 前記インバータの前段に、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータを備え、前記周波数探索範囲演算器は、前記交流の交流電圧の１周期毎に前記上限値および前記下限値を決定して前記周波数探索処理器に出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

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