KR20240035880A - 비격리 양방향 전력 변환기들의 제어를 위한 시스템들 및 방법들 - Google Patents
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Abstract
교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N > 1)를 포함하는 전력 변환기 시스템 및 방법을 포함하는 구현들이 개시된다. 시스템 및 방법은 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터를 더 포함하고, 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속된다. 제어 시스템은 수신된 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력하기 위해 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동한다. 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동한다. 전력 변환기는 모터를 구동하기 위한 견인 모드 또는 DC 소스를 충전하기 위한 충전 모드에서 동작하는 양방향 동작을 가질 수 있다.
Description
관련 출원들에 대한 상호 참조
본 출원은 2021년 7월 27일에 출원된 미국 가출원 제63/226,136호, 2021년 9월 10일에 출원된 미국 가출원 제63/242,840호, 2022년 5월 25일에 출원된 미국 가출원 제63/345,896호, 2022년 6월 13일에 출원된 미국 가출원 제63/351,768호, 2021년 7월 27일에 출원된 미국 가출원 제63/226,059호, 2021년 10월 21일에 출원된 미국 가출원 제63/270,311호, 및 2022년 3월 11일에 출원된 미국 가출원 제63/319,122호의 우선권을 주장하며, 이들 각각은 그 전체가 본 명세서에 참조로 포함된다.
연방 후원 연구에 관한 진술
본 발명은 국립 과학 재단(National Science Foundation)에 의해 수여된 1653574 하의 정부 지원으로 이루어졌다. 정부는 본 발명에 특정 권리들을 갖는다.
다양한 타입의 전력 변환기(power converter)들이 많은 산업 및 상황에서 생산되고 이용되어 왔다. 예시적인 전력 변환기들은 교류(alternating current)(AC)-직류(direct current)(DC) 정류기들, DC-AC 인버터들(inverters), 및 DC-DC 변환기들을 포함한다. AC/DC 정류기들이라고도 지칭되는 AC-DC 정류기들은 AC 전력을 DC 전력으로 변환한다. DC/AC 인버터들이라고도 지칭되는 DC-AC 인버터들은 DC 전력을 AC 전력으로 변환한다. 전력 변환기들은, AC 그리드 전력 소스(grid power source)로부터의 AC 전력을 배터리를 충전하기 위한 DC 전력으로 정류하거나, 배터리로부터의 DC 전력을 AC 전력으로 반전시켜 모터를 구동하거나 AC 그리드에 AC 전력을 공급하는 등의, 다양한 목적을 위해 이용될 수 있다. 또한, 전력 변환기들은, 예컨대, 전기 차량, 엔진 발전기, 태양 전지판 등에서의 또는 그것에 연결된 다양한 상황들에서 이용될 수 있다.
전력 변환기들은 다른 특성들 중에서 전력 변환 효율, 전력 밀도, 및 비용과 관련하여 설명될 수 있다. 일반적으로, 더 높은 전력 효율, 더 높은 전력 밀도, 및 더 낮은 비용을 갖는 전력 변환기들을 갖는 것이 바람직하다. 매우 효율적인 전력 변환기는 상당한 에너지 손실 없이 전력을 (예를 들어, AC를 DC로, DC를 AC로, 및/또는 DC를 DC로) 변환할 수 있다. 저효율 전력 변환기는 전력 변환 동안 더 높은 에너지 손실을 겪는다. 그러한 에너지 손실은, 예를 들어, 전력을 변환하면서 전력 변환기에 의해 생성된 열로서 나타날 수 있다. 전력 변환기, 인덕터, 또는 다른 전자 컴포넌트에 대한 전력 효율은 0과 100% 사이의 백분율로서 표현될 수 있고, 컴포넌트에 대한 전력 입력 및 컴포넌트로부터의 전력 출력에 기초하여, 방정식: 
을 이용하여 결정될 수 있다. 높은 전력 밀도를 갖는 전력 변환기는 전력 변환기에 의해 점유되는 물리적 공간에 비해 전력 변환기에 의해 출력되는 전력의 비율이 높다. 전력 밀도는 방정식: 
을 이용하여 계산될 수 있다.
금전적 비용 및 환경적 비용을 포함한 에너지 비용은, 전력 변환기들을 포함하는 많은 산업에 걸쳐 계속 중요한 인자이다. 따라서, 전력 변환기에 대한 전력 효율의 (예를 들어, 1/10 퍼센트의) 약간의 증가조차도 상당하고 매우 바람직할 수 있다. 유사하게, 전력 변환기의 물질 및 크기의 감소가 상당하고 매우 바람직할 수 있으며, 그로써 전력 변환기들을 포함하는 시스템들에서 전력 변환기들을 수용하기 위해 비용 및 물리적 공간의 감소를 가능하게 한다.
전기 차량(EV) 충전기들 및 광전지(photovoltaic)(PV) 전력 공급기들과 같은 그리드 접속된 전력 변환기 응용들에서, 누설 전류 및 DC 버스 이용은 성능에 영향을 미치는 인자들이다. 누설 전류 문제에 대해, 전형적으로, 부피가 큰 라인 주파수 변압기(bulky line frequency transformer)가 공통 결합의 포인트(common coupling)(PCC)에서 누설 경로를 차단하도록 설치되며, 이는 시스템의 비용, 볼륨 및 중량을 증가시킨다. DC 버스 이용의 경우, DC 버스 전압은 포화 문제를 피하기 위해 그리드 전압 진폭의 적어도 2배가 되도록 스텝업될 필요가 있고, 이것은 추가의 스위칭 손실과 스위치 전압 허용 능력에 대한 도전과제를 가져온다.
양방향 전력 변환기들(bidirectional power converters)은, AC 전력을 이용하여 DC 소스를 충전하는 것 및 DC 소스로부터의 DC 전력을 이용하여 AC 모터들을 구동하는 것 둘 다를 위해 이용될 수 있다. 그러한 전력 변환기들은, 전기 차량에 포함될 때, 통합된 충전기(integrated charger)라고도 지칭될 수 있다. 통합된 충전기는 전기 차량의 배터리를 위한 1차 충전 인터페이스(primary charging interface)로서, 그리고 또한 전기 차량의 모터를 구동하기 위한 견인 인버터(traction inverter)로서 이용될 수 있다. 별개의 충전기 변환기 및 견인 인버터보다는 이중-목적 전력 변환기를 이용함으로써, 재료 비용 및 크기가 감소될 수 있다. 그러나, 전용 전력 변환기들에 비해, 이중-목적 전력 변환기들은 충전 및 견인 모드들 둘 다에 대해 효율적이고 효과적인 변환기를 설계하는데 있어서 복잡성을 추가한다. 또한, 설계 인자들은 효율 문제들을 넘어서 확장되는데, 왜냐하면, 적절한 설계 없이, 전력 변환기들은 누설 전류들 및/또는 공통 모드 전압들로 인해 모터 수명을 감소시켜, 모터 베어링들(motor bearings), 모터 샤프트(motor shaft), 모터 권선들(motor windings), 및 기어 트레인(gear train) 중 하나 이상에서 이들 컴포넌트들을 각각 손상시키고 이들의 수명을 감소시킬 수 있는 전류 스파이크들을 야기할 수 있기 때문이다.
본 명세서에 개시된 일부 실시예들은 이들 또는 다른 문제들을 다룬다. 예를 들어, 본 명세서에 개시된 일부 실시예들은, (i) 제로 시퀀스 전압 제어(zero sequence voltage control)를 위한 N의 배수번째 위상 고조파(phase harmonic)의 주입, (ii) 캐스케이드 제어 시스템(cascaded control system), (iii) 공진을 완화하기 위한 능동 댐핑(active damping)을 위한 모델 예측 제어(model predictive control)(MPC), (iv) 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(variable frequency critical soft switching)(VFCSS), 및 (v) 모듈형 변환기 블록들(modular converter blocks) 중 하나 이상을 갖는 비격리(non-isolated) 전력 변환기들에 관한 것이다. 이러한 특징들은 독립적으로 또는 임의의 조합으로 전력 변환기의 실시예들에 포함될 수 있다. 예를 들어, 전력 변환기는, 전술한 특징들 중 하나, 전술한 특징들 중 임의의 2개, 전술한 특징들 중 임의의 3개, 전술한 특징들 중 임의의 4개, 또는 전술한 특징들 5개 모두를 포함할 수 있다. 추가로, 이들 실시예들 중 임의의 것과 조합하여, 전력 변환기는 전력 변환기의 N개 위상들 각각에 대한 적어도 하나의 LC 필터를 포함할 수 있고(여기서, N≥1), 여기서, 각각의 LC 필터의 커패시터는 전력 변환기의 DC 버스 양의 또는 음의 단자(DC bus positive or negative terminal)에 접속되고, 일부 경우에는, 각각의 LC 필터의 추가의 커패시터가 전력 변환기의 DC 버스 양의 또는 음의 단자 중 다른 하나에 접속된다. DC 버스 양의 또는 음의 단자들에 접속된 공통 포인트를 갖는 다수의 위상들의 이들 커패시터들은 제로 시퀀스 전압 제어를 위한 바이패싱 경로(bypassing path)를 생성한다. DC 버스 양의 단자에 결합된 커패시터(상위 커패시터)는 또한, 총 커패시턴스 또는 볼륨을 증가시키지 않고 전력 변환기의 EMI와 총 리플 전류 처리 요건들(total ripple current handling requirements) 양쪽 모두를 감소시킬 수 있다. 본 명세서에 개시된 일부 실시예들에서, 추가적인 드레인-소스 커패시터(CDS)가 전력 스위칭 요소들의 드레인 및 소스 단자들에 걸쳐 결합되고, 이는 ON-OFF 전환(ON-to-OFF transition) 동안 전압 상승을 느리게 할 수 있다. 이러한 느려진 전압 상승은, 차례로, 전력 스위칭 요소들의 스위칭 손실들을 감소시킬 수 있다.
본 명세서에 개시된 일부 실시예들은, 주어진 DC 전압에 대한 가용 기본 주파수 AC 전압 크기를 증가시킬 목적을 위한, 제로 시퀀스 전압 안정화의 능력을 구비한 신규한 비격리 N-상(phase) DC/AC 변환기(N≥1), 및 선택적으로, 조절된 공통 모드 전압 주입(예를 들어, 3-상 시스템에 대한 제3 고조파 주입(third harmonic injection)(THI), 또는 임의의 다른 배수의 고조파)를 위한 모듈형 모델 예측 제어(MPC) 방법에 관한 시스템들, 방법들, 및 (하드웨어, 소프트웨어, 및 하이브리드 하드웨어/소프트웨어 구현들을 포함한) 다른 구현들을 포함한다. N=1 또는 N=2일 때, DC/AC 전력 변환기는 단상(single-phase) 시스템인 것으로 간주된다. N=3일 때, 전력 변환기는 3-상 시스템이고, N>3일 때, 전력 변환기는 다상(multiphase) 시스템이라고 지칭된다. 본 명세서의 설명은 3-상 시스템에 초점을 맞출 수 있지만, 설명된 다양한 구현들 및 특징들은 임의의 수의 위상들에 적용가능하다.
이러한 비격리 토폴로지는 제로-시퀀스 누설 전류를 바이패싱하기 위해 3-상 LC 필터 커패시터들과 양의/음의 DC 버스 단자들의 공통 포인트에 접속하도록 설계된다. 제로-시퀀스 전압 MPC 제어기는, 일부 실시예들에서, 대략 절반 DC 버스 전압의 상수가 되도록 제로-시퀀스 커패시터 전압을 안정화한다. 따라서, 그리드 또는 다른 결합된 요소들을 통해 흐르는 누설 전류는 감쇠된다. 또한, 본 명세서에 개시된 조절된 제3 고조파 전압 주입(THI) 기술들은 DC 버스 이용을 개선한다. 제로-시퀀스 전압 MPC 기준에 제3 고조파를 추가함으로써, 안정성 및 강건성이 개선된다. 전통적인 THI 기술들에 비해, 그리드에 어떠한 여분의 고조파들도 주입되지 않기 때문에 그리드 접속 전력 품질이 개선된다. 위상마다, 명시적 MPC는 제어기(예를 들어, 디지털 신호 프로세서(DSP)) 상에서의 실행 복잡도를 단순화하고, 상태 공간 행렬(state space matrix)에서 각속도(angular speed)를 업데이트할 필요가 없으며, 이는 오프라인에서 MPC 최적화를 가능하게 한다. 전통적인 비례 적분(proportional integral)(PI) 제어기와 비교하여, 본 명세서에 개시된 MPC 제어기의 실시예들은 개선된 동적 성능을 갖는 전력 변환기 제어 및 보다 빠른 응답을 갖는 제어 대역폭을 제공한다.
(본 명세서에 개시된 LC 필터들 및 제어 방식들을 통한) 유효 제로-시퀀스 전압 제어는 또한 특정 베어링 전류들, 샤프트 전류들, 모터 권선 전류들, 기어 트레인 전류들, 및 모터들 및 그들의 컴포넌트들(베어링들, 샤프트들, 배선 등)의 수명을 잠재적으로 손상시키고 감소시킬 수 있는 다른 전류들을 감소시키는 역할을 한다. 예를 들어, 특히 더 높은 전압들(예를 들어, 400V 초과, 800V 초과 또는 이에 근접, 및 그 사이의 레벨들)에서, 전압의 높은 변화율들(dV/dt)에 의해 야기되는 전류들은 모터 베어링들, 모터 샤프트들, 모터 권선들(예를 들어, 절연이 손상될 수 있음), 및 기어 트레인들(예를 들어, 베어링 전류들은 손상된 베어링 레이스 벽들(bearing race walls)로부터 초래되는 전자기 간섭(electromagnetic interference)(EMI) 또는 잡음, 진동, 거칠기(noise, vibration, harshness)(NVH)를 통해 기어 트레인(gear train) 내로 전파될 수 있음)에 손상을 야기할 수 있다.
일부 예들에서, 전력 변환기는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS) 방식을 이용하여 구동된다. VFCSS 방식은 전력 변환기에 대한 개선된 효율 및 감소된 필터 볼륨(즉, 개선된 전력 밀도)을 제공할 수 있다.
일부 예들에서, 전력 변환기는, 원하는 사양들을 갖는 전력 변환기를 형성하기 위해 빌딩 블록들(building blocks)처럼 함께 결합되는 자동변환기 모듈(autoconverter module)(ACM)들이라고도 지칭되는, 모듈형 변환기 유닛들 또는 모듈들의 조합을 통해 구현된다. 각각의 ACM은, 예를 들어, (예를 들어, 다른 ACM들 및 중앙 제어기에 결합하기 위한) 입력 및 출력 접속 단자들을 갖는 회로 보드 뿐만 아니라, (예를 들어, 하프 브리지 구성(half bridge configuration)으로 구성된) 전력 스위칭 요소들 및 LC 필터를 포함하는 변환기 블록을 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 비격리 전력 변환기 시스템이 제공된다. 시스템은, 교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N ≥ 1); 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터 - 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점(neutral point)은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및 수신된 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력하기 위해 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성된 제어 시스템 - 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성됨 - 을 포함한다.
일 실시예에서, 전력 변환을 위한 방법이 제공된다. 방법은, N-상 전력 변환기 스테이지에 의해, 교류(AC) 측 또는 직류(DC) 측으로부터 입력 전력을 수신하는 단계(N ≥ 1); N-상 전력 변환기 스테이지의 AC 측에서, 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터에 의해 필터링하는 단계 - 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및 제어 시스템에 의해, 입력 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력하기 위해 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하는 단계 - 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성됨 - 를 포함한다.
일 실시예에서, 전기 차량을 위한 비격리 전력 변환기 시스템이 제공된다. 시스템은, 교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N≥1) - DC 측은 DC 소스 단자들을 포함함 -; 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LCL 필터 - 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스 단자들의 음의 DC 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하여, 충전 모드에서, DC 소스를 충전하기 위해 AC 단자들을 통해 수신된 입력 AC 전력을 DC 소스 단자들에 제공된 출력 DC 전력으로 변환하고, 견인 모드에서, 모터를 구동하기 위해 DC 소스 단자들을 통해 수신된 입력 DC 전력을 AC 단자들에 제공된 출력 AC 전력으로 변환하도록 구성된 제어 시스템을 포함한다.
일 실시예에서, 전기 차량을 위한 전력을 변환하는 방법이 제공된다. 방법은, N-상 전력 변환기 스테이지에 의해, AC 단자들을 갖는 교류(AC) 측 또는 DC 소스 단자들을 갖는 직류(DC) 측으로부터 입력 전력을 수신하는 단계(N ≥ 1); N-상 전력 변환기 스테이지의 AC 측에서, 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터에 의해 필터링하는 단계 - 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스 단자들의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및 제어 시스템에 의해, N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하여, 충전 모드에서, DC 소스를 충전하기 위해 AC 단자들을 통해 수신된 입력 AC 전력을 DC 소스 단자들에 제공된 출력 DC 전력으로 변환하고, 견인 모드에서, 모터를 구동하기 위해 DC 소스 단자들을 통해 수신된 입력 DC 전력을 AC 단자들에 제공된 출력 AC 전력으로 변환하는 단계를 포함한다.
본 개시내용의 전술한 그리고 다른 양태들 및 이점들은 다음의 설명으로부터 나타날 것이다. 설명에서, 본 명세서의 일부를 형성하고 하나 이상의 실시예가 예시로서 도시되어 있는 첨부 도면들이 참조된다. 그러나, 이러한 실시예들은 반드시 본 발명의 전체 범위를 나타내는 것은 아니며, 따라서 본 발명의 범위를 해석하기 위해 청구항들 및 본 명세서에서 참조된다. 유사한 참조 번호들은 다음의 설명에서 도면으로부터 도면까지 유사한 부분들을 지칭하기 위하여 이용될 것이다.
도 1은 일부 실시예들에 따른 전력 변환기 시스템을 도시한다.
도 2는 일부 실시예들에 따른 하프-브리지 전력 변환기를 예시한다.
도 3a는 일부 실시예들에 따른 다상 전력 변환기 시스템을 도시한다.
도 3b 및 도 3c는 일부 실시예들에 따른, 충전 모드 및 견인 모드 각각에서의 다상 전력 변환기를 도시한다.
도 3d는 전기 기계의 기생 커패시턴스들의 단순화된 등가 회로를 도시한다.
도 4는 일부 실시예들에 따른 변환기 시스템을 도시한다.
도 5a 및 도 5b는 일부 실시예들에 따른 제3 고조파 주입에 대한 파형들을 도시한다.
도 6은 일부 실시예들에 따른 캐스케이드 제어 시스템을 위한 통신 시스템을 도시한다.
도 7은 일부 실시예들에 따른 MPC 기반 변환기 시스템을 도시한다.
도 8은 일부 실시예들에 따른 모델 예측 제어(MPC) 제어 시스템을 도시한다.
도 9는 일부 실시예들에 따른 상태 추정기를 도시한다.
도 10은 일부 실시예들에 따른 소프트 스위칭을 위한 타이밍도 및 경계 조건들을 도시한다.
도 11은 일부 실시예들에 따른 가변 주파수 임계 소프트 스위칭을 위한 제어 시스템을 도시한다.
도 12는 일부 실시예들에 따른 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 갖는 모델 예측 제어(MPC)를 포함하는 전력 변환기 시스템을 도시한다.
도 13은 일부 실시예들에 따른 가변 연속 주파수 임계 소프트 스위칭(variable-continuous-frequency critical-soft-switching)(VCFCCS)을 이용하는 로컬 MPC-VFCSS 제어를 위한 제어 시스템을 도시한다.
도 14는 일부 실시예들에 따른 가변 이산 주파수 임계 소프트 스위칭(variable-discrete-frequency critical-soft-switching)(VDFCCS)을 이용하는 로컬 MPC-VFCSS 제어를 위한 제어 시스템을 도시한다.
도 15는 일부 실시예들에 따른 VCFCCS 및 VDFCCS 제어에 대한 파형들을 도시한다.
도 16은 일부 실시예들에 따른 VDFCCS 제어를 위한 캐리어 신호들 및 샘플링 신호들의 플롯을 도시한다.
도 17a 및 도 17b는 일부 실시예들에 따른 전력 변환기의 실험 결과들의 각각의 플롯들을 도시한다.
도 18a 및 도 18b는 일부 실시예들에 따른 자동변환기 모듈들을 도시한다.
도 19는 일부 실시예들에 따른 자동변환기 모듈을 포함하는 전력 변환기를 도시한다.
도 20은 일부 실시예들에 따른, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭을 이용하여 전력을 변환하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 21은 일부 실시예들에 따른, 충전 모드 및 견인 모드에서 전력을 변환하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 22 및 도 23은 일부 실시예들에 따른 전력 변환기의 실험 결과들의 각각의 효율 플롯들을 도시한다.
도 24는 일부 실시예들에 따른 구성가능한 전력 변환기 아키텍처를 도시한다.
도 25a 및 도 25b는 일부 실시예들에 따른, 도 24의 전력 변환기 아키텍처의 단상 그리드 응용 구성을 도시한다.
도 26a 및 도 26b는 일부 실시예들에 따른, 도 24의 전력 변환기 아키텍처의 3-상 그리드 응용 구성을 도시한다.
도 27a 및 도 27b는 일부 실시예들에 따른, 도 24의 전력 변환기 아키텍처의 모터 응용 구성을 도시한다.
도 2는 일부 실시예들에 따른 하프-브리지 전력 변환기를 예시한다.
도 3a는 일부 실시예들에 따른 다상 전력 변환기 시스템을 도시한다.
도 3b 및 도 3c는 일부 실시예들에 따른, 충전 모드 및 견인 모드 각각에서의 다상 전력 변환기를 도시한다.
도 3d는 전기 기계의 기생 커패시턴스들의 단순화된 등가 회로를 도시한다.
도 4는 일부 실시예들에 따른 변환기 시스템을 도시한다.
도 5a 및 도 5b는 일부 실시예들에 따른 제3 고조파 주입에 대한 파형들을 도시한다.
도 6은 일부 실시예들에 따른 캐스케이드 제어 시스템을 위한 통신 시스템을 도시한다.
도 7은 일부 실시예들에 따른 MPC 기반 변환기 시스템을 도시한다.
도 8은 일부 실시예들에 따른 모델 예측 제어(MPC) 제어 시스템을 도시한다.
도 9는 일부 실시예들에 따른 상태 추정기를 도시한다.
도 10은 일부 실시예들에 따른 소프트 스위칭을 위한 타이밍도 및 경계 조건들을 도시한다.
도 11은 일부 실시예들에 따른 가변 주파수 임계 소프트 스위칭을 위한 제어 시스템을 도시한다.
도 12는 일부 실시예들에 따른 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 갖는 모델 예측 제어(MPC)를 포함하는 전력 변환기 시스템을 도시한다.
도 13은 일부 실시예들에 따른 가변 연속 주파수 임계 소프트 스위칭(variable-continuous-frequency critical-soft-switching)(VCFCCS)을 이용하는 로컬 MPC-VFCSS 제어를 위한 제어 시스템을 도시한다.
도 14는 일부 실시예들에 따른 가변 이산 주파수 임계 소프트 스위칭(variable-discrete-frequency critical-soft-switching)(VDFCCS)을 이용하는 로컬 MPC-VFCSS 제어를 위한 제어 시스템을 도시한다.
도 15는 일부 실시예들에 따른 VCFCCS 및 VDFCCS 제어에 대한 파형들을 도시한다.
도 16은 일부 실시예들에 따른 VDFCCS 제어를 위한 캐리어 신호들 및 샘플링 신호들의 플롯을 도시한다.
도 17a 및 도 17b는 일부 실시예들에 따른 전력 변환기의 실험 결과들의 각각의 플롯들을 도시한다.
도 18a 및 도 18b는 일부 실시예들에 따른 자동변환기 모듈들을 도시한다.
도 19는 일부 실시예들에 따른 자동변환기 모듈을 포함하는 전력 변환기를 도시한다.
도 20은 일부 실시예들에 따른, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭을 이용하여 전력을 변환하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 21은 일부 실시예들에 따른, 충전 모드 및 견인 모드에서 전력을 변환하기 위한 프로세스를 도시한다.
도 22 및 도 23은 일부 실시예들에 따른 전력 변환기의 실험 결과들의 각각의 효율 플롯들을 도시한다.
도 24는 일부 실시예들에 따른 구성가능한 전력 변환기 아키텍처를 도시한다.
도 25a 및 도 25b는 일부 실시예들에 따른, 도 24의 전력 변환기 아키텍처의 단상 그리드 응용 구성을 도시한다.
도 26a 및 도 26b는 일부 실시예들에 따른, 도 24의 전력 변환기 아키텍처의 3-상 그리드 응용 구성을 도시한다.
도 27a 및 도 27b는 일부 실시예들에 따른, 도 24의 전력 변환기 아키텍처의 모터 응용 구성을 도시한다.
하나 이상의 실시예가 이하의 설명 및 첨부 도면들에 설명되고 예시되어 있다. 이러한 실시예들은 본 명세서에서 제공되는 특정 상세들로 제한되지 않으며, 다양한 방식으로 변경될 수 있다. 또한, 본 명세서에 설명되지 않은 다른 실시예들이 존재할 수 있다. 또한, 다수의 컴포넌트에 의해 수행되는 기능들은 단일 컴포넌트에 의해 통합되고 수행될 수 있다. 유사하게, 하나의 컴포넌트에 의해 수행되는 것으로 본 명세서에 설명된 기능들은 다수의 컴포넌트에 의해 분산 방식으로 수행될 수 있다. 추가적으로, 특정의 기능을 수행하는 것으로 설명된 컴포넌트는 또한 본 명세서에 설명되지 않은 추가의 기능을 수행할 수 있다. 예를 들어, 특정 방식으로 "구성되는" 디바이스 또는 구조는 적어도 그 방식으로 구성되지만, 또한 열거되지 않은 방식들로 구성될 수 있다.
본 출원에서 이용되는 바와 같이, "비일시적 컴퓨터 판독가능 매체"는 모든 컴퓨터 판독가능 매체들을 포함하지만 일시적 전파 신호로 구성되지 않는다. 따라서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체는, 예를 들어, 하드 디스크, CD-ROM, 광학 저장 디바이스, 자기 저장 디바이스, 판독 전용 메모리(Read Only Memory)(ROM), 랜덤 액세스 메모리(Random Access Memory)(RAM), 레지스터 메모리, 프로세서 캐시, 또는 이들의 임의의 조합을 포함할 수 있다.
또한, 본 명세서에서 이용된 어구 및 용어는 설명을 위한 것이며, 제한하는 것으로 간주되어서는 안 된다. 예를 들어, 본 명세서에서의 "포함하는(comprising)", "포함하는(including)", "함유하는(containing)", "갖는(having)" 및 이들의 변형들의 이용은 그 이전에 열거되는 항목들 및 이들의 등가물들은 물론 추가의 항목들을 포괄하도록 의도되어 있다. 또한, "접속된(connected)" 및 "결합된(coupled)"이라는 용어들은 광범위하게 이용되며, 직접 및 간접 접속 및 결합 양자 모두를 포함하고, 물리적 또는 전기적 접속들 또는 결합들을 지칭할 수 있다. 또한, 2개 이상의 항목과 함께 이용되는 "및/또는"이라는 문구는 항목들을 개별적으로 그리고 양자의 항목들을 함께 커버하도록 의도된다. 예를 들어, "a 및/또는 b"는 a(그리고 b는 아님); b(그리고 a는 아님); 및 a 및 b를 커버하도록 의도된다.
다른 이점들 중에서도, 증가된 전력 효율, 증가된 전력 밀도, 및/또는 감소된 비용을 갖는 전력 변환을 제공할 수 있는, 전압 변환기들이라고도 지칭되는, 전력 변환기들에 관련된 시스템들 및 방법들이 본 명세서에 개시된다.
도 1은 일부 실시예들에 따른 전력 변환기 시스템(100)을 도시한다. 전력 변환기 시스템(100)은 제어 시스템(105), 제1 직류(DC) 부하/소스(110), 전력 변환기(115)(전력 변환기 스테이지(115)라고도 지칭됨), LC 필터(120), 콘택터(contactor)(125), 제2 소스/부하(130), 제3 소스/부하(135), 및 하나 이상의 센서(140)를 포함한다. 제어 시스템(105)은 전자 프로세서(155) 및 메모리(157)를 갖는 중앙 제어기(150)를 포함하고, 선택적으로, 일부 실시예들에서 전자 프로세서(165) 및 메모리(167)를 각각 갖는 하나 이상의 로컬 제어기(160)를 포함한다. 전력 변환기 시스템(100)은 물론, 본 명세서에서 제공되는 다른 전력 변환기 시스템들은 비격리 전력 변환기 시스템들일 수 있다. 즉, 전력 변환기 시스템은 변압기 없이 AC 소스(예를 들어, 단일 또는 3-상 전력 그리드) 또는 AC 부하(예를 들어, 단일 또는 3-상 모터)에 결합될 수 있다. 전력 변환기와 AC 소스 또는 부하 사이의 격리를 제공하기 위해 전기 회로들에서 변압기의 이용이 흔하다. 그러나, 그러한 변압기는 전력 변환기에 비효율성 및 크기 또는 볼륨을 추가할 수 있다. 따라서, 본 명세서에서 제공되는 전력 변환기 시스템들은 전력 변환기 시스템들의 효율을 증가시키고 및/또는 크기를 감소시키기 위해 비격리되며, 무변압기(transformerless)로도 지칭된다. 전력 변환기들이 변압기에 의한 격리 없이 제공되기 때문에, 전력 변환기들은 원치 않는 신호들 또는 전류(예를 들어, 누설 전류)의 송신이 전력 변환기들과 다른 회로 컴포넌트들(예를 들어, DC 소스들, DC 부하들, AC 소스들, AC 부하들, 및 전력 변환기들과 접촉하거나 그것을 지지하는 다른 구조들) 사이를 통과하는 것을 방지하기 위한 추가적인 특징들을 포함할 수 있다.
동작 시에, 일반적으로, 제어 시스템(105)은, (i) 소스로서 기능하는 DC 부하/소스(110)로부터 부하로서 기능하는 (콘택터(125)의 상태에 따라) 제2 소스/부하(130) 또는 제3 소스/부하(135)로, 또는 (ii) 소스로서 기능하는 (콘택터(125)의 상태에 따라) 제2 소스/부하(130) 또는 제3 소스/부하(135)로부터 부하로서 기능하는 DC 부하/소스(110)로 전력을 변환하기 위해 제어 시그널링(예를 들어, 펄스-폭 변조(PWM) 신호들)으로 전력 변환기(115)의 전력 스위칭 요소들을 제어한다. 따라서, DC 부하/소스(110)가 전력 변환기(115)에 대한 소스로서 기능하고 있을 때, 제2 소스/부하(130)(또는, 콘택터(125)의 상태에 따라, 제3 소스/부하(135))는 전력 변환기(115)에 대한 부하로서 기능하고 있다. 반대로, DC 부하/소스(110)가 전력 변환기(115)에 대한 부하로서 기능하고 있을 때, 제2 소스/부하(130)(또는, 콘택터(125)의 상태에 따라, 제3 소스/부하(135))는 전력 변환기(115)에 대한 소스로서 기능하고 있다.
DC 부하/소스(110)는 직접 전력(direct power)(DC) 부하, DC 소스, 또는 DC 부하와 DC 소스 둘 다(즉, 전력 변환기(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 DC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 DC 부하로서 기능함)일 수 있다. 일부 예들에서, DC 부하/소스(110)는 배터리이다. 다른 예들에서, DC 부하/소스(110)는 커패시터, 울트라커패시터(ultracapacitor), 정류된 AC 소스로부터의 DC 전력 공급기(power supply)(예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해 DC 전력으로 변환된 AC 그리드 전력) 등일 수 있다. 제2 소스/부하(130)는 AC 부하, AC 소스, AC 부하와 AC 소스 둘 다(즉, 전력 변환기(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 AC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 AC 부하로서 기능함), DC 부하, DC 소스, DC 부하와 DC 소스 둘 다(즉, 전력 변환기(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 DC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 DC 부하로서 기능함)일 수 있다. 일부 예들에서, 제2 소스/부하(130)는, 전기(AC) 모터, AC 발전기, AC 전력 공급기 그리드, DC 배터리, DC 커패시터, DC 울트라커패시터, 정류된 AC 소스로부터의 DC 전력 공급기(예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해 DC 전력으로 변환된 AC 그리드 전력) 등일 수 있다. 제3 소스/부하(135)는 AC 부하, AC 소스, AC 부하 및 AC 소스 둘 다(즉, 전력 변환기(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 AC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 AC 부하로서 기능함), DC 부하, DC 소스, DC 부하 및 DC 소스 둘 다(즉, 전력 변환기(115)의 모드에 따라, 일부 경우들에서는 DC 소스로서 그리고 다른 경우들에서는 DC 부하로서 기능함)일 수 있다. 일부 예들에서, 제3 소스/부하(135)는, 전기(AC) 모터, AC 생성기, AC 전력 공급기 그리드, DC 배터리, DC 커패시터, DC 울트라커패시터, 정류된 AC 소스로부터의 DC 전력 공급기(예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해 DC 전력으로 변환된 AC 그리드 전력) 등일 수 있다.
일부 예들에서, DC 부하/소스(110)는 DC 배터리(예를 들어, 전기 차량 배터리)이고, 제2 소스/부하(130)는 AC 그리드이고, 제3 소스/부하(135)는 AC 모터(예를 들어, 전기 차량 모터)이다. 이 경우, 전력 변환기(115)는 DC 부하/소스(110)(배터리)로부터의 DC 전력으로부터 변환된 AC 전력으로 제3 소스/부하(135)(모터)를 구동하기 위해 DC/AC 견인 모드(또는 모터 모드)에서 동작하고, 제2 부하/소스(130)(AC 그리드)로부터의 AC 전력으로부터 변환된 DC 전력으로 DC 부하/소스(110)(배터리)를 충전하기 위해 AC/DC 충전 모드에서 동작하는 양방향 변환기로서 기능할 수 있다. 일부 다른 예들에서, DC 부하/소스(110)는 DC 소스이고, 제2 소스/부하(130)는 AC 모터이고, 제3 소스/부하(135)는 시스템(100)에 존재하지 않는다.
콘택터(125)는 전기적으로 제어되는 스위치이고, 예를 들어, 콘택터, 릴레이(relay), MOSFET 등일 수 있다. 시스템(100)의 일부 예들에서, 콘택터(125)는 존재하지 않고, 대신에 LC 필터(120)는 제2 소스/부하(130) 및 제3 소스/부하(135) 둘 다에 동시에 접속된다. 그러나, 예를 들어, 소스(예를 들어, AC 그리드)로서 제2 소스/부하(130)로부터 전력을 수신할 때, 부하(예를 들어, 모터)로서 제3 소스/부하(135)를 구동하는 것을 방지하기 위해 다른 제어 기술들이 이용된다.
DC 부하/소스(110)는 전력 변환기(115)의 제1 (DC) 측 또는 섹션(111)에서 전력 변환기(115)에 결합되고, 제2 소스/부하(130)는 전력 변환기(115)의 제2 (AC) 측 또는 섹션(112)에서 전력 변환기(115)에 결합된다. 제1 측은 또한 전력 변환기의 모드에 따라 전력 변환기(115)의 입력 측 또는 출력 측이라고, 또는 전력 변환기(115)의 DC 측이라고 지칭될 수 있다. 제2 측은 또한 전력 변환기의 모드에 따라, 전력 변환기의 입력 측 또는 출력 측이라고, 또는 전력 변환기(115)의 AC 측이라고 지칭될 수 있다. 일부 실시예들에서, 전력 변환기(115)의 제2 측은 단상 AC 전력, 3-상 AC 전력, 또는 다른 수의 위상들을 갖는 AC 전력을 갖는 AC 측일 수 있다.
일부 실시예들에서, 전력 변환기(115)는 높은 DC 전압 레벨로 동작한다. 예를 들어, 동작 시, 전력 변환기(115)의 DC 측은, 적어도 200V, 적어도 600V, 적어도 800V, 적어도 1000V, 적어도 1200V, 200V 내지 1200V, 600V 내지 1200V, 800V 내지 1200V, 또는 또 다른 범위의 (예를 들어, 전력 변환기(115)의 입력 단자들 양단의) DC 전압을 갖는다. 그러한 높은 DC 전압 레벨들은 일부 전기 차량들과 같은 일부 상황들에서 바람직할 수 있다. 예를 들어, 일부 현재 전기 차량들(예를 들어, 승객 차량들 및 하이브리드 전기 차량들)은 약 200V 내지 400V의 DC 버스 전압으로 동작한다. 승객 전기 차량에 대한 이러한 DC 버스 전압은 미래에 증가할 수 있다. 또한, 일부 현재 전기 차량들(예를 들어, 클래스 4-8, 오프로드, 또는 다른 방식으로 더 큰 전기 차량들)은 1000V보다 큰 DC 버스 전압으로 동작할 수 있다. 그러나, 높은 DC 전압 레벨들은 누설 전류들의 증가, 공통 모드 전압의 증가, 공통 모드 전압의 더 높은 변화율들 등과 같은 도전과제들을 전형적인 전력 변환기 시스템에 도입할 수 있다. 이러한 도전과제들은 LC 필터(120) 상의 공진, 샤프트 전압들(shaft voltages), 베어링 고장들(bearing failures)을 초래할 수 있는 (예를 들어, 윤활 유전체 파괴가 발생할 때 방전 이벤트들로부터의) 과도한 베어링 전류들(excessive bearing currents), 과도한 모터 샤프트 전류들(excessive motor shaft currents), 과도한 모터 권선 전류들(excessive motor winding currents)(예를 들어, 절연이 손상될 수 있음), 및 과도한 기어 트레인 전류들(excessive gear train currents)(예를 들어, 베어링 전류들은 손상된 베어링 레이스 벽들(bearing race walls)로부터 초래되는 전자기 간섭(electromagnetic interference)(EMI) 또는 잡음, 진동, 거칠기(noise, vibration, harshness)(NVH)를 통해 기어 트레인(gear train) 내로 전파될 수 있음)을 초래할 수 있다. 그러나, 본 명세서에 설명된 실시예들은 개선된 LC 필터들을 통해 그리고 고조파 주입, 캐스케이드 제어기들, MPC 제어, 및/또는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 이용하는 제어 기술들을 포함하는 제어 기술들을 통해 그러한 도전과제들을 완화시킬 수 있다.
N-상 LC 필터라고도 지칭될 수 있는 LC 필터(120)는 전력 변환기(115)의 각각의 위상에 대한 LC 필터를 포함한다. N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터는, 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이(예를 들어, 도 2 및 도 3의 논의를 참조), 적어도 인덕터와 커패시터, 또는 적어도 인덕터와 2개의 커패시터를 포함할 수 있다.
센서(들)(140)는, 예를 들어, 하나 이상의 전류 센서 및/또는 하나 이상의 전압 센서를 포함한다. 예를 들어, 센서(들)(140)는 DC 부하 소스(110), 제2 소스/부하(130)의 각각의 위상, 제3 소스/부하(135)의 각각의 위상, LC 필터(120)의 각각의 위상, 또는 전력 변환기(115)의 다른 노드들 또는 컴포넌트들 중 하나 이상의 전류 및/또는 전압을 모니터링하기 위한 각각의 전류 센서 및/또는 전압 센서를 포함할 수 있다. 예를 들어, LC 필터(120)가 3-상 LC 필터일 때, 센서들(140)은 3-상 LC 필터(120)의 각각의 위상에서 전류를 감지하는 것인 적어도 3개의 전류 센서를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 추가적인 또는 더 적은 센서들(140)이 시스템(100)에 포함된다. 예를 들어, 센서들(140)은 또한 하나 이상의 진동 센서, 온도 센서 등을 포함할 수 있다. 일부 예들에서, 제어 시스템(105)은 특성을 직접 감지하기보다는, 전력 변환기(115)의 특성(예를 들어, 전류 또는 전압)을 추론한다. 센서(들)(140)는 시스템(100)의 감지된 특성들을 나타내는 센서 데이터를 제어 시스템(105)에 제공할 수 있다. 따라서, 그러한 센서 데이터는 시스템(100)의 전기적 동작 특성들을 나타낼 수 있다. 일부 예들에서, 제어 시스템(105)은, 특성을 직접 감지하기보다는, 상이한 타입의 특성 또는 심지어 상이한 컴포넌트를 감지하는 센서(140)의 센서 데이터에 기초하여 전력 변환기(115)의 하나 이상의 노드에서의 특성(예를 들어, 전류 또는 전압)을 추론 또는 추정한다. 그러한 추론 또는 추정의 추가 설명이 상태 추정과 관련하여 이하에서 제공된다.
입력-출력(I/O) 인터페이스(142)는 하나 이상의 입력(예를 들어, 하나 이상의 버튼, 스위치, 터치 스크린, 키보드 등)으로부터의 입력을 포함하거나 이를 수신하도록 구성되고/되거나, 하나 이상의 출력(예를 들어, LED, 디스플레이 스크린, 스피커, 촉각 생성기 등)에 대한 출력을 포함하거나 이를 제공하도록 구성된다. 다른 전자 디바이스들 및/또는 사용자들은 I/O 인터페이스(142)를 통해 시스템(100) 및 특히 제어 시스템(105)과 통신할 수 있다. 예를 들어, 제어 시스템(105)은 타겟 토크, 타겟 속도, 타겟 전력 레벨, 변환 타입 등을 나타내는, 전력 변환기 시스템(100)에 대한 커맨드들(commands)을 (예를 들어, 사용자 또는 다른 디바이스로부터) 수신할 수 있다. 제어 시스템(105)은, 그에 응답하여, 커맨드에 의해 표시된 타겟 및/또는 변환 타입을 달성하기 위해 전력 변환기(115)를 구동할 수 있다.
제어 시스템(105)은 일반적으로 (예를 들어, 센서(들)(140)로부터의 센서 데이터에 기초하여) 전력 변환기(115)를 포함하는 시스템(100)을 모니터링하고, (예를 들어, 입력/출력 인터페이스(142)를 통해) 커맨드들을 수신하고, (예를 들어, 센서 데이터 및/또는 커맨드들에 따라) 전력을 변환하기 위해 제어 시그널링(예를 들어, 펄스-폭 변조(PWM) 신호들)으로 전력 변환기(115)의 전력 스위칭 요소들을 제어한다. 일부 실시예들에서, 제어 시스템(105)은 추가적인 로컬 제어기들 없이 이러한 모니터링 및 제어를 수행하는 제어기(예를 들어, 중앙 제어기(150))를 포함한다. 다른 실시예들에서, 제어 시스템(105)은 중앙 제어기(150) 및 하나 이상의 로컬 제어기(160)를 포함하는 캐스케이드 제어 시스템이다. 캐스케이드 제어 시스템은 중앙 제어기(150)와 하나 이상의 로컬 제어기(160) 사이에서 모니터링 정보(예를 들어, 센서 데이터) 및 제어 정보를 실시간(예를 들어, 각각의 제어 사이클)으로 통신할 수 있다. 일부 예들에서, 로컬 제어기(들)(160) 각각은 모델 예측 제어(MPC) 또는 다른 조절 제어 방식(예를 들어, PID 제어, PI 제어 등)을 구현한다. 일부 예들에서, 중앙 제어기는 비례 적분 미분(proportional integral derivative)(PID) 제어 또는 비례 적분(PI) 제어와 같은 비-MPC 조절 기술을 구현한다.
중앙 제어기(150) 및 로컬 제어기들(160)을 포함하는 제어 시스템(105)의 각각의 제어기는 전자 프로세서를 포함할 수 있는 전자 제어기이다. 그러한 전자 제어기는 메모리(예를 들어, 메모리(157 또는 167))를 더 포함할 수 있다. 메모리는, 예를 들어, 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 또는 다른 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체들 중 하나 이상이다. 전자 프로세서(155, 165)는, 다른 것을 중에서, 메모리(157, 167)로부터 명령어들(instructions) 및 데이터를 수신하고, 예를 들어, 본 명세서에 설명된 프로세스들을 포함한, 본 명세서에 설명된 연관된 제어기의 기능을 수행하기 위해 명령어들을 실행하도록 구성된다. 예를 들어, 메모리는 제어 소프트웨어를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 본 명세서에서 설명된 제어기의 기능을 수행하기 위해 메모리로부터의 소프트웨어를 실행하는 대신에 또는 그에 추가하여, 전자 프로세서는 이러한 기능의 일부 또는 전부를 수행하도록 구성되는 하나 이상의 하드웨어 회로 요소를 포함한다. 그에 부가하여, 특정의 제어기, 전자 프로세서, 및 메모리는 본 명세서에서 각자의 단일 유닛이라고 지칭될 수 있지만, 일부 실시예들에서, 이러한 컴포넌트들 중 하나 이상은 분산된 컴포넌트이다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 전자 프로세서는 하나 이상의 마이크로프로세서 및/또는 하드웨어 회로 요소를 포함한다.
도 2는 도 1의 시스템(100)의 전력 변환기(115)로서 역할할 수 있는 하프-브리지 변환기(200)의 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 변환기(200)는 양의 DC 단자(222) 및 음의 DC 단자(224)를 갖는 DC 단자들(220)(DC 노드들, DC 링크들, DC 레일들 등으로도 지칭됨)을 포함한다. 변환기(200)는 양의 인터페이스 단자(227) 및 음의 인터페이스 단자(229)를 갖는 인터페이스 단자들(225)(인터페이스 노드들로도 지칭됨)을 더 포함한다. 변환기(200)는 그것이 구현되는 시스템의 구성 및 제어에 따라, 양방향 변환기로서 또는 단방향 변환기로서(어느 한 방향으로) 동작될 수 있다. 따라서, 일부 예들에서 DC 단자들(220)은 입력 단자들일 수 있고 인터페이스 단자들(225)은 출력 단자들(예를 들어, DC/DC 변환 및 DC/AC 반전)일 수 있고, 일부 예들에서 DC 단자들(220)은 출력 단자들일 수 있고 인터페이스 단자들(225)은 입력 단자들(예를 들어, AC/DC 정류)일 수 있다. 또한, 인터페이스 단자들(225)은 AC 입력 단자들(예를 들어, AC/DC 정류용)일 수 있거나, AC 출력 단자들(예를 들어, DC/AC 인버터용)일 수 있거나, DC 출력 단자들(예를 들어, DC/DC 변환용)일 수 있다.
변환기(200)는 DC 링크 커패시터(CDC)(230), 하이 측(상부) 전력 스위칭 요소(M1)(235)(상부 스위치 또는 상부 FET(235)라고도 지칭됨), 로우 측(하부) 전력 스위칭 요소(M2)(240)(하부 스위치 또는 하부 FET(240)라고도 지칭됨), 상부 스위치(235)의 드레인 단자와 하부 스위치(240)의 소스 단자를 접속하는 중간점 노드(242), 및 LC 필터(245)를 더 포함한다. LC 필터(245)는 도 1(예를 들어, LC 필터(120)는 N = 1인 N-상 LC 필터임)의 시스템(100)의 LC 필터(120)의 예이다.
전력 스위칭 요소들(235 및 240)은 각각의 게이트, 소스, 및 드레인 단자를 각각 갖는 전계 효과 트랜지스터(FET)들일 수 있다. FET들은 다른 타입들의 FET들 중에서도, 예를 들어, MOSFET, 실리콘 탄화물(SiC) FET, 갈륨 질화물(GaN) FET일 수 있다.
LC 필터(245)는 스위치 측 인덕터 LSW(250), 하부 커패시터 CB(255), 및 상부 커패시터 CA(215)를 포함한다. 스위치 측 인덕터 LSW(250)는 중간점 노드(242)와 필터 노드(260) 사이에 결합된다. 예를 들어, 스위치 측 인덕터 LSW(250)의 제1 단부는 중간점 노드(242)에 결합되고, 제2 단부는 필터 노드(260)에 결합된다. 하부 커패시터 CB(255)는 필터 노드(206)와 음의 DC 단자(224) 사이에 결합된다. 예를 들어, 하부 커패시터 CB(255)의 제1 단부는 필터 노드(260)에 결합되고, 제2 단부는 음의 DC 단자(224)에 결합된다. 상부 커패시터 CA(215)는 필터 노드(260)와 양의 DC 단자(222) 사이에 결합된다. 예를 들어, 하부 커패시터 CA(215)의 제1 단부는 필터 노드(260)에 결합되고, 제2 단부는 양의 DC 단자(222)에 결합된다.
일부 예들에서, LC 필터(245)는 LCL 필터(추가 인덕터(L)를 갖는 LC 필터)이며, 여기서 추가 (인터페이스) 인덕터가 필터 노드(260)와 양의 인터페이스 단자(227) 사이에 결합된다.
상부 커패시터(215)는 변환기(200)의 입력 노드들 및 출력 노드들(노드들(222, 227)) 모두에서의 리플 전류들이 공유되는 것을 허용한다. 입력 노드들 상의 리플 전류들 및 출력 노드들 상의 리플 전류들은 소정의 상관을 가지므로, 이러한 입력 및 출력 노드들의 차동 모드 전류들(differential mode currents)은 이러한 커패시턴스를 통해 제거될 수 있다. 이러한 차동 모드 전류의 감소는, 전형적인 하프-브리지 변환기와 비교할 때(예를 들어, 2개의 변환기들 사이의 총 커패시턴스가 일정하게 유지될 때) 개선된 EMI 성능 및 감소된 총 커패시터 리플 전류를 초래할 수 있다. 또한, 총 커패시터 리플 전류의 감소는, 예를 들어, 커패시터 리플 전류가 커패시터 크기를 구동할 때, 커패시터 크기의 감소를 허용할 수 있다.
변환기는 스위치들(235, 240) 중 하나에 걸쳐 각각 제각기 결합되는 드레인-소스 커패시터들 CDS(265a, 265b)을 더 포함한다. 특히, 제1 드레인-소스 커패시터(265a)가 상부 스위치(M1)(235)의 소스 단자(270a) 및 드레인 단자(275a)에 걸쳐 제공되고, 제2 드레인-소스 커패시터(265b)가 하부 스위치(M2)(240)의 소스 단자(270b) 및 드레인 단자(275b)에 걸쳐 제공된다. 드레인-소스 커패시터들(CDS)(265a-b)은 일반적으로 그리고 집합적으로 본 명세서에서 드레인-소스 커패시터(들)(CDS)(265)로서 지칭될 수 있다.
드레인-소스 커패시터들(CDS)(265)은 스위치들(235 및 240)의 ON-OFF 전이 동안 전압 상승을 느리게 할 수 있다. 이러한 느려진 전압 상승은, 차례로, 스위치들(235 및 240)의 스위칭 손실들을 감소시킬 수 있다.
변환기(200)의 일부 예들에서, 상위 커패시터 CA(215) 및 드레인-소스 커패시터 CDS 중 하나 또는 둘 다는 변환기(200)에 포함되지 않는다.
언급된 바와 같이, 일부 예들에서, 전력 변환기(200)는 도 1의 시스템(100)의 전력 변환기(115)로서 역할할 수 있다. AC/DC 정류기 또는 DC/AC 인버터를 구현하는 전력 변환기(115)(그리고, 따라서, 전력 변환기(200))의 맥락에서, 전력 변환기(200)는 단상 전력 변환기(200)이다. 일부 예들에서, 집합적으로 도 1의 전력 변환기(115)로서 역할하고 단상 변환(정류 또는 반전)을 제공하거나 DC/DC 전력 변환을 제공하기 위해 전력 변환기(200)의 다수의 사례들이 병렬화된다. 일부 예들에서, 전력 변환기(115)는 (예를 들어, 3개 이상의 위상의 AC 전력으로 동작하는) 다상 전력 변환기이다. 그러한 예들에서, 전력 변환기(115)는 전력 변환기(200)의 다수의 사례를 포함할 수 있고, 각각의 사례는 AC 전력의 위상과 연관되고, 각각의 사례는 공유된 DC 단자들(220)을 가지며, 각각의 사례는 독립된 Vinterface 노드(225)를 갖는다. 그러한 전력 변환기의 예들이 도 3, 도 4, 도 7, 및 도 12에 제공된다. 이들 예들 중 일부는, 도 19 및 도 20에 도시된 바와 같이, 전력 변환기(200)의 다수의 사례들이 병렬화되어 각각의 위상에 대한 전력 변환을 집합적으로 제공한다(예를 들어, 위상 A에 대한 2개의 병렬 전력 변환기(200), 위상 B에 대한 2개의 병렬 전력 변환기(200), 및 위상 C에 대한 2개의 병렬 전력 변환기(200)). 일부 예들에서, 병렬 전력 변환기(200)의 특정 수 및 위상들의 수는 변한다.
본 명세서에서 이용될 때, 변환기 블록은 도 2의 변환기(200)와 관련하여 설명된 바와 같은 하프 브리지 회로를 지칭할 수 있다. 예를 들어, 변환기 블록(262)은 전력 스위칭 요소들(235 및 240), LC 필터(245)(존재하는 경우, 상부 커패시터(215), 및 존재하는 경우, 추가적인 인터페이스 인덕터를 포함함), 이들의 상호접속 노드들(예를 들어, 중간점 노드(242), 필터 노드(260), DC 단자들(220), 및 인터페이스 단자들(225)), 및 (존재하는 경우) 드레인-소스 커패시터들(265)을 포함할 수 있다.
도 3a는 콘택터(125)에 의해 AC 그리드(302) 또는 AC 모터(303)에 선택적으로 결합된 다상 전력 변환기 시스템(300)을 도시한다. 다상 변환기 시스템(300)은 DC 측에서, 배터리(306)로서 도시된 DC 소스(306)에 결합되고 LC 필터들(308)을 통해 콘택터(125)(및, 따라서, AC 그리드(302) 또는 AC 모터(303))에 결합된 다상 변환기(304)를 포함한다. 다상 변환기(304)는 도 1의 시스템(100)의 전력 변환기(115)로서 역할을 할 수 있다. LC 필터들(308), 집합적으로 3-상 LC 필터는, 도 1의 시스템(100)의 LC 필터(120)로서 역할을 할 수 있다. 도 1을 참조하면, 배터리(306)는 DC 부하/소스(110)의 예이고; AC 그리드(302)는 제2 소스/부하(130)의 예이고; AC 모터(303)는 제3 소스/부하(135)의 예이다. 도 3a를 참조하면, 동작 시에, 변환기 시스템(300)은 전력 스위칭 요소들의 소스들 및 스위칭에 따라, DC/AC 인버터 또는 AC/DC 정류기로서 기능할 수 있다.
AC 모터(303)는, 예를 들어, 영구 자석 회전자 동기 기계(permanent magnet rotor synchronous machine), 권선형 필드 동기 기계(wound field synchronous machine)(WFSM), 또는 다른 모터일 수 있다. AC 모터(303)는 고정자(stator) 및 회전자(rotor)를 포함할 수 있다. 고정자는 회전자가 회전하게 하도록 변화하는 자기장을 생성하기 위해 전류로 구동될 수 있는 복수의 고정자 권선을 포함할 수 있다. 회전자는 영구 자석들, 권선형 필드, 또는 영구 자석들과 권선형 필드들의 조합(하이브리드)을 포함할 수 있다. 회전자는, 회전자가 회전가능하게 구동될 때, 모터 샤프트(motor shaft)가 회전가능하게 구동(즉, 회전)되도록 모터 드래프트(motor draft)에 결합될 수 있다. 고정자 및/또는 회전자의 모터 권선들은 절연을 가질 수 있고, 이 절연은, 위에서 언급된 바와 같이, 전압의 높은 변화율들(dV/dt)로부터 기인하는 과도한 전류들로 인해 손상될 수 있다. 모터 샤프트는 샤프트의 지지 및 회전을 가능하게 하기 위해 하나 이상의 모터 베어링에 의해 지지될 수 있다. 예를 들어, 모터 샤프트는 샤프트의 구동 단부(driven end)(회전자에 결합된 샤프트의 단부)에 있는 제1 모터 베어링 및 샤프트의 원위 단부(distal end)에 있는 제2 모터 베어링을 포함할 수 있다. 일부 예들에서, 다른 모터 베어링 배열들이 이용된다. 모터 샤프트는 단부 부하(end load)를 구동하는 트랜스미션(transmission) 또는 기어링(gearing)(기어 트레인(gear train))에 추가로 결합될 수 있다. 예를 들어, 전기 차량의 경우, 트랜스미션은 차량이 추진되게 하기 위해 궁극적으로 하나 이상의 바퀴(wheel)에 결합될 수 있다. 다른 예들에서, 모터는 산업 장비의 일부이고, 다른 부하(예를 들어, 절단 기구들, 연삭기들(grinders), 컨베이어 모터들(conveyer motors) 등)의 회전을 야기한다.
전력 변환기 스테이지로도 지칭되는 다상 변환기(304)는 AC 그리드(302)의 각각의 위상에 대해 하나씩, 도 2의 전력 변환기(200)(또는 변환기 블록(262))의 3개의 사례를 포함한다. 각각의 사례는 상부 및 하부 스위치(235 및 240)를 포함한다. 도시되지는 않았지만, 각각의 스위치(235 및 240)는 도 2에 도시된 바와 같이, 그 양단에 결합된 각각의 드레인-소스 커패시터를 포함할 수 있다. 다상 변환기(304)는 DC 단자들(220)을 통해 배터리(306)에, 그리고 인터페이스 단자들(225a,b)을 통해 AC 그리드(302) 및 AC 모터(303)에 더 결합된다. 더 구체적으로, 인터페이스 단자들(225a,b)은 AC 그리드(302)에 접속하기 위한 3개의 그리드 접속 포인트(225a)(그리드의 각각의 위상에 대해 하나씩) 및 AC 모터(303)에 접속하기 위한 3개의 모터 접속 포인트(225b)(모터의 각각의 위상에 대해 하나씩)을 포함한다. 다상 변환기 시스템(300)은 3개의 LC 필터(308)를 포함한다. 각각의 LC 필터(308)는 도 2의 LC 필터(245)와 유사한 컴포넌트들을 포함한다. 즉, 각각의 LCL 필터(308)는 스위치 측 인덕터(250)(Lfs,a, Lfs,b 또는 Lfs,c라고도 라벨링됨), 하부 커패시터(255)(Cf,a, Cf,b 및 Cf,c라고도 라벨링됨), 상부 커패시터(215)(Cf,a, Cf,b 또는 Cf,c라고도 라벨링됨)를 포함한다. 하부 커패시터들(255)의 중립점(311a)은 음의 DC 단자(224)에 결합되어, 중립점(311) 및 음의 DC 단자(224)는 공통 노드이다. 유사하게, 상부 커패시터들(215)의 중립점(311b)은 양의 DC 단자(222)에 연결된다. 스위치 측 인덕터(250)는 중간점 노드(242)와 필터 노드(260) 사이에 결합된다. LC 필터들(308)은 공통 모드 인덕터(common mode inductor)(LCM)(312)를 통해 AC 인터페이스 단자들(225a,b)에 결합된다. 보다 구체적으로, 공통 모드 인덕터(312)는 필터 노드(260)와 인터페이스 단자들(225a,b) 사이에 결합된다. 공통 모드 인덕터(312)는 시스템에서 누설 전류를 필터링하는 것을 도울 수 있다.
도시된 예에서, 다상 변환기 시스템(300)은 배터리(306) 및 AC 그리드(302)에 결합된다. 다른 예들에서, 다상 변환기 시스템(300)은 배터리(306) 이외의 DC 소스/부하(예를 들어, 커패시터, 울트라커패시터, 정류된 AC 전력으로부터의 DC 전력 공급기 등)에 결합되고, 그리드(302) 및 모터(303) 이외의 상이한 AC 소스/부하에 결합되고/되거나, AC 그리드(302) 또는 AC 모터(303) 중 하나에만 결합된다. 또한, 다상 변환기 시스템(300)은 각각의 위상에 대해 상부 커패시터(215)를 포함하지만, 일부 예들에서, 상부 커패시터(215)는 포함되지 않는다.
도 2 및 도 3a에 도시된 바와 같이, 본 명세서에 제공된 전력 변환기 시스템들의 일부 예들에서, (도 2의 LC 필터(245) 및 도 3a의 308로서 구현된) LC 필터(120)는 각각의 위상에 대한 LC 필터를 포함하고, 여기서, 각각의 커패시터의 공통 포인트는 DC 버스 음의 단자(및/또는 양의 단자)에 접속된다. 이러한 접속은 제로-시퀀스 전압 제어를 위한 바이패싱 경로를 생성한다. 토폴로지 수정(topological modification) 및 제로 전압 제어를 이용함으로써, 공통 모드 전압이 안정화되어 누설 전류를 감소시킬 수 있다.
앞서 살펴본 바와 같이, 일부 예들에서, 콘택터(125)가 존재하지 않고, 오히려 인터페이스 단자들(225a 및 225b)이 AC 그리드(302) 및 AC 모터(303) 둘 다에 동시에 결합된다. 일부 예들에서, AC 그리드(302)로부터 인터페이스 단자들(225a)을 통해 AC 전력이 수신될 때(즉, 배터리(306)를 충전시키기 위해 변환기(304)에 의해 변환될 때), 수신된 AC 전력이 AC 모터(303)로 하여금 구동되게 하지 않도록 토크 제거 방식이 이용될 수 있다. 즉, 그렇지 않으면 AC 모터(303)에서 모터 토크를 야기할 수 있는 단자들(225b) 상의 전력 신호들은 변환기(304)의 전력 스위칭 요소들(235 및 240)의 적절한 제어를 통해 효과적으로 상쇄된다. 구현된 토크 제거 방식은 일반적으로 본 기술분야에 알려져 있을 수 있다.
도 3b 및 도 3c는 EV 섀시(350)로 나타낸 전기 차량(EV)에 통합될 때의 변환기 시스템(300)의 회로도들을 도시한다. 회로도들은 2개의 상이한 동작 모드들, 즉, 도 3b의 충전 모드 및 도 3c의 견인 모드에서의 변환기 시스템(300)을 도시한다. 도 3b의 충전 모드에서, 변환기(304)는 그리드(302)로부터 수신된 AC 전력을 배터리(306)를 충전하기 위한 DC 전력으로 변환한다. 이 모드에서, 콘택터(125)(도 3a에 도시됨)는 AC 단자들(225)을 AC 그리드(302)에 접속하고, AC 모터(303)로부터 분리하도록 구성되거나 제어될 수 있다. 따라서, AC 모터(303)는 (전기 차량에 물리적으로 여전히 존재하지만) 도 3b의 도면에 도시되지 않는다. 공통 모드 인덕터(LCM)와 AC 그리드(302) 사이의 그리드 인덕턴스는 그리드 인덕터들(352)에 의해 표현된다. DC 소스(306) 또는 DC 단자들(220)과 EV 섀시(350) 사이의 커패시턴스는 커패시터들(354)에 의해 표현된다.
도 3c의 견인 모드에서, 변환기(304)는 배터리(306)로부터 수신된 ADCC 전력을 AC 모터(303)를 구동하기 위한 AC 전력으로 변환하며, 도면에 3-상 인덕터로서 표현된다. 이 모드에서, 콘택터(125)(도 3a에 도시됨)는 AC 단자들(225)을 AC 모터(303)에 접속하고, AC 그리드(302)로부터 분리하도록 구성되거나 제어될 수 있다. 따라서, AC 그리드(302)는 도 3c의 도면에 도시되지 않지만, 그리드 접속 포인트들(225a)은 AC 그리드(302)에 접속할 수 있도록 차량에서 여전히 존재한다. AC 모터(303)와 EV 섀시(350) 사이의 추가 커패시턴스는 커패시터들(356)에 의해 표현된다.
일부 예들에서, 시스템(300)(뿐만 아니라 본 명세서에 설명된 다른 전력 변환기 시스템들)은 무변압기(transformerless) 차량 대 그리드(vehicle to grid)(V2G) 또는 차량 대 사물(vehicle to everything)(V2X) 인터페이스를 제공한다. 시스템(300)을 포함하는, 본 명세서에 개시된 시스템들은 공통 모드 제어(하기에 추가로 설명됨) 및 이들 시스템들에서 이용되는 필터링 하드웨어(예를 들어, LC 필터(308))의 견지에서 이러한 동작에 특히 적합할 수 있다. 일부 예들에서, 시스템(300)은 (예를 들어, 견인 모드 및 충전 모드 둘 다를 제공하는) 통합 구동트레인 솔루션(integrated drivetrain solution)의 일부로서 포함된다. 다른 예들에서, 시스템(300)은 전용 온보드 충전기(on-board charger)(예를 들어, 충전 모드를 갖지만 견인 모드를 갖지 않음) 또는 전용 견인 드라이브(예를 들어, 견인 모드를 갖지만 충전 모드를 갖지 않음)이다.
일반적으로, 시스템(300)은 단상 AC, 2-상 AC, 3-상 AC, 또는 DC 동작을 제공할 수 있다. V2X 인터페이스 구현에서, 시스템(300)은 그리드(302)와 상호작용하여 전력을 반환하거나 그리드(302)를 균형화하고, 광전지(photovoltaic) 및 에너지 저장 시스템들과 인터페이스하고/하거나, 로컬 마이크로-그리드 등을 형성할 수 있다. 이러한 V2X 인터페이스의 제어는 (1) 기능 레벨에서의 글로벌 제어, (2) 디바이스 레벨에서의 로컬 제어, 및 (3) (예를 들어, 모터링(motoring), 충전, 태양광(solar), 3-상 동작, AC 그리드 등을 위한) 응용 인터페이스를 이용하는 것을 포함하는 아래에 설명되는 제어 기술들 중 하나 이상과 유사하게 행해질 수 있다.
변압기 기반 시스템들에 비해, 무변압기 DC EV(양방향, 고속) 충전기들로서 기능하는 개시된 변환기 시스템들(예를 들어, 시스템(300, 700, 1200, 1900 등))은 갈바니 절연 스테이지(galvanic isolation stage)를 제거하여 충전 효율을 상당히 증가시키고, 증가된 전력 밀도를 갖는 V2G 기능성을 제공한다. 개시된 시스템들은 갈바니 절연된 토폴로지들에 존재하는 추가적인 변압기 볼륨 및 손실들의 제거를 허용하는 비격리 무변압기 토폴로지를 더 제공한다. 설계는 선택된 스위칭 디바이스 및 전력 레벨의 함수로서 손실 및 볼륨을 최소화하기 위해 스위칭 주파수 및 필터 파라미터들을 레버리지할 수 있다.
변압기가 없다면, 개시된 무변압기 시스템들 및 충전기들은 공통 모드 누설 전류를 관리하기 위해 다른 기술들을 이용한다. 이 작업은, 예를 들어, 공통 모드 전압을 안정화시키는 제로-시퀀스 전압 제어 기술로 달성된다. 충전기는 2개의 에너지 변환 스테이지, 즉, 배터리 측 제어를 위한 DC/DC 변환기 및 충전 및 V2X 서비스들을 제공하는 그리드 인터페이스 및 공통 모드 전압 제어를 위한 DC/AC 변환기를 포함할 수 있다.
무변압기 충전기들은 견인 구동트레인 통합에 특히 적합할 수 있다. 견인 인버터가 주(primary) 충전 인터페이스로서 이용되는 통합 충전기들은 전기 차량 충전의 비용 및 풋프린트를 감소시키기 위한 솔루션일 수 있다. 또한, 개시된 무변압기 양방향 비격리 충전 기술들을 구동트레인들에 통합하는 것은 또한 베어링 전류들 및 전압들의 감소를 통해 모터 수명 및 신뢰성을 증가시킬 뿐만 아니라, 모터 권선 및 기어 트레인 수명을 증가시킬 수 있다.
전기 차량의 전기 모터와 같은 전기 기계에서, 베어링 전류들 및 전압들, 모터 샤프트 전류들 및 전압들, 과도한 모터 권선 전류들, 및 기어 트레인 전류들이 고장의 주요 포인트이다. 그러한 손상 전류들 및 전압들은 공통 모드 전압 vCM에 의해 생성된다. 본 명세서에 개시된 실시예들은 이러한 전류들 및 전압들 중 하나 이상을 감소시키는 것을 돕고, 따라서 그러한 손상을 방지하거나 완화시키고, 전기 기계들의 수명을 연장한다.
도 3d는 도 3b 및 도 3c에 도시된 바와 같은 전력 변환기 시스템(300)을 포함하는 전기 차량의 AC 모터(303)와 같은 전기 기계의 기생 커패시턴스들의 단순화된 등가 회로(360)를 도시한다. 이 도면을 이용하여, 이하의 방정식을 이용하여 시스템에서의 베어링 전압을 나타내는 베어링 전압비(bearing voltage ratio)(BVR)가 계산될 수 있다:
여기서, Cb,NDE 및 Cb,DE는 각각 전기 기계의 베어링들의 비구동 단부 및 구동 단부 기생 커패시턴스들이고, Cwr은 전기 기계의 고정자 권선 대 회전자 커패시턴스이고, Crf는 회전자 대 프레임 커패시턴스이다. 이어서, 베어링 전압은 다음과 같이 계산될 수 있다.
제안된 통합된 충전기를 갖는 전기 기계의 단자들(예를 들어, 모터 접속 포인트들(225b)에 접속된 AC 모터(303)의 단자들)에서 보여지는 공통 모드 전압은 2개의 컴포넌트, 즉, 커패시터 양단의 고정된 (DC) 값 vc,CM 및 제어, 잡음 등에서의 리플을 나타내는 중첩된 AC 교란 신호 vAC로 분할될 수 있다. 이것은 공통 모드 전압을 제공한다.
잘 설계된 제어에 의해, vAC는 작을 것이고, 이는 베어링 전압이 , 즉, 스위칭 및 제어로 인한 작은 DC 오프셋 및 매우 작은 교란일 것임을 의미한다. vc,CM을 본 명세서에 개시된 실시예들을 이용하여 윤활제(lubricant)의 항복 전압(breakdown voltage) 미만으로 유지함으로써, 베어링 전류들에 의해 야기되는 손상 전기 방전이 회피될 수 있다.
누설 전류 ilkg가 Cwf와 베어링 경로 사이에서 분할될 것임을 인식함으로써 베어링 전류들(ib)의 근사치가 획득될 수 있다. Cwf는 베어링 경로에 비해 낮은 임피던스를 가지며, 따라서, 베어링 전류 ib는 누설 전류의 일부(fraction)일 것이다. 본 명세서에 제공된 실시예들은 vCM을 대략 일정하게 제어하는데, 이는 ilkg가 작을 것이고, 따라서 ib가 매우 작을 것임을 의미한다.
시스템들(100 및 300), 및 본 명세서에 개시된 다른 시스템들은 각각 본 명세서에 개시된 다양한 특징들을 단독으로 그리고 조합하여 포함할 수 있는 전력 변환기 시스템의 예이다. 이하의 섹션들에서, 본 개시내용은 (I) 3-상 변환기 모델링, (II) 고조파 주입, (III) 캐스케이드 제어 시스템들, (IV) 모델 예측 제어, (V) 상태 추정, (VI) 가변 주파수 임계 소프트 스위칭, 및 (VI) 모듈형 변환기 블록들을 논의한다. 이러한 제목들은 편의상 포함되며, 제한적인 방식으로 해석되어서는 안 된다.
I. 3-상 변환기 모델링
본 명세서에 제공된 일부 예들에서, 전력 변환기를 제어하는 제어 방식은 dq0 좌표 시스템에 기초한다. 본 명세서에 제공된 바와 같이, dq0 좌표 시스템을 이용함으로써, 제어 방식들은 제로-시퀀스 전압 컴포넌트를 이용하여 공통 모드 전압을 제어할 수 있다. abc 시스템과 비교하여, 유효/무효 전력(active/reactive power) 및 공통 모드 전압은 dq0 시스템에서 d, q 및 0 시퀀스 컴포넌트들과 독립적으로 제어될 수 있다. (예를 들어, 도 3a에 도시된) 3-상 변환기의 좌표 시스템 모델은 abc 기준 프레임으로부터 도출될 수 있다.
abc 시스템에서 상태 공간 방정식들은 다음과 같이 표현된다:
여기서, 도 3a 내지 도 3c를 참조하면, Lfs, Cf 및 Lfg는 각각 스위치 측 인덕터(250), 커패시터(255) 및 그리드 측 인덕터(352)이다. 또한, iL,abc, vc,abc, io,abc 및 vx,abc는 각각 스위치 측 인덕터 전류, 커패시터 전압, AC 인터페이스 단자 전류 및 AC 인터페이스 단자 전압이다. 는 항등 행렬이다.
abc 시스템에서 시변 정현파 기준들(time-varying sinusoidal references)을 제어하는 것이 어려울 수 있고, dq0 시스템에서 유효/무효 전력을 계산하고 제로-시퀀스 전압을 안정화시키는 것이 편리할 수 있기 때문에, 상태 공간 모델은 제어 목적을 위해 dq0 기준 프레임으로 변환된다. 예를 들어, dq0 좌표 시스템 변환은 dq0 시스템이 시변 정현파 파형들을 동등한 일정한 DC 값들에 전달할 수 있기 때문에 도움이 된다. 제어의 구현을 위해, DC 값들은 AC 값들보다 제어하기가 더 쉬울 수 있다. 그러나, 전통적인 방법들은 0(제로-시퀀스) 컴포넌트를 고려하지 않고 dq 시스템을 주로 이용한다. AC 3-상 커패시터들의 공통 포인트가 DC 버스 양의 및/또는 음의 단자들에 접속되는 변환기 시스템(300)의 토폴로지는, abc 시스템으로부터 dq0 시스템으로의 제로-시퀀스의 추출과, 제로-시퀀스 전압의 제어가 DC 버스 전압의 절반이 되도록 하는 것을 허용한다. 따라서, 공통 모드 전압 vcm은 제로-시퀀스 컴포넌트이며, 그에 따라 일정하게 안정화될 수 있다.
제로-시퀀스 컴포넌트를 갖는 기준 프레임 변환의 경우, abc 시스템은 먼저 αβ0으로 변환된 다음 dq0 시스템으로 변환될 수 있다. abc로부터 αβ0까지, Clarke 변환이 다음과 같이 적용된다:
αβ0 시스템에서, 신호들은 α 및 β 프레임들에서의 2개의 직교 정현파 AC 파형 및 제로-시퀀스 컴포넌트로 구성된다. Park 변환은 두번째로 αβ0의 고정 기준 프레임을 회전 dq0 시스템으로 변환하도록 구현되고, 이는 다음과 같이 계산된다:
여기서, 는 그리드(또는 변환기에 결합된 다른 AC 소스/부하)의 위상각(phase angle)이다. 일부 예들에서, 위상각 는, 이하에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 공통 결합의 포인트(PCC)에서 그리드 전압을 측정함으로써 위상 고정 루프(phase-locked-loop)(PLL) 제어기(예를 들어, 도 4의 PLL(420) 참조)로 추적된다. 따라서, abc에서의 AC 정현파 신호들은 의 시변 각도를 갖는 dq0 (회전) 기준 프레임에서의 DC 값들로 변환된다. 변환기들의 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 듀티 사이클들을 구현하기 위한 제어 기준 신호들은 PWM 변조를 위한 abc (고정) 기준 프레임 포맷에 있을 수 있다. 따라서, 제어 신호들의 출력을 dq0으로부터 abc로 변환하기 위해 역(inverse) Clarke 및 Park 변환이 적용될 수 있다:
좌표 시스템 변환들의 상기의 Park 및 Clarke 방정식들에 기초하여, 상기의 상태 공간 방정식들이 abc로부터 dq0으로 변환될 수 있다:
여기서 ω는 rad/s 단위의 그리드의 각속도(angular velocity)이다. G는 다음과 같은 변환으로부터 얻어지는 결합 항들에 대한 행렬이다:
견인 및 충전 모드들 둘 다에서, 중립점이 절연된다고(또는 시스템이 의도하지 않은 공통 모드 전도 경로를 형성하지 않는다는 점에서 부동(floating)이라고) 가정될 수 있으며, 이는 제로 시퀀스 컴포넌트가 무시될 수 있다는 것을 의미한다. 충전 모드에서, 3-상 그리드는 커패시터에서의 공통 접속의 포인트에서 전압 소스들로서 모델링된다. 견인 모드에서, 드라이브 문헌(drives literature)에서 통상적으로 vdq로 지칭되는 모터 단자 전압들은 이제 vc,dq이며; 마찬가지로, 통상적으로 idq로 지칭되는 모터 전류들은 이제 토폴로지에서 io,dq이다. 표준 PMSM 모델의 표기의 변경은 다음을 산출한다.
Ld 및 Lq는 각각 모터의 d-축 및 q-축 인덕턴스들이고; Rs는 고정자 권선 저항이고; Ψ는 영구 자석들의 플럭스(flux)이고; ω는 극 쌍들(pole pairs)(pp)에 의해 ω = ppωm만큼 기계적 각속도 ωm에 링크되는 회전자의 전기 각속도이다.
dq0 상태 공간 방정식들 및 DC 버스 양의/음의 단자들과의 3-상 커패시터 공통 포인트의 접속을 이용함으로써, 제로-시퀀스 전압은 ucm을 안정화하도록 명시적으로 제어될 수 있다.
일부 예들에서, dq0 기준 프레임 이외의 다른 회전 기준 프레임이 제어 시스템(105)에 의해 이용된다.
II. 제로 시퀀스 전압 제어를 위한 고조파 주입
광전지(PV) 어레이를 위한 전기 차량(EV) 충전기를 위한 그리드 접속된 전력 변환기와 같은 일부 전력 변환기 응용들에서, 누설 전류 및 DC 버스 이용은 변환기 성능에 영향을 미치는 2개의 인자이다. 누설 전류를 다루기 위해, 부피가 큰 라인 주파수 변압기가 전형적으로 공통 결합의 포인트(PCC)에서 누설 경로를 차단하도록 설치되며, 이는 시스템의 비용, 볼륨 및 중량을 증가시킨다. DC 버스 이용을 개선하기 위해, DC 버스 전압은 (예를 들어, 포화 문제를 피하기 위해 그리드 전압 진폭의 적어도 2배가 되도록) 스텝업될 수 있고, 이것은 추가의 스위칭 손실과 스위치 전압 허용 능력에 대한 도전과제를 가져온다.
이들 및 다른 문제들을 해결하기 위해, 일부 예들에서, 고조파 신호가 본 명세서에 제공된 전력 변환기 시스템들에 주입되는데, 이는 또한 비격리(무변압기) 변환기들일 수 있다. 종래의 고조파 주입은 스위칭 요소들을 변조하는 데 이용되는 듀티 사이클에서의 직접 주입을 수반하며, 이는 제어 안정성 및 강건성을 감소시키고, PWM 변조에서 발산이 일어날 수 있으며, 여분의 고조파들이 그리드에 주입되어, 그리드 전압 및 전류의 전력 품질을 열화시킨다. 대조적으로, 본 명세서에 제공된 일부 예들에서, 시스템들 및 방법들은 제로 시퀀스 전압 제어를 위한 고조파 주입을 제공한다. 개시된 시스템들 및 방법들은 감소된 제어 안정성 및 강건성 없이, 그리고 그리드(또는 다른 AC 소스 또는 부하)에 추가의 고조파들을 주입하지 않고, DC 버스 이용을 개선한다.
일부 실시예들에서, 전력 변환기 시스템(예를 들어, 시스템(100))은 비격리 N-상 전력 변환기 및 제로 시퀀스 전압 제어를 위해 N의 배수번째 위상 고조파를 주입하는 제어 시스템을 갖는다. 예를 들어, 3-상 전력 변환기의 경우(즉, N=3), 주입된 고조파는 제3 고조파 주입(THI), 제6 고조파 주입 등일 수 있다. 추가적으로, 변조를 위해 듀티 사이클에 직접 고조파를 주입하기보다는, 일부 예들에서, 시스템은 직교 제로-시퀀스(direct quadrature zero-sequence)(dq0) 회전 기준 프레임 제어 신호들의 세트의 제로-시퀀스 전압 제어 신호에 고조파(예를 들어, 정현파 또는 삼각파 전압 신호)를 주입한다. 제어 신호들은 또한 회전 기준 프레임 기준 타겟들로 지칭될 수 있다. 이 접근법은 고조파가 변조를 위한 듀티 사이클에 직접적으로 주입되었다면 달리 적용되지 않을 dq0 회전 기준 프레임 제어 신호들에 대한 제약들을 통해 추가적인 조절을 제공한다. 따라서, 시스템의 안정성 및 강건성은 직접 듀티 사이클 측 주입 기법들에 비해 개선될 수 있다.
예를 들어, 도 4를 참조하면, 도 1의 전력 변환기 시스템(100)의 예일 수 있는 전력 변환기 시스템(400)이 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 전력 변환기 시스템(400)은 중앙 제어기(150) 및 3개의 로컬 제어기(160a-c)(각각 도 1의 로컬 제어기(160)의 사례임)를 포함하는 제어 시스템(105)을 포함하는 비격리 3-상 전력 변환기이다. 로컬 제어기(160a-c)는 각각 그에 대응하는 각각의 변환기 블록(262a-c)과 연관되어 그를 제어할 수 있다. 변환기 블록들(262a-c)은 도 2와 관련하여 설명된 변환기 블록(262)의 사례들일 수 있다. 로컬 제어기들(160a-c)은 연관된 변환기 블록(262a-c)의 제어를 수행하기 위한 특정 제어 방식을 구현할 수 있다. 예를 들어, 로컬 제어기(160a-c)는 아래에 더 설명되는 바와 같이 모델 예측 제어(MPC), 비례-적분(PI) 제어, 비례-적분-미분(PID) 제어, 또는 다른 타입의 제어 또는 조절을 구현할 수 있다. 일부 실시예들에서, 도시된 바와 같은 캐스케이드 제어 시스템이 아니라, 제어 시스템(105)은 로컬 제어기(160a-c)를 포함하지 않는다. 예를 들어, 대신에, 중앙 제어기(150)에 의해 생성된 기준 전압들은 변환기의 각각의 전력 스위칭 요소에 대한 각각의 게이트 드라이버들(402)에 제공되는 각각의 듀티 사이클 값들에 (예를 들어, 룩업 테이블에 의해) 직접 매핑된다.
도시된 바와 같이, 중앙 제어기(150)는 고정 (abc) 기준 프레임에서의 전력 변환기(304)의 전기적 특성들(예를 들어, iL,abc; ig,abc, vg,abc)을 수신하고, 기준 전기적 특성들(예를 들어, ig,d*; ig,q*, vg,q*)을 수신하며, 단자들(225)에 결합된 AC 부하/소스(예를 들어, AC 그리드)의 기본 주파수(theta(세타) 또는 )를 결정한다. 이러한 수신되고 결정된 값들에 기초하여, 중앙 제어기(150)는 dq0 기준 프레임에서 제어 기준 신호들을 생성한다. 이어서, 중앙 제어기(150)는 제어 기준 신호들을 dq0/abc 기준 프레임 변환기(reference frame translator)(410)를 통해 고정 (abc) 기준 프레임으로 변환하고, 이러한 제어 기준 타겟들(415)(예를 들어, va*, vb* 및 vc*)을 로컬 제어기들(160a-c)에 제공한다. 일부 예들에서, 노치 필터(notch filter)(411)는 시스템에 존재할 수 있는 공진을 보상하기 위해 제공된다. 예를 들어, 노치 필터(411)는 dq0-축들 각각의 컷오프 주파수에서 더해질 수 있다. 노치 필터(411)는 다음과 같이 연속 시간으로 설계될 수 있고,
차이 방정식들로서 이산 시간으로 구현될 수 있다. 일부 예들에서, 노치 필터(411)는 시스템(400)에 포함되지 않는다.
보다 상세하게는, 중앙 제어기(150)는 (예를 들어, abc/dq0 변환기(412)를 통해) 전력 변환기(304)의 수신된 전기적 특성들을 고정 기준 프레임으로부터 dq0 기준 프레임으로 변환한다. 중앙 제어기(150)는 변환된 전기적 특성들을 dq0 기준 프레임에서의 기준 전기적 특성들과 더 비교하여(예를 들어, ig,d*를 ig,d에, 그리고 ig,q*를 ig,q에) 전압 제어 기준 신호의 d 및 q 컴포넌트들(예를 들어, vd* 및 vq*)을 생성한다. 예를 들어, 조절기(regulator)(413)(예를 들어, PI 또는 PID 제어기)는 기준 및 변환된 그리드 전류 값들의 d 컴포넌트(ig,d* 및 ig,d)의 비교를 수행하여 전압 제어 기준 신호의 결과적인 d 컴포넌트(vd*)를 생성할 수 있다. 유사하게, 조절기(414)(예를 들어, PI 또는 PID 제어기)는 기준 및 변환된 그리드 전류 값들의 q 컴포넌트(ig,q* 및 ig,q)의 비교를 수행하여 전압 제어 기준 신호의 결과적인 q 컴포넌트(vq*)를 생성할 수 있다. 전압 제어 기준 신호의 이들 d 및 q 컴포넌트들은 dq0/abc 변환기(410)에 제공된다. 기준 전기적 특성들의 d 및 q 컴포넌트들(예를 들어, ig,d* 및 ig,q*)은 메모리(예를 들어, 메모리(157)) 또는 다른 소스로부터 수신된 사용자 입력 커맨드에 기초하여 I/O 인터페이스(142)(도 1 참조)에 의해 중앙 제어기(150)에 제공될 수 있다.
조절기들(413 및 414)에 대해 dq0 기준 프레임에서 기준 전기적 특성들을 생성하기 위해, 중앙 제어기(150)는 전류 기준 생성기(417), 정전류/정전압(CC/CV) 제어기(418), 및 선택기(419)를 포함하는 기준 특성 블록(416)을 더 포함한다. 시스템(400)이 견인 모드에 있을 때, 선택기(419)는 기준 전기적 특성들(예를 들어, io,dq *)로서 역할하기 위해 전류 기준 생성기(417)의 출력을 선택할 수 있다. 시스템(400)이 충전 모드에 있을 때, 선택기(419)는 기준 전기적 특성들(예를 들어, io,dq *)로서 역할하기 위해 CC/CV 제어의 출력을 선택할 수 있다. 전류 기준 생성기(417)는 토크 기준(예를 들어, 메모리(157)로부터의 입력 토크 커맨드 또는 I/O(142)를 통해 제공되는 사용자 입력), AC 모터(303)의 각속도(ω)(도 3a 참조), 및 VDC(예를 들어, 센서(140)의 전압 센서에 의해 제공될 수 있는 DC 단자들(220) 양단의 전압)를 입력으로서 수신한다. 전류 기준 생성기(417)는 3개의 입력을 기준 전기적 특성들(예를 들어, 모터(303)를 구동하기 위한 출력 전류 io,dq *)에 매핑하는 룩업 테이블(예를 들어, 실험을 통해 채워짐) 또는 실시간 함수를 구현할 수 있다. 룩업 테이블 또는 함수는, 예를 들어, 암페어 당 최대 토크 제어 기술(maximum torque per Ampre control technique)을 구현할 수 있다.
CC/CV 제어기(418)는 입력으로서 VDC(예를 들어, 센서들(140)의 전압 센서에 의해 제공될 수 있는 DC 단자들(220) 양단의 전압) 및 IDC(예를 들어, 센서들(140)의 전류 센서에 의해 제공될 수 있는 DC 단자들(220)을 통과하는 전류)를 수신한다. CC/CV 제어기(418)는 2개의 입력을 기준 전기적 특성(예를 들어, 배터리(306)(도 3 참조)를 충전하기 위한 d-축 출력 전류 io,d *)에 매핑하는 룩업 테이블(예를 들어, 실험을 통해 채워짐) 또는 실시간 함수를 구현할 수 있다. d-축 전류 기준 io,d *는 유효 전력에 대응한다. 일부 경우들에서, 예를 들어, 그리드 지원이 요구되는 경우, 무효 전력 기준 io,q *가 또한 추가될 수 있다. 일부 예들에서, CC/CV 제어기는 2개의 상태들, 즉, 배터리(306)가 피크에 가까운 충전 상태(state-of-charge)(SOC)를 가질 때까지 시스템(400)이 정전류를 푸시하는 정전류 상태; 및 충전 사이클을 완료하기 위해 배터리(306)를 세류 충전(trickle-charges)하는 정전압을 인가하는 정전압 상태를 갖는다.
제로-시퀀스(0) 기준 컴포넌트에 대해, 전력 변환기 시스템(400)은 고조파 주입기(405)(예를 들어, 중앙 제어기(150)의 일부로서 제공됨)를 이용한다. 즉, 고조파 주입기(405)는 고조파 주입을 생성하고 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 dq0/abc 기준 프레임 변환기(410)에 제공한다.
도 4에 도시된 바와 같이, 고조파 주입기(405)는 DC 오프셋(예를 들면, Vdc/2), 전력 변환기(115)의 AC 섹션의 기본 주파수(theta 또는 ), 및 전력 변환기(115)의 각각의 위상에 대한 제어 기준 타겟들(415)을 수신한다. 본 예에서, 제어 기준 타겟들(415)(전력 기준 타겟들이라고도 지칭됨)은 제어 블록(262a-c)(예를 들면, 도 2 및 도 3, 커패시터(255)를 참조)의 하부 커패시터에 대한 타겟 전압을 참조하는 변환기(410)에 의해 출력된 전압 기준들 및 이다. 고조파 주입기(405)는 이러한 특성들에 기초하여 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 계산할 수 있다. 따라서, 고조파 주입기(405)는 또한 제로-시퀀스 기준 생성기라고 지칭될 수 있다. 일부 실시예들에서, 고조파 주입기(405)는 2개의 컴포넌트들 (i) DC 오프셋 및 (ii) N의 배수번째 위상 고조파 주입을 합산함으로써 제로-시퀀스 기준 컴포넌트를 계산한다.
제1 컴포넌트인 DC 오프셋은 DC 버스 전압의 절반(Vdc/2)이 되도록 설정될 수 있다. 제로-시퀀스 기준의 이 DC 오프셋 컴포넌트는 궁극적으로 누설 전류가 그리드로 흐르는 것을 차단한다. 즉, 제로-시퀀스 출력 전류는, 제로-시퀀스 전압 기준에 대한 입력으로서 이용되는 이 DC 오프셋에 의해 제공되는 제로-시퀀스 커패시터 전압의 안정화 제어에 의해 감쇠될 수 있다. 제로 시퀀스 전압 제어의 작동 원리는 3-상 출력 커패시터 전압 기준 추적에 기초한다. 구체적으로, 중앙 제어기(150)에서, 기준의 제로-시퀀스 컴포넌트는 DC 버스 전압 측정치의 절반, 즉, Vdc/2로서 설계된다. 이 기준은 조절기들(413, 414)의 출력으로부터의 dq 컴포넌트 기준들과 조합되고, 그 후 로컬 제어기들(160a-c)에 대한 제어 기준 타겟들(415)로서 abc 기준 프레임으로 변환된다. 따라서, 제어 기준 타겟들(415) 각각은 정현파 AC 컴포넌트(변환기(410)로의 dq 입력들에 기초함) 및 제로 시퀀스 DC 컴포넌트(변환기(410)로의 제로-시퀀스(0) 입력에 기초함)으로 구성될 수 있다. 따라서, 제로-시퀀스 제어가 통합된 제어 기준 타겟들(415)에 기초하여, 로컬 제어기들(160a-c)은 제로 시퀀스 전압 제어를 조절하여, 안정화된 공통 모드 커패시터 전압 및 낮은 누설 전류를 제공한다. 변환기(300)의 일부 예들에서, 제로-시퀀스 전압 기준으로서의 이 DC 오프셋은 스스로 이점들을 제공하기 때문에, DC 오프셋은 고조파 주입의 추가 없이 제로-시퀀스 전압 기준으로서 변환기(410)에 제공된다(예를 들어, 주입기(405)의 출력은 DC 오프셋(Vdc/2)일 수 있다).
다른 예들에서, 이러한 DC 오프셋과 함께 N번째 위상 고조파의 주입은 DC 버스 이용을 더 개선할 수 있다. N-차 고조파를 제로-시퀀스 전압 기준에 주입함으로써(즉, DC 오프셋으로 합산함으로써), 이들 2개의 컴포넌트들은 로컬 제어기들(160a-c)에 대한 제어 기준 타겟들(415)의 제로-시퀀스 부분을 형성한다. 따라서, 각각의 위상의 로컬 제어기들(160a-c)은 동일한 제로-시퀀스 DC 오프셋 및 3-차 고조파를 갖는 커패시터 전압(vc,abc)을 조절하여 공통 모드 전압을 안정화하고 피크-투-피크 전압 값을 감소시킬 것이다.
고조파 주입기(405)는 기본 주파수 및 제어 기준 타겟들(415)에 기초하여 N의 배수번째 위상 고조파 주입을 계산할 수 있다. 따라서, 일부 실시예들에서, N의 배수번째 위상 고조파 주입은 이전에 수신된 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 고정 (abc) 기준 프레임에서 제어 시스템에 의해 생성된 N개의 이전 제어 기준 타겟으로부터 계산되는 피드백 신호로 간주될 수 있다. 일부 실시예들에서, N의 배수번째 위상 고조파 주입은 정현파 신호이다. 고조파 주입기(405)는 전력 변환기의 AC 전압 섹션의 기본 주파수의 N차(N-th order)에 기초하여 정현파 신호를 도출할 수 있다. 다른 실시예들에서, N번째 위상 고조파 주입은 삼각 신호(triangular signal)이다. 고조파 주입기(405)는 전력 변환기의 AC 전압 섹션의 기본 주파수()의 최대 및 최소 값들의 평균 값들에 기초하여 삼각 신호를 도출할 수 있다. 고조파 주입기(405)가 정현파 또는 삼각 신호들을 계산하기 위해 이용할 수 있는 예시적인 방정식들이 아래에 제공된다.
제3 고조파 주입을 위한 정현파 주입(Sin-RTHI)은 제로-시퀀스 전압 기준에 중첩될 그리드 기본 주파수() 컴포넌트의 3차(third order)를 도출함으로써 구현될 수 있다. Sin-RTHI 제로-시퀀스 전압 기준은 다음과 같이 표현될 수 있다:
따라서, 로컬 제어기들(160a-c)에 분배된 abc 프레임 Sin-RTHI 3-상 커패시터 전압 기준들 v* c,abc는 다음과 같이 표현될 수 있다.
여기서, Vm 및 D3rd는 각각 기본 컴포넌트의 진폭 및 제3 고조파 주입 깊이이다. 각속도 ω 및 위상 시프트는 기본 주파수 theta()에 기초하여 도출될 수 있다. 중앙 제어기(150)의 위상 고정 루프(PLL) 제어기(420)는 AC 전압(예를 들어, 그리드 또는 AC 모터 전압)의 실시간 위상각 정보를 제공하기 위해 theta()를 제공할 수 있다. 예를 들어, PI 제어기는 위상각의 각속도 ω를 도출하기 위해 그리드 전압의 q 컴포넌트 vg,q를 0이 되도록 제어하는 데 이용될 수 있다. 그 다음, theta()는 2π의 주기로 계산될 수 있고, 다음에서의 유효/무효 전력 계산에 기초한다.
여기서, d-축 및 q-축은 각각 유효 및 무효 전력을 나타낸다. 구체적으로, theta()는 각각의 제어 기간에서 제어 시간 기간 Ts와 각속도 ω의 곱을 누적하고, theta()가 [0,2pi] 내에 있음을 보장하기 위해 모듈러스 연산자 함수(modulus operator function)를 수행함으로써 도출된다. theta()는 또한 변환기(410) 및 변환기(412)에 의한 변환들과 같은 변환기 시스템의 다른 계산들에 이용된다.
제로-시퀀스 전압에 대한 고조파 주입을 이용함으로써, 피크-투-피크 커패시터 전압이 감소되어 DC 버스 이용을 개선하고 더 낮은 DC 버스 전압에서의 듀티 사이클 포화를 피할 수 있다. 도 5a는, Sin-RTHI에 대해, 하나의 그리드 기간에서 3차, 기본 주파수, 및 주입된 커패시터 전압들의 시뮬레이션 파형들을 도시한다.
제3 고조파 주입을 위한 삼각 공간 벡터(Tri-RTHI)는 제로-시퀀스 전압 기준에 중첩될 최대 및 최소 그리드 기본 주파수 컴포넌트 커패시터 전압의 평균 값을 도출함으로써 구현될 수 있다. Tri-RTHI 제로-시퀀스 전압 기준은 다음과 같이 표현될 수 있다:
따라서, 로컬 제어기들(160a-c)에 분배된 abc 프레임 Tri-RTHI 3-상 커패시터 전압 기준들 v* c,abc는 다음과 같이 표현될 수 있다.
도 5b는, Tri-RTHI에 대해, 하나의 그리드 기간에서 3차, 기본 주파수 및 주입된 커패시터 전압들의 시뮬레이션 파형들을 도시한다.
도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같이, 듀티 사이클 포화 문제를 피하기 위해 DC 버스 이용이 또한 개선될 수 있다. 도 5a 및 도 5b에서의 주입된 제3 고조파의 유효성을 평가하기 위해, 전압 이득은 기준 변조 파형 피크 값 vTHI에 대한 기본 컴포넌트 커패시터 전압 피크 값 vbase의 비율로서 정의될 수 있다.
연속적인 제3 고조파 주입 방법들의 최대 전압 이득은 제3 고조파가 제로 교차점에 있을 때 π/3에서 도출될 수 있다. 따라서, 다음과 같다.
개시된 고조파 주입 기술들을 이용함으로써, DC 버스 전압은 (예를 들어, 1.15배만큼) 감소될 수 있고, 그에 따라, 전력 스위칭 요소들 상의 전압 스트레스 및 스위칭 손실들이 감소될 수 있다.
일부 실시예들에서, N의 배수번째 위상 고조파 주입을 계산하기 위해 전력 변환기(115)의 각각의 위상(여기서, Vc,a *, Vc,b *, 및 Vc,c *)에 대한 제어 기준 타겟들(415)을 이용하는 대신에, 고조파 주입기(405)는 전력 변환기(115)의 각각의 위상의 직접 또는 간접 전압 측정들로부터 N번째 위상 고조파 주입을 도출할 수 있다. 예를 들어, 직접 전압 측정들을 위해, 고조파 주입기(405)는 전력 변환기(115)의 N개의 위상들 각각에 대한 각각의 전압 센서로부터, 또는 전압 센서들의 각각의 아날로그 출력들을 전압 측정치들을 나타내는 디지털 신호들로 변환하는 아날로그-디지털 변환기(analog-to-digital converter)(ADC)로부터 출력을 수신할 수 있다. 다른 예로서, 간접 전압 측정들을 위해, 고조파 주입기(405)는 전력 변환기(115)의 N개의 위상들 각각에 대한 전압 측정치들을 나타내는 하나 이상의 통신을 로컬 제어기(들)(160)로부터 수신할 수 있다. 여기서, 로컬 제어기(들)(160)는 전압들을 직접 측정하고, 측정된 값들을 전압 측정치들로서 고조파 주입기(405)에 통신할 수 있다. 직접 및 간접 예들 둘 다에서, 전압 측정치들은 각각 전력 변환기(115)의 각각의 위상(예를 들어, Vc,a, Vc,b 및 Vc,c)의 LC 필터의 커패시터(예를 들어, 하부 커패시터 CB 또는 Cf(255))에 걸쳐 측정된 전압일 수 있다.
직접 또는 간접 전압 측정들을 이용하는 이러한 실시예들에서, N의 배수번째 위상 고조파 주입은 전력 변환기(115)의 위상당 적어도 하나의 전압 측정치를 포함하는 적어도 N개의 전압 측정치들로부터 계산되는 피드백 신호로 간주될 수 있다. 이러한 실시예들 중 일부에서, N의 배수번째 위상 고조파 주입은 정현파 신호 또는 삼각 신호이다. 고조파 주입기(405)가 정현파 또는 삼각 신호들을 계산하기 위해 이용할 수 있는 위에서 언급된 예시적 방정식들은 이러한 실시예들에서 정현파 또는 삼각 신호들을 계산하기 위해 유사하게 이용될 수 있으며, 전압 측정 신호들은 각각 방정식들에서 제어 기준 타겟들을 대체한다.
추가적으로, 전력 변환기 시스템(100)의 일부 실시예들에서, N은 3이고 N의 배수번째 위상 고조파 주입은 전력 변환기의 AC 전압 섹션의 기본 주파수의 3차이다. 그러나, 전술한 바와 같이, 일부 실시예들에서, N은 다른 정수 값일 수 있고/있거나, N의 다른 배수번째 위상 고조파도 선택될 수 있다.
도 4의 시스템(400)과 관련하여 설명되었지만, 고조파 주입 특징은 적어도 일부 예들에서 본 명세서에 개시된 다른 전력 변환기 시스템들에 통합될 수 있다.
III. 캐스케이드 제어 시스템
일부 실시예들에서, 전력 변환기 시스템은 비격리 N-상 전력 변환기 및 캐스케이드 제어 시스템을 갖는다. 캐스케이드 제어 시스템은 중앙 제어기 및 적어도 하나의 로컬 제어기를 포함한다. 예를 들어, 상기의 도 1 및 도 4의 시스템들(100 및 400)을 참조하면, 제어 시스템(105)은 하나 이상의 로컬 제어기(160)와 캐스케이드된 중앙 제어기(150)를 포함하는 캐스케이드 제어 시스템일 수 있다. 제어 시스템(105)이 본 명세서에서 캐스케이드 제어 시스템(105)으로 지칭될 때, 제어 시스템(105)은 중앙 제어기(150)에 더하여 선택적인 로컬 제어기들(160) 중 적어도 하나를 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 캐스케이드 제어 시스템(105)은, 예를 들어, 공진 댐핑, 개선된 동적 성능 및/또는 누설 전류 감쇠 능력들을 제공할 수 있다. 또한, 캐스케이드 제어 시스템(105)은 도 18a, 도 18b 및 도 19와 관련하여 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이, 컴포넌트들의 모듈성을 개선할 수 있다(예를 들어, 모듈형 자동변환기 모듈들로서 로컬 제어기들 및 대응하는 변환기 블록들의 추가 및 제거를 용이하게 한다).
캐스케이드 제어 시스템(105)의 일부 실시예들에서, 중앙 제어기(150)는 제어의 외부 루프를 제공하는 반면, 로컬 제어기들(160) 각각은 제어의 개별적 내부 루프를 제공한다. 예를 들어, 중앙 제어기(150)는 회전 기준 프레임(예를 들어, dq0 기준 프레임)에서 전력 변환기(115)에 대한 제어를 조절하는 PI 제어기, PID 제어기, 또는 다른 조절 제어기를 구현할 수 있다. 제어의 외부 루프의 일부로서, 중앙 제어기(150)는 회전 기준 프레임에서의 조절에 기초하여 제어 기준 타겟들(예를 들어, 타겟들(415))을 생성한다. 제어 기준 타겟들은 고정 (abc) 기준 프레임에서 생성될 수 있다. 추가적으로, 중앙 제어기(150)는 제어 기준 타겟들을 로컬 제어기들(160)에 제공할 수 있다. 로컬 제어기들(160)은 전력 변환기(115)의 N개 위상들 중 하나 이상을 제어하도록 구성될 수 있으며, 전력 변환기(115)의 N개 위상들의 제어는 로컬 제어기들(160) 사이에 분할된다. 따라서, 전력 변환기(115)의 각각의 위상은 특정 로컬 제어기(160)와 연관되고 그에 의해 제어될 수 있다.
각각의 개별 로컬 제어기(160)는 중앙 제어기(150)로부터 수신된 제어 기준 타겟들(예를 들어, 타겟들(415))에 기초하여 모델 예측 제어(MPC), PI 제어, PID 제어 또는 다른 조절 기술을 통해 내부 루프 제어를 구현한다. 예를 들어, 각각의 로컬 제어기(160)는 또한 로컬 제어기와 동일한 위상 또는 변환기 블록(262)과 연관된 하부 커패시터(255)(vc) 양단의 전압에 대한 전압 측정치 또는 추정을 수신할 수 있다. 측정된 또는 추정된 커패시터 전압(vc) 및 제어 기준 타겟(예를 들어, vc*)에 기초하여, 각각의 로컬 제어기(160)는 기준 제어 타겟과 동일한 커패시터 전압(vc)을 달성하기 위해(또는 달성하는 경향이 있기 위해) 전력 스위칭 요소들의 스위칭을 조정 또는 제어하도록 그것의 연관된 변환기 블록(262)을 제어할 수 있다. 각각의 로컬 제어기들(160)에 의해 제공되는 내부 루프 제어는 전력 변환기(115)(또는, 도 3a에서, 변환기(304))의 전력 스위칭 요소들에 제공되는 제어 시그널링의 생성을 포함한다. 예를 들어, 도 3a 내지 도 3c 및 도 4를 참조하면, 로컬 제어기(160a)는 전력 변환기(115)의 제1 위상의 전력 스위칭 요소들(235, 240)(M1, M2)에 제어 시그널링을 제공하고, 로컬 제어기(160b)는 전력 변환기(115)의 제2 위상의 전력 스위칭 요소들(235, 240)(M3, M4)에 제어 시그널링을 제공하고, 로컬 제어기(160c)는 전력 변환기(115)의 제3 위상의 전력 스위칭 요소들(235, 240)(M5, M6)에 제어 시그널링을 제공한다.
중앙 제어기(150) 및 로컬 제어기들(160)은 모니터링 정보(예를 들어, 센서 데이터) 및 제어 정보 양자 모두에서 실시간으로(예를 들어, 각각의 제어 사이클로) 서로 통신할 수 있다. 예를 들어, 각각의 로컬 제어기(160)는, 로컬 제어기(160)가 연관되는 전력 변환기(115)의 위상 또는 위상들에 특정한 전기적 동작 특성들을, 실시간으로 중앙 제어기(150)에게, 결정하여 송신할 수 있다. 예를 들어, 도 4를 참조하면, 이러한 전기적 동작 특성들은 Vc,abc, io,abc, 및 iL,abc(예를 들어, 로컬 제어기(160a)로부터의 Vc,a, io,a, 및 iL,a; 로컬 제어기(160b)로부터의 Vc,b, io,b, 및 iL,b; 및 로컬 제어기(160c)로부터의 Vc,c, io,c, 및 iL,c) 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 로컬 제어기들(160)은 다른 전기적 동작 특성들을 제공한다. 또한, 중앙 제어기(150)는 제어 기준 타겟들(예를 들어, 415)을, 실시간으로 각각의 로컬 제어기들(160)에게, 결정하여 송신할 수 있다. 제어 기준 타겟들(415)이 전압 기준 타겟들로서 예시되지만, 일부 예들에서, 제어 기준 타겟들(415)은 전류 기준 타겟들(예를 들어, iL,abc* 또는 io,abc*)이다. 그러한 예들에서, 로컬 제어기들(160)은 전류 기준 타겟들에 따라 그들 각각의 위상들의 전력 스위칭 요소들을 제어할 수 있다.
도 6은 본 명세서에 제공된 변환기 시스템(400) 및 다른 변환기 시스템들과 관련하여 전술한 바와 같은 캐스케이드 제어 시스템을 위한 통신 시스템(600)을 도시한다. 통신 시스템(600)은 변환기 시스템(100) 및 변환기 시스템(400)의 적어도 일부 예들(예를 들어, n=3임)에 대한 통신의 예를 예시한다. 예를 들어, 통신 시스템(600)은 도 4의 캐스케이드 제어 시스템과 관련하여 전술한 통신을 가능하게 하는 통신 시스템의 예이다.
통신 시스템(600)은 중앙 제어기(150) 및 로컬 시스템들(605a-n)을 포함한다. 각각의 로컬 시스템은 각각의 로컬 제어기(160a-n) 및 각각의 로컬 변환기 또는 변환기 블록(262a-n)(도 2와 관련하여 설명된 변환기 블록(262)의 사례들)을 포함한다. 중앙 제어기(150) 및 로컬 제어기들(160a-n)은 통신 버스(615)를 통해 통신가능하게 결합된다. 통신 버스(615)는 각각의 로컬 제어기(160)와 중앙 제어기(150) 사이의 전용 통신 경로들의 집합을 포함할 수 있거나, 로컬 제어기들(160)과 중앙 제어기(150) 사이의 공유 통신 경로들을 포함할 수 있거나(예를 들어, 통신들이 의도된 목적지 디바이스를 식별하기 위한 어드레싱 정보를 포함하는 경우), 이들의 조합일 수 있다.
언급된 바와 같이, 중앙 제어기(150) 및 로컬 제어기들(160)은 모니터링 정보(예를 들어, 센서 데이터) 및 제어 정보 양자 모두로 실시간으로(예를 들어, 각각의 제어 사이클로) 서로 통신할 수 있다. 예를 들어, 로컬 제어기들(160)은 Vg,abc, ig,abc, 및 iL,abc 중 하나 이상을 포함하는 전기적 동작 특성들을, 중앙 제어기(150)에게, 결정하여 송신할 수 있고, 중앙 제어기(150)는 수신된 전기적 동작 특성들에 기초하여 제어 기준 타겟들(415)(예를 들어, vc,abc*, iL,abc*, 또는 io,abc*일 수 있음)을 결정하여 송신할 수 있다. 로컬 제어기들(160)은 PWM 제어 신호들을 더 생성하여 그들의 대응하는 변환기 블록(262)에 송신할 수 있다. 로컬 제어기들(160)에 의해 출력된 PWM 제어 신호들은 변환기 블록(262)의 각각의 전력 스위칭 요소의 게이트 단자를 구동하는 PWM 신호에 대한 듀티 사이클 및/또는 주파수를 나타낼 수 있거나, 또는 PWM 신호 자체일 수 있다. 각각의 변환기 블록(262)은 변환기 블록의 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 각자의 게이트 드라이버를 추가로 포함할 수 있거나, 로컬 변환기 시스템(605)에 대한 게이트 드라이버는 대응하는 로컬 제어기(160)의 일부로 간주될 수 있다.
이하에서 더 상세히 논의되는 바와 같이, 일부 실시예들에서, 상태 추정기(예를 들어, 도 9의 상태 추정기(900))는, 위상에 대한 다른 전기적 특성들의 샘플링들에 기초하여 로컬 제어기와 연관된 위상에 대한 전기적 동작 특성들 중 하나 이상의 추정을 제공하기 위해 로컬 제어기들 각각과 연관된다. 예를 들어, 상태 추정기는 위상에 대한 커패시터 전압(vc,abc) 및 그리드 측 인덕터 전류(io,abc)에 기초하여 위상에 대한 스위치 측 인덕터 전류(본 명세서에서 인덕터 전류 iL,abc로도 지칭됨)를 추정하는 Luenberger 관측기 기술을 구현할 수 있다. 상태 추정기의 이용은 MPC 제어기들에 전기적 특성들을 제공하기 위해 시스템에서 이용되는 센서들의 수를 감소시킬 수 있으며, 그에 의해 모터 회로의 비용 및/또는 크기를 감소시킨다.
일부 실시예들에서, 캐스케이드 제어 시스템은, 전술한 바와 같은, 고조파 주입, 또는, 이하에서 설명되는 바와 같은, 공진을 완화시키기 위한 능동 댐핑을 위한 MPC 중 하나 또는 둘 다를 추가로 포함한다.
IV. 모델 예측 제어
일부 실시예들에서, 전력 변환기 시스템은 비격리 N-상 전력 변환기, 및 모델 예측 제어(MPC)를 이용하는 제어 시스템을 갖는다. 전력 변환기 시스템(예를 들어, 시스템(100 및 400))에서 이용될 때, MPC는, 예를 들어, 능동 공진 댐핑, 개선된 동적 성능, 및/또는 누설 전류 감쇠 능력들을 제공할 수 있다.
MPC를 구현하는, 중앙 제어기(150) 또는 로컬 제어기들(160)과 같은, 제어 시스템(105)의 제어기는 MPC 제어기라고 지칭될 수 있다. MPC 제어기는 전력 변환기(115)의 전기적 동작 특성들(예를 들어, 변환기의 각각의 위상에 대한 특성들)을 결정하고, 전력 변환기(115)에 대한 하나 이상의 제어 기준 타겟(예를 들어, 변환기의 위상당 타겟)을 결정하며, 이어서, 전기적 동작 특성들 및 제어 기준 타겟을 이용하는 MPC 알고리즘에 기초하여 제어 시그널링을 생성하도록 구성될 수 있다. 제어 시그널링은 전력 변환기(115)의 필터 회로(들)(120)에서의 공진을 완화하기 위한 능동 댐핑 및 전압 변환을 수행하도록 전력 변환기(115)의 전력 스위칭 요소들을 작동시키기 위해 적용될 수 있다.
MPC 제어기(또는 MPC 제어기들)는 제어 시그널링을 생성하기 위해 전력 변환기(115)의 각각의 위상에 대한 MPC 알고리즘을 구현할 수 있다. 본 명세서에서 이용되는 바와 같이, MPC는 시스템 다이내믹(system dynamic)에 의존하거나 그를 인식하고(예를 들어, 제어 하에 있는 변환기를 표현하는 동적 모델을 구현하거나 이용하고), 변환기 및 동적 모델의 전기적 특성들에 기초한 계산을 통해, 시스템의 거동을 제어하기 위해 입력 커맨드들 또는 기준 값들을 예측하는 제어 알고리즘을 지칭할 수 있다. 따라서, MPC는, 본 명세서에 이용되는 바와 같이, (이하에서 더 상세히 기술되는 것과 같은) 용어의 보다 엄격한 이용에서의 모델 예측 제어 알고리즘은 물론, 다른 동적 예측 알고리즘들(예를 들어, LQR(linear-quadratic regulator) 제어 알고리즘)을 지칭할 수 있다.
일 예에서, 특정 위상에 대한 MPC 알고리즘을 구현하기 위해, MPC 제어기는, 각각의 제어 기간에서, 그 위상에 대한 전기적 특성들 및 제어 기준 타겟을 이용하여 비용 함수를 풀 수 있다. 비용 함수를 푸는 것에 의해, MPC 제어기는 제어 기준 타겟으로 향하는 경향이도록 전력 변환기의 AC 전압 섹션의 그 위상 상의 전력을 제어하기 위해 전력 스위칭 요소들을 작동시키기 위한 제어 시그널링의 미래 단계들을 예측할 수 있다. 그 후에, MPC 제어기는 제어 신호들의 미래 단계들 중 제1 단계에 기초하여 그 특정 위상에 대한 제어 시그널링을 생성할 수 있다. 따라서, PI 제어 알고리즘과 달리, MPC 알고리즘은 상태 변수를 처리하고 특정의 계수들을 갖는 선형 방식으로 에러를 추적함으로써 최적의 듀티 사이클을 도출한다. MPC에서 통합 절차가 필요하지 않기 때문에, MPC의 동적 성능은 더 적은 오버슈트(overshoot) 및 더 높은 추적 속도를 갖는 PI 기술에 비해 개선될 수 있다. 추가적으로, MPC가 더 높은 제어 대역폭을 갖기 때문에, MPC 제어기는 전력 변환기(115)의 AC 섹션에서의 필터 회로에 달리 존재할 수 있는 LC 또는 LCL 공진을 완화(감소 또는 제거)하기 위한 능동 댐핑 항을 제공할 수 있다.
도 7은 MPC 제어를 포함하는 전력 변환기 시스템(700)을 도시한다. 변환기 시스템(700)은, 로컬 제어기들(160)이 MPC 제어기들로서 구현되는, 전술한 시스템(100) 및 시스템(400)의 예이다. 특히, 도 7에서, 이러한 로컬 제어기들은 로컬 MPC 제어기들(760a-c)로서 식별된다. 따라서, 도 4의 시스템(400)에 대한 상기의 논의는 도 7의 시스템(700)에도 적용되며, 유사한 번호들은 유사한 컴포넌트들에 대해 이용된다.
도 7에 도시된 바와 같이, 변환기 시스템(700)은 (예를 들어, 도 1 및 도 4와 관련하여) 전술한 제어 시스템(105)의 특정 예인 제어 시스템(705)을 포함한다. 제어 시스템(705)은 중앙 제어기(150) 및 로컬 제어기들(760a-c)을 포함한다. 별개로 도시되지만, 게이트 드라이버들(402)은 또한 로컬 제어기들(760a-c)의 일부로 간주될 수 있다. 변환기 시스템(700)은 AC/DC 정류기 및/또는 DC/AC 인버터로서 기능하도록 구성된 3-상 변환기이다.
중앙 제어기(150)는, 예를 들어, 도 4 및 도 6과 관련하여 전술한 것과 유사한 방식으로, 로컬 제어기들(760a-c)로부터의 변환기들(304)의 전기적 특성들에 기초하여, 고정 abc에서 3-상의 제어 기준(3-상 커패시터 전압 기준 vc,abc*)을 생성한다. 로컬 MPC 제어기들(760a-c)은 또한 iL,abc와 vc,abc사이의 가중 인자를 조정함으로써 스위치 측 인덕터 전류들 iL,abc를 조절한다.
각각의 로컬 MPC 제어기(760)는 고정 abc 프레임에서 위상마다 MPC 기반 제어를 구현한다. 이 예에서, MPC 기반 제어는 제어 하의 대응하는 변환기 회로(예를 들어, 각각의 MPC 제어기(760a-c)와 연관된 특정 위상의 변환기 블록(262a-c))의 동적 모델의 적용을 포함한다. 보다 상세하게는, MPC 기반 제어는 (최적의) 제어 입력(또는 입력들)을 식별하기 위해 동적 모델에 기초하여 정의된 최적화 함수를 푸는 것을 포함한다. 동적 모델은 타겟 또는 기준 커맨드들뿐만 아니라, 동적 시스템에 대한 측정된 또는 추정된 값들을 포함할 수 있다. 일부 예들에서, MPC 기반 제어는 원하는 출력을 달성하기 위해 시간-수평선(time-horizon)에서의 각각의 단계에 대한 제어 입력들을 식별하기 위해 유한 시간-수평선에 걸쳐 최적화 함수를 각각의 제어 기간에 대해 푸는 것을 포함한다. 그 후, 제1 단계에 대한 제어 입력이 적용되는 반면, 다른 제어 입력들은 폐기된다. 다음 제어 기간에서, 프로세스는 다음 제어 입력을 식별하기 위해 반복된다. 일부 예들에서, 다른 MPC 제어 알고리즘이 구현된다.
고정 abc 프레임에서 위상마다 MPC 기반 제어를 구현하기 위해 로컬 MPC 제어기(760)를 이용하는 것은, 예를 들어, 다음을 포함한다: (1) 덜 비싼 제어기 하드웨어(예를 들어, 덜 비싼 DSP 제어기)에서 오프라인 구분적 아핀 최적화 코드(offline piecewise affine optimization code)를 구현하기 위해 위상당 LC의 상태 공간 행렬이 회전 dq(또는 dq0) 시스템보다 간단하다; (2) 계산들에서 달리 이용되는 시변 각속도 항 ω는 오프라인 최적화 계산을 위한 명시적 MPC 상태 공간 행렬에서 생략될 수 있다; (3) LC에 대한 위상당 MPC는 병렬화된 위상 수 및 다른 토폴로지들, 예를 들어, DC/DC, 단상 DC/AC 변환기들을 확장하기 위해 모듈형 설계 관점에서 더 유연하다.
MPC 구현을 위해, 모든 제어 기간에서, 로컬 MPC 제어기들(760a-c)은 센서들(140)로부터 전기적 특성들(예를 들어, 스위치 측 인덕터 전류(iL,abc), 커패시터 전압(vc,abc), 및 AC 인터페이스 전류(io,abc)), 및 중앙 제어기(150)로부터 제어 기준 타겟(415)(여기서, 커패시터 전압 기준 v* c,abc)을 수신할 수 있다. 이전에 언급된 바와 같이, 센서들(140)로부터의 전기적 특성들 각각은 (예를 들어, 전류 또는 전압 센서에 의해) 직접 감지될 수 있거나, 또는 전기적 특성들 중 하나 이상은 다른 감지된 전기적 특성으로부터 추론될 수 있다(예를 들어, 아래의 상태 추정 논의 참조).
일부 예들에서, 로컬 MPC 제어기들(760a-c)은 명시적 MPC 제어를 위한 듀티 사이클(예를 들어, 최적의 듀티 사이클)을 도출하기 위해 그들이 이용하는 오프라인 생성된 구분적 아핀 검색 트리(offline-generated piecewise affine search tree)를 각각 포함한다. 이를 위해, 스위치 측 LC 필터(예를 들어, LC 필터(308))의 상태 방정식들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
명시적 MPC를 구현하는 유연성 및 테스트 동안 DC 버스 전압을 실험적으로 조정하는 편의성을 위해, 마지막 항 Udcd(k)는 위상 레그 출력 전압(phase leg output voltage) ux(k)로 대체될 수 있다. 상태-공간 모델은 다음의 표준 행렬 포맷으로 표현될 수 있다.
여기서, 변수들 및 행렬들은 다음을 나타낸다.
MPC 공식에서, 인덕터 전류/커패시터 전압 기준들은 로서 정의될 수 있고, 측정치와 기준들 사이의 추적 에러들은 로서 표현되며, 다음과 같이 구성된다.
따라서, 비용 함수는 2개의 항을 포함한다.
비용 함수의 페널티들에 대해, Q 및 R은 각각 상태 값들 및 입력 값들에 대해 구현되는 가중 인자 행렬들을 나타낸다. 구체적으로, Q는 2×2 행렬, [Q11, 0; 0, Q22]이고, 이는 상태 변수들과 기준들 사이의 추적 에러들에 적용된다. 로컬 MPC 제어기들(760a-c)의 목표는 출력 커패시터 전압 기준들을 추적하는 것이기 때문에, 일부 예들에서, 대응하는 가중 인자 Q22는 스위치 측 인덕터 전류 항 Q11보다 더 크도록(예를 들어, 1000배 더 크도록) 구성된다. R은 인접한 입력 변수들 사이의 변동을 안정화하기 위해 적용되는 1×1 행렬 [R11]이다. R11은 Q22보다 작도록(예를 들어, 100배 더 작도록) 설정된다. 다른 예들에서, 다른 가중 인자들이 이용될 수 있다.
MPC 제어기의 제약들은 다음과 같이 표현될 수 있다.
도 8은 로컬 MPC 제어기들(760a-c) 각각에 의해 실행될 수 있는 MPC 제어 시스템(800)의 예시적인 구현을 도시한다. 이 예에서, MPC 알고리즘들은 명시적인 방식으로 구현된다. 로컬 MPC 제어기들(760a-c)에 의해 실행되는 MPC 제어 알고리즘은 MPC 제어 블록(805)에 의해 표현된다. 구체적으로, 구분적 아핀(piecewise affine)(PWA) 피드백 법칙은 미리 선택된 상태 공간 모델링 및 제약들에 기초하여 오프라인으로 생성된다. 그 후, 대응하는 MPC 파티션들(810)은 온라인 검색에 이용가능하도록 각각의 로컬 MPC 제어기(760a-c)의 메모리 상에 저장된다. 각각의 제어 기간에서, MPC 제어 블록(805)은 (블록(820)에서) PWA MPC 파티션들(810)의 n개의 영역들을 검색하여 MPC 제어 블록(805)에 의해 수신되는 입력들(815)에 기초하여 활성 영역 r을 식별한다. 예를 들어, MPC 제어 블록(805)은 n개의 영역들로부터 활성 영역 r을 검색하고 신속하게 찾기 위해 이진 검색 트리를 이용할 수 있다. 또한, n개의 영역들 각각은 식별 행렬들 H 및 K의 각각의 쌍과 연관된다. 따라서, 적용가능한 활성 영역 r은 행렬들 Hr 및 Kr에 기초하여 식별된다. 그 후, 활성 영역 r에 대해, 대응하는 피드백 법칙 (제어) 행렬들 Fr 및 Gr이 적용되어(블록(825)) 예측 수평선(prediction horizon)(또는 시간 윈도우)에 걸쳐 최적의 입력 값들을 포함하는 입력 행렬을 계산한다. 입력 행렬의 제1 값은 이어서 출력되고 MPC 제어를 위해 동적 시스템에 적용되는 반면, 입력 행렬의 다른 입력 값들은 폐기된다.
따라서, (오프라인 생성된) MPC 파티션(810)은 검색할 MPC 제어 블록(805)에 대한 PWA 피드백 법칙의 n개의 영역들을 나타낸다. MPC 제어 블록(805)(온라인)의 동작 동안, 식별 행렬들 Hr 및 Kr은 MPC 파티션(810)의 활성 영역으로 이어질 것이고, 대응하는 제어 행렬들 Fr 및 Gr은 스위치 측 인덕터 전류/출력 커패시터 전압의 업데이트된 상태 값들에 기초하여 PWM 변조를 위한 최적의 입력 값(uN(k))을 계산하는 것을 도울 것이다. 여기서, 이고, 여기서 vdc는 DC 단자들(220)(예를 들어, 도 3a 참조) 양단의 DC 버스 전압이고, d(k)는 PWM 제어 신호에 대한 듀티 사이클이다. 제어 행렬들 Fr 및 Gr은 전술한 비용 함수 및 제약들에 기초하여 도출된다.
각각의 제어 기간에서, MPC 제어 블록(805)은 대응하는 식별 행렬들 Hr 및 Kr을 갖는 활성 영역 r을 찾기 위해 입력들(815)(예를 들어, iL(k), v(k), ig(k), 및 vc,ref(k)의 기준, 여기서 k는 위상 a, b, 또는 c를 나타냄)을 취한다. 그 후, 듀티 사이클 d(k)는 PWM 변조에 대한 Fs,c 및 Gs,c의 특정 제어 행렬들로 도출되고, 제어 블록(805)에 의해 (예를 들어, uN(k)의 일부로서) 출력된다. 출력 듀티 사이클(d(k))은 0과 1 사이의 값일 수 있다. 출력 듀티 사이클은 변환기 블록(262)을 나타내는 동적 시스템(830)에 제공된다(예를 들어, MPC 제어 블록(805)을 구현하는 로컬 MPC 제어기(760a-c)와 연관된 게이트 드라이버(들)는 출력 듀티 사이클을 수신할 수 있다).
일부 예들에서, 제어 시스템(105)은 전력 변환기(115)의 각각의 위상에 대해 하나씩, N개의 MPC 제어기(예를 들어, N개의 로컬 제어기(160), 여기서 N ≥ 1)를 포함한다. 일부 실시예들에서, MPC 제어기들 각각은, 중앙 제어기(예를 들어, 중앙 제어기(150))로부터, MPC 제어기와 연관된 위상에 대한 제어 기준 타겟을 수신한다. 다른(비-캐스케이드 제어 시스템) 실시예들에서, MPC 제어기들 각각은 각자의 제어 기준 타겟을 국지적으로 결정한다. 예를 들어, MPC 제어기들은 제어 기준 타겟들을 도출하기 위해 별도의 MPC 알고리즘을 실행할 수 있거나, 또는 제어 기준 타겟들을 도출하기 위해 실행되는 비-MPC 알고리즘(예를 들어, PI 제어 알고리즘, PID 제어 알고리즘 등)을 포함할 수 있다.
일부 실시예들에서, 상태 추정기는 위상에 대한 다른 전기적 특성들의 샘플링들에 기초하여 MPC 제어기와 연관된 위상에 대한 하나 이상의 전기적 특성의 추정을 제공하기 위해 N개의 MPC 제어기들 각각과 연관된다. 예를 들어, 상태 추정기는 위상에 대한 커패시터 전압(vc,abc) 및 그리드 측 인덕터 전류(ig,abc)에 기초하여 위상에 대한 스위치 측 인덕터 전류(본 명세서에서 인덕터 전류 iL,abc로도 지칭됨)를 추정하는 Luenberger 관측기 기술을 구현할 수 있다. 상태 추정기의 이용은 MPC 제어기들에 전기적 특성들을 제공하기 위해 시스템에서 이용되는 센서들의 수를 감소시킬 수 있으며, 그에 의해 모터 회로의 비용 및/또는 크기를 감소시킨다.
일부 실시예들에서, 공진을 완화시키기 위한 능동 댐핑을 위한 MPC가, 전술한 바와 같이, 캐스케이드 제어 시스템 및 고조파 주입 중 하나 또는 둘 다를 포함하는 전력 변환기에 포함될 수 있다.
V. 상태 추정기
본 명세서에서 언급된 바와 같이, 일부 예들에서, 제어 시스템(105) 또는 제어기(150, 160, 760, 또는 805)는 제어 하의 대응하는 변환기의 하나 이상의 전기적 특성을 결정하기 위해 상태 추정기를 이용하거나 구현한다. 상태 추정기의 이용은 시스템의 센서 카운트를 감소시킬 수 있으며, 이는 센서 비용을 줄이고, 변환기에 대한 볼륨을 줄이고(전력 밀도를 개선하고), 및/또는 특정 전기적 특성들을 감지하는 것에 비해 잡음 방지 능력(즉, 잡음의 감소)을 통해 제어 성능을 개선할 수 있다.
예를 들어, 본 명세서에 설명되는 다양한 전력 변환기 시스템들(예를 들어, 변환기 시스템들(100, 200, 300, 700))을 참조하여, 3개의 변수들, 즉, 스위치 측 인덕터 전류(iLfs), 필터 커패시터 전압(vCf) 및 그리드 측 인덕터 전류(iLfg) 중 하나가 다른 2개의 변수들에 의해 추정될 수 있다. 도 3a를 다시 참조하면, 그리드 필터 인덕터는 경우에 따라 필터 노드(260)를 AC 그리드(302) 및/또는 모터(303)와 결합하는 AC 인터페이스 단자들(225) 상의 개별 인덕터 또는 고유 인덕턴스를 나타낼 수 있다. 따라서, 그리드 필터 인덕터 전류(iLfg)는 또한 인터페이스 전류 io를 나타낼 수 있고, 상태 추정기(900)를 참조하여 상호교환가능하게 이용된다. 도 9는, 예를 들어, 도 7의 변환기(700)와 같은, LCL 필터 시스템의 캐스케이드 모델 예측 제어와 함께 이용하기 위한 상태 추정기(900)를 도시한다. 그러나, 상태 추정기(900)는 또한 유사한 원리들을 이용하는 다른 변환기들에 적용가능하다. 상태 추정기(900)는 제어기들(예를 들어, 제어기(150, 160, 760, 805)) 중 하나에 의해, 예를 들어, 제어기의 하드웨어 또는 실행가능한 소프트웨어 블록으로서 구현될 수 있다. 예를 들어, 도 7을 참조하면, 상태 추정기(900)는 로컬 MPC 제어기들(760) 각각에 통합될 수 있다. 추가적으로, 로컬 MPC 제어기들 내에 포함된 상태 추정기(900)의 예가 도 12에 도시되어 있다.
구체적으로, 상태 추정기(900)는 커패시터 전압 vCf 및 그리드 측 인덕터 전류 iLfg의 샘플링들을 이용하여 스위치 측 인덕터 전류 , 커패시터 전압 , 및 그리드 측 인덕터 전류 를 추정하도록 설계되는 Luenberger 관측기를 구현할 수 있다. 그러나, 다른 예들에서, 상태 추정기(900)는 3개의 변수 중 임의의 2개의 변수의 샘플링들에 기초하여 변수들을 추정할 수 있다. 또 다른 예들에서, 상태 추정기(900)는 3개의 변수 중 어느 하나의 샘플들에 기초하여 변수들을 추정할 수 있고, 이는 하나의 추가 센서의 감소를 허용할 수 있지만, 추정의 정확도를 감소시킬 수 있다. 샘플링들은 센서들(140)에 의해 상태 추정기(900)에 제공되는 (예를 들어, 전류 및 전압의) 측정치들일 수 있다.
이산-시간 상태 추정기(discrete-time state estimator)에 대한 상태-공간 방정식들은 다음의 표준 행렬 포맷으로 표현될 수 있다.
여기서, Luenberger 관측기에 대한 변수들 및 행렬들은 다음을 나타낸다.
LE는 최소 추정 에러들을 달성하도록 조정될 수 있는 3×2 관측기 이득 행렬이다. 상태 추정기의 도면이 도 9에 도시되어 있다. 상태 관찰기는 다음과 같은 동적 방정식에 의해 추정 에러 e(k)를 최소화한다.
추정 이득은 다음에 의해 도출될 수 있다.
여기서, R은 조정 인자들(tuning factors)로 구성되고, M은 Sylvester 방정식을 푸는 것에 의해 결정된다.
여기서, 는 원하는 고유값들을 갖는 행렬이다.
이러한 특정한 예에서, 상태 추정기(900)를 포함하는 시스템은 스위치 측 인덕터 전류를 직접 감지하기 위한 전류 센서를 갖지 않을 수 있고, 대신에, (예를 들어, 하부 커패시터의 감지된 전압 및/또는 그리드 측 인덕터의 감지된 전류에 기초한) 이 전류 값의 추정에 의존할 수 있다. 이 접근법은 전류 센서로 스위치 측 인덕터 전류를 직접 감지하는 것이, 예를 들어, 변환기의 전력 스위칭 디바이스들에 대한 센서의 근접으로부터의 잡음으로 인해 도전적일 수 있기 때문에 유익할 수 있다.
일부 예들에서, 전술한 바와 같이, Luenberger 관측기에 기초하여 상태 추정을 수행하는 대신에 또는 이에 추가하여, 최적화-기반 추정기, 슬라이딩 모드 추정기, 및 교란 추정기와 같은, 그러나 이에 제한되지 않는, 다른 추정 기술들이 이용될 수 있다.
일부 실시예들에서, 전술한 바와 같은 상태 추정기는 전술한 바와 같은 캐스케이드 제어 시스템, 고조파 주입 또는 MPC 기반 제어 중 하나 이상을 포함하는 전력 변환기에 포함될 수 있다.
VI. 가변 주파수 임계 소프트 스위칭
일부 예들에서, 본 명세서에 제공된 제어기들(예를 들어, 제어기들(150, 160, 760)) 중 하나 이상은 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS) 방식을 이용하여 (예를 들어, 변환기(115, 200, 300, 또는 304)를 형성하는) 그들의 대응하는 전력 변환기 블록들(262)을 구동한다. VFCSS 방식은 전력 변환기에 대한 개선된 효율 및 감소된 필터 볼륨(즉, 개선된 전력 밀도)을 제공할 수 있다. 소프트 스위칭은 턴-오프 스위칭 손실들에 대한 턴-온 스위칭 손실들의 대체를 허용하는데, 이는 하다못해 적어도 일부 FET들(예를 들어, SiC FET들)에 대한 턴-온 손실들이 전형적으로 턴-오프 손실들보다 훨씬 더 크기 때문에 유익하다. 이 VFCSS 기술은 FET 스위칭 손실을 감소시키면서 스위칭 주파수의 증가(예를 들어, 5배만큼) 및 인덕턴스의 감소(예를 들어, 20배만큼)를 가능하게 하여, 전력 밀도 및 효율을 개선한다.
VFCSS는 소프트 스위칭 전이를 제공하기 위해 LC 필터에서(예를 들어, 도 2 및 도 3의 LC 필터(245) 및 LC 필터(308)의 스위치 측 인덕터(250)에서) 원하는 인덕터 리플 전류를 달성하도록 스위칭 주파수를 변화시킴으로써 구현된다. 원하는 인덕터 리플 전류는 인덕터 전류의 밸리 포인트(valley point)가 인덕터 임계 전류 IL,thr의 미리 결정된 값에 도달하도록 도출될 수 있다. 도 2의 변환기(200) 또는 도 3a의 변환기(304)와 같은 변환기에 대해, IL,thr은, 대응하는 스위칭 요소들(235, 240)의 출력 커패시턴스로부터 도출될 수 있는, 인덕터(250)에 대한 데드 타임(dead time) 및 피크/밸리 인덕터 전류의 경계 조건들에 따라 설정된다. 도 10은 데드 타임(Td)과 피크 및 밸리 인덕터 전류 IL,max 및 IL,min의 경계 관계들을 각각 도시한다. 소프트 스위칭을 초래하는 인덕터 전류 및 데드 타임 값들은 소프트 턴-온 스위칭 구역들 또는 영역들로서 식별되고, 소프트 스위칭을 초래하지 않는 인덕터 전류 및 데드 타임 값들은 하드 스위칭 구역들 또는 영역들로서 식별된다. 소프트 스위칭 영역들은 전력 스위칭 요소(M1 또는 M2)가 턴-온되기 전에 그의 출력 커패시턴스를 방전하기에 충분한 시간 및 전류가 존재하는 동작 구역들을 나타낸다. 분석적으로, 이러한 경계들은 다음과 같이 표현된다.
여기서, Qmin 및 Qmax는 소프트 스위칭을 위한 스위치 출력 커패시턴스의 최소 방전 임계값들이다.
DC 인덕터 전류의 높은 양의 값들에 대해, 임계 전류 레벨 -IL,thr보다 낮은 밸리 인덕터 전류 포인트를 유지하기 위해 큰 전류 리플(예를 들어, 인덕터를 통한 전류의 200% 초과, 또는 200%-300% 범위 내의 값)이 이용되거나 요구된다. 음의 인덕터 전류는 하부 스위치의 턴-오프 과도 기간에 상부 스위치 출력 커패시턴스를 방전할 것이다. 유사하게, DC 인덕터 전류의 높은 음의 값들에 대해, 피크 인덕터 전류 포인트가 임계 전류 IL,thr보다 큰 것을 보장하기 위해 큰 전류 리플이 또한 이용되거나 요구된다. 하부 스위치의 제로 전압 스위칭(ZVS)은, 상부 스위치의 턴-오프 과도기 동안 양의 인덕터 전류에 의해 하부 스위치 출력 커패시턴스가 완전히 방전되는 경우에, 달성될 것이다. 일반적으로, 전체 사이클(예를 들어, 전체 그리드 사이클)에 걸쳐 완전한 소프트 스위칭을 달성하기 위해, 전류 리플은 양방향 인덕터 전류 경로들을 보장하기에 충분히 커야 하거나 데드 타임이 확장되어야 한다. 불필요하게 큰 데드 타임들이 왜곡을 초래할 수 있기 때문에, VFCSS는 전체 사이클 동안 임계 소프트 스위칭을 유지하도록 스위칭 주파수를 조정한다. VFCSS 방식은 사이클의 음의 부분 동안 양의 임계 전류를 유지하고, 사이클의 양의 부분 동안 음의 임계 전류를 유지하도록 구현된다. 임의의 임계값에 대해 이를 달성하기 위한 스위칭 주파수는 다음의 방정식으로 계산될 수 있다:
여기서, IL,thr은 주어진 데드 타임(Td)으로 도 10으로부터 도출될 수 있는 소프트 스위칭을 위한 경계 임계 전류이고, IL은 스위칭 측 인덕터 전류이고, d는 기준 듀티 사이클(0과 1 사이의 값)이다.
도 11은 전력 변환기의 스위칭 요소들의 쌍을 제어하기 위한 제어 시스템(1100)을 도시한다. 특히, 제어 시스템(1100)은 변환기 블록(262)(도 2 참조)의 VFCSS 제어를 위한 예시적인 제어 방식을 구현하는 제어기(1160)를 도시한다. 일부 예들에서, 제어기(1160)는 제어기들(150, 160, 750, 760) 중 하나 이상의 특정 구현이다. 제어기(1160)는 듀티 사이클 생성 제어기(1105) 및 주파수 생성 제어기(1110)를 포함하고, 이들은 각각 기준 듀티 사이클(d*) 및 기준 스위칭 주파수(fSW *)를 생성하기 위한 조절기들일 수 있다. 듀티 사이클 생성 제어기(1105)는 센서들(140), 상태 추정기(900) 또는 이들의 조합에 의해 제공되는 전류들 및/또는 전압들과 같은 전력 변환기(210)의 감지된(또는 추정된) 특성들에 기초하여 기준 듀티 사이클(d*)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 듀티 사이클 생성 제어기(1105)는 PID 제어기, MPC 제어기(예를 들어, MPC 제어 블록(805)을 참조), 또는 다른 타입의 조절기를 구현할 수 있다. 주파수 생성 제어기(1110)는 변환기 블록(262)의 감지된(또는 추정된) 특성들 및 FSW *를 계산하기 위한 전술한 방정식에 기초하여 기준 스위칭 주파수(fSW *)를 생성할 수 있다.
게이트 드라이버(1115)는 제어기들(1105 및 1110)로부터 각각 기준 듀티 사이클(d*) 및 기준 스위칭 주파수(fSW *)를 수신한다. 이러한 수신된 기준 값들에 기초하여, 게이트 드라이버(1115)는 상부 스위치(M1)(235)에 대한 제1 PWM 제어 신호 및 하부 스위치(M2)(240)에 대한 제2 PWM 제어 신호를 생성한다. 예를 들어, 게이트 드라이버(1115)는 기준 스위칭 주파수와 동일한 주파수(fSW)를 갖고 기준 듀티 사이클(d*)과 동일한 듀티 사이클(d1)을 갖는 제1 PWM 제어 신호를 생성한다. 유사하게, 게이트 드라이버(1115)는 기준 스위칭 주파수(fSW *)와 동일한 주파수(fSW)를 갖고 와 동일한 듀티 사이클 d2를 갖는 제2 PWM 제어 신호를 생성하고, 여기서 제2 PWM 제어 신호의 ON 에지는 시간 Td/2만큼 제1 PWM 제어 신호의 OFF 에지에 뒤처지고, 제2 PWM 제어 신호의 OFF 에지는 시간 Td/2만큼 PWM 신호의 ON 에지에 앞선다.
도 11은 단상(single phase)에 대한 VFCSS 제어를 도시하지만, 도 12는 3-상 MPC 제어 기반 전력 변환기에서 구현된 VFCSS 방식을 도시한다. 보다 상세하게는, 도 12는 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 갖는 MPC 제어를 포함하는 전력 변환기 시스템(1200)을 도시한다. 변환기 시스템(1200)은 전력 시스템(100)의 다른 예이고, 로컬 제어기들(160)이 MPC-VFCSS 제어기들로서 구현되는 것을 제외하고는, 전술한 시스템들(400) 및 시스템(700)과 유사하다. 특히, 도 12에서, 이러한 로컬 제어기들은 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260a-c)로서 식별된다. 따라서, 도 1의 시스템(100), 도 4의 시스템(400) 및 도 7의 시스템(700)에 대한 상기의 논의는 도 12의 시스템(1200)에도 적용되며, 유사한 번호들이 유사한 컴포넌트들에 대해 이용된다. 추가로, 시스템(1200)은, 일부 측면에서, 도 11의 단상 VFCSS의 다상 시스템으로의 외삽(extrapolation)이기 때문에, 일부 경우에는 "a", "b", 또는 "c"의 위상 지정이 추가되어, 유사한 구성요소들에 대해 유사한 번호들이 이용된다(예를 들어, 도 11로부터의 주파수 제어기(1110)의 3개 사례들 각각은 도 12의 주파수 제어기(1110a, 1110b, 또는 1110c)로서 식별된다).
도 12에 도시된 바와 같이, 변환기 시스템(1200)은, 제어 시스템(105)의 특정의 예이고 (예를 들어, 도 1, 도 4 및 도 7과 관련하여) 위에서 참조된 제어 시스템(705)과 유사한, 제어 시스템(1205)을 포함한다. 제어 시스템(1205)은 중앙 제어기(150) 및 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260a-c)을 포함한다. 별개로 도시되지만, 게이트 드라이버들(1115a-c)은 또한 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260a-c)의 일부로 간주될 수 있다. 변환기 시스템(1200)은 AC/DC 정류기 및/또는 DC/AC 인버터로서 역할하도록 구성된 3-상 변환기를 구현한다. 따라서, 변환기(304)로서 식별되는 변환기 회로(예를 들어, 전력 스위칭 요소들)는 각각의 위상 a, b, c에 대한 각각의 변환기 블록(262a-c)을 포함할 수 있다.
중앙 제어기(150)는 로컬 제어기들 MPC-VFCSS(1260a-c))로부터의 변환기들(304)의 전기적 특성들에 기초하여, 예를 들어, 도 4 및 도 6과 관련하여 전술한 것과 유사한 방식으로, 고정 abc 기준 프레임에서의 제어 기준들의 3-상(3-상 커패시터 전압 기준들 vc,abc*)을 생성한다.
도 12에 도시된 바와 같이, 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260a-c) 각각은 각각의 MPC 제어기(760a-c), 각각의 상태 추정기(900a-c), 및 각각의 주파수 제어기(1110a-c)를 포함한다. MPC 제어기들(760a-c)은 도 7의 MPC 제어기들(760a-c)과 유사하게 기능하여, 특정 MPC 제어기(760a-c)에 대응하는 위상 a, b, 또는 c에 대한 듀티 사이클 기준 da*, db*, 또는 dc* 출력을 제공할 수 있다. 상태 추정기들(900a-c)은 도 9의 상태 추정기(900)와 유사하게 기능하여, 센서들(140)에 의해 제공된 측정치들에 기초하여 특정 상태 추정기(900a-c)에 대응하는 위상 a, b 또는 c에 대한 추정된 값들을 제공할 수 있다. 주파수 제어기(1110a-c)는 도 11의 주파수 제어기(1110)와 유사하게 기능하여, 특정 주파수 제어기(1110a-c)에 대응하는 위상 a, b 또는 c에 대한 기준 주파수 fsw*를 제공할 수 있다. 주파수 제어기들(1110a-c)의 추가 예들이 도 13 및 도 14와 관련하여 아래에 설명된다. 게이트 드라이버들(1115a-c)은 도 11의 게이트 드라이버(1115)와 유사하게 기능하여, 수신된 듀티 사이클 기준들 dabc* 및 기준 스위칭 주파수들 fSW,abc*에 기초하여 특정의 게이트 드라이버(1115a-c)에 대응하는 위상 a, b 또는 c에 대한 PWM 제어 신호들을 변환기(304)의 전력 스위칭 요소에 제공할 수 있다.
일부 예들에서, 상태 추정기들(900a-c)은 시스템(1200)에 제공되지 않고, 대신에, MPC 제어기(760a-c) 및 주파수 제어기(1100a-c)에 의해 이용된 측정된 값들 각각은 (도 11 및 도 14에 도시한 것과 같은) 센서들(140)을 통한 직접 감지를 통해 제공된다. 일부 예들에서, MPC 제어기들(760a-c) 대신에, 다른 로컬 제어기(160a-c)(예를 들어, PI 또는 PID 제어기)가 변환기(304)의 각각의 위상의 로컬 PWM 조절을 위해 제공된다.
도 13 및 도 14는 기준 스위칭 주파수 fSW*를 생성하기 위한 상이한 제어 전략을 각각 갖는 로컬 MPC-VFCSS 제어기(1260)의 예를 각각 도시한다. 보다 상세하게는, 도 13은 VCF-CSS(variable-continuous-frequency critical-soft-switching)를 구현하는 로컬 MPC-VFCSS 제어기(1360)(도 12의 로컬 MPC-VFCSS 제어기(1260)의 예)를 갖는 제어 시스템(1300)을 도시하는 한편, 도 14는 VDF-CSS(variable-discrete-frequency critical-soft-switching)를 구현하는 로컬 MPC-VFCSS 제어기(1460)(도 12의 로컬 MPC-VFCSS 제어기(1260)의 다른 예)를 갖는 제어 시스템(1400)을 도시한다. 따라서, 제어기(1360)는 논의를 단순화하기 위해 로컬 MPC-VCFCSS 제어기(1360) 또는 연속 주파수 제어기(1360)로 지칭될 수 있고, 제어기(1460)는 논의를 단순화하기 위해 로컬 MPC-VDFCSS 제어기(1460) 또는 이산 주파수 제어기(1460)로 지칭될 수 있다.
2개의 제어기(1360, 1460)는 상이한 타입의 주파수로 고효율을 위한 임계 소프트 스위칭 동작을 달성하도록 구현된다. 연속 주파수 제어기(1360)는 임계 소프트 스위칭 경계 조건들에 기초하여 연속 스위칭 주파수를 도출한 다음, (게이트 드라이버(1115)를 통해) PWM 제어 신호들에 주파수 값을 직접 구현한다. 연속 주파수 제어기(1360)는 또한 상태 추정기(900)로부터 스위치 측 인덕터 전류 값(iLfs,est)의, 그리고 일부 예들에서, 연관된 LC 필터의 다른 전기적 특성들의 추정을 수신한다. 한편, 이산 주파수 제어기(1460)는 계산된 스위칭 주파수를 PWM에 대한 샘플링 주파수의 여러 배로 이산화하며, 상태 추정기(900)를 이용하여 스위치 측 인덕터 전류 값을 도출하지 않을 수 있다.
도 15는 VCF-CSS에 대한 스위치 측 인덕터 전류 파형(1500) 및 스위치 측 인덕터 전류 파형(1505) VDF-CSS를 각각 도시한다. VCF-CSS 및 VDF-CSS의 포락선들은 변화하는 타입들의 스위칭 주파수로 인해 매끄럽고 이산화된다. 양 기술들은 효율의 개선을 위해 임계 소프트 스위칭 동작을 달성할 수 있다. VCF-CSS 및 VDF-CSS 기술들 둘 다는 시변 스위칭 주파수를 다루기 위해 MPC 기반 제어와 조합될 수 있고, MPC 기반 제어는 이산화된 주파수 VDF-CSS 기술에 대해서도, 더 적은 발진 및 스파이크들로 과도 성능(transient performance)을 개선할 수 있다. 따라서, 변환기들의 전력 스위칭 요소들에 대한 대응하는 di/dt 스트레스는 낮다.
도 13을 더 구체적으로 참조하면, 연속 주파수 제어기(1360)는 피크/밸리 스위치 측 인덕터 전류 및 임계 소프트 스위칭 경계 조건들에 기초하여 원하는 연속 스위칭 주파수를 계산하도록 설계될 수 있다. 보다 상세하게는, 연속적으로 변하는 스위칭 주파수 fSW,cal은 임계 소프트 스위칭 경계 조건들의 임계 전류(Ith)에 기초하여 도출된다. 스위치 측 인덕터 전류 리플 ΔiLfs는 다음과 같이 계산될 수 있다.
임계 소프트 스위칭 경계 조건들은 피크/밸리 인덕터 전류 값들이 각각 Ith보다 높고 -Ith보다 낮을 것을 요구한다. 따라서, 연속적으로 변하는 스위칭 주파수 fSW,cal의 계산은 다음과 같이 표현될 수 있다.
여기서, iLfs,ave는 임계 소프트 스위칭 계산을 위한 높은 전류 리플을 고려하지 않은 스위치 측 인덕터 전류의 평균 값이다. iLfs,ave는 또한 도 15에서 파형들(1500)의 사인 파형 라인(sine waveform line)으로서 도시되었다.
도 13에 도시된 바와 같이, 연속 주파수 제어 블록(1310)(도 12의 주파수 제어기들(1110a-c)의 예)은 상태 추정기(900)로부터의 iLfs,est, vCf,est 및 io,est의 추정된 값들 및 MPC 제어기(760)로부터의 기준 듀티 사이클 값(d*)을 수신한다. 이들 수신된 값들에 기초하여, 연속 주파수 제어 블록(1310)은 기준 스위칭 주파수 fSW,cal를 계산한다. 주파수 제어기(1310)는 기준 스위칭 주파수 fSW,cal를 게이트 드라이버(1115)에 출력한다.
상태 추정기(900)는 (예를 들어, 센서들(140)을 통한) 전류의 직접 샘플링과 비교하여 기준 스위칭 주파수 계산을 위한 더 정확한 스위치 측 인덕터 전류 값을 제공할 수 있다. 예를 들어, 센서들(140)을 통한 직접 샘플링에 의해, 변하는 스위칭 주파수는, 특히 전류 리플이 임계 소프트 스위칭에 대해 클 때, 진정한 평균화된 인덕터 전류 값으로부터의 샘플링의 편차를 초래할 수 있다. 그러나, 이 편차 에러는 상태 추정기(900)에 의해 수행되는 계산들의 결과로서 완화될 수 있다.
이제 도 14를 참조하면, 이산 주파수 제어기(1460)는, 연속 주파수 제어 블록(1310) 및 상태 추정기(900) 대신에 이산 주파수 제어 블록(1410)을 포함하는 것을 제외하고는, (동일 번호로 표시되는) 연속 주파수 제어기(1360)에 대한 유사한 컴포넌트들을 포함한다. 연속 주파수 제어 블록(1310)과 같이, 이산 주파수 제어 블록(1410)은 도 12의 주파수 제어기들(1110a-c)의 다른 예이다. 상태 추정기(900) 대신에, 이산 주파수 제어기(1460)(MPC 제어기(760) 및 이산 주파수 제어 블록(1410)을 포함함)는 관련 전류들 및 전압들에 대해 센서들(140)로부터 측정치들을 수신한다.
이산 주파수 제어기(1460)에서, 이전에 설명된 방정식들에서의 연속적으로 변하는 스위칭 주파수는 기본 샘플링 주파수 fSW,base의 정수배로서 설계되는 미리 정의된 주파수 대역폭 섹션들로 추가로 이산화된다. 따라서, PWM 신호들에 대한 이산화된 변하는 스위칭 주파수는 fSW,base의 n배일 수 있다. 소프트 스위칭 동작을 보장하기 위해, n의 배수 값은 비교적 더 낮은 스위칭 주파수 섹션을 선택함으로써 이산화 동안 라운딩 다운(rounded down)될 수 있다.
(센서들(140)에 대한) PWM 스위칭 캐리어 신호들과 샘플링 신호들의 관계가 도 16의 플롯(1600)에 도시되어 있다. 플롯(1600)에서, 4fSW,base로부터 2fSW,base로, 그 다음 fSW,base로의 변하는 스위칭 주파수가 예시되어 있다. 주파수 이산화의 프로세스는 다음과 같이 표현될 수 있다.
이산화된 주파수는 주파수 변경 과도현상들(frequency changing transients) 동안 샘플링 잡음의 발진에 의해 앞뒤로 울릴 수 있다. 주파수 발진을 제거하기 위해 주파수 이산화 프로세스 후에 히스테리시스 루프(hysteresis loop)가 구성된다. 그 후, 기준 이산 주파수(fSW,discrete)는 변환기(304)로의 PWM 제어 신호들의 주파수를 제어하기 위해 게이트 드라이버(1115)에 출력된다.
VCF-CSS와 비교하여, VDF-CSS는 기본 샘플링 주파수의 여러 배가 되도록 스위칭 주파수를 이산화한다. 따라서, 스위치 측 인덕터 전류는 도 16에 도시된 바와 같이 정확한 값들로부터 벗어남이 없이 전류 리플의 평균 포인트들에서 샘플링될 수 있다. 따라서, iLfs의 추정을 위한 상태 추정기가 없더라도, 인덕터 전류 샘플링은 높은 전류 리플에서 임계 소프트 스위칭 계산을 위해 정확할 수 있다.
도 17a 및 도 17b는 각각, SiC FET들을 갖는 3-상 변환기(예를 들어, 도 3a 참조), 제3 고조파 주입(예를 들어, 도 4 참조), 캐스케이드 제어 시스템(예를 들어, 도 4, 도 6, 및 도 7 참조), 캐스케이드 제어 시스템 내의 MPC 기반 로컬 제어기들(예를 들어, 도 7 참조), 및 가변 주파수 소프트 스위칭(예를 들어, 도 11 내지 도 14 참조)을 포함하는, 본 명세서에 설명된 바와 같은 전력 변환기 시스템(1200)의 일례에 대한 예시적인 실험 결과들을 예시하는 플롯들(1700 및 1705)을 포함한다. 제공되는 다른 예시적인 전력 변환기들에서는, 이러한 특징들 중 하나 이상이 포함되지 않는다(예를 들어, 제3 고조파 주입 대신에, Vdc/2가 제로-시퀀스 전압 제어 기준으로 제공되거나; 또는, 로컬 MPC 기반 제어 대신에, 다른 로컬 조절기가 포함된다).
도 17a에서, 플롯(1700)은 전력 변환기 시스템(1200)뿐만 아니라 몇몇 다른 예시적인 시스템들의 정격 전력(rate power)(W) 대 스위칭 주파수(Hz)를 예시한다. 도 17b에서, 플롯(1705)은 전력 밀도(kW/L) 대 효율(%)을 예시한다. 예시된 바와 같이, 다른 시스템들에 비해, 전력 변환기 시스템(1200)은 높은 스위칭 주파수들 및 높은 전력 밀도와 높은 효율 둘 다의 균형을 획득할 수 있다.
일부 실시예들에서, 설명된 바와 같은 VFCSS는 본 명세서에 설명된 바와 같이, 캐스케이드 제어 시스템, 고조파 주입, MPC 기반 제어, 또는 상태 추정기 중 하나 이상을 포함하는 전력 변환기에 포함될 수 있다.
VII. 모듈형 전력 변환기
이 섹션은, 자동변환기 모듈들 또는 전력 변환기 모듈들이라고도 지칭되는, 하나 이상의 모듈형 전력 변환기 유닛으로부터 구성된 모듈형 전력 변환기들에 관련된 시스템들 및 방법들을 설명한다. 그러한 자동변환기 모듈(ACM)들은 상이한 응용들을 위해 용이하게 함께 접속될 수 있고, 상이한 응용들에 걸쳐 매우 효율적인 전력 변환기를 유지할 수 있다. 이하에서 더 설명되는 바와 같이, 일부 예들에서, 각각의 모듈형 전력 변환기는 (예를 들어, DC/AC 인버터 응용에서) 다상 전력 출력의 단상을 제공할 수 있거나, (예를 들어, AC/DC 정류기 응용에서) 다상 전력 입력의 단상을 수신할 수 있다. 일부 예들에서, 다중 모듈형 전력 변환기들은 다상 모듈형 전력 변환기의 각각의 위상에 대해 병렬로 함께 결합된다. 본 명세서에서 전술한 임의의 전력 변환기는 이 섹션에서 설명된 원리에 기초하여 모듈형 전력 변환기로서 구현될 수 있다. 즉, 일부 예들에서, 전술한 전력 변환기 시스템들(100, 400, 700, 및 1200) 중 하나 이상은 하나 이상의 ACM으로부터 구성된 모듈형 전력 변환기이다.
도 18a를 참조하면, 단일 ACM(1805)을 갖는 모듈형 전력 변환기(1800)가 도시되어 있다. 도 18b에서, 모듈형 전력 변환기(1820)는 병렬로 접속된 n개의 ACM(1805)을 갖는 것으로 도시되어 있다. 각각의 ACM(1805)은, DC 링크 커패시터(CDC), 하이 측(상위) 스위치, 로우 측(하위) 스위치, 상위 스위치의 드레인 단자와 하위 스위치의 소스 단자를 접속하는 중간점 노드, 및 LC 필터를 포함한, 변환기 블록(262)(도 2 참조)이라고도 지칭될 수 있는 변환기(200)의 사례를 포함할 수 있다. 도시된 바와 같이, ACM(1805)의 변환기(200)는 상위 및 하위 스위치들 각각에 대한 소스-드레인 커패시터를 포함하고, LC 필터는 도 2와 관련하여 더 상세히 설명된 바와 같이, 상위 커패시터와 하위 커패시터 양쪽 모두를 포함한다. 일부 예들에서, LC 필터의 상위 커패시터 및 소스-드레인 커패시터 중 하나 이상은 ACM(1805)의 변환기(200)에 포함되지 않는다. 도 2에서와 같이, ACM(1805)의 변환기(200)는, 양의 DC 단자(222) 및 음의 DC 단자(224)를 포함한 DC 단자(220), 및 양의 인터페이스 단자(227) 및 음의 인터페이스 단자(229)를 포함한 인터페이스 단자(225)를 더 포함한다.
또한, 각각의 ACM(1805)은 변환기(200)의 요소들이 탑재되는 단일 인쇄 회로 보드(PCB)를 포함할 수 있다. 추가적으로, 비록 도 18a 및 18b에 도시되지는 않았지만, (예를 들어, 로컬 MPC 제어기(760) 또는 로컬 MPC-VCSS 제어기(1260)의 형태의) 로컬 제어기(160)는 각각의 ACM(1805)의 일부일 수 있고, ACM에 대한 변환기(200)와 동일한 PCB 상에 탑재되거나 기타의 방식으로 포함될 수 있다. PCB는 각각의 ACM(1805) 주위의 파선 박스로 표현될 수 있다. 각각의 ACM(1805)은, 모듈형이고 다른 ACM(1805)과 변환기 시스템의 안팎으로 스와핑될 수 있도록, 유사한 크기, 배향, 및 일반적인 구성일 수 있다.
일부 예들에서, 도 18b에 도시된 바와 같이 함께 결합되고 본 개시내용의 다양한 전력 변환기 시스템들(예를 들어, 도 4, 도 6, 도 7, 및 도 12 참조)에 도시된 바와 같이 중앙 제어기(예를 들어, 중앙 제어기(150))에 더 결합된 n개의 ACM(1805)을 포함하는 모듈형 전력 변환기(1820)와 같은 모듈형 전력 변환기가 제공된다. 이들 예에 관하여 설명된 바와 같이, 중앙 제어기(150)는 모듈형 ACM들(1805)에 대한 (예를 들어, 매크로 레벨에서의) 타겟 동작 파라미터들을 결정하고, 이들 타겟 동작 파라미터들을 이들 ACM들(1805)의 로컬 제어기들에 제공할 수 있다. 로컬 제어기들은, 차례로, 이들 타겟 동작 파라미터들에 따라 그들 각각의 ACM들(1805)의 전력 스위칭 요소들을 제어 및 조절할 수 있다.
도 18b에 도시된 바와 같이, 일부 예들에서, n개의 ACM(1805)은, 각각의 ACM(1805)의 양의 DC 단자(222)가 함께 결합되고, 각각의 ACM(1805)의 음의 DC 단자(224)가 함께 결합되며, 각각의 ACM(1805)의 음의 인터페이스 단자(229)가 함께 결합되도록 병렬로 결합되는 적어도 2개의 전력 변환기 모듈 또는 3개의 전력 변환기 모듈을 포함한다. 추가로, AC의 특정한 위상에 대한 ACM(1805)의 양의 인터페이스 단자(227)는 함께 결합될 수 있거나, 위상당 하나의 ACM(1805)의 예에서, 각각의 양의 인터페이스 단자(227)는 능동 ACM(1805)의 임의의 다른 양의 인터페이스 단자(227)와는 독립적일(즉, 결합되지 않을) 수 있다.
일부 예들에서, 모듈형 전력 변환기(1800 및 1820)는 AC-DC 정류기, DC-AC 인버터, 또는 AC-DC 정류기 모드 및 DC-AC 인버터 모드를 갖는 다중 모드 전력 변환기이다.
모듈형 전력 변환기(1800 및 1820)의 일부 예들에서, 각각의 로컬 제어기는 적어도 20kHz, 적어도 40kHz, 적어도 60kHz, 적어도 80kHz, 적어도 100kHz, 60kHz와 1MHz 사이, 100kHz와 1MHz 사이, 또는 300kHz와 1MHz 사이의 주파수에서 가변 주파수 임계 소프트 스위칭을 이용하여 하나 이상의 ACM(1805)의 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된다. 일부 예들에서, 하나 이상의 전력 변환기 모듈 각각의 LC 필터는 LC 필터에 의해 수신된 AC 전력 신호를 필터링하도록 구성되고, AC 전력 신호는 국지적 평균 전류의 적어도 200%의 전류 리플을 가지며, 평균 전류는 스위치 측 인덕터(iLf)를 통한 출력 전류의 순간 값(instantaneous value)을 나타낸다.
일부 실시예들에서, 모듈형 전력 변환기를 이용하여 전력을 변환하는 프로세스가 제공된다. 예를 들어, 프로세스는, 하나 이상의 전력 변환기 모듈에 의해, 입력 전력을 수신하는 단계를 포함할 수 있다. 하나 이상의 전력 변환기 모듈 각각은, 전술한 바와 같이, 양의 직류(DC) 단자 및 음의 DC 단자; 양의 및 음의 DC 단자들 양단에 결합된 커패시터; 전력 스위칭 요소 쌍; 커패시터 및 인덕터를 포함하는 LC 필터; 전력 스위칭 요소 쌍에 결합된 로컬 제어기; 및 양의 및 음의 DC 단자들, 커패시터, 전력 스위칭 요소 쌍, LC 필터, 및 로컬 제어기를 갖는 회로 보드를 포함할 수 있다. 프로세스는, 로컬 제어기에 의해, 입력 전력을 출력 전력으로 변환하기 위해 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하는 단계를 더 포함할 수 있다. 프로세스는, 중앙 제어기에 의해, 하나 이상의 전력 변환기 모듈 각각의 로컬 제어기와 통신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
도 19는 모듈형 3-상 전력 변환기(1900)를 도시한다. 변환기 시스템(1900)은 전력 시스템(100)의 다른 예이고, 전술한 시스템들(400, 700, 및 1200)의 요소들을 포함할 수 있다. 따라서, 도 1의 시스템(100), 및 도 4의 시스템(400)의 유사한 양태들, 도 7의 시스템(700), 및 도 12의 시스템(1200)에 대한 상기의 논의는 도 19의 시스템(1900)에도 적용되며, 유사한 컴포넌트들에 대해 유사한 번호들이 이용된다. 예를 들어, 전력 변환기(1900)는 그리드 접속 포인트들(225a)을 통해 AC 그리드(302)에 결합된 것으로 도시되고, 어떠한 모터 접속 포인트들(225b) 또는 AC 모터(303)도 도시되지 않는다. 그러나, 일부 실시예들에서, 전력 변환기(1900)는 도 3a의 도면과 유사하게, 공통 모드 인덕터들(312)의 출력들에 각각 결합된 모터 접속 포인트들(225b)을 더 포함한다. 따라서, 이전에 설명된 시스템들(예를 들어, 300, 400, 700, 및 1200)과 같이, 전력 변환기(1900)는 AC 그리드 전력을 이용하여 DC 소스를 충전하고 DC 소스 전력을 이용하여 AC 모터를 구동할 수 있는 양방향 전력 변환기일 수 있다.
모듈형 3-상 전력 변환기(1900)는, 3-상 전력 변환기(1900)의 각각의 위상에 대해 하나씩, 3개의 ACM(1905)을 포함한다. 각각의 ACM(1905)은 일반적으로 도 18a 및 도 18b의 ACM(1805)과 유사하지만, 각각의 ACM(1905) 상에 m개의 병렬 접속된 변환기 블록(262)을 포함하기 위한 것이다. 예를 들어, 위상 C에 대한 ACM(1905)의 3개의 변환기 블록(262)이 도 19에 라벨링되어 있지만, 위상 C에 대해 추가의 변환기 블록(262)이 존재할 수도 있다. 위상 A 및 B에 대해서도 3개의 변환기 블록(262)이 도 19에 도시되어 있지만, 예시를 간소화하기 위해 라벨링되어 있지 않다. 각각의 ACM(1905)은, 예시된 바와 같이, 특정한 ACM(1905)을 구성하는 m개의 변환기 블록(262)에 대한 공유된 DC 단자들 및 인터페이스 단자들을 포함한다. 또한, 각각의 ACM(1905)의 각각의 변환기 블록(262)은 변환기 블록(262)과 동일한 PCB 상의 로컬 제어기와 연관될 수 있다. 따라서, 변환기(1900)는 3 x m 변환기 블록(262)과의 일대일 관계를 위한 3 x m 로컬 제어기를 포함할 수 있다. 다른 예들에서, 로컬 제어기는 다수의 변환기 블록(262)을 제어할 수 있다. 로컬 제어기는 로컬 제어기(160, 760, 또는 1260)와 같은, 본 명세서에 설명된 로컬 제어기들 중 하나로서 구현될 수 있다. 도 19에서, 3 x m 로컬 제어기들은 로컬 MPC 제어기들(7601-7603m)로서 구현된다.
도 19의 ACM들(1905)은 m개의 변환기 블록들(262) 및 대응하는 로컬 MPC 제어기들을 각각 갖는 것으로서 설명되지만, 일부 예들에서, ACM들(1905)은 m개의 ACM들(1805)을 포함하는 ACM 어셈블리들이다. 즉, 변환기(1900)의 각각의 위상은 함께 접속되어 ACM(1905)을 형성하는 복수의 ACM(1805)을 포함할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 전력 변환기(1900)는 모듈형 ACM들(1805) 또는 ACM들(1905)없이 구성된다(예를 들어, 회로들은 모듈화되지 않고, 오히려, 다수의 회로 보드, 맞춤형 보드 등 상에 있을 수 있다).
모듈형 다상 MPC 전력 변환기(1900)는 변환기의 각각의 위상에 대한 전류 및 전력 정격을 증가시키기 위해 각각의 위상에서 병렬 스택형 전력 모듈들을 갖는 변환기를 구현한다. 스택형 전력 모듈들 각각은 중앙 제어기(150)로부터의 각각의 개별 위상에 대한 제어 기준 타겟들(예를 들어, 기준 전압들(vcf,abc))을 따름으로써 로컬 MPC 제어기(예를 들어, 로컬 MPC 제어기(760) 또는 로컬 MPC-VCSS 제어기(1260))로 제어된다. 변환기(1900)에서의 각각의 로컬 MPC 제어기는, 특정의 로컬 MPC 제어기에 대응하는 변환기 블록(262)을 제어하기 위해, 도 7 및 도 12 각각과 관련하여 설명된 로컬 MPC 제어기들(760) 및 로컬 MPC-VCSS 제어기들(1260)과 유사한 방식으로 기능한다.
따라서, 본 명세서에 설명된 ACM들(1805 및 1905)은 ACM들(1805 및/또는 1905)이 위상들의 수, 전류 정격, 전력 정격 등의 관점에서 원하는 사양들을 만족하는 모듈형 전력 변환기를 설계하기 위한 모듈형 형성 블록으로서 이용될 수 있게 하는 모듈형 전력 변환기 시스템을 제공한다.
본 명세서에 제공된 다양한 변환기 회로들이 주로 상부 스위치 및 하부 스위치를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍의 맥락에서 설명되었지만, 일부 예들에서, 이들 변환기들 중 하나 이상은 다중-레벨 스위치 토폴로지(예를 들어, 3-레벨 또는 5-레벨 스위치 토폴로지)로 배열된 전력 스위칭 요소들을 포함하여, 각각의 전력 변환기 모듈의 전력 스위칭 요소 쌍은 하나보다 많은 하이 측 스위칭 요소 및 하나보다 많은 로우 측 스위칭 요소를 포함할 수 있다.
전술한 다양한 전력 변환기들의 기능 및 동작에 더하여, 개시되는 전력 변환기들에 대한 동작 프로세스들의 예들이 아래에 제공된다.
도 20에서, 전력을 변환하기 위한 프로세스(2000)가 제공된다. 프로세스(2000)는 도 12의 전력 변환기 시스템(1200)으로서 구현된 전력 변환기 시스템(100)에 의해 수행되는 것으로 설명된다. 그러나, 일부 실시예들에서, 프로세스(2000)는 다른 전력 변환기 시스템에 의해 또는 다른 전력 변환기 시스템(예를 들어, 변환기 시스템(400, 700, 1900) 또는 본 명세서에 제공된 다른 시스템)을 구현하는 전력 변환기 시스템(100)에 의해 구현될 수 있다. 추가적으로, 프로세스(2000)의 블록들이 특정의 순서로 예시되어 있지만, 일부 실시예들에서, 블록들 중 하나 이상이 부분적으로 또는 전체적으로 병렬로 실행될 수 있거나, 도 20에 예시된 것과는 상이한 순서로 실행될 수 있거나, 또는 바이패스될 수 있다.
블록(2005)에서, N-상 전력 변환기 스테이지(N≥1)는 교류(AC) 측 또는 직류(DC) 측으로부터 입력 전력을 수신한다. 예를 들어, DC/AC 인버터로서 동작할 때, 전력 변환기 시스템(1200)의 (3-상) 전력 변환기 스테이지(304)는 배터리, 커패시터, 울트라커패시터, 정류된 AC 소스로부터의 DC 전력 공급기(예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해 DC 전력으로 변환된 AC 그리드 전력) 등과 같은 DC 소스로부터 입력 DC 전압을 수신할 수 있다. 예를 들어, 도 12의 전력 변환기(304)가 도 3a에 더 상세히 도시되어 있다. 도 3a에서, 전력 변환기(304)의 DC 측에서, DC 소스(306)가 DC 단자들(220)을 통해 전력 변환기(304)에 결합된다.
또한, AC/DC 정류기로서 동작할 때, 전력 변환기 시스템(1200)의 (3-상) 전력 변환기 스테이지(304)는 AC 그리드 또는 AC 생성기(예를 들어, 재생 제동 모드(regenerative braking mode)에서 동작하는 모터) 등과 같은 AC 소스로부터 입력 AC 전압을 수신할 수 있다. 예를 들어, 도 12의 전력 변환기(304)는 도 3a에 더 상세히 도시되어 있다. 도 3a에서, 전력 변환기(304)의 AC 측에서, AC 그리드(302)는 AC 인터페이스 단자들(225)을 통해 전력 변환기(304)에 결합된다. 대안적으로, 재생 제동 동안 발전기로서 동작할 수 있거나 엔진-발전기일 수 있는 AC 모터(303)는 AC 인터페이스 단자들(225)을 통해 전력 변환기(304)에 결합된다.
블록(2010)에서, N-상 LC 필터는 N-상 전력 변환기 스테이지의 AC 측에서 필터링한다. N-상 LC 필터는 하나 이상의 커패시터를 포함하고, 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속된다. 예를 들어, 도 12의 전력 시스템(1200)을 참조하면, (3-상) LC 필터(308)는 AC 측에서 필터링하는 그러한 N-상 LC 필터의 예이다. 적어도 일부 예들에서, 도 12의 LC 필터(308)가 도 3a에 더 상세히 도시되어 있다. 도 3a에서, LC 필터(308)는 3개의 하부 커패시터(255) 및 3개의 스위치 측 인덕터(250)를 포함한다. 3개의 하부 커패시터(255)는 음의 DC 단자(224)에 결합되는 중립점(311a)에 결합된 중립 접속 포인트들을 갖는다. 일부 예들에서, LC 필터(308)는 도 3a에 도시된 바와 같이 3개의 상부 커패시터(215)를 더 포함한다. AC/DC 정류기로서 그리고 DC/AC 인버터로서 동작하는 전력 변환기 스테이지(304)의 둘 다의 경우에, LC 필터(308)는 중간점 노드(242)와 인터페이스 단자들(225) 사이의 AC 신호를 필터링한다. 적어도 일부 예들에서, LC 필터(308)의 추가 상세들은, 예를 들어, 도 3a와 관련하여 위에서 제공된다.
블록(2015)에서, 제어 시스템(예를 들어, 제어 시스템(1205))은, N-상 전력 변환기 스테이지(예를 들어, 변환기 스테이지(304))의 전력 스위칭 요소들을 구동하여 입력 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력한다. 추가적으로, 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동한다. 예를 들어, 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위해, 제어 시스템(1205)은 중앙 제어기(150) 및 N개의 로컬 제어기(760)를 포함하는 캐스케이드 제어 시스템을 구현할 수 있다. 전술한 바와 같이, 중앙 제어기(150)는 회전 기준 프레임 타겟들을 결정하고, N개의 제어 기준 타겟(415)을 생성할 수 있다. 로컬 제어기들(760)은 N개의 제어 기준 타겟(415)을 수신하고, 수신된 제어 기준 타겟들에 따라 제어 시그널링으로 그들의 대응하는 변환기 블록(262)의 전력 스위칭 요소들을 구동할 수 있다. 더욱이, 제어 시그널링은, 예를 들어, 도 12 내지 도 16과 관련하여 전술한 것과 같은, 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동한다. 스위칭 주파수는 적어도 20kHz, 적어도 40kHz, 적어도 60kHz, 적어도 80kHz, 적어도 100kHz, 60kHz와 100kHz 사이, 60kHz와 1MHz 사이, 100kHz와 1MHz 사이, 또는 300kHz와 1MHz 사이일 수 있다. 전력 변환기(304)의 개시된 토폴로지 및 연관된 제어 기술들 때문에, 더 높은 스위칭 주파수들이 특히 실용적이며, 효율적인 전력 밀도 시스템을 제공한다.
제어 시그널링은 전력 스위칭 요소들(235, 240)에(예를 들어, 스위칭 요소들의 게이트 단자에) 제공되는 PWM 제어 신호, PWM 제어 신호들에 대한 듀티 사이클을 나타내는 기준 듀티 사이클(d*), 및/또는 (예를 들어, VFCSS의 경우에) PWM 제어 신호들에 대한 스위칭 주파수를 나타내는 기준 스위칭 주파수 fSW*일 수 있다.
일부 예들에서, 로컬 제어기들(760)은 도 7 및 도 8과 관련하여 전술한 바와 같이, MPC를 구현할 수 있다. 일부 예들에서, 시스템(1205)은, 예를 들어, 도 4와 관련하여 설명된 바와 같이, 고조파 주입을 이용하거나 이용하지 않고, 제로-시퀀스 제어를 추가로 구현할 수 있다. 일부 예들에서, 제어 시스템은 견인 모드 및 충전 모드에서(예를 들어, 상이한 순간들에서) 전력 변환기 스테이지를 동작한다. 견인 모드에서, 전력 변환기 스테이지는 DC 소스로부터 수신된 입력 (DC) 전력을 변환된 출력 (AC) 전력으로 변환하고, 변환된 출력 (AC) 전력으로, N개의 인터페이스 단자에 결합된 N-상 모터를 구동한다. 충전 모드에서, 전력 변환기 스테이지는 입력 (AC) 전력을 변환된 출력 (DC) 전력으로 변환하고, 변환된 출력 (DC) 전력으로 DC 소스를 충전한다. 견인 모드 및 충전 모드는 도 3a 내지 도 3c 및 도 4의 시스템들(300 및 400)과 관련하여 더 논의되고, 이들 논의는 다른 전력 변환기 시스템(700, 1200, 및 1900)에 유사하게 적용가능하다. 일부 예들에서, 중앙 제어기(150)는 상태 추정에 의해 생성된 로컬 MPC 제어기들(760)로부터의 추정된 전기적 특성들을 이용하여 제어 기준 타겟들(415)을 생성한다. 일부 예들에서, 로컬 MPC 제어기들(760)은 상태 추정을 이용하여 대응하는 전력 스위칭 요소들에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 전기적 특성들을 추정한다.
기준 타겟들의 생성, 제어 신호들의 생성, 캐스케이드 제어 시스템에서의 통신, 전력 변환, 제어 시스템(1200)의 동작에 대한 추가 논의가 도 12 내지 도 16과 관련하여 그리고 명세서 전체에 걸쳐 제공되며, 프로세스(2000)에 포함될 수 있다. 예를 들어, 제어 시그널링을 생성하기 위해, 로컬 제어기들(1260a-c)은 상태 추정(예를 들어, 상태 추정기(900) 및 도 9의 논의를 참조), 고조파 주입을 이용하거나 이용하지 않는 제로-시퀀스 제어(예를 들어, 도 4에 대한 고조파 주입기(405)의 논의를 참조), 및 MPC 제어(예를 들어, 도 7 및 도 8의 로컬 MPC 제어기들(760) 및 도 12의 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260)의 논의를 참조) 중 하나 이상을 구현할 수 있다.
앞서 살펴본 바와 같이, 프로세스(2000)가 도 12의 변환기(1200)와 관련하여 설명되어 있지만, 프로세스(2000)는 이와 유사하게 변환기(400, 700, 및/또는 1900)에 의해 실행될 수 있다. 그러한 경우들에서, (이러한 변환기들 각각에 존재하는) 전력 변환기 스테이지(304)는 블록들(2005)을 실행하기 위해 위에 제공된 것과 유사하게 기능할 수 있고, (이러한 변환기들 각각에 존재하는) LC 필터(308)는 블록(2010)을 실행하기 위해 위에 제공된 것과 유사하게 기능할 수 있고, 각각의 개별 변환기 시스템의 제어 시스템(105 또는 705)은 (예를 들어, 도 12의 변환기 시스템(1200)과 관련하여 설명된 바와 같이) VFCSS를 이용하여 입력 전력을 출력 변환기 전력으로 변환하도록 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위해 블록(2015)을 실행할 수 있다.
도 21에서, 전기 차량에 대한 전력을 변환하기 위한 프로세스(2100)가 제공된다. 프로세스(2100)는 도 4의 전력 변환기 시스템(400)으로서 구현된 전력 변환기 시스템(100)에 의해 수행되는 것으로 설명된다. 그러나, 일부 실시예들에서, 프로세스(2100)는 다른 전력 변환기 시스템에 의해 또는 다른 전력 변환기 시스템(예를 들어, 변환기 시스템(700, 1200, 1900) 또는 본 명세서에서 제공되는 다른 시스템)을 구현하는 전력 변환기 시스템(100)에 의해 구현될 수 있다. 추가적으로, 프로세스(2100)의 블록들이 특정의 순서로 예시되어 있지만, 일부 실시예들에서, 블록들 중 하나 이상이 부분적으로 또는 전체적으로 병렬로 실행될 수 있거나, 도 21에 예시된 것과 상이한 순서로 실행될 수 있거나, 바이패스될 수 있다.
블록(2105)에서, N-상 전력 변환기 스테이지(N≥1)는 AC 단자들을 갖는 교류(AC) 측 또는 DC 소스 단자들을 갖는 직류(DC) 측으로부터 입력 전력을 수신한다. 예를 들어, DC/AC 인버터로서 동작할 때, 전력 변환기 시스템(400)의 (3-상) 전력 변환기 스테이지(304)는 배터리, 커패시터, 울트라커패시터, 정류된 AC 소스로부터의 DC 전력 공급기(예를 들어, 다이오드 브리지 정류기에 의해 DC 전력으로 변환된 AC 그리드 전력) 등과 같은 DC 소스로부터 입력 DC 전압을 수신할 수 있다. 예를 들어, 도 4의 전력 변환기(304)가 도 3a에 더 상세히 도시되어 있다. 도 3a에서, 전력 변환기(304)의 DC 측에서, DC 소스(306)가 DC 단자들(220)을 통해 전력 변환기(304)에 결합된다.
또한, AC/DC 정류기로서 동작할 때, 전력 변환기 시스템(400)의 (3-상) 전력 변환기 스테이지(304)는 AC 그리드 또는 AC 생성기(예를 들어, 재생 제동 모드에서 동작하는 모터) 등과 같은 AC 소스로부터 입력 AC 전압을 수신할 수 있다. 예를 들어, 도 12의 전력 변환기(304)는 도 3a에 더 상세히 도시되어 있다. 도 3a에서, 전력 변환기(304)의 AC 측에서, AC 그리드(302)는 AC 인터페이스 단자들(225)을 통해 전력 변환기(304)에 결합된다. 대안적으로, 재생 제동 동안 발전기로서 동작할 수 있거나 엔진-발전기일 수 있는 AC 모터(303)는 AC 인터페이스 단자들(225)을 통해 전력 변환기(304)에 결합된다.
블록(2110)에서, N-상 LC 필터는 N-상 전력 변환기 스테이지의 AC 측에서 필터링한다. LC 필터는 하나 이상의 커패시터를 포함하고, 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스 단자들의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속된다. 예를 들어, 도 4의 전력 시스템(400)을 참조하면, (3-상) LC 필터(308)는 AC 측에서 필터링하는 N-상 LC 필터의 예이다. 적어도 일부 예들에서, 도 4의 LC 필터(308)는 도 3a에 더 상세히 도시되어 있다. 도 3a에서, LC 필터(308)는 3개의 하부 커패시터(255) 및 3개의 스위치 측 인덕터(250)를 포함한다. 3개의 하부 커패시터(255)는 음의 DC 단자(224)에 결합되는 중립점(311a)에 결합되는 중립 접속 포인트들을 갖는다. 일부 예들에서, LC 필터(308)는 도 3a에 도시된 바와 같이 3개의 상부 커패시터(215)를 더 포함한다. AC/DC 정류기로서 그리고 DC/AC 인버터로서 동작하는 전력 변환기 스테이지(304)의 둘 다의 경우에, LC 필터(308)는 중간점 노드(242)와 인터페이스 단자들(225) 사이의 AC 신호를 필터링한다. 적어도 일부 예들에서, LC 필터(308)의 추가 상세들은, 예를 들어, 도 3a와 관련하여 위에서 제공된다.
블록(2115)에서, 제어 시스템(예를 들어, 제어 시스템(400))은 충전 모드 및 견인 모드에서 N-상 전력 변환기 스테이지(예를 들어, 전력 변환기 스테이지(304))의 전력 스위칭 요소들을 구동한다. 예를 들어, 도 3a 및 도 3b를 참조하면, 충전 모드에 있을 때, 전력 변환기 스테이지(304)는 AC 단자들(225a)을 통해 그리드(302)로부터 수신된 입력 AC 전력을 DC 소스 단자들(220)에 제공된 출력 DC 전력으로 변환하여 DC 소스(306)를 충전한다. 도 3a 및 도 3c를 참조하면, 견인 모드에 있을 때, 전력 변환기 스테이지(304)는 DC 소스(306)로부터 DC 소스 단자들(220)을 통해 수신된 입력 DC 전력을 AC 단자들(225b)에 제공된 출력 AC 전력으로 변환하여 모터(303)를 구동한다. 제어 시스템(400)은 충전 모드 및 견인 모드에서 변환기 스테이지(304)의 전력 스위칭 요소들(235 및 240)을 구동하는 것 사이에서 교대할 수 있다.
일부 예들에서, 제어 시스템은 제1 시간 기간에(예를 들어, 전력 변환기 스테이지가 AC 단자들을 통해 AC 그리드에 결합될 때) 충전 모드에서 전력 스위칭 요소들을 구동할 수 있고, 제2 시간 기간에(예를 들어, AC 그리드가 AC 단자들을 통해 접속되지 않을 때) 견인 모드에서 전력 스위칭 요소들을 구동할 수 있다. 즉, 전력 변환기 스테이지는 견인 모드와 다른 순간에 충전 모드에서 동작할 수 있다. 제어 시스템은, 예를 들어, 그리드 접속 포인트들(225a)이 활성 AC 그리드(302)에 현재 결합되어 있는지, 제어 시스템(400)이 모터를 구동하기 위한 사용자 또는 조작자 커맨드를 수신했는지에 기초하여 충전 모드 또는 견인 모드에서 동작할지를 결정할 수 있다. 예를 들어, 전기 차량의 경우, 중앙 제어기(150)는 그리드(302)에 대한 접속 없음을 검출하는 것, 전기 차량 상에서 인에이블되는 점화 스위치를 검출하는 것, 및/또는 사용자 토크 또는 구동 코멘트(예를 들어, 차량의 가속기 페달의 누름)의 검출에 응답하여 견인 모드에서 동작하도록 결정할 수 있다. 토크 또는 구동 커맨드를 수신하기 위한 점화 스위치 및 입력 디바이스(예를 들어, 가속기 페달)는 제어 시스템(400)에 결합된 I/O 인터페이스(142)(도 1 참조)의 일부일 수 있다. 견인 모드에서, 중앙 제어기(150)는 제1 알고리즘 또는 방식을 이용하여(예를 들어, 전류 기준 생성기(417)를 통해) 기준 전기적 특성(예를 들어, io,dq *)을 생성할 수 있는 반면, 충전 모드에서, 중앙 제어기(150)는 제2 알고리즘 또는 방식을 이용하여(예를 들어, CC/CV 제어 블록(418)을 통해) 기준 전기적 특성들(예를 들어, io,dq *)을 생성할 수 있다.
제어 시스템(400)이 충전 및 견인 모드들 둘 다에서 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위해, 중앙 제어기(150)는 기준 타겟들(415)을 생성하여 로컬 제어기들(160a-c)에 제공할 수 있다. 이어서, 로컬 제어기들(160a-c)은 그들의 대응하는 변환기 블록들(262a-c)에 대한 제어 시그널링을 생성할 수 있다. 기준 타겟들의 생성, 제어 신호들의 생성, 캐스케이드 제어 시스템에서의 통신, 전력 변환, 제어 시스템(400)의 동작에 대한 추가 논의가 도 4 내지 도 6과 관련하여 그리고 명세서 전체에 걸쳐 제공되며, 프로세스(2100)에 포함될 수 있다. 제어 시그널링을 생성하기 위해, 로컬 제어기들(160a-c)은 상태 추정(예를 들어, 상태 추정기(900) 및 도 9의 논의를 참조), 고조파 주입을 이용하거나 이용하지 않는 제로-시퀀스 제어(예를 들어, 도 4에 대한 고조파 주입기(405)의 논의를 참조), MPC 제어(예를 들어, 도 7 및 도 8의 로컬 MPC 제어기들(760) 및 도 12의 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260)의 논의를 참조), 및 가변 주파수 임계 소프트 스위칭(VFCSS)(예를 들어, 로컬 MPC-VFCSS 제어기들(1260)에 대한 그리고 도 11 내지 도 16에서의 VFCSS의 논의를 참조) 중 하나 이상을 구현할 수 있다.
앞서 살펴본 바와 같이, 프로세스(2100)가 도 4의 변환기(400)와 관련하여 설명되어 있지만, 프로세스(2100)가 이와 유사하게 변환기(700, 1200, 및/또는 1900)에 의해 실행될 수 있다. 그러한 경우에, (이들 변환기들 각각에 존재하는) 전력 변환기 스테이지(304)는 블록(2105)을 실행하기 위해 전술된 바와 유사하게 기능할 수 있고, (이들 변환기들 각각에 존재하는) LC 필터(308)는 블록(2110)을 실행하기 위해 전술된 바와 유사하게 기능할 수 있으며, 각각의 개별 변환기 시스템의 제어 시스템(105, 705, 및 1205)은 (DC/AC 인버터로서의) 견인 모드 및 (AC/DC 정류기로서의) 충전 모드에서 입력 전력을 출력 변환기 전력으로 변환하도록 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위해 블록(2015)을 실행할 수 있다.
본 명세서에 제공된 실시예들의 실험 테스트에서, 도 3a의 시스템들(300)과 같은 변환기 시스템들은 감소된 모터 누설 전류들 및 샤프트 전압들을 갖는 것으로 보여진다. 예를 들어, 도 3a에 예시된 토폴로지를 갖는 하나의 11kW 프로토타입은 전술한 공통 모드 인덕터(312)가 없는 변환기, LC 필터(308), 및 공통 모드 전압 제어에 비해, 94%만큼 감소된 피크-대-피크 누설 전류, 97%만큼 감소된 RMS 누설 전류, 및 90%만큼 감소된 피크-대-피크 샤프트 전압을 갖는 것으로 보여진다. 더 구체적으로, 도 3a에 도시된 토폴로지, 영구 자석 동기 모터(PMSM) 및 표 1(아래)의 특성들을 포함하는 프로토타입 변환기 시스템이 테스트되었다.
표 2(아래)는 견인 모드에서의 프로토타입의 상이한 변화들을 이용하는 실험으로부터의 측정된 누설 전류를 나타낸다.
따라서, 개시된 시스템들 및 방법들의 일부 예들에서, 누설 전류는 0.5A 미만, 0.4A 미만, 및 0.3A 미만(피크-대-피크), 및/또는 30mA 미만, 25mA 미만, 20mA 미만, 또는 17mA 미만(RMS)으로 유지된다.
또한, 프로토타입은 시스템의 출력 기계적 전력 Pm=TLωm을 측정하고, 4개의 경우들, 즉, 표준 견인 구동을 나타내는 LC 필터가 없는 20kHz 스위칭; 더 높은 스위칭 주파수에서 표준 구동 토폴로지인 LC 필터가 없는 80kHz; 항상 소프트 스위칭을 달성하지는 않는 제안된 토폴로지를 갖는 80kHz; 및 제안된 토폴로지의 가변 주파수 임계 소프트 스위칭 구현에서, N=1200RPM에서 시스템에 대한 입력 전력 Pin=VDCIDC로 이를 나눔으로써 견인 모드에서의 개선된 효율을 입증하였다. 효율성 측정들의 결과들이 도 22에 제시되며, 여기서 가변 주파수 구동이 가장 높은 효율을 가지며 20kHz 표준 구동보다 최대 전력에서 0.6% 더 효율적임을 알 수 있다. PMSM의 피크 효율은 데이터시트(datasheet) 당 93%이다.
추가적으로, 충전 모드에서, 피크 효율은 98.4% 내지 99.4%로 측정되었다. 더 구체적으로, 충전 모드에서의 프로타입 변환기 시스템의 효율은 상이한 부하 및 라인 조건들 하에서 테스트되었다. 결과들이 도 23에 도시되며, 여기서 835V의 공칭(nominal) DC 전압이 400V의 공칭 AC 라인간 전압의 ±10% 변화와 더불어 인가되었다. 피크 효율은 99.4%이고 정격 전력에서의 최소 효율은 98.4%이다. 문헌에서의 다른 결과들은 400V 배터리들을 갖는 3.3kW 애드-온 인터페이스 통합 충전기들에 대해 93-95%, 6-상 기계들을 갖는 6.6kW 통합 충전기들에 대해 90-95%, 및 2kW에서 동작하는 분할-상 3-상 PMSM에 대해 80%의 범위이다. 비통합 온-보드 충전기들, 즉, 충전에만 전용되는 유닛들은 22kW에서 최대 97% 효율인 것으로 나타났지만, 이들은 상당한 수의 컴포넌트들을 필요로 하며, 상용화된 온-보드 충전기들은 최대 95% 효율이다. 따라서, 개시된 토폴로지는 견인 모드에서 순 효율성(net efficiency) 및 신뢰성 이점들을 제공하고 충전 모드에서 격리 변압기에 대한 필요성을 제거하면서 잘 동작한다.
물론, 이 특정의 프로토타입은 본 명세서에 개시된 실시예들 및 예들에 따라 구현되고 동작될 수 있는 전력 변환기의 일례에 불과하다.
본 명세서에 설명된 다양한 기술들 및 동작들을 수행하는 것은 본 명세서에 설명된 바와 같이 중앙 제어기(150), 로컬 제어기(160), 로컬 MPC 제어기(760), 로컬 MPC VFCSS 제어기(1260) 등과 같은 전자 제어기(예를 들어, 프로세서 기반 컴퓨팅 디바이스)에 의해 용이하게 될 수 있다. 그러한 전자 제어기는 중앙 프로세서 유닛(CPU) 또는 처리 코어를 포함할 수 있는 컴퓨팅 디바이스 등과 같은 프로세서 기반 디바이스를 포함할 수 있다. CPU 또는 처리 코어에 더하여, 시스템은 메인 메모리, 캐시 메모리, 및 버스 인터페이스 회로들을 포함한다. 전자 제어기는 하드 드라이브(고체 스테이트 하드 드라이브, 또는 다른 타입들의 하드 드라이브), 또는 컴퓨터 시스템과 연관된 플래시 드라이브와 같은 메모리 저장 디바이스를 포함할 수 있다. 전자 제어기는 사용자가 액세스할 수 있는 곳에 배치될 수 있는 키보드, 또는 키패드, 또는 일부 다른 사용자 입력 인터페이스, 및 모니터, 예를 들어, LCD(liquid crystal display) 모니터를 더 포함할 수 있다.
도 24는 본 명세서에 개시된 예들에 따른 구성가능한 전력 변환기 아키텍처(2400)를 도시한다. 즉, 전력 변환기 아키텍처(2400)는 시스템들(300, 700, 1200, 1900)을 포함하는 본 명세서에서 설명되는 전력 변환기 시스템들 중 하나 이상에 의해 구현될 수 있다. 아키텍처(2400)는 중앙 제어 층(2405), 로컬 제어 층(2410), 및 응용 층(2415)을 포함하는 계층적 소프트웨어 정의 제어 아키텍처이다. 중앙 제어 층(2405)은 본 명세서에 설명된 중앙 제어기(105)와 유사하거나 그 예일 수 있다. 중앙 제어 층(2405)은, 다른 것들 중에서, 로컬 층(2410)의 전력 변환기들을 관리하고, 중앙 전압, 전류, 전력, 토크, 속도, 및/또는 제어 타겟들 및 기능들을 생성 및 실행하며, 아키텍처(2400)가 적용되고 있는 응용의 타입을 식별하고 그에 따라 (예를 들어, 적절한 제어 타겟들을 생성하고 적절한 기능들을 실행하기 위해) 재구성할 수 있다. 로컬 제어 층(2410)은 본 명세서에서 설명된 로컬 제어기들(160, 760, 또는 1260) 중 하나 이상과 유사하거나 그 예일 수 있다. 로컬 제어기들은 전술한 바와 같이 로컬 전압/전류 제어, MPC 기반 제어, VFCSS 제어, 상태 추정/관측, 및 PWM 변조 중 하나 이상을 제공할 수 있다. 일부 예들에서, 로컬 제어 층(2410)의 로컬 제어기들은, 도 18a, 도 18b 및 도 19와 관련하여 설명된 바와 같은, 모듈형 로컬 제어 모듈들 또는 ACM들의 예이다. 중앙 제어 층(2405) 및 로컬 제어 층(2410)은 (도 6의 버스(615)와 유사한) 통신 버스(2420)를 통해 접속된다. 응용 층(2415)은, EV 배터리, 단상 그리드, 3-상 그리드, 태양광(광전지(PV) 어레이), 모터 등의, 상이한 전기화된 부하/소스 응용들과 인터페이싱하기 위한 인터페이스(들)를 포함할 수 있다.
아키텍처(2400)는 동일한 하드웨어를 이용하는 몇몇 상이한 타입의 응용들에 대해 유연하고 구성가능하다. 예를 들어, 중앙 제어 층(2405) 및 로컬 제어 층(2410) 중 하나 또는 둘 다는 동일한 컴포넌트들을 포함할 수 있지만, 중앙 제어 층(2405)은 특정의 응용을 구현하도록 프로그래밍(소프트웨어 정의)되는 중앙 레벨 제어기를 가질 수 있다. 일부 예들에서, 중앙 레벨 제어기는 그 위에 상주하는 다양한 애플리케이션 소프트웨어 패키지들(예를 들어, 애플리케이션 타입 당 하나)을 포함할 수 있고, 여기서 하나의 소프트웨어 패키지는 로컬 제어 층(2410)에 접속되는 주어진 응용 층에 대한 구성 단계의 설치 동안 이용을 위해 선택(또는 활성화)된다. 중앙 레벨 제어기에 포함되거나 선택된 특정 소프트웨어 패키지는 도 24에 도시된 다양한 기능들 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 이들 기능들, 및 일반적으로 소프트웨어 패키지는 궁극적으로 로컬 층(2410)의 로컬 제어기들에 대한 기준 타겟들을 생성한다. 접속된 응용 층(2415)은, 예를 들어, 태양광(PV 어레이) 응용, 배터리 응용, 3-상 그리드 응용, 단상 그리드 응용, (예를 들어, 전기 차량 또는 산업 장비 설정에서의) 3-상 모터 응용 등을 포함한, 도 24의 도시된 응용들 중 하나일 수 있다.
도 25a 및 도 25b는 단상 그리드 응용 구성(2500)으로 구현된 도 24의 아키텍처(2400)의 예를 도시한다. 구성(2500)은, 단상 그리드 제어 동작을 위해 구성된, 도 24의 층(2405)의 구현인, 중앙 제어 층(2505)을 포함한다. 구성(2500)은, 도 24의 층(2410)의 구현이고 2개의 로컬 제어기(예를 들어, 로컬 제어기들(160, 760, 또는 1260))를 포함하는 로컬 제어 층(2510)을 더 포함한다. 구성(2500)은, 도 24의 층(2415)의 구현이고 단상 그리드 응용인 응용 제어 층(2515)을 더 포함한다. 구성(2500)에서, 아키텍처(2400)는 (예를 들어, 배터리, 태양광(광전지 어레이) 등과 같은 DC 소스로부터 반전된) 전력을 그리드에 주입하거나, (예를 들어, 그리드로부터 수신 및 정류된) DC 전력으로 DC 부하를 충전 또는 전력공급하거나, 또는 둘 다를 하도록 동작가능하다. 이 전력 변환을 수행하기 위해, 구성(2500)은, 도 2 내지 도 21에 대한 것(예를 들어, 캐스케이드 제어, 안정화된 공통 모드 제어, 고조파 주입, MPC 제어, VFCSS 제어 또는 이들의 조합 중 하나 이상)과 같은, 본 명세서에 설명된 원리들을 이용하여 동작되고 제어될 수 있다. 도 25b는 로컬 제어기들 및 중앙 레벨 제어기와 함께, 구성(2500)에 대한 예시적인 회로도를 도시한다.
도 26a 및 도 26b는 3-상 그리드 응용 구성(2600)으로 구현된 도 24의 아키텍처(2400)의 예를 도시한다. 구성(2600)은 3-상 그리드 제어 동작을 위해 구성된, 도 24의 층(2405)의 구현인, 중앙 제어 층(2605)을 포함한다. 구성(2600)은, 도 24의 층(2410)의 구현이고 3개의 로컬 제어기(예를 들어, 로컬 제어기(160, 760, 또는 1260))를 포함하는 로컬 제어 층(2610)을 더 포함한다. 구성(2600)은, 도 24의 층(2415)의 구현이고 3-상 그리드 응용인 응용 제어 층(2615)을 더 포함한다. 구성(2600)에서, 아키텍처(2400)는 (예를 들어, 배터리, 태양광(광전지 어레이) 등과 같은 DC 소스로부터 반전된) 전력을 그리드에 주입하거나, (예를 들어, 그리드로부터 수신 및 정류된) DC 전력으로 DC 부하를 충전 또는 전력공급하거나, 또는 둘 다를 하도록 동작가능하다. 이 전력 변환을 수행하기 위해, 구성(2600)은, 도 2 내지 도 21에 대한 것(예를 들어, 캐스케이드 제어, 안정화된 공통 모드 제어, 고조파 주입, MPC 제어, VFCSS 제어 또는 이들의 조합 중 하나 이상)과 같은, 본 명세서에 설명된 원리들을 이용하여 동작되고 제어될 수 있다. 도 26b는, 로컬 제어기들 및 중앙 레벨 제어기와 함께, (배터리, 울트라커패시터 등일 수도 있지만) DC 부하/소스로서 PV 어레이를 포함하는, 구성(2600)에 대한 예시적인 회로도를 도시한다.
도 27a 및 도 27b는 3-상 모터 응용 구성(2700)으로 구현된 도 24의 아키텍처(2400)의 예를 도시한다. 구성(2700)은 모터 동작을 위해 구성된, 도 24의 층(2405)의 구현인, 중앙 제어 층(2705)을 포함한다. 구성(2700)은, 도 24의 층(2410)의 구현이고 3개의 로컬 제어기(예를 들어, 로컬 제어기(160, 760, 또는 1260))를 포함하는 로컬 제어 층(2710)을 더 포함한다. 구성(2700)은 도 24의 층(2415)의 구현이고 3-상 모터 응용인 응용 제어 층(2715)을 더 포함한다. 구성(2700)에서, 아키텍처(2400)는 (예를 들어, 배터리, 태양광(광전지 어레이) 등과 같은 DC 소스로부터 반전된) 모터를 구동하거나, (예를 들어, 모터로부터 수신 및 정류된) DC 전력으로 DC 부하를 충전 또는 전력공급하거나, 또는 둘 다를 하도록 동작가능하다. 일부 예들에서, 구성(2700)은 AC 그리드에 추가로 결합되고, (예를 들어, 그리드로부터 수신 및 정류된) DC 전력으로 DC 소스를 충전하고 (예를 들어, DC 소스로부터 반전된) 전력을 그리드에 주입하도록 또한 구성된다. 이 전력 변환을 수행하기 위해, 구성(2700)은, 도 2 내지 도 21에 대한 것(예를 들어, 캐스케이드 제어, 안정화된 공통 모드 제어, 고조파 주입, MPC 제어, VFCSS 제어 또는 이들의 조합 중 하나 이상)과 같은, 본 명세서에 설명된 원리들을 이용하여 동작되고 제어될 수 있다. 도 27b는, 로컬 제어기들 및 중앙 레벨 제어기와 함께, (PV 어레이, 울트라커패시터 등일 수도 있지만) DC 부하/소스로서 배터리를 포함하는, 구성(2700)에 대한 예시적인 회로도를 도시한다. 구성(2700)은, 전술한 바와 같이, V2G 또는 V2X 인터페이싱 기능들을 제공할 수 있다.
전자 제어기는, 예를 들어, (예를 들어, 비격리 3-상 DC/AC 전력 변환기 시스템의 스위칭 디바이스들을 제어함으로써) 전력 변환기의 구현을 용이하게 하도록 구성된다. 따라서, 저장 디바이스는 전자 제어기(언급된 바와 같이, 프로세서 기반 디바이스일 수 있음) 상에서 실행될 때 프로세서 기반 디바이스로 하여금 본 명세서에 설명된 절차들 및 동작들의 구현을 용이하게 하는 동작들을 수행하게 하는 컴퓨터 프로그램 제품을 포함할 수 있다. 전자 제어기는 입력/출력 기능을 가능하게 하는 주변 디바이스들을 더 포함할 수 있다. 그러한 주변 디바이스들은, 예를 들어, 플래시 드라이브(예를 들어, 착탈식 플래시 드라이브), 또는 접속된 시스템에 관련된 콘텐츠를 다운로드하기 위한 네트워크 접속(예를 들어, USB 포트 및/또는 무선 트랜시버를 이용하여 구현됨)을 포함할 수 있다. 그러한 주변 디바이스들은 또한 각각의 시스템/디바이스의 일반적인 동작을 가능하게 하는 컴퓨터 명령어들을 포함하는 소프트웨어를 다운로드하는 데 이용될 수 있다. 대안적으로 및/또는 추가적으로, 일부 실시예들에서, 특수 목적 로직 회로, 예를 들어, FPGA(field programmable gate array), ASIC(application-specific integrated circuit), DSP 프로세서, GPU(graphics processing unit), APU(application processing unit) 등이 전자 제어기의 구현들에 이용될 수 있다. 전자 제어기에 포함될 수 있는 다른 모듈들은 입력 및 출력 데이터를 제공 또는 수신하기 위한 사용자 인터페이스를 포함할 수 있다. 전자 제어기는 운영 체제를 포함할 수 있다.
컴퓨터 프로그램들(프로그램들, 소프트웨어, 소프트웨어 애플리케이션들 또는 코드라고도 알려짐)은 프로그래밍가능 프로세서에 대한 기계 명령어들을 포함하고, 하이 레벨 절차 및/또는 객체 지향 프로그래밍 언어로, 및/또는 어셈블리/기계 언어로 구현될 수 있다. 본 명세서에서 이용될 때, 용어 "기계 판독가능 매체"는 기계 명령어들을 기계 판독가능 신호로서 수신하는 비일시적 기계 판독가능 매체를 포함하는, 기계 명령어들 및/또는 데이터를 프로그래밍가능 프로세서에 제공하는 데 이용되는 임의의 비일시적 컴퓨터 프로그램 제품, 장치 및/또는 디바이스(예를 들어, 자기 디스크들, 광학 디스크들, 메모리, 프로그래밍가능 논리 디바이스(PLD)들)를 지칭한다.
일부 실시예들에서, 임의의 적절한 컴퓨터 판독가능 매체들은 본 명세서에 설명된 프로세스들/동작들/절차들을 수행하기 위한 명령어들을 저장하기 위해 이용될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 컴퓨터 판독가능 매체들은 일시적 또는 비일시적일 수 있다. 예를 들어, 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체들은 자기 매체들(예컨대, 하드 디스크들, 플로피 디스크들 등), 광학 매체들(예컨대, 컴팩트 디스크들, 디지털 비디오 디스크들, 블루레이 디스크들 등), 반도체 매체들(예컨대, 플래시 메모리, 전기적 프로그래밍가능 판독 전용 메모리(EPROM), 전기적 소거가능 프로그래밍가능 판독 전용 메모리(EEPROM) 등), 송신 동안 일시적이지 않거나 임의의 영속성의 모습이 없지 않은 임의의 적절한 매체들, 및/또는 임의의 적절한 유형의 매체들과 같은 매체들을 포함할 수 있다. 다른 예로서, 일시적 컴퓨터 판독가능 매체들은 네트워크들 상의, 와이어들, 도체들, 광섬유들, 회로들 내의 신호들, 송신 동안 일시적이고 임의의 영속성의 모습이 없는 임의의 적절한 매체들, 및/또는 임의의 적절한 무형의 매체들을 포함할 수 있다.
특정 실시예들이 본 명세서에 상세히 개시되었지만, 이것은 단지 예시의 목적들을 위해 예로서 행해졌고, 뒤따르는 첨부된 청구항들의 범위에 관하여 제한하려는 것은 아니다. 개시된 실시예들의 특징들은 더 많은 실시예들을 생성하기 위해 본 발명의 범위 내에서 조합되고, 재배열되는 등으로 될 수 있다. 일부 다른 양태들, 이점들, 및 수정들은 이하에서 제공되는 청구항들의 범위 내에 있는 것으로 간주된다. 제시된 청구항들은 본 명세서에 개시된 실시예들 및 특징들 중 적어도 일부를 나타낸다. 다른 청구되지 않은 실시예들 및 특징들도 고려된다.
추가 예들
예 1: 비격리 전력 변환기 시스템을 위한 방법, 장치, 및/또는 프로세서 실행가능 명령어들을 저장하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 시스템은, 교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N ≥ 1); 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터 - 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및 수신된 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력하기 위해 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성된 제어 시스템 - 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성됨 - 을 포함한다.
예 2: 예 1의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 제어 시스템은 캐스케이드 제어 시스템이고, 캐스케이드 제어 시스템은, 처리 유닛을 포함하는 중앙 제어기 - 중앙 제어기는, 회전 기준 프레임 타겟들을 결정하고, N개의 제어 기준 타겟을 생성하도록 구성됨 -; 및 적어도 하나의 로컬 제어기 - 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은 로컬 처리 유닛을 포함하고, 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은, N개의 제어 기준 타겟 중의 제어 기준 타겟을 수신하고, 제어 기준 타겟에 따라, 로컬 제어기와 연관된 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하도록 구성됨 - 를 포함한다.
예 3: 예 1 또는 예 2의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 제어 기준 타겟에 따라 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하기 위해, 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은, 전력 스위칭 요소들의 부분에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 모델 예측 제어(MPC)를 구현하도록 구성된다.
예 4: 예 1 내지 예 3 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 중앙 제어기는, 적어도 하나의 로컬 제어기 각각으로부터 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 수신하고 - 전기적 동작 특성은 고정 기준 프레임 내에 있음 -; 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 회전 기준 프레임으로 변환하고; 회전 기준 프레임에서의 적어도 하나의 전기적 동작 특성에 기초하여 회전 기준 프레임 타겟들의 직접 축(D-축) 컴포넌트 및 직교 축(Q-축) 컴포넌트를 결정하도록 더 구성된다.
예 5: 예 1 내지 예 4 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 중앙 제어기는, DC 소스의 양의 단자 및 DC 소스의 음의 단자 양단의 DC 전압의 절반의 DC 오프셋에 기초하여 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성된다.
예 6: 예 1 내지 예 5 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 중앙 제어기는, DC 오프셋 및 N의 배수번째 위상 고조파 주입에 기초하여 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성된다.
예 7: 예 4 내지 예 6 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 고정 기준 프레임에서 N개의 제어 기준 타겟을 생성하기 위해, 중앙 제어기는, D-축 전압 컴포넌트, Q-축 전압 컴포넌트, 및 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 고정 기준 프레임으로 변환하도록 더 구성된다.
예 8: 예 1 내지 예 7 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 전력 스위칭 요소들은, 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상에 대해, 중간점 노드에 접속된 하이 측 요소 및 로우 측 요소를 포함하고, 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상의 중간점 노드는, (i) 중간점 노드와 각각의 LC 필터의 필터 노드 사이에 결합된 인덕터, 및 (ii) 각각의 LC 필터의 필터 노드와 음의 DC 단자 사이에 결합된, N-상 LC 필터의 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터에 결합된다.
예 9: 예 8의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 각각의 제각기의 LC 필터는 제각기의 LC 필터의 필터 노드와 DC 소스의 양의 DC 단자 사이에 결합된 제2 커패시터를 더 포함한다.
예 10: 예 8 또는 예 9의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 필터 노드들과 N개의 인터페이스 단자들 사이에 결합된 N-상 공통 모드 인덕터를 더 포함한다.
예 11: 예 1 내지 예 10 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, N개의 인터페이스 단자들에 결합된 N-상 모터를 더 포함한다.
예 12: 예 1 내지 예 11 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, N개의 인터페이스 단자들은 N-상 모터에 결합하기 위한 N개의 모터 접속 포인트 및 N-상 전력 그리드에 결합하기 위한 N개의 그리드 접속 포인트를 포함한다.
예 13: 예 1 내지 예 12 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 견인 모드 및 충전 모드를 더 포함하고, 견인 모드에 있을 때, 전력 변환기는 N-상 모터를 구동하기 위해 DC 소스로부터의 DC 전력을 N개의 모터 접속 포인트 상의 AC 전력으로 변환하도록 구성되고; 충전 모드에 있을 때, 전력 변환기는 DC 소스를 충전하기 위해 N개의 그리드 접속 포인트로부터의 AC 전력을 DC 전력으로 변환하도록 구성된다.
예 14: 예 1 내지 예 13 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 센서는 스위치 측 인덕터 및 커패시터의 그룹으로부터 선택된 N-상 LC 필터의 제1 컴포넌트의 제1 전기적 특성을 감지하고, 제1 전기적 특성을 나타내는 센서 데이터를 생성하도록 구성되고; 제어 시스템은, 센서로부터 센서 데이터를 수신하고, 센서 데이터에 기초하여, 상태 추정을 수행하여, 제1 컴포넌트와 상이한 N-상 LC 필터의 제2 컴포넌트의 제2 전기적 특성을 추정하고, 제2 전기적 특성에 기초하여 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 더 구성된다.
예 15: 예 1 내지 예 14 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위해, 제어 시스템은 N-상 LC 필터의 전기적 특성에 기초하여 변환기의 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 스위칭 주파수를 결정하도록 구성된다.
예 16: 예 1 내지 예 15 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, N개의 전력 변환기 모듈(N > 1)을 더 포함하고, 각각의 전력 변환기 모듈은, N-상 전력 변환기 스테이지의 DC 측의 양의 직류(DC) 단자 및 음의 DC 단자, 양의 DC 단자에 결합된 하이 측 전력 스위칭 요소 및 음의 DC 단자에 결합된 로우 측 전력 스위칭 요소를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍 - 하이 측 전력 스위칭 요소 및 로우 측 전력 스위칭 요소는 중간점 노드에서 함께 결합됨 -, 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터 및 인덕터를 포함하는 N-상 LC 필터 중의 LC 필터 - 인덕터는 중간점 노드와 커패시터 사이에 결합되고, 커패시터는 인덕터와 음의 DC 단자 사이에 결합됨 -, 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된 적어도 하나의 로컬 제어기들 중의 로컬 제어기 - 전력 스위칭 요소 쌍은 로컬 제어기와 연관된 전력 스위칭 요소들의 부분임 -, 및 회로 보드 - 상기 회로 보드는 상기 회로 보드 상에 위치된 양의 DC 단자 및 음의 DC 단자, 전력 스위칭 요소 쌍, LC 필터 및 로컬 제어기를 가짐 -를 포함하고, N개의 전력 변환기 모듈 각각의 양의 DC 단자는 함께 결합되고, 하나 이상의 전력 변환기 모듈 각각의 음의 DC 단자는 함께 결합된다.
예 17: 전기 차량을 위한 비격리 전력 변환기 시스템을 위한 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N ≥ 1) - DC 측은 DC 소스 단자들을 포함함 -; 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LCL 필터 - 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스 단자들의 음의 DC 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하여, 충전 모드에서, DC 소스를 충전하기 위해 AC 단자들을 통해 수신된 입력 AC 전력을 DC 소스 단자들에 제공된 출력 DC 전력으로 변환하고, 견인 모드에서, 모터를 구동하기 위해 DC 소스 단자들을 통해 수신된 입력 DC 전력을 AC 단자들에 제공된 출력 AC 전력으로 변환하도록 구성된 제어 시스템을 포함한다.
예 18: 예 17의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, AC 단자들을 모터 접속 포인트들 또는 AC 그리드 접속 포인트들에 선택적으로 접속하도록 구성된 복수의 콘택터를 포함하는 콘택터 회로를 더 포함한다.
예 19: 예 17 또는 예 18의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 견인 모드 및 충전 모드 동안, AC 단자들은 모터 접속 포인트들 및 AC 그리드 접속 포인트들 둘 다에 접속된다.
예 20: 예 17 내지 예 19 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, N-상 LC 필터와 AC 단자들 사이에 결합된 N-상 공통 모드 인덕터를 더 포함한다.
예 21: 예 17 내지 예 20 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 모터의 모터 베어링들; 및 모터에 의해 구동된 모터 샤프트를 더 포함한다.
예 22: 예 17 내지 예 21 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 제어 시스템은 캐스케이드 제어 시스템이고, 캐스케이드 제어 시스템은, 처리 유닛을 포함하는 중앙 제어기 - 중앙 제어기는, 회전 기준 프레임 타겟들을 결정하고, N개의 제어 기준 타겟을 생성하도록 구성됨 -; 및 적어도 하나의 로컬 제어기 - 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은 로컬 처리 유닛을 포함하고, 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은, N개의 제어 기준 타겟 중의 제어 기준 타겟을 수신하고, 제어 기준 타겟에 따라, 로컬 제어기와 연관된 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하도록 구성됨 - 를 포함한다.
예 23: 예 17 내지 예 22 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 제어 기준 타겟에 따라 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하기 위해, 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은, 전력 스위칭 요소들의 부분에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 모델 예측 제어(MPC)를 구현하도록 구성된다.
예 24: 예 17 내지 예 23 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 중앙 제어기는, 적어도 하나의 로컬 제어기 각각으로부터 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 수신하고 - 전기적 동작 특성은 고정 기준 프레임 내에 있음 -; 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 회전 기준 프레임으로 변환하고; 회전 기준 프레임에서의 적어도 하나의 전기적 동작 특성에 기초하여 회전 기준 프레임 타겟들의 직접 축(D-축) 컴포넌트 및 직교 축(Q-축) 컴포넌트를 결정하도록 더 구성된다.
예 25: 예 17 내지 예 24 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 중앙 제어기는, DC 소스의 양의 단자 및 DC 소스의 음의 단자 양단의 DC 전압의 절반의 DC 오프셋에 기초하여 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성된다.
예 26: 예 17 내지 예 25 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 중앙 제어기는, DC 오프셋 및 N의 배수번째 위상 고조파 주입에 기초하여 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성된다.
예 27: 예 17 내지 예 26 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 고정 기준 프레임에서 N개의 제어 기준 타겟을 생성하기 위해, 중앙 제어기는, D-축 전압 컴포넌트, Q-축 전압 컴포넌트, 및 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 고정 기준 프레임으로 변환하도록 더 구성된다.
예 28: 예 17 내지 예 27 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 전력 스위칭 요소들은, 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상에 대해, 중간점 노드에 접속된 하이 측 요소 및 로우 측 요소를 포함하고, 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상의 중간점 노드는, (i) 중간점 노드와 각각의 LC 필터의 필터 노드 사이에 결합된 인덕터, 및 (ii) 각각의 LC 필터의 필터 노드와 음의 DC 단자 사이에 결합된, N-상 LC 필터의 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터에 결합된다.
예 29: 예 17 내지 예 28 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 각각의 제각기의 LC 필터는 제각기 LC 필터의 필터 노드와 DC 소스의 양의 DC 단자 사이에 결합된 제2 커패시터를 더 포함한다.
예 30: 예 17 내지 예 29 중 어느 하나의 방법, 장치, 및/또는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체로서, 센서는 스위치 측 인덕터 및 커패시터의 그룹으로부터 선택된 N-상 LC 필터의 제1 컴포넌트의 제1 전기적 특성을 감지하고, 제1 전기적 특성을 나타내는 센서 데이터를 생성하도록 구성되고; 제어 시스템은, 센서로부터 센서 데이터를 수신하고, 센서 데이터에 기초하여, 상태 추정을 수행하여, 제1 컴포넌트와 상이한 N-상 LC 필터의 제2 컴포넌트의 제2 전기적 특성을 추정하고, 제2 전기적 특성에 기초하여 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 더 구성된다.
Claims (57)
- 비격리 전력 변환기 시스템으로서,
교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N ≥ 1);
하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터 - 상기 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및
수신된 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력하기 위해 상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성된 제어 시스템 - 상기 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성됨 - 을 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제1항에 있어서,
상기 제어 시스템은 캐스케이드 제어 시스템이고, 상기 캐스케이드 제어 시스템은,
처리 유닛을 포함하는 중앙 제어기 - 상기 중앙 제어기는,
회전 기준 프레임 타겟들을 결정하고,
N개의 제어 기준 타겟을 생성하도록 구성됨 -; 및
적어도 하나의 로컬 제어기 - 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은 로컬 처리 유닛을 포함하고, 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은,
상기 N개의 제어 기준 타겟 중의 제어 기준 타겟을 수신하고,
상기 제어 기준 타겟에 따라, 상기 로컬 제어기와 연관된 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하도록 구성됨 - 를 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제2항에 있어서,
상기 제어 기준 타겟에 따라 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하기 위해, 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은,
상기 전력 스위칭 요소들의 부분에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 모델 예측 제어(MPC)를 구현하도록 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제2항에 있어서,
상기 중앙 제어기는,
상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각으로부터 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 수신하고 - 상기 전기적 동작 특성은 고정 기준 프레임 내에 있음 -;
상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 상기 회전 기준 프레임으로 변환하고;
상기 회전 기준 프레임에서의 상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 직접 축(D-축) 컴포넌트 및 직교 축(Q-축) 컴포넌트를 결정하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제4항에 있어서,
상기 중앙 제어기는,
상기 DC 소스의 양의 단자 및 상기 DC 소스의 음의 단자 양단의 DC 전압의 절반의 DC 오프셋에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제4항에 있어서,
상기 중앙 제어기는,
DC 오프셋 및 N의 배수번째 위상 고조파 주입에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제6항에 있어서,
상기 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 상기 고정 기준 프레임에서 N개의 제어 기준 타겟을 생성하기 위해, 상기 중앙 제어기는,
D-축 전압 컴포넌트, Q-축 전압 컴포넌트, 및 상기 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 상기 고정 기준 프레임으로 변환하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제1항에 있어서,
상기 전력 스위칭 요소들은, 상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상에 대해, 중간점 노드에 접속된 하이 측 요소 및 로우 측 요소를 포함하고,
상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상의 상기 중간점 노드는, (i) 상기 중간점 노드와 각각의 LC 필터의 필터 노드 사이에 결합된 인덕터, 및 (ii) 상기 각각의 LC 필터의 상기 필터 노드와 음의 DC 단자 사이에 결합된, 상기 N-상 LC 필터의 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터를 포함하는 상기 N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터에 결합되는, 전력 변환기 시스템. - 제8항에 있어서,
각각의 제각기의 LC 필터는 상기 제각기의 LC 필터의 상기 필터 노드와 상기 DC 소스의 양의 DC 단자 사이에 결합된 제2 커패시터를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제8항에 있어서,
상기 필터 노드들과 N개의 인터페이스 단자들 사이에 결합된 N-상 공통 모드 인덕터를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제10항에 있어서,
상기 N개의 인터페이스 단자들에 결합된 N-상 모터를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제10항에 있어서,
상기 N개의 인터페이스 단자들은 N-상 모터에 결합하기 위한 N개의 모터 접속 포인트 및 N-상 전력 그리드에 결합하기 위한 N개의 그리드 접속 포인트를 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제12항에 있어서,
견인 모드 및 충전 모드를 더 포함하고,
상기 견인 모드에 있을 때, 상기 전력 변환기는 상기 N-상 모터를 구동하기 위해 상기 DC 소스로부터의 DC 전력을 상기 N개의 모터 접속 포인트 상의 AC 전력으로 변환하도록 구성되고;
상기 충전 모드에 있을 때, 상기 전력 변환기는 상기 DC 소스를 충전하기 위해 상기 N개의 그리드 접속 포인트로부터의 AC 전력을 DC 전력으로 변환하도록 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제1항에 있어서,
센서는 스위치 측 인덕터 및 커패시터의 그룹으로부터 선택된 상기 N-상 LC 필터의 제1 컴포넌트의 제1 전기적 특성을 감지하고, 상기 제1 전기적 특성을 나타내는 센서 데이터를 생성하도록 구성되고;
상기 제어 시스템은,
상기 센서로부터 상기 센서 데이터를 수신하고,
상기 센서 데이터에 기초하여, 상태 추정을 수행하여, 상기 제1 컴포넌트와 상이한 상기 N-상 LC 필터의 제2 컴포넌트의 제2 전기적 특성을 추정하고,
상기 제2 전기적 특성에 기초하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제1항에 있어서,
가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위해, 상기 제어 시스템은 상기 N-상 LC 필터의 전기적 특성에 기초하여 상기 변환기의 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 스위칭 주파수를 결정하도록 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제2항에 있어서,
N개의 전력 변환기 모듈(N > 1)을 더 포함하고,
각각의 전력 변환기 모듈은,
상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 DC 측의 양의 직류(DC) 단자 및 음의 DC 단자,
상기 양의 DC 단자에 결합된 하이 측 전력 스위칭 요소 및 상기 음의 DC 단자에 결합된 로우 측 전력 스위칭 요소를 포함하는 전력 스위칭 요소 쌍 - 상기 하이 측 전력 스위칭 요소 및 상기 로우 측 전력 스위칭 요소는 중간점 노드에서 함께 결합됨 -,
상기 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터 및 인덕터를 포함하는 상기 N-상 LC 필터 중의 LC 필터 - 상기 인덕터는 상기 중간점 노드와 상기 커패시터 사이에 결합되고, 상기 커패시터는 상기 인덕터와 상기 음의 DC 단자 사이에 결합됨 -,
상기 전력 스위칭 요소 쌍을 구동하도록 구성된 상기 적어도 하나의 로컬 제어기들 중의 로컬 제어기 - 상기 전력 스위칭 요소 쌍은 상기 로컬 제어기와 연관된 전력 스위칭 요소들의 부분임 -, 및
회로 보드 - 상기 회로 보드는 상기 회로 보드 상에 위치된 상기 양의 DC 단자 및 상기 음의 DC 단자, 상기 전력 스위칭 요소 쌍, 상기 LC 필터 및 상기 로컬 제어기를 가짐 -를 포함하고,
상기 N개의 전력 변환기 모듈 각각의 상기 양의 DC 단자는 함께 결합되고, 상기 하나 이상의 전력 변환기 모듈 각각의 상기 음의 DC 단자는 함께 결합되는, 전력 변환기 시스템. - 전력을 변환하는 방법으로서,
N-상 전력 변환기 스테이지에 의해, 교류(AC) 측 또는 직류(DC) 측으로부터 입력 전력을 수신하는 단계(N ≥ 1);
상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 상기 AC 측에서, 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터에 의해 필터링하는 단계 - 상기 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 DC 소스의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및
제어 시스템에 의해, 상기 입력 전력을 변환하고 변환된 전력을 출력하기 위해 상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하는 단계 - 상기 제어 시스템은 적어도 20kHz의 주파수에서 가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 구성됨 - 를 포함하는, 방법. - 제17항에 있어서,
상기 제어 시스템은 캐스케이드 제어 시스템이고, 상기 방법은,
상기 캐스케이드 제어 시스템의 중앙 제어기에 의해, 회전 기준 프레임 타겟들을 결정하는 단계;
상기 중앙 제어기에 의해, N개의 제어 기준 타겟을 생성하는 단계;
상기 캐스케이드 제어 시스템의 적어도 하나의 로컬 제어기 각각에 의해, N개의 제어 기준 타겟 중의 제어 기준 타겟을 수신하는 단계; 및
상기 제어 기준 타겟에 따라, 상기 로컬 제어기에 연관된 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제18항에 있어서,
상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각에 의해, 상기 제어 기준 타겟에 따라 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하는 단계는,
상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각에 의해, 상기 전력 스위칭 요소들의 부분에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 모델 예측 제어(MPC)를 구현하는 단계를 포함하는, 방법. - 제18항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각으로부터 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 수신하는 단계 - 상기 전기적 동작 특성은 고정 기준 프레임 내에 있음 -;
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 상기 회전 기준 프레임으로 변환하는 단계; 및
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 회전 기준 프레임에서의 상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 직접 축(D-축) 컴포넌트 및 직교 축(Q-축) 컴포넌트를 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제20항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 DC 소스의 양의 단자 및 상기 DC 소스의 음의 단자 양단의 DC 전압의 절반의 DC 오프셋에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제20항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, DC 오프셋 및 N의 배수번째 위상 고조파 주입에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제22항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 상기 고정 기준 프레임에서 N개의 제어 기준 타겟을 생성하는 단계는,
D-축 전압 컴포넌트, Q-축 전압 컴포넌트, 및 상기 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 상기 고정 기준 프레임으로 변환하는 단계를 포함하는, 방법. - 제17항에 있어서,
상기 전력 스위칭 요소들은, 상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상에 대해, 중간점 노드에 접속된 하이 측 요소 및 로우 측 요소를 포함하고,
상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상의 상기 중간점 노드는, (i) 상기 중간점 노드와 각각의 LC 필터의 필터 노드 사이에 결합된 인덕터, 및 (ii) 상기 각각의 LC 필터의 상기 필터 노드와 음의 DC 단자 사이에 결합된, 상기 N-상 LC 필터의 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터를 포함하는 상기 N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터에 결합되는, 방법. - 제24항에 있어서,
각각의 제각기의 LC 필터는 상기 제각기의 LC 필터의 상기 필터 노드와 상기 DC 소스의 양의 DC 단자 사이에 결합된 제2 커패시터를 더 포함하는, 방법. - 제24항에 있어서,
상기 필터 노드들과 N개의 인터페이스 단자들 사이에 결합된 N-상 공통 모드 인덕터에 의해 필터링하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제26항에 있어서,
견인 모드에서 동작하는 단계를 더 포함하고,
상기 견인 모드에서 동작하는 단계는,
상기 전력 변환기 스테이지에 의해, 상기 DC 소스로부터 수신된 상기 입력 전력을 상기 변환된 출력 전력으로 변환하는 단계 - 상기 입력 전력은 DC 전력이고, 상기 변환된 출력 전력은 AC 전력임 -; 및
상기 변환된 출력 전력으로 N-상 모터를 구동하는 단계 - 상기 N-상 모터는 상기 N개의 인터페이스 단자들에 결합됨 - 를 포함하는, 방법. - 제27항에 있어서,
충전 모드에서 동작하는 단계를 더 포함하고,
상기 충전 모드에서 동작하는 단계는,
상기 전력 변환기 스테이지에 의해, 상기 입력 전력을 상기 변환된 출력 전력으로 변환하는 단계 - 상기 입력 전력은 AC 전력이고, 상기 변환된 출력 전력은 DC 전력임 -; 및
상기 변환된 출력 전력으로 DC 소스를 충전하는 단계를 포함하는, 방법. - 제17항에 있어서,
센서에 의해, 스위치 측 인덕터 및 커패시터의 그룹으로부터 선택된 상기 N-상 LC 필터의 제1 컴포넌트의 제1 전기적 특성을 나타내는 센서 데이터를 생성하는 단계;
상기 제어 시스템에 의해, 상기 센서로부터 상기 센서 데이터를 수신하는 단계;
상기 제어 시스템에 의해, 상기 센서 데이터에 기초하여 상태 추정을 수행하여, 상기 제1 컴포넌트와는 상이한 상기 N-상 LC 필터의 제2 컴포넌트의 제2 전기적 특성을 추정하는 단계; 및
상기 제어 시스템에 의해, 상기 제2 전기적 특성에 기초하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제17항에 있어서,
가변 주파수 소프트 스위칭을 이용하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하는 단계는,
상기 제어 시스템에 의해, 상기 N-상 LC 필터의 전기적 특성에 기초하여 상기 변환기의 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하기 위한 스위칭 주파수를 결정하는 단계를 포함하는, 방법. - 전기 차량을 위한 비격리 전력 변환기 시스템으로서,
교류(AC) 측 및 직류(DC) 측을 갖는 N-상 전력 변환기 스테이지(N ≥ 1) - 상기 DC 측은 DC 소스 단자들을 포함함 -;
하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LCL 필터 - 상기 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 상기 DC 소스 단자들의 음의 DC 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및
상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하여,
충전 모드에서, 상기 DC 소스를 충전하기 위해 AC 단자들을 통해 수신된 입력 AC 전력을 상기 DC 소스 단자들에 제공된 출력 DC 전력으로 변환하고,
견인 모드에서, 모터를 구동하기 위해 상기 DC 소스 단자들을 통해 수신된 입력 DC 전력을 상기 AC 단자들에 제공된 출력 AC 전력으로 변환하도록 구성된 제어 시스템을 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
상기 AC 단자들을 모터 접속 포인트들 또는 AC 그리드 접속 포인트들에 선택적으로 접속하도록 구성된 복수의 콘택터를 포함하는 콘택터 회로를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
상기 견인 모드 및 상기 충전 모드 동안, 상기 AC 단자들은 모터 접속 포인트들 및 AC 그리드 접속 포인트들 둘 다에 접속되는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
상기 N-상 LC 필터와 상기 AC 단자들 사이에 결합된 N-상 공통 모드 인덕터를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
상기 모터의 모터 베어링들; 및
상기 모터에 의해 구동된 모터 샤프트를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
상기 제어 시스템은 캐스케이드 제어 시스템이고,
상기 캐스케이드 제어 시스템은,
처리 유닛을 포함하는 중앙 제어기 - 상기 중앙 제어기는,
회전 기준 프레임 타겟들을 결정하고,
N개의 제어 기준 타겟을 생성하도록 구성됨 -; 및
적어도 하나의 로컬 제어기 - 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은 로컬 처리 유닛을 포함하고, 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은,
상기 N개의 제어 기준 타겟 중의 제어 기준 타겟을 수신하고,
상기 제어 기준 타겟에 따라, 상기 로컬 제어기와 연관된 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하도록 구성됨 - 를 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제36항에 있어서,
상기 제어 기준 타겟에 따라 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하기 위해, 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각은,
상기 전력 스위칭 요소들의 부분에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 모델 예측 제어(MPC)를 구현하도록 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제36항에 있어서,
상기 중앙 제어기는,
상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각으로부터 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 수신하고 - 상기 전기적 동작 특성은 고정 기준 프레임 내에 있음 -;
상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 상기 회전 기준 프레임으로 변환하고;
상기 회전 기준 프레임에서의 상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 직접 축(D-축) 컴포넌트 및 직교 축(Q-축) 컴포넌트를 결정하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제38항에 있어서,
상기 중앙 제어기는,
상기 DC 소스의 양의 단자 및 상기 DC 소스의 음의 단자 양단의 DC 전압의 절반의 DC 오프셋에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제38항에 있어서,
상기 중앙 제어기는,
DC 오프셋 및 N의 배수번째 위상 고조파 주입에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제40항에 있어서,
상기 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 상기 고정 기준 프레임에서 N개의 제어 기준 타겟을 생성하기 위해, 상기 중앙 제어기는,
D-축 전압 컴포넌트, Q-축 전압 컴포넌트, 및 상기 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 상기 고정 기준 프레임으로 변환하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
상기 전력 스위칭 요소들은, 상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상에 대해, 중간점 노드에 접속된 하이 측 요소 및 로우 측 요소를 포함하고,
상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상의 상기 중간점 노드는, (i) 상기 중간점 노드와 각각의 LC 필터의 필터 노드 사이에 결합된 인덕터, 및 (ii) 각각의 LC 필터의 필터 노드와 음의 DC 단자 사이에 결합된, 상기 N-상 LC 필터의 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터를 포함하는 상기 N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터에 결합되는, 전력 변환기 시스템. - 제42항에 있어서,
각각의 제각기의 LC 필터는 상기 제각기의 LC 필터의 필터 노드와 상기 DC 소스의 양의 DC 단자 사이에 결합된 제2 커패시터를 더 포함하는, 전력 변환기 시스템. - 제31항에 있어서,
센서는 스위치 측 인덕터 및 커패시터의 그룹으로부터 선택된 N-상 LC 필터의 제1 컴포넌트의 제1 전기적 특성을 감지하고, 상기 제1 전기적 특성을 나타내는 센서 데이터를 생성하도록 구성되고;
상기 제어 시스템은,
상기 센서로부터 상기 센서 데이터를 수신하고,
상기 센서 데이터에 기초하여, 상태 추정을 수행하여, 상기 제1 컴포넌트와 상이한 상기 N-상 LC 필터의 제2 컴포넌트의 제2 전기적 특성을 추정하고,
상기 제2 전기적 특성에 기초하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하도록 더 구성되는, 전력 변환기 시스템. - 전기 차량에 대한 전력을 변환하는 방법으로서,
N-상 전력 변환기 스테이지에 의해, AC 단자들을 갖는 교류(AC) 측 또는 DC 소스 단자들을 갖는 직류(DC) 측으로부터 입력 전력을 수신하는 단계(N ≥ 1);
상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 상기 AC 측에서, 하나 이상의 커패시터를 포함하는 N-상 LC 필터에 의해 필터링하는 단계 - 상기 하나 이상의 커패시터의 각각의 하나 이상의 중립점은 상기 DC 소스 단자들의 DC 음의 단자에 전기적으로 접속됨 -; 및
제어 시스템에 의해, 상기 N-상 전력 변환기 스테이지의 전력 스위칭 요소들을 구동하여,
충전 모드에서, DC 소스를 충전하기 위해 상기 AC 단자들을 통해 수신된 입력 AC 전력을 상기 DC 소스 단자들에 제공된 출력 DC 전력으로 변환하고,
견인 모드에서, 모터를 구동하기 위해 상기 DC 소스 단자들을 통해 수신된 입력 DC 전력을 상기 AC 단자들에 제공된 출력 AC 전력으로 변환하는 단계를 포함하는, 방법. - 제45항에 있어서,
복수의 콘택터를 포함하는 콘택터 회로에 의해, 상기 AC 단자들을 모터 접속 포인트들 또는 AC 그리드 접속 포인트들에 선택적으로 접속하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제45항에 있어서,
상기 견인 모드 및 상기 충전 모드 동안, 상기 AC 단자들은 모터 접속 포인트들 및 AC 그리드 접속 포인트들 둘 다에 접속되는 것을 더 포함하는, 방법. - 제45항에 있어서,
상기 N-상 LC 필터와 상기 AC 단자들 사이에 결합된 N-상 공통 모드 인덕터에 의해 필터링하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제45항에 있어서,
상기 제어 시스템은 캐스케이드 제어 시스템이고, 상기 방법은,
상기 캐스케이드 제어 시스템의 중앙 제어기에 의해, 회전 기준 프레임 타겟들을 결정하는 단계;
상기 중앙 제어기에 의해, N개의 제어 기준 타겟을 생성하는 단계;
상기 캐스케이드 제어 시스템의 적어도 하나의 로컬 제어기 각각에 의해, 상기 N개의 제어 기준 타겟 중의 제어 기준 타겟을 수신하는 단계; 및
상기 제어 기준 타겟에 따라, 상기 로컬 제어기에 연관된 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제49항에 있어서,
상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각에 의해, 상기 제어 기준 타겟에 따라 상기 전력 스위칭 요소들의 부분을 구동하는 단계는,
상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각에 의해, 상기 전력 스위칭 요소들의 부분에 대한 제어 시그널링을 생성하기 위해 모델 예측 제어(MPC)를 구현하는 단계를 포함하는, 방법. - 제49항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 적어도 하나의 로컬 제어기 각각으로부터 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 수신하는 단계 - 상기 전기적 동작 특성은 고정 기준 프레임 내에 있음 -;
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성을 상기 회전 기준 프레임으로 변환하는 단계; 및
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 회전 기준 프레임에서의 상기 적어도 하나의 전기적 동작 특성에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 직접 축(D-축) 컴포넌트 및 직교 축(Q-축) 컴포넌트를 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제51항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 DC 소스의 양의 단자 및 상기 DC 소스의 음의 단자 양단의 DC 전압의 절반의 DC 오프셋에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제51항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, DC 오프셋 및 N의 배수번째 위상 고조파 주입에 기초하여 상기 회전 기준 프레임 타겟들의 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법. - 제53항에 있어서,
상기 중앙 제어기에 의해, 상기 회전 기준 프레임 타겟들에 기초하여 상기 고정 기준 프레임에서 N개의 제어 기준 타겟을 생성하는 단계는,
D-축 전압 컴포넌트, Q-축 전압 컴포넌트, 및 상기 제로-시퀀스 컴포넌트 타겟을 상기 고정 기준 프레임으로 변환하는 단계를 포함하는, 방법. - 제45항에 있어서,
상기 전력 스위칭 요소들은, 상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상에 대해, 중간점 노드에 접속된 하이 측 요소 및 로우 측 요소를 포함하고,
상기 전력 변환기 스테이지의 N개의 위상들의 각각의 위상의 상기 중간점 노드는, (i) 상기 중간점 노드와 각각의 LC 필터의 필터 노드 사이에 결합된 인덕터, 및 (ii) 각각의 LC 필터의 필터 노드와 음의 DC 단자 사이에 결합된, 상기 N-상 LC 필터의 하나 이상의 커패시터 중의 커패시터를 포함하는 상기 N-상 LC 필터의 각각의 LC 필터에 결합되는, 방법. - 제55항에 있어서,
각각의 제각기의 LC 필터는 상기 제각기의 LC 필터의 필터 노드와 상기 DC 소스의 양의 DC 단자 사이에 결합된 제2 커패시터를 더 포함하는, 방법. - 제45항에 있어서,
센서에 의해, 스위치 측 인덕터 및 커패시터의 그룹으로부터 선택된 상기 N-상 LC 필터의 제1 컴포넌트의 제1 전기적 특성을 나타내는 센서 데이터를 생성하는 단계;
상기 제어 시스템에 의해, 상기 센서로부터 상기 센서 데이터를 수신하는 단계;
상기 제어 시스템에 의해, 상기 센서 데이터에 기초하여, 상태 추정을 수행하여, 상기 제1 컴포넌트와 상이한 상기 N-상 LC 필터의 제2 컴포넌트의 제2 전기적 특성을 추정하는 단계; 및
상기 제어 시스템에 의해, 상기 제2 전기적 특성에 기초하여 상기 전력 스위칭 요소들을 구동하는 단계를 더 포함하는, 방법.
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