CN118020244A - 用于控制非隔离双向功率转换器的系统和方法 - Google Patents

Abstract

公开了包括功率转换器系统和方法的实施方式，该功率转换器系统和方法包括具有交流(AC)侧和直流(DC)侧的N相功率转换器级，其中N>1。该系统和方法进一步包括N相LC滤波器，该N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中一个或多个电容器的相应的一个或多个中性点电连接到DC源的DC负端子。控制系统驱动N相功率转换器级的功率开关元件，以转换接收的功率并且输出经转换的功率。控制系统使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动功率开关元件。功率转换器可以具有双向操作，以在牵引力模式下操作以驱动电机，或者在充电模式下操作以对DC源充电。

Description

用于控制非隔离双向功率转换器的系统和方法

关联申请的交叉引用

本申请要求于2021年7月27日提交的美国临时申请第63/226,136号、于2021年9月10日提交的美国临时申请第63/242,840号、于2022年5月25日提交的美国临时申请序列第63/345,896号、于2022年6月13日提交的美国临时申请第63/351,768号、于2021年7月27日提交的美国临时申请第63/226,059号、于2021年10月21日提交的美国临时申请第63/270,311号以及于2022年3月11日提交的美国临时申请第63/319,122号的优先权，这些申请中的每一者通过引用以其整体并入本文。

关于联邦资助研究的声明

本发明是在国家科学基金会授予的1653574的政府支持下完成的。政府具有本发明中的特定权利。

背景技术

各种类型的功率转换器已经被生产和用于许多工业和环境中。示例功率转换器包括交流(AC)到直流(DC)整流器、DC到AC逆变器以及DC到DC转换器。AC到DC整流器，也称为AC/DC整流器，将AC功率转换为DC功率。DC到AC整流器，也称为DC/AC整流器，将DC功率转换为AC功率。功率转换器可以用于各种目的，诸如将来自AC电网功率电源的AC功率整流为DC功率以给电池充电，或者将来自电池的DC功率逆变为AC功率以驱动电机或者向AC电网供应AC功率。此外，功率转换器可以用在各种环境中，诸如在电动交通工具、发动机发电机、太阳能电池板等中或连接到电动交通工具、发动机发电机、太阳能电池板等。

发明内容

可以根据功率转换效率、功率密度和成本以及其他特性来描述功率转换器。通常，希望具有更高功率效率、更高功率密度和更低成本的功率转换器。高效的功率转换器能够在没有显著能量损失的情况下转换功率(例如，AC到DC，DC到AC，和/或DC到DC)。低效率功率转换器在功率转换期间经历较高的能量损耗。例如，此类能量损失可以表现为功率转换器在转换功率时生成的热量。功率转换器、电感器或其他电子部件的功率效率可以表示为0和100％之间的百分比，并基于部件的功率输入和来自部件的功率输出使用方程：功率效率＝(功率输出)/(功率输入)来确定。与由功率转换器占用的物理空间相比，具有高功率密度的功率转换器具有由功率转换器输出的高比率。功率密度可以使用方程：功率密度＝(功率输出)/(功率转换器的体积)来计算。

能量成本，包括货币成本和环境成本，仍然是许多采用功率转换器的行业的重要因素。因此，功率转换器的功率效率即使轻微增加(例如，十分之一)也可能是显著的且非常理想的。类似地，功率转换器的材料和尺寸的减少可以是显著的和非常期望的，从而允许在结合功率转换器的系统中容纳功率转换器的成本和物理空间的降低。

在电网连接的功率转换器应用中，诸如电动交通工具(EV)充电器和光伏(PV)电源、泄漏电流和DC母线利用率是影响性能的因素。对于泄漏电流问题，通常安装体积庞大的线路频率变压器来阻挡公共耦合点(PCC)处的泄漏路径，这增加了系统的成本、体积和重量。对于DC母线利用率，DC母线电压需要提升至电网电压幅度的至少两倍以避免饱和问题，这带来了额外的开关损耗，并且对开关电压容限能力提出了挑战。

双向功率转换器可以用于使用AC功率对DC源充电并且使用来自DC源的DC功率驱动AC电机。当此类功率转换器被包括在电动交通工具中时，也可以被称为集成充电器。集成充电器既可以用作电动交通工具的电池的主充电接口，也可以用作驱动电动交通工具的电机的牵引逆变器。通过使用双用功率转换器，而不是单独的充电器转换器和牵引逆变器，可以降低材料成本和尺寸。然而，相对于专用功率转换器，双用功率转换器增加了为充电和牵引力模式设计高效和有效的转换器的复杂性。此外，设计因素超出了效率问题，因为如果没有适当的设计，功率转换器会由于泄漏电流和/或共模电压导致电机轴承、电机轴、电机绕组和齿轮系中的一个或多个中的电流尖峰，从而相应损坏和缩短这些部件的寿命。

本文公开的一些实施例解决了这些或其他问题。例如，本文公开的一些实施例涉及具有以下一项或多项的非隔离的功率转换器：(i)用于零序电压控制的N相谐波的倍数的注入，(ii)级联控制系统，(iii)用于主动阻尼以减轻谐振的模型预测控制(MPC)，(iv)可变频率临界软开关(VFCSS)，以及(v)模块化转换器块。这些特征可以独立地或以任何组合包括在功率转换器的实施例中。例如，功率转换器可以包括上述特征之一、上述特征中的任意两个、上述特征中的任意三个、上述特征中的任意三个、上述特征中的任意四个、或上述特征中的全部五个。附加地，结合这些实施例中的任一个，功率转换器可以包括针对功率转换器的N个相位中的每一相的至少一个LC滤波器(其中N≥1)，其中每个LC滤波器的电容器连接到功率转换器的DC母线正端子或负端子，并且在一些情况下，每个LC滤波器的另一个电容器连接到功率转换器的DC母线正端子或负端子中的另一者。这些具有连接到DC母线正端子或负端子的公共点的多相电容器创建用于零序电压控制的旁路路径。耦合到DC母线正端子的电容器(上电容器)也可以在不增加总电容或体积的情况下降低功率转换器的EMI和总纹波电流处理要求。在本文公开的一些实施例中，附加的漏源电容器(C_DS)跨越功率开关元件的漏极和源极端子耦合，这可以减缓开启到关闭转换期间的电压上升。这种减缓的电压上升进而可以减少功率开关元件的开关损耗。

本文公开的一些实施例包括针对新颖的非隔离N相DC/AC(对于N≥1)转换器的模块化模型预测控制(MPC)方法的系统、方法和其他实现(包括硬件、软件和混合硬件/软件实现)，该转换器具有零序电压稳定和可选地调节共模电压注入(例如，三相系统的三次谐波注入(THI)，或任何其他倍数的谐波)的能力，用于增加给定DC电压的可用基频AC电压幅度的目的。当N＝1或N＝2时，DC/AC功率转换器被认为是单相系统。当N＝3时，功率转换器为三相系统，当N>3时，功率转换器称为多相系统。尽管本文的描述可以集中在三相系统上，但是所描述的各种实现和特征适用于任何数量的相位。

这种非隔离拓扑被设计用于连接三相LC滤波电容器和正/负DC母线端子的公共点，以绕过零序泄漏电流。在一些实施例中，零序电压MPC控制器将零序电容器电压稳定为大约DC母线电压的一半的常数。因此，流经电网或其它耦合元件的泄漏电流被衰减。此外，本文公开的调节三次谐波电压注入(THI)技术改进了DC母线的利用率。通过向零序电压MPC参考中添加三次谐波，改进了稳定性和稳健性。与传统的THI技术相比，由于没有额外的谐波注入电网，因此电网连接功率质量得到了改进。每相显式MPC简化了控制器(例如，数字信号处理器(DSP))上的执行复杂性，并且不需要更新状态空间矩阵中的角速度，这允许离线MPC优化。与传统的比例积分(PI)控制器相比，本文公开的MPC控制器的实施例提供了具有改进的动态性能和具有更快响应的控制带宽的功率转换器控制。

有效的零序电压控制(通过本文公开的LC滤波器和控制方案)还用于降低某些轴承电流、轴电流、电机绕组电流、齿轮系电流和其他可能潜在损坏和降低电机及其部件(轴承、轴、线路等)寿命的电流。例如，由高电压变化率(dV/dt)引起的电流，特别是在较高电压下(例如，高于400V、高于或接近800V，以及介于两者之间的电平)，会对电机轴承、电机轴、电机绕组(例如，绝缘可能被损坏)和齿轮系造成损坏(例如，轴承电流会经由电磁干扰(EMI)或由轴承座圈壁损坏而产生的噪声、振动、粗糙度(NVH)传播到齿轮系中)。

在一些示例中，使用可变频率临界软开关(VFCSS)方案来驱动功率转换器。VFCSS方案可以为功率转换器提供改进的效率和减小的滤波器体积(即，改进的功率密度)。

在一些示例中，功率转换器通过模块化转换器单元或模块的组合来实现，模块化转换器单元或模块也称为自动转换器模块(ACM)，它们像构建模块一样耦合在一起以形成具有期望规格的功率转换器。每个ACM可以包括例如具有输入和输出连接端子(例如，以耦合到其他ACM和中央控制器)的电路板，以及包括功率开关元件和LC滤波器(例如，以半桥配置配置)的转换器块。

在一个实施例中，提供了一种非隔离功率转换器系统。该系统包括N相功率转换器级，该N相功率转换器级具有交流(AC)侧和直流(DC)侧，其中N≥1；N相LC滤波器，该N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到DC源的DC负极端子；以及控制系统，该控制系统被配置成用于驱动N相功率转换器级的功率开关元件以转换接收的功率并且输出经转换的功率，控制系统被配置为使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动功率开关元件。

在一个实施例中，提供了一种用于功率转换的方法。该方法包括由N相功率转换器级从交流(AC)侧或直流(DC)侧接收输入功率，其中N≥1；由包括一个或多个电容器的N相LC滤波器在所述N相功率转换器级的所述AC侧进行滤波，其中所述一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到DC源的DC负端子；以及，由控制系统驱动所述N相功率转换器级的功率开关元件，以转换所述输入功率并且输出经转换的功率，所述系统被配置为使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动所述功率开关元件。

在一个实施例中，提供了一种用于电动交通工具的非隔离功率转换器系统。该系统包括N相功率转换器级，该N相功率转换器级具有交流(AC)侧和直流(DC)侧，其中N≥1，其中DC侧包括DC源端子；N相LCL滤波器，所述N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中所述一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到所述DC源的DC负端子；以及控制系统，该控制系统被配置成用于驱动所述N相功率转换器级的功率开关元件以用于：在充电模式下，将经由AC端子接收的输入AC功率转换为提供给DC源端子的输出DC功率，以对DC源充电，以及在牵引力模式下，将经由DC源端子接收的输入DC功率转换为提供给AC端子的输出AC功率，以驱动电机。

在一个实施例中，提供了一种为电动交通工具转换功率的方法。该方法包括由N相功率转换器级接收来自具有AC端子的交流(AC)侧或具有DC源端子的直流(DC)侧的输入功率，其中N≥1；由包括一个或多个电容器的N相LC滤波器在N相功率转换器级的AC侧进行滤波，其中一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到DC源端子的DC负端子；并且由控制系统驱动N相功率转换器级的功率开关元件以用于：在充电模式下，将经由AC端子接收的输入AC功率转换为提供给DC源端子的输出DC功率，以对DC源充电，以及在牵引力模式下，将经由DC源端子接收的输入DC功率转换为提供给AC端子的输出AC功率，以驱动电机。

本公开的前述和其他方面及优点将通过以下说明书而显现。在该描述中，参考在此形成其一部分的附图，并且在附图中通过图示的方式显示了一个或多个实施例。然而，这些实施例不一定代表本发明的全部范围，并且因此，为了解释本发明的范围，要参考权利要求和本文。相似的附图标记将被用于表示以下描述中附图之间相似的部分。

附图说明

图1图示出根据一些实施例的功率转换器系统。

图2图示出根据一些实施例的半桥功率转换器。

图3A图示出根据一些实施例的多相功率转换器系统。

图3B-图3C分别图示出根据一些实施例的充电模式和牵引力模式中的多相功率转换器。

图3D图示出了电机的寄生电容的简化等效电路。

图4图示出根据一些实施例的转换器系统。

图5A和5B图示出根据一些实施例的三次谐波注入的波形。

图6图示出根据一些实施例的用于级联控制系统的通信系统。

图7图示出根据一些实施例的基于MPC的转换器系统。

图8图示出了根据一些实施例的模型预测控制(MPC)控制系统。

图9图示出根据一些实施例的状态估计器。

图10图示出根据一些实施例的用于软开关的时序图和边界条件。

图11图示出根据一些实施例的用于可变频率临界软开关的控制系统。

图12图示出根据一些实施例的包括具有可变频率临界软开关(VFCSS)的模型预测控制(MPC)的功率转换器系统。

图13图示出根据一些实施例的用于使用可变连续频率临界软开关(VCFCCS)的局部MPC-VFCSS控制的控制系统。

图14图示出根据一些实施例的用于使用可变连续频率临界软开关(VCFCCS)的局部MPC-VFCSS控制的控制系统。

图15图示出根据一些实施例的用于VCFCCS和VDFCCS控制的波形。

图16图示出根据一些实施例的用于VDFCCS控制的载波信号和采样信号的曲线图。

图17A和图17B图示出根据一些实施例的功率转换器的实验结果的相应曲线图。

图18A和图18B图示出根据一些实施例的自动转换器模块。

图19图示出根据一些实施例的结合自动转换器模块的功率转换器。

图20图示出根据一些实施例的用于使用可变频率临界软开关转换功率的过程。

图21图示出根据一些实施例的用于在充电模式和牵引力模式中转换功率的过程。

图22和图23图示出根据一些实施例的功率转换器的实验结果的相应效率曲线图。

图24图示出根据一些实施例的可配置功率转换器架构。

图25A和图25B图示出根据一些实施例的图24的功率转换器架构的单相电网应用配置。

图26A和图26B图示出根据一些实施例的图24的功率转换器架构的三相电网应用配置。

图27A和图27B图示出根据一些实施例的图24的功率转换器架构的电机应用配置。

具体实施方式

以下说明书和附图中描述并图示一个或多个实施例。这些实施例不限于本文提供的具体细节，并可能以各种方式进行修改。此外，可能存在本文未描述的其他实施例。此外，由多个部件执行的功能可以由单个部件进行整合和执行。同样，本文描述的由一个部件执行的功能可以由多个部件以分布式方式执行。此外，被描述为执行特定功能的部件也可执行本文未描述的其他功能。例如，以某种方式配置摂的设备或结构至少以该种方式进行配置，但也可以以未列出的方式进行配置。

如在本申请中所使用的，非瞬态计算机可读介质摂包括所有计算机可读介质，但不包括瞬态传播信号。因此，非瞬态计算机可读介质可以包括例如硬盘、CD-ROM、光存储设备、磁存储设备、ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)、寄存器存储器、处理器高速缓存或其任意组合。

此外，本文中所使用的措辞和术语是出于描述的目的并且不应被视为限制性的。例如，在本文中，“包括(including)”、“包括(comprising)”或“具有(having)”及其变体的使用意味着涵盖之后列出的项目和它们的等效物以及附加的项目。此外，术语连接“(connected)”和“耦合(coupled)”被广泛地使用，并且涵盖直接和间接的连接和耦合，并且可指物理或电气连接或耦合。此外，与两个或更多个项一起使用的短语“和/或”旨在涵盖单独的项以及两个项一起涵盖。例如，“a和/或b”旨在涵盖：a(而不是b)；b(而不是a)；以及a和b。

本文公开了与功率转换器(也称为电压转换器)相关的系统和方法，该系统和方法可以提供具有增加的功率效率、增加的功率密度和/或降低的成本以及其他优点的功率转换。

图1图示出根据一些实施例的功率转换器系统100。功率转换器系统100包括控制系统105、第一直流(DC)负载/源110、功率转换器115(也称为功率转换器级115)、LC滤波器120、接触器125、第二源/负载130、第三源/负载135和一个或多个传感器140。控制系统105包括具有电子处理器155和存储器157的中央控制器150，并且可选地，在一些实施例中，控制系统105包括一个或多个局部控制器160，每个局部控制器160具有电子处理器165和存储器167。功率转换器系统100以及本文提供的其他功率转换器系统可以是非隔离的功率转换器系统。也就是说，功率转换器系统可以在没有变压器的情况下耦合到AC源(例如，单相或三相功率电网)或AC负载(例如，单相或3相电机)。在电路中通常使用变压器来提供功率转换器和AC源或负载之间的隔离。然而，此类变压器可能会增加功率转换器的低效率和尺寸或体积。因此，本文提供的功率转换器系统是非隔离的，也称为无变压器的，以增加功率转换器系统的效率和/或减小功率转换器系统的尺寸。因为功率转换器被提供为没有通过变压器进行隔离，所以功率转换器可以包括附加的特征，以防止不想要的信号或电流(例如，泄漏电流)在功率转换器和其他电路部件(例如，DC源、DC负载、AC源、AC负载以及与功率转换器接触或支撑功率转换器的其他结构)之间通过。

在操作中，通常，控制器系统105利用控制信号(例如，脉宽调制(PWM)信号)控制功率转换器115的功率开关元件，以将功率(i)从用作源的DC负载/源110转换为用作负载的第二源/负载130或第三源/负载135(取决于接触器125的状态)，或(ii)从用作源的第二源/负载130或第三源/负载135(取决于接触器125的状态)转换为用作负载的DC负载/源110。因此，当DC负载/源110用作功率转换器115的源时，第二源/负载130(或第三源/负载135，取决于接触器125的状态)用作功率转换器115的负载。相反，当DC负载/源110用作功率转换器115的负载时，第二源/负载130(或第三源/负载135，取决于接触器125的状态)用作功率转换器115的源。

DC负载/源110可以是直接功率(DC)负载、DC源或DC负载和DC源两者(即，取决于功率转换器115的模式，在一些实例中用作DC源，而在其他实例中用作DC负载)。在一些示例中，DC负载/源110是电池。在其他示例中，DC负载/源110可以是电容器、超级电容器、来自整流AC源的DC电源(例如，由二极管桥式整流器转换为DC功率的AC电网功率)等。第二源/负载130可以是AC负载、AC源、AC负载和AC源两者(即，取决于功率转换器115的模式，在一些示例中用作AC源，而在其他实例中用作AC负载)、DC负载、DC源、DC负载和DC源(即，取决于功率转换器115的模式，在一些实例中用作DC源，而在其他实例中用作DC负载)。在一些示例中，第二源/负载130可以是电动(AC)电机、AC发电机、AC电源电网、DC电池、DC电容器、DC超级电容器、来自整流AC源的DC电源(例如，由二极管桥式整流器转换为DC功率的AC电网功率)等。第三源/负载135可以是AC负载、AC源、AC负载和AC源两者(即，取决于功率转换器115的模式，在一些示例中用作AC源，而在其他实例中用作AC负载)、DC负载、DC源、DC负载和DC源(即，取决于功率转换器115的模式，在一些实例中用作DC源，而在其他实例中用作DC负载)。在一些示例中，第三源/负载135可以是电动(AC)电机、AC发电机、AC电源电网、DC电池、DC电容器、DC超级电容器、来自整流AC源的DC电源(例如，由二极管桥式整流器转换为DC功率的AC电网功率)等。

在一些示例中，DC负载/源110是DC电池(例如，电动交通工具电池)，第二源/负载130是AC电网，并且第三源/负载135是AC电机(例如，电动交通工具电机)。在这种情况下，功率转换器115可以用作双向转换器，其在DC/AC牵引力模式(或电机模式)中操作，以利用从来自DC负载/源110(电池)的DC功率转换的AC功率驱动第三源/负载135(电机)，并且在AC/DC充电模式下工作，以利用从来自第二负载/源130(交流电网)的AC功率转换的DC功率对DC负载/源110(电池)进行充电。在一些其他示例中，DC负载/源110是DC源，第二源/负载130是AC电机，并且系统100中不存在第三源/负载135。

接触器125是电控开关，并且可以是例如接触器、继电器、MOSFET等。在系统100的一些示例中，接触器125不存在，而是LC滤波器120同时连接到第二源/负载130和第三源/负载135。然而，当从作为源(例如，AC电网)的第二源/负载130接收功率时，采用其他控制技术来防止例如驱动作为负载(例如，电机)的第三源/负载135。

DC负载/源110在功率转换器115的第一(DC)侧或部分111处耦合到功率转换器115，并且第二源/负载130在功率转换器115的第二(AC)侧或部分112处耦合到功率转换器115。取决于功率转换器的模式，第一侧也可以被称为功率转换器115的输入侧或输出侧，或者被称为功率转换器115的DC侧。取决于功率转换器的模式，第二侧也可以被称为功率转换器的输入侧或输出侧，或者被称为功率转换器115的AC侧。在一些实施例中，功率转换器115的第二侧可以是具有单相AC功率、三相AC功率或具有另一个相位数量的AC功率的AC侧。

在一些实施例中，功率转换器115以高DC电压电平操作。例如，在操作中，功率转换器115的DC侧具有至少200V、至少600V、至少800V、至少1000V、至少1200V、200V和1200V之间、600V和1200V之间、800V和1200V之间或另一范围的DC电压(例如，跨功率转换器115的输入端子)。此类高DC电压电平在一些情况下(诸如一些电动交通工具)可能是希望的。例如，一些当前的电动交通工具(例如，乘用交通工具和混合动力电动交通工具)以约200V和400V之间的DC母线电压操作。这种用于乘用电动交通工具的DC母线电压未来可能会增加。此外，一些当前的电动交通工具(例如，4-8级、越野或其他更大的电动交通工具)可以在超过1000V的DC母线电压下操作。然而，高DC电压电平可能会给典型的功率转换器系统带来挑战，诸如泄漏电流的增加、共模电压的增加、共模电压的更高变化率等。这些挑战可能导致LC滤波器120上的谐振、轴电压、可能导致轴承故障的过大的轴承电流(例如，来自润滑剂电介质击穿发生时的放电事件)、过大电机轴电流、过大电机绕组电流(例如，绝缘可能损坏)，以及过多的齿轮系电流(例如，轴承电流可以经由电磁干扰(EMI)或噪声、振动、粗糙度(NVH)传播到齿轮系中)。然而，本文描述的实施例可以通过改进的LC滤波器和通过包括使用谐波注入、级联控制器、MPC控制和/或可变频率临界软开关(VFCSS)的控制技术的控制技术来缓解这种挑战。

LC滤波器120可以被称为N相LC滤波器，其包括用于功率转换器115的每一相的LC滤波器。N相LC滤波器的每个LC滤波器可以包括至少一个电感器和一个电容器，或至少一个电感器和两个电容器，如下面进一步详细描述的(参见例如图2和图3的讨论)。

(一个或多个)传感器140包括例如一个或多个电流传感器和/或一个或多个电压传感器。例如，(一个或多个)传感器140可以包括相应的电流传感器和/或电压传感器，以监测DC负载源110、第二源/负载130的每一相、第三源/负载135的每一相、LC滤波器120的每一相或功率转换器115的其他节点或部件中的一个或多个的电流和/或电压。例如，当LC滤波器120是三相LC滤波器时，传感器140可以包括至少三个电流传感器，每一个用于感测三相LC滤波器120的每一相处的电流。在一些实施例中，系统100中包括附加的或更少的传感器140。例如，传感器140还可以包括一个或多个振动传感器、温度传感器等。在一些示例中，控制系统105推断功率转换器115的特性(例如，电流或电压)，而不是直接感测该特性。(一个或多个)传感器140可以向控制系统105提供指示系统100的感测到的特性的传感器数据。此类传感器数据可以相应地指示系统100的电气操作特性。在一些示例中，控制系统105基于感测不同类型的特性或甚至不同部件的传感器140的传感器数据来推断或估计功率转换器115的一个或多个节点处的特性(例如，电流或电压)，而不是直接感测该特性。以下关于状态估计提供对这种推断或估计的进一步描述。

输入-输出(I/O)接口142包括或被配置成用于从一个或多个输入(例如，一个或多个按钮、开关、触摸屏、键盘等)接收输入，和/或包括或被配置成用于向一个或多个输出(例如，LED、显示屏、扬声器、触觉生成器等)提供输出。其他电子设备和/或用户可以经由I/O接口142与系统100，并且特别是控制系统105通信。例如，控制系统105可以接收用于功率转换器系统100的命令(例如，来自用户或另一设备)，该命令指示目标扭矩、目标速度、目标功率电平、转换类型等。作为响应，控制系统105可以驱动功率转换器115以实现由命令指示的目标和/或转换类型。

控制系统105通常监测包括功率转换器115的系统100(例如，基于来自(一个或多个)传感器140的传感器数据)，接收命令(例如，经由输入/输出接口142)，并且利用控制信号(例如，脉宽调制(PWM)信号)控制功率转换器115的功率开关元件以转换功率(例如，根据传感器数据和/或命令)。在一些实施例中，控制系统105包括控制器(例如，中央控制器150)，该控制器在没有附加的局部控制器的情况下执行这种监测和控制。在其他实施例中，控制系统105是包括中央控制器150和一个或多个局部控制器160的级联控制系统。级联控制系统可以在中央控制器150和一个或多个局部控制器160之间实时(例如，每个控制周期)传送监测信息(例如，传感器数据)和控制信息。在一些示例中，(一个或多个)局部控制器160各自实现模型预测控制(MPC)或另一调节控制方案(例如，PID控制、PI控制等)。在一些示例中，中央控制器实现非MPC调节技术，诸如比例积分微分(PID)控制或比例积分(PI)控制。

控制系统105的每个控制器(包括中央控制器150和局部控制器160)是可以包括电子处理器的电子控制器。此类电子控制器可以进一步包括存储器(例如，存储器157或167)。存储器是，例如，只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)或其他非瞬态计算机可读介质中的一个或多个。除其他事项之外，电子处理器155、165被配置成用于：从存储器157、167接收指令和数据，并执行该指令，以例如执行本文所描述的相关联控制器的功能，包括本文所描述的过程。例如，存储器可以包括控制软件。在一些实施例中，代替于执行来自存储器的软件以执行本文所描述的控制器的功能或者除了执行来自存储器的软件以执行本文所描述的控制器的功能之外，电子处理器包括一个或多个硬件电路元件，该一个或多个硬件电路元件被配置成用于执行该功能中的一些或全部。附加地，尽管特定的控制器、电子处理器和存储器在本文中可以被称为相应的单个单元，但是在一些实施例中，这些部件中的一个或多个部件是分布式部件。例如，在一些实施例中，电子处理器包括一个或多个微处理器和/或硬件电路元件。

图2图示出可以用作图1的系统100的功率转换器115的半桥转换器200的示例。如图所示，转换器200包括具有正DC端子222和负DC端子224的DC端子220(也称为DC节点、DC链路、DC轨道等)。转换器200进一步包括具有正接口端子227和负接口端子229的接口端子225(也称为接口节点)。转换器200可以操作为双向转换器或操作为单向转换器(在任一方向上)，这取决于在其中实现它的系统的配置和控制。因此，在一些示例中，DC端子220可以是输入端子，并且接口端子225可以是输出端子(例如，DC/DC转换和DC/AC转换)，并且在一些示例中(例如，AC/DC整流)，DC端子220可以是输出端子，并且接口端子225可以是输入端子。附加地，接口端子225可以是AC输入端子(例如，用于AC/DC整流)，可以是AC输出端子(例如，用于DC/AC逆变器)，或者可以是DC输出端子(例如，用于DC/DC转换)。

转换器200进一步包括DC链路电容器(C_DC)230、a、高侧(上)功率开关元件(M1)235(也称为上开关或上FET 235)、低侧(下)功率开关元件(M2)240(也称为下开关或下FET240)、连接上开关235的漏极端子和下开关240的源极端子的中点节点242以及LC滤波器245。LC滤波器245是图1的系统100的LC滤波器120的示例(例如，其中LC滤波器120是N＝1的N相LC滤波器)。

功率开关元件235和240可以是场效应晶体管(FET)，每个场效应晶体管具有相应的栅极、源极和漏极端子。FET可以是例如MOSFET、碳化硅(SiC)FET、氮化镓(GaN)FET以及其他类型的FET。

LC滤波器245包括开关侧电感器L_SW 250、下电容器C_B 255和上电容器C_A 215。开关侧电感器L_SW 250耦合在中点节点242和滤波器节点260之间。例如，开关侧电感器L_SW 250的第一端耦合到中点节点242，并且第二端耦合到滤波器节点260。下电容器C_B 255耦合在滤波器节点206和负DC端子224之间。例如，下电容器C_B 255的第一端耦合到滤波器节点260，并且第二端耦合到负DC端子224。下电容器C_A 215耦合在滤波器节点260和正DC端子222之间。例如，下电容器C_A 215的第一端耦合到滤波器节点260，并且第二端耦合到正DC端子222。

在一些示例中，LC滤波器245是LCL滤波器(具有附加电感器(L)的LC滤波器)，其中附加(接口)电感器耦合在滤波器节点260和正接口端子227之间。

上电容器215允许在转换器200的输入节点和输出节点(节点222、227)处的纹波电流被共享。因为输入节点上的纹波电流和输出节点上的纹波电流具有一定的相关性，所以这些输入和输出节点的差模电流可以通过该电容来消除。与典型的半桥转换器相比(例如，当两个转换器之间的总电容保持恒定时)，差模电流中的这种降低可以导致改进的EMI性能和降低的总电容器纹波电流。此外，总电容器纹波电流的降低可以允许电容器尺寸的降低，例如，当电容器纹波电流驱动电容器尺寸时。

转换器进一步包括漏-源电容器C_DS265a和265b，并且每个电容器分别跨开关235、240中的一个耦合。具体地，第一漏-源电容器265a跨上开关(M1)235的源极端子270a和漏极端子275a被提供，并且第二漏-源电容器265b跨下开关(M2)240的源极端子270b和漏极端子275b被提供。漏-源电容器(C_DS)265a-b在本文可以统称为(一个或多个)漏-源电容器(C_DS)265。

漏源电容器(C_DS)265可以在开关235和240的打开到关闭转换期间减缓电压上升。这种减缓的电压上升进而可以降低开关235和240的开关损耗。

在转换器200的一些示例中，上电容器C_A和漏极-源极电容器C_DS中的一者或两者不包括在转换器200中。

如上所述，在一些示例中，功率转换器200可以用作图1中的系统100的功率转换器115。在功率转换器115(以及因此功率转换器200)实现AC/DC整流器或DC/AC逆变器的情况下，功率转换器200是单相功率转换器200。在一些示例中，功率转换器200的多个实例被并联以共同用作图1的功率转换器115并提供单相转换(无论是整流还是逆变)或提供DC/DC功率转换。在一些示例中，功率转换器115是多相功率转换器(例如，用三相或更多相的AC功率操作)。在此类示例中，功率转换器115可以包括功率转换器200的多个实例，每个实例与AC功率的相位相关联，每个实例具有共享的DC端子220，并且每个实例具有独立的Vinterface节点225。在图3、图4、图7和图12中提供了此类功率转换器的示例。在这些示例中的一些中，如图19-图20所示，功率转换器200的多个实例被并联以共同提供相应相位的功率转换(例如，用于相位A的两个并联功率转换器200、用于相位B的两个并联功率转换器200和用于相位C的两个并联功率转换器200)。在一些示例中，并联功率转换器200的特定数量和相位的数量变化。

如本文所使用的，转换器块可以指半桥电路，诸如关于图2的转换器200所描述的。例如，转换器块262可以包括功率开关元件235和240、LC滤波器245(包括上电容器215，如果存在，和附加接口电感器，如果存在)、其互连节点(例如，中点节点242、滤波器节点260、DC端子220和接口端子225)和(如果存在)漏-源电容器265。

图3A图示出由接触器125选择性地耦合到AC电网302或AC电机303的多相功率转换器系统300。多相转换器系统300包括多相转换器304，该多相转换器304在DC侧耦合到DC源306(图示为电池306)，并且经由LC滤波器308耦合到接触器125(并且因此耦合到AC电网302或AC电机303)。功率转换器304可以用作图1中的系统100的功率转换器115。LC滤波器308，统称为三相LC滤波器，可以用作图1中系统100的LC滤波器120。参考图1，电池306是DC负载/源110的示例；AC电网302是第二源/负载130的示例；并且AC电机303是第三源/负载135的示例。返回到图3A，在操作中，转换器系统300可以用作DC/AC逆变器或AC/DC整流器，取决于功率开关元件的源和开关。

AC电机303可以是例如永磁转子同步机、绕组励磁同步机(WFSM)或另一电机。AC电机303可以包括定子和转子。定子可以包括多个定子绕组，这些定子绕组可以被电流驱动以生成变化的磁场，从而使转子旋转。转子可以包括永磁体、绕组励磁或永磁体和绕组励磁的组合(混合)。转子可以耦合到电机轴，使得当转子被可旋转地驱动时，电机轴被可旋转地驱动(即，旋转)。定子和/或转子的电机绕组可能具有绝缘，如上所述，绝缘可能由于高电压变化率(dV/dt)导致的过大电流而损坏。电机轴可以由一个或多个电机轴承支撑，以使轴能够支撑和旋转。例如，电机轴可以包括位于轴的驱动端(耦合到转子的轴的端)处的第一电机轴承和位于轴的远端的第二电机轴承。在一些示例中，使用其他电机轴承布置。电机轴可以进一步耦合到驱动端负载的变速器或齿轮装置(齿轮系)。例如，在电动交通工具的情况下，变速器可以最终耦合到一个或多个车轮，以使交通工具被推进。在其他示例中，电机是工业设备的一部分，并引起另一负载(例如，切割工具、研磨机、传送电机等)的旋转。

多相转换器304，也称为功率转换器级，包括图2的功率转换器200(或转换器块262)的三个实例，一个用于AC电网302的每一相。每个实例包括上开关235和下开关240。尽管未示出，但如图2所示，每个开关235和240可包括跨其两端耦合的相应漏-源电容器。多相转换器304进一步经由DC端子220耦合到电池306，并且经由接口端子225a、b耦合到AC电网302和AC电机303。更具体地，接口端子225a、b包括用于连接到AC电网302的三个电网连接点225a(电网的每个相位一个)和用于连接到AC电机303的三个电机连接点225b(电机的每个相位一个)。多相转换器系统300包括三个LC滤波器308。每个LC滤波器308包括类似于图2的LC滤波器245的部件。即，每个LCL滤波器308包括开关侧电感器250(也标记为L_fs,a、L_fs,b或L_fs,c)、下电容器255(也标记为C_f,a、C_f,b和C_f,c)、上电容器215(也标记为C_f,a、C_f,b或C_f,c)。下电容器255的中性点311a耦合到负DC端子224，使得中性点311和负DC端子224是公共节点。类似地，上电容器215的中性点311b耦合到正DC端子222。开关侧电感器250耦合在中点节点242和滤波器节点260之间。LC滤波器308经由共模电感器(L_CM)312耦合到AC接口端子225a、b。更具体地，共模电感器312耦合在滤波器节点260和接口端子225a、b之间。共模电感器312可以对系统中的泄漏电流滤波。

在所图示的示例中，多相转换器系统300耦合到电池306和AC电网302。在其他示例中，多相转换器系统300耦合到除电池306之外的DC源/负载(例如，电容器、超级电容器、来自整流AC功率的DC电源等)，耦合到除电网302和电机303之外的不同AC源/负载，和/或仅耦合到AC电网302或AC电机303中的一个。附加地，尽管多相转换器系统300包括用于每一相的上电容器215，但是在一些示例中，不包括上电容器215。

如图2和图3A所示，在本文提供的功率转换器系统的一些示例中，LC滤波器120(实现为图2中的LC滤波器245和图3A中的LC滤波器308)包括用于每一相的LC滤波器，其中每个电容器的公共点连接到DC母线负端子(和/或正端子)。这种连接为零序电压控制创建了旁路路径。通过拓扑修改和零电压控制，可以稳定共模，以减少泄漏电流。

如前所述，在一些示例中，接触器125不存在，并且相反，接口端子225a和225b同时耦合到AC电网302和AC电机303。在一些示例中，可以使用扭矩消除方案，使得当经由接口端子225a从AC电网302接收AC功率时(即，由转换器304转换以对电池306进行充电)，接收的AC功率不会导致AC电机303被驱动。即，端子225b上的功率信号通过对转换器304的功率开关元件235和240的适当控制而被有效地消除，否则这些功率信号可能在AC电机303中引起电机扭矩。所实施的扭矩消除方案在本领域中可以是公知的。

图3B和图3C图示出当被结合到由电动交通工具(EV)底盘350表示的EV中时的转换器系统300的电路图。电路图示出了处于两种不同操作模式的转换器系统300：图3B中的充电模式和图3C中的牵引力模式。在图3B的充电模式中，转换器304将从电网302接收的AC功率转换为DC功率，用于对电池306进行充电。在这种模式中，接触器125(如图3A所示)可以被配置或控制成用于将AC端子225连接到AC电网302，并且从AC电机303断开。因此，在图3B的图中没有示出AC电机303(尽管其在物理上仍然存在于电动交通工具中)。共模电感器(LCM)和AC栅极302之间的栅极电感由栅极电感器352表示。DC源306或DC端子220与EV底盘350之间的电容由电容器354表示。

在图3C的牵引力模式中，转换器304将从电池306接收的ADCC功率转换为AC功率，以驱动在图中表示为三相电感器的AC电机303。在这种模式中，接触器125(如图3A所示)可以被配置或控制成用于将AC端子225连接到AC电机303，并且从AC电网302断开。因此，在图3C的图中没有示出AC电网302，尽管电网连接点225a仍然存在于交通工具中以能够连接到AC电网302。AC电机303和EV底盘350之间的另一电容由电容器356表示。

在一些示例中，系统300(以及本文描述的其他功率转换器系统)提供无变压器交通工具到电网(V2G)或交通工具到一切(V2X)接口。鉴于这些系统中使用的共模控制(下面进一步描述)和滤波硬件(例如，LC滤波器308)，本文公开的系统(包括系统300)可以特别适合于此类操作。在一些示例中，系统300被包括作为集成传动系统解决方案的一部分(例如，提供牵引力模式和充电模式)。在其他示例中，系统300是专用车载充电器(例如，具有充电模式，但不具有牵引力模式)或专用牵引力驱动器(例如，具有牵引力模式，但不具有充电模式)。

通常，系统300可以提供单相AC、两相AC、三相AC或DC操作。在V2X接口实现中，系统300可以与电网302交互以返回功率或平衡电网302，与光伏和能量存储系统对接，和/或形成局部微电网等。该V2X接口的控制可以类似于下面描述的一种或多种控制技术来完成，包括使用(1)功能级别的全局控制，(2)设备级别的局部控制，以及(3)应用程序接口(例如，用于驾驶、充电、太阳能、三相操作、AC电网等)。

相对于基于变换的系统，所公开的转换器系统(例如，系统300、700、1200、1900等)用作无变压器DC EV(双向、快速)充电器，消除了电流隔离级，以显著提高充电效率，并提供具有增加的功率密度的V2G功能。所公开的系统进一步提供非隔离无变压器拓扑，其允许消除电流隔离拓扑中存在的附加变压器体积和损耗。该设计可以利用开关频率和滤波器参数根据所选开关设备和功率水平将损耗和体积最小化。

在不具有变压器的情况下，所公开的无变压器系统和充电器使用其它技术来管理共模泄漏电流。例如，利用稳定共模电压的零序电压控制技术来实现该任务。充电器可以包括两个能量转换级：用于电池侧控制的DC/DC转换器和用于提供充电和V2X服务的电网接口和共模电压控制的DC/AC转换器。

无变压器充电器可以特别适合牵引传动系统集成。集成充电器，其中牵引逆变器用作主要充电接口可以成为降低电动交通工具充电成本和占地面积的解决方案。附加地，将所公开的无变压器双向非隔离充电技术集成到传动系统中还可以通过降低轴承电流和电压来增加电机寿命和可靠性，以及增加电机绕组和齿轮系寿命。

在诸如电动交通工具的电动机的电机中，轴承电流和电压、电机轴电流和电压、过大的电机绕组电流和齿轮系电流是主要的故障点。此类破坏性电流和电压是由共模电压v_CM生成的。本文公开的实施例有助于降低这些电流和电压中的一个或多个，从而防止或减轻这种损坏，并延长电机的寿命。

图3D图示出电机的寄生电容的简化等效电路360，诸如结合如图3B-图3C所示的功率转换器系统300的电动交通工具的AC电机303。使用该图，可以使用以下等式计算指示系统中的轴承电压的轴承电压比(BVR)：

其中C_b,NDE和C_b,DE分别为电机轴承的非驱动端和驱动端寄生电容，C_wr为电机的定子绕组到转子电容，C_rf为转子到框架电容。轴承电压可被计算为：

v_b＝v_CMBVR。

在具有所提出的集成充电器的电机的端子(例如，连接到电机连接点225b的AC电机303的端子)处看到的共模电压可以被分成两个分量：跨电容器的固定(DC)值v_c,CM和叠加的表示控制中的纹波、噪声等的AC干扰信号。这给出以下共模电压：

v_CM＝v_c，CM+v_AC。

通过设计良好的控制，v_AC将会较小，这意味着轴承电压将是v_b＝(v_c，CM+v_AC)BVR，即小的DC偏移和由于开关和控制而产生的非常小的干扰。通过使用本文公开的实施例保持v_c,CM低于润滑剂的击穿电压，可以避免由轴承电流引起的破坏性放电。

通过认识到泄漏电流i_lkg将在C_wf和轴承路径之间分配，可以获得轴承电流(i_b)的近似值。C_wf与轴承路径相比具有低的阻抗；因此，轴承电流i_b将是泄漏电流的一部分。本文提供的实施例控制v_CM为近似恒定，这意味着i_lkg将很小，并且因此i_b将非常小。

系统100和300以及本文公开的其他系统均是可以单独地或组合地并入本文公开的各种特征的功率转换器系统的示例。在以下章节中，本公开讨论了(I)三相转换器建模，(II)谐波注入，(III)级联控制系统，(IV)模型预测控制，(V)状态估计，(VI)可变频率临界软开关，以及(VI)模块化转换器模块。这些标题是为了方便而包括在内的，不应以限制的方式进行解释。

I.三相转换器建模

在本文提供的一些示例中，用于控制功率转换器的控制方案基于dq0坐标系。如本文所提供的，通过使用dq0坐标系，控制方案可以利用零序电压分量来控制共模电压。与abc系统相比，dq0系统中的有功/无功功率和共模电压可以通过d、q和0序分量独立控制。三相转换器的坐标系模型(例如，如图3A所示)可以从abc参考系中导出。

abc系统中的状态空间方程表示为：

其中，参照图3A-图C，、L_fs,、C_f和L_fg分别是开关侧电感器250、电容器255和栅极侧电感器352。此外，i_L,abc、v_c,abc、i_o,abc和v_x,abc分别是开关侧电感器电流、电容器电压、AC接口端子电流和AC接口端子电压。是单位矩阵。

因为abc系统中时变正弦参考控制困难，并且便于dq0系统有功/无功功率的计算和稳定零序电压，因此用于控制的目的将状态空间模型转换为dq0参考坐标系。例如，dq0坐标系转换很有帮助，因为dq0系统可以将时变正弦波形转换为等效的恒定DC值。为了实现控制，DC值可能比AC值更容易控制。然而，传统方法主要利用dq系统而不考虑0(零序)分量。转换器系统300的拓扑，其中AC三相电容器的公共点连接到DC母线正和/或负端子，允许从abc系统到dq0系统提取零序，并且零序电压控制为DC母线电压的一半。因此，共模电压v_cm是零序分量，并且因此可以稳定为恒定值。

对于具有零序分量的参考系变换，abc系统可以首先被变换为αβ0，并且然后被变换为dq0系统。从abc到αβ0，克拉克变换应用为：

在αβ0系统中，信号由α和β系中的两个正交正弦AC波形和一个零序分量组成。其次，实现帕克(Park)变换以将αβ0的静止参考系转换到旋转dq0系统，其计算如下：

其中θ是电网(或耦合到转换器的其他AC源/负载)的相位角。在一些示例中，通过测量公共耦合点(PCC)处的电网电压，利用锁相环(PLL)控制器(例如，参见图4中的PLL420)跟踪相位角θ，如下文进一步详细描述的。因此，利用时变角θ将abc中的AC正弦信号被转换为dq0(旋转)参考系中转换成DC值。实现用于驱动转换器的功率开关元件的占空比的控制参考信号可以是用于PWM调制的abc(静止)参考系格式中。因此，可以应用逆克拉克和帕克变换来将控制信号的输出从dq0转换为abc：

x_abc＝T^-1x_αβ0＝T^-1P(θ)^-1x_dq0。

基于上面的坐标系变换的帕克和克拉克方程，上面的状态空间方程可以从abc变换为dq0：

其中电网的角速度是rad/s。G是变换产生的耦合项的矩阵：

在牵引力模式和充电模式下，可以假设中性点是隔离的(或浮动的，在某种意义上，系统不会形成有意的共模传导路径)，这意味着零序分量可以忽略。在充电模式下，三相电网被建模为电容器处的公共连接点的电压源。在牵引力模式中，电机端子电压(通常在驱动文献中称为v_dq，现在为v_c,dq；同样，电机电流通常称为i_dq的电机电流现在在拓扑中也为i_o,dq。改变标准PMSM模型的符号产生

其中L_d和L_q分别是电动机的q轴电感和d轴电感；R_s是定子绕组电阻；ψ是永磁体的通量；并且ω是转子的电角速度，它通过极对p_p与机械角速度ω_m相关联ω＝p_pω_m。

通过利用dq0状态空间方程和三相电容器公共点与DC母线正/负端子的连接，可以显式控制零序电压，以稳定u_cm。

在一些示例中，控制系统105使用除dq0参考系之外的另一旋转参考系。

II.零序电压控制的谐波注入

在一些功率转换器应用中，诸如用于光伏(PV)阵列的电动交通工具(EV)充电器的并网功率转换器，泄漏电流和DC母线利用率是影响转换器性能的两个因素。为了解决泄漏电流，通常安装庞大的线路频率变压器来阻挡公共耦合点(PCC)处的泄漏路径，这增加了系统的成本、体积和重量。为了改进DC母线利用率，可以升高DC母线电压(例如，至少是电网电压幅度的两倍，以避免饱和问题)，这带来了额外的开关损耗，并且对开关电压容限能力提出了挑战。

为了解决这些和其他问题，在一些示例中，谐波信号被注入到本文提供的功率转换器系统中，该功率转换器系统也可以是非隔离的(无变压器)转换器。传统的谐波注入涉及在用于调制开关元件的占空比中直接注入，这降低了控制稳定性和稳健性，在PWM调制中会出现发散，并且额外的谐波被注入到电网中，这恶化了电网电压和电流的功率质量。相反，在本文提供的一些示例中，系统和方法为零序电压控制提供谐波注入。所公开的系统和方法改进了DC母线的利用率，而没有降低控制稳定性和稳健性，并且没有向电网(或其他AC源或负载)中注入附加的谐波。

在一些实施例中，功率转换器系统(例如，系统100)具有非隔离的N相功率转换器和注入N相谐波的倍数以用于零序电压控制的控制系统。例如，在三相功率转换器(即，N＝3)的情况下，注入的谐波可以是三次谐波注入(THI)、六次谐波注入等。附加地，在一些示例中，系统不是将谐波直接注入占空比用于调制，而是将谐波(例如，正弦或三角波形电压信号)注入到直接正交零序(dq0)旋转参考系控制信号集合的零序电压控制信号中。控制信号也可以被称为旋转参系架参考目标。这种方法经由对dq0旋转参考系控制信号的约束提供了附加调节，否则如果谐波被直接注入占空比用于调制，则不会应用这些调节。因此，相对于直接占空比侧注入技术，可以改进系统的稳定性和稳健性。

例如，参考图4，图示出功率转换器系统400，其可以是图1的功率转换器系统100的示例。如图所示，功率转换器系统400是非隔离的三相功率转换器，其包括控制系统105，该控制系统105包括中央控制器150和三个局部控制器160a-c(每个局部控制器都是图1的局部控制器160的实例)。局部控制器160a-c可以各自与其相对应的相应转换器块262a-c相关联并控制相应转换器块262a-c。转换器块262a-c可以是关于图2描述的转换器块262的实例。局部控制器160a-c可以实现特定的控制方案来执行相关联的转换器块262a-c的控制。例如，局部控制器160a-c可以实现模型预测控制(MPC)，如下面进一步描述的，比例积分(PI)控制，比例积分微分(PID)控制，或者另一种类型的控制或调节。在一些实施例中，控制系统105(而不是如图所示的级联控制系统)不包括局部控制器160a-c。例如，相反，由中央控制器150生成的参考电压被直接映射到相应的占空比值(例如，通过查找表)，该占空比值被提供给转换器的每个功率开关元件的相应栅极驱动器402。

如图所示，中央控制器150在静止(abc)参考系中接收功率转换器304的电气特性(例如，i_L,abc；i_g,abc，v_g,abc)，接收参考电气特性(例如，i_g,d*；i_g,q*，v_g,q*)，并且确定耦合到端子225的AC负载/源(例如，AC电网)的基频(theta或θ)。基于这些接收和确定的值，中央控制器150在dq0参考系中生成控制参考信号。然后，中央控制器150经由dq0/abc参考系转换器410将控制参考信号转换到静止(abc)参考系，并将这些控制参考目标415(例如，va*、vb*和vc*)提供给局部控制器160a-c。在一些示例中，提供陷波滤波器411来补偿系统中可能存在的共振。例如，可以在每个dq0轴的截止频率处添加陷波滤波器411。陷波滤波器411可以连续时间中设计为

并且可以在离散时间内实现为差分方程。在一些示例中，陷波滤波器411不包括在系统400中。

更具体地，中央控制器150将接收到的功率转换器304的电气特性从静止参考系转换到dq0参考系(例如，经由abc/dq0转换器412)。中央控制器150进一步将经转换的电气特性与dq0参考系中的参考电气特性(例如，i_g,d*至i_g,d，以及i_g,q*至i_g,q)进行比较，以生成电压控制参考信号的d和q分量(例如，v_d*和v_q*)。例如，调节器413(例如，PI或PID控制器)可以执行参考的d分量与经转换的电网电流值(i_g,d*和i_g,d)的比较，以生成电压控制参考信号的结果d分量(v_d*)。类似地，调节器414(例如，PI或PID控制器)可以执行参考的q分量与经转换的电网电流值(i_g,q*和i_g,q)的比较，以生成电压控制参考信号的结果q分量(v_q*)。电压控制参考信号的这些d和q分量被提供给dq0/abc转换器410。参考电气特性的d和q分量(例如，i_g,d*和i_g,q*)可以由I/O接口142(参见图1)基于从存储器(例如，存储器157)或另一源接收的用户输入命令提供给中央控制器150。

为了生成用于调节器413和414的dq0参考系中的参考电气特性，中央控制器150进一步包括参考特性块416，该参考特性块416包括电流参考生成器417、恒定电流/恒定电压(CC/CV)控制器418和选择器419。当系统400处于牵引力模式中，选择器419可以选择电流参考生成器417的输出作为参考电气特性(例如，i_o,dq*)。当系统400处于充电模式中，选择器419可以选择CC/CV控制的输出作为参考电气特性(例如，i_o,dq*)。电流参考生成器417接收扭矩参考(例如，来自存储器157的输入扭矩命令或经由I/O 142提供的用户输入)、AC电机303的角速度(ω)(参见图3A)以及VDC(例如，跨DC端子220的电压，其可以由传感器140的电压传感器提供)作为输入。电流参考生成器417可以实现查找表(例如，通过实验填充)或将三个输入映射到参考电气特性(例如，用于驱动电机303的输出电流i_o,dq*)的实时功能。查找表或功能可以实现例如每安培最大扭矩控制技术。

CC/CV控制器418接收VDC(例如，跨DC端子220的电压，其可以由传感器140的电压传感器提供)和IDC(例如，通过DC端子220的电流，其可以由传感器140的电流传感器提供)作为输入。CC/CV控制器418可以实现查找表(例如，通过实验填充)或实时功能，其将两个输入映射到参考电气特性(例如，用于给电池306充电的d轴输出电流i_o,d*(参见图3))。d轴电流参考i_o,d*与有功功率相对应。在某些情况下，例如，如果需要电网支持，也可以添加无功功率参考i_o,q*。在一些示例中，CC/CV控制器具有两种状态：恒定电流状态，其中系统400推动恒定电流，直到电池306具有接近峰值的充电状态(SOC)；以及施加恒定电压的恒定电压状态，该恒定电压对电池306进行涓流充电以完成充电周期。

对于零序(0)参考分量，功率转换器系统400使用谐波注入器405(例如，作为中央控制器150的一部分提供)。即，谐波注入器405生成谐波注入并将零序分量目标提供给dq0/abc参考系转换器410。

如图4所示，谐波注入器405接收DC偏移(例如，Vdc/2)、功率转换器115的AC部分的基频(theta或θ)以及功率转换器115的每个相位的控制参考目标415。在该示例中，控制参考目标415(也称为功率参考目标)是由转换器410输出的电压参考V_c,a*、V_c,b*和V_c,c*，其参考控制块262a-c的下电容器(例如，参考图2和图3，电容器255)的目标电压。谐波注入器405可以基于这些特性来计算零序分量目标。因此，谐波注入器405也可以被称为零序参考生成器。在一些实施例中，谐波注入器405通过将两个分量(i)DC偏移和(ii)N相谐波注入的倍数相加来计算零序参考分量。

第一分量，DC偏移，可以被设置为DC母线电压(Vdc/2)的一半。零序参考的DC偏移分量最终会阻止泄漏电流流向电网。也就是说，零序输出电流可以通过零序电容器电压的稳定控制来衰减，零序电容器电压由用作零序电压参考的输入的该DC偏移提供。零序电压控制的工作原理是基于三相输出电容器电压参考跟踪。具体地，在中央控制器150中，参考的零序分量被设计为DC母线电压测量的一半，V_dc/2。该参考与来自调节器413和414的输出的分量参考相结合，然后转换为abc参考系作为局部控制器160a-c的控制参考目标415。因此，每个控制参考目标415可以由正弦AC分量(基于到转换器410的dq输入)和零序DC分量(基于到转换器410的零序(0)输入)组成。因此，基于其中集成有零序控制的控制参考目标415，局部控制器160a-c调节零序电压控制，提供稳定的共模电容器电压和低泄漏电流。在转换器300的一些示例中，因为该DC偏移作为零序电压参考本身提供了优点，所以DC偏移作为零序电压参考被提供给转换器410，而不增加谐波注入(例如，注入器405的输出可以是DC偏移(V_dc/2))。

在其他示例中，随着该DC偏移注入N相谐波可以进一步改进DC母线利用率。通过将N相谐波注入零序电压参考(即，与DC偏移相加)，这两个分量形成局部控制器160a-c的控制参考目标415的零序部分。因此，每一相的局部控制器160a-c将以相同的零序DC偏移和三阶谐波来调节电容器电压(v_c,abc)，以稳定共模电压并降低峰-峰电压值。

谐波注入器405可以基于基频和控制参考目标415计算N相谐波注入的倍数。因此，在一些实施例中，N相位谐波注入的倍数可以被认为是基于先前接收的旋转参考系目标从由控制系统在静止(abc)参考系中生成的N个先前控制参考目标计算的反馈信号。在一些实施例中，N相谐波注入的倍数是正弦信号。谐波注入器405可以基于功率转换器的AC电压部分的基频的第N阶来导出正弦信号。在其他实施例中，N相谐波注入是三角信号。谐波注入器405可以基于功率转换器的AC电压部分的基频(θ)的最大值和最小值的平均值来导出三角信号。下面提供谐波注入器405可用于计算正弦或三角信号的示例方程。

用于三次谐波注入(Sin-RTHI)的正弦注入可以通过导出要叠加到零序电压参考的三阶电网基频(θ)分量来实现。Sin-RTHI零序电压参考可以表示为：

因此，分配给局部控制器160a-c的abc系Sin-RTHI三相电容器参考电压，可以表示为

其中V_m和D_3rd分别是基波分量的幅度和三次谐波注入深度。基于基频theta(θ)可以导出角速度ω、和相移。中央控制器150的锁相环(PLL)控制器420可以提供theta(θ)以提供AC电压(例如，电网或AC电机电压)的实时相位角信息。例如，PI控制器可用于将电网电压的q分量v_g,q控制为零，以导出相位角的角速度。然后，可以在周期为2π的情况下计算theta(θ)，并且基于以下有功/无功功率计算

其中d轴和q轴分别表示有功功率和无功功率。具体地，theta(θ)是通过在每个控制周期中累加控制时间周期Ts和角速度ω的乘积并执行模算子函数来导出的，以确保theta(θ)在[0，2pi]内。Theta(θ)还用于转换器系统的其他计算，诸如由转换器410和转换器412进行的转换，

通过利用谐波注入零序电压，可以降低峰峰值电容器电压，以改进DC母线利用率，并且避免较低DC母线电压下的占空比饱和。图5A示出了对于Sin-RTHI，在一个电网周期中的三阶、基频和注入电容器电压的模拟波形。

用于三次谐波注入(Tri-RTHI)的三角空间矢量可以通过导出要叠加到零序电压参考的最大和最小电网基频分量电容器电压的平均值来实现。Sin-RTHI零序电压参考可以表示为：

因此，分配给局部控制器160a-c的abc系Sin-RTHI三相电容器参考电压，可以表示为

图5B示出了对于Sin-RTHI，在一个电网周期中的三阶、基频和注入电容器电压的模拟波形。

如图5A-图B所示，还可以改进DC母线利用率以避免占空比饱和问题。为了评估图5A-图5B中注入的三次谐波的有效性，电压增益可以被定义为基波分量电容器电压峰值v_base与参考调制波形峰值v_THI的比率，

当三次谐波处于零交叉点时，可以在π/3处导出连续三次谐波注入方法的最大电压增益。由此，

通过利用所公开的谐波注入技术，可以降低DC母线电压(例如，降低1.15倍)，并且可以相应地降低功率开关元件上的电压应力和开关损耗。

在一些实施例中，代替使用功率转换器115的每一相的控制参考目标415(这里，V_c,A*，V_c,b*和V_c,c*)来计算N相谐波注入的倍数，谐波注入器405可以从功率转换器115的每一相的直接或间接电压测量中导出N相谐波注入。例如，对于直接电压测量，谐波注入器405可以从功率转换器115的N相中的每一相的相应电压传感器接收输出，或者从模数转换器(ADC)接收输出，模数转换器将电压传感器的相应模拟输出转换为指示电压测量的数字信号。作为另一个示例，对于间接电压测量，谐波注入器405可以从(一个或多个)局部控制器160接收一个或多个通信，该通信指示功率转换器115的N相中的每一个的电压测量。这里，(一个或多个)局部控制器160可以直接测量电压，并将测量值作为电压测量值传送给谐波注入器405。在直接和间接示例中，电压测量可以是跨功率转换器115的每一相的LC滤波器的电容器(例如，下电容器C_B或C_f 255)测量的电压(例如，V_c,a、V_c,b和V_c,c)。

在这些使用直接或间接电压测量的实施例中，N相谐波注入的倍数可以被认为是从包括功率转换器115的每一相至少一个电压测量的至少N个电压测量计算的反馈信号。在这些实施例中的一些中，N相谐波注入的倍数是正弦信号或三角信号。谐波注入器405可用于计算正弦或三角信号的上述示例方程可以类似地用于在这些实施例中计算正弦或三角信号，其中电压测量信号分别代替方程中的控制参考目标。

附加地，在功率转换器系统100的一些实施例中，N是3，并且N相谐波注入的倍数是功率转换器的AC电压部分的三阶基频。然而，如前所述，在一些实施例中，N可以是另一整数值，和/或也可以选择N相谐波的另一倍数。

尽管是关于图4的系统400描述的，但至少在一些示例中，谐波注入特征可以被结合到本文公开的其他功率转换器系统中。

III.级联控制系统

在一些实施例中，功率转换器系统具有非隔离的N相功率转换器和级联控制系统。级联控制系统包括中央控制器和至少一个局部控制器。例如，参考上面图1和图4的系统100和400，控制系统105可以是级联控制系统，包括与一个或多个局部控制器160级联的中央控制器150。当控制系统105在本文被称为级联控制系统105时，控制系统105应该被理解为除了中央控制器150之外还包括可选的局部控制器160中的至少一个。级联控制系统105可以提供例如谐振阻尼、改进的动态性能和/或泄漏电流衰减能力。附加地，级联控制系统105可以改进部件的模块性(例如，易于添加和移除作为模块化自动转换器模块的局部控制器和相应的转换器块)，如下面参考图18A、图18B和图19进一步详细描述的。

在级联控制系统105的一些实施例中，中央控制器150提供外部控制环路，而每个局部控制器160提供不同的内部控制环路。例如，中央控制器150可以实现PI控制器、PID控制器或其他调节控制器，其在旋转参考系(例如，dq0参考系)中调节功率转换器115的控制。作为控制外部环路的一部分，中央控制器150基于旋转参考系中的调节生成控制参考目标(例如，目标415)。控制参考目标可以在静止(abc)参考系中生成。附加地，中央控制器150可以向局部控制器160提供控制参考目标。局部控制器160可被配置成用于控制功率转换器115的N相中的一个或多个，其中功率转换器115的N相的控制在局部控制器160之间划分。因此，功率转换器115的每一相可以与特定局部控制器160相关联并由特定局部控制器160控制。

每个相应的局部控制器160基于从中央控制器150接收的控制参考目标(例如，目标415)，经由模型预测控制(MPC)、PI控制、PID控制或另一调节技术来实现内部环路控制。例如，每个局部控制器160还可以接收跨与局部控制器相同的相位或转换器块262相关联的下电容器255(v_c)的电压的电压测量或估计。基于测量或估计的电容器电压(v_c)和控制参考目标(例如，v_c*)，每个局部控制器160可以控制其相关联的转换器块262来调整或控制功率开关元件的开关，以实现(或趋向于)等于参考控制目标的电容器电压(v_c)。由相应的局部控制器160提供的内部环路控制包括生成提供给功率转换器115(或者，在图3A中，转换器304)的功率开关元件的控制信号。例如，参考图3A-图C和图4，局部控制器160a向功率转换器115的第一相的功率开关元件235、240(M1、M2)提供控制信号，局部控制器160b向功率转换器115的第二相的功率开关元件235、240(M3、M4)提供控制信号，并且局部控制器160c向功率转换器115的第三相的功率开关元件235、240(M5、M6)提供控制信号。

中央控制器150和局部控制器160可以实时(例如，每个控制周期)彼此通信监测信息(例如，传感器数据)和控制信息。例如，每个局部控制器160可以实时确定特定于与局部控制器160相关联的功率转换器115的一个或多个相位的电气操作特性并将其实时传送给中央控制器150。例如，参考图4，这些电气操作特性可以包括V_c,abc、i_o,abc和i_L,abc中的一个或多个(例如，来自局部控制器160a的V_c,a、i_o,a和i_L,a；来自局部控制器160b的V_c,b、i_o,b和i_L,b；以及来自局部控制器160c的V_c,c、i_o,c和i_L,c)。在一些实施例中，局部控制器160提供其他电气操作特性。附加地，中央控制器150可以实时确定控制参考目标(例如，415)并将其传送给相应局部控制器160。尽管控制参考目标415被图示为电压参考目标，但是在一些示例中，控制参考目标415是电流参考目标(例如，i_L,abc*或i_o,abc*)。在此类示例中，局部控制器160可以根据当前参考目标控制它们相应相位的功率开关元件。

图6图示出用于级联控制系统的通信系统600，诸如上面关于转换器系统400和本文提供的其他转换器系统所描述的。通信系统600图示出转换器系统100和转换器系统400的至少一些示例的通信示例(例如，其中n＝3)。例如，通信系统600是能够实现上面描述的关于图4的级联控制系统的通信的通信系统的示例。

通信系统600包括中央控制器150和局部系统605a-n。每个局部系统包括相应的局部控制器160a-n和相应的局部转换器或转换器块262a-n(参考图2描述的转换器块262的实例)。中央控制器150和局部控制器160a-n经由通信母线615通信耦合。通信母线615可以包括每个局部控制器160和中央控制器150之间的专用通信路径的集合，可以包括局部控制器160和中央控制器150之间的共享通信路径(例如，其中通信包括用于标识预期目的地设备的寻址信息)，或者其组合。

如上所述，中央控制器150和局部控制器160可以实时(例如，每个控制周期)彼此通信监测信息(例如，传感器数据)和控制信息。例如，局部控制器160可以确定电气操作特性并向中央控制器150传送电气操作特性，电气特性包括V_g,abc、i_g,abc和i_L,abc中的一个或多个，并且中央控制器150可以基于接收的电气操作特性来确定并传送控制参考目标415(例如，其可以是v_c,abc*、i_L,abc*或i_o,abc*)。局部控制器160可以进一步生成PWM控制信号并将其传送到其对应的转换器块262。由局部控制器160输出的PWM控制信号可以指示驱动转换器块262的每个功率开关元件的栅极端子的PWM信号的占空比和/或频率，或者可以是PWM信号本身。每个转换器块262可以进一步包括用于驱动转换器块的功率开关元件的相应栅极驱动器，或者用于局部转换器系统605的栅极驱动器可以被认为是相应局部控制器160的一部分。

如下面进一步详细讨论的，在一些实施例中，状态估计器(例如，图9的状态估计器900)与每个局部控制器相关联，以基于相位的其他电气特性的采样来提供与局部控制器相关联的相位的一个或多个电气操作特性的估计。例如，状态估计器可以实现Luenberger观测器技术，该技术基于相位的电容器电压(v_c,abc)和电网侧电感器电流(i_o,abc)来估计相位的开关侧电感器电流(这里也称为电感器电流i_L,abc)。使用状态估计器可以减少系统中用于向MPC控制器提供电气特性的传感器的数量，从而降低电机电路的成本和/或尺寸。

在一些实施例中，级联控制系统进一步结合如上面描述的谐波注入或如下面描述的用于有功阻尼以减轻共振的MPC中的一个或两个。

IV.模型预测控制

在一些实施例中，功率转换器系统具有非隔离的N相功率转换器和利用模型预测控制(MPC)的控制系统。当在功率转换器系统(例如，系统100和400)中使用时，MPC可以提供例如有功谐振阻尼、改进的动态性能和/或泄漏电流衰减能力。

实现MPC的控制系统105的控制器(诸如中央控制器150或局部控制器160)可以被称为MPC控制器。MPC控制器可以被配置成用于确定功率转换器115的电气操作特性(例如，转换器的每一相的特性)，确定功率转换器115的一个或多个控制参考目标(例如，转换器的每一相的目标)，然后基于使用电气操作特性和控制参考目标的MPC算法来生成控制信号。控制信号可以应用于致动功率转换器115的功率开关元件，以执行电压转换和有功阻尼，从而减轻功率转换器115的(一个或多个)滤波器电路120中的谐振。

MPC控制器(或多个MPC控制器)可以针对功率转换器115的每一相实现MPC算法以生成控制信号。如本文所用，MPC可以指依赖于或意识到系统动态(例如，实现或使用表示受控制的转换器的动态模型)并通过基于转换器的电气特性和动态模型的计算预测输入命令或参考值以控制系统行为的控制算法。因此，本文使用的MPC可以指更严格使用该术语中的模型预测控制算法(例如下面进一步详细描述的)以及其他动态预测算法(例如，线性二次调节器(LQR)控制算法)。

在一个示例中，为了实现特定相的MPC算法，MPC控制器可以在每个控制周期中使用该相的电气特性和控制参考目标来求解成本函数。通过求解成本函数，MPC控制器可以预测控制信号的未来步骤，以致动功率开关元件，从而控制功率转换器的AC电压部分的该相位上的功率以趋向控制参考目标。然后，MPC控制器可以基于控制信号的未来步骤中的第一步骤来生成针对该特定相的控制信号。因此，与PI控制算法相比，MPC算法通过以具有特定系数的线性方式处理状态变量和跟踪误差来导出最佳占空比。因为MPC不需要积分程序，因此相对于具有更少超调和更高跟踪速度的PI技术，MPC的动态性能可以得到改善。附加地，因为MPC具有更高的控制带宽，所以MPC控制器可以提供有功阻尼项来减轻(减少或消除)LC或LCL谐振，否则该谐振可能存在于功率转换器115的AC部分的滤波器电路中。

图7图示出包括MPC控制的功率转换器系统700。转换器系统700是上面描述的系统100和系统400的示例，其中局部控制器160被实现为MPC控制器。具体地，在图7中，这些局部控制器被标识为局部MPC控制器760a-c。因此，以上关于图4的系统400的讨论也适用于图7的系统700，并且相同的编号用于相同的部件。

如图7所示，转换器系统700包括控制系统705，其是参考上面(例如，关于图1和图4)的控制系统105的特定示例。控制系统705包括中央控制器150和局部控制器760a-c。尽管单独图示，栅极驱动器402也可以被认为是局部控制器760a-c的一部分。转换器系统700是被配置为成用作AC/DC整流器和/或DC/AC逆变器的三相转换器。

中央控制器150基于来自局部控制器760a-c的转换器304的电气特性，例如以与上面关于图4和图6描述的类似的方式，在静止abc中生成三相控制参考(三相电容器电压参考v_c,abc*)。局部MPC控制器760a-c还通过调整i_L,abc和v_c,abc之间的加权因子来调节开关侧电感器电流i_L,abc。

每个局部MPC控制器760在静止abc系中实现每一相的基于MPC的控制。在该示例中，基于MPC的控制包括受控制的相应转换器电路(例如，与每个MPC控制器760a-c相关联的特定相的转换器块262a-c)的动态模型的应用。更具体地，基于MPC的控制包括求解基于动态模型定义的优化函数，以标识(最优)(一个或多个)控制输入。动态模型可以包括动态系统的测量值或估计值，以及目标或参考命令。在一些示例中，基于MPC的控制包括针对每个控制周期，在有限的时间范围内求解优化函数，以标识时间范围内每个步骤的控制输入，从而实现期望的输出。然后，应用第一步的控制输入，同时丢弃其他控制输入。在下一个控制周期中，重复该过程以标识下一个控制输入。在一些示例中，实现了另一MPC控制算法。

使用局部MPC控制器760来在静止abc系中实现基于MPC的每一相控制包括，例如：(1)每一相LC的状态空间矩阵比旋转dq(或dq0)系统更简单，以在成本较低的控制器硬件(例如，成本较低的DSP控制器)中实现离线分段仿射优化代码；2)在用于离线优化计算的显式MPC状态空间矩阵中可以省略计算中使用的时变角速度项ω；以及(3)针对模块化设计观点，用于LC的每一相MPC更加灵活，以扩展并联相位数量和其他拓扑，例如DC/DC、单相DC/AC转换器。

对于MPC实现，在每个控制周期中，局部MPC控制器760a-c可以从传感器140接收电气特性(例如，开关侧电感器电流(i_L,abc)、电容器电压(v_c,abc)和AC接口电流(i_o,abc)，以及从中央控制器150接收控制参考目标415(这里，电容器电压参考v^* _c,abc)。如前所述，来自传感器140的每个电气特性可以被直接感测(例如，由电流或电压传感器)，或者一个或多个电气特性可以从另一感测的电气特性中推断出来(参见例如下面的状态估计讨论)。

在一些示例中，局部MPC控制器760a-c各自包括离线生成的分段仿射搜索树，它们采用该树来导出显式MPC控制的占空比(例如，最佳占空比)。为此，开关侧LC滤波器(例如，LC滤波器308)的状态方程可以表示为

为了实现显式MPC的灵活性和在测试期间实验调整DC母线电压的方便性，最后一项U_dc d(k)，可以用相腿输出电压u_x(k)代替。状态空间模型可以用标准矩阵格式表示

X_k+1＝AX_k+Bv_k+Ee_k

其中变量和矩阵表示

在MPC公式中，电感器电流/电容器电压参考值可定义为并且测量值与参考值之间的跟踪误差表示为其组成为

因此，成本函数包括两项

对于成本函数的惩罚，Q和R并分别表示在状态值和输入值上实现的加权因子矩阵。具体来说，Q是一个2×2矩阵，[Q₁₁，0；0，Q₂₂]，其应用于状态变量和参考值之间的跟踪误差。因为局部MPC控制器760a-c的目标是跟踪输出电容器电压参考值，所以在一些示例中，相应的加权因子Q₂₂被配置为比开关侧电感器电流项Q₁₁大(例如，大1000倍)。R是一个1×1矩阵[R₁₁]，其用于稳定相邻输入变量之间的变化。R₁₁被设置为比Q₂₂小(例如，小100倍)。在其他示例中，可以使用其他加权因子。

MPC控制器的约束可以表示为

[0]≤u_k≤[U_dc]，

[-I_o,max]≤e_k≤[I_o,max]。

图8图示出可由局部MPC控制器760a-c中的每一个执行的MPC控制系统800的示例实现。在该示例中，MPC算法以显式方式实现。由局部MPC控制器760a-c执行的MPC控制算法由MPC控制块805表示。具体地，基于预先选择的状态空间建模和约束，离线生成分段仿射(PWA)反馈律。然后，相应的MPC分区810被存储在每个局部MPC控制器760a-c的存储器上，以便可用于在线搜索。在每个控制时间周期中，MPC控制块805基于由MPC控制块805接收的输入815搜索PWA MPC分区810的n个区域(在块820中)以标识有功区域r。例如，MPC控制块805可以采用二叉搜索树来搜索并从n个区域中快速找到有功区域r。此外，n个区域中的每一个都与相应的标识矩阵对H和K相关联。因此，基于矩阵H_r和K_r标识适用的有功区域r。然后，对于有功区域r，应用相应的反馈律(控制)矩阵F_r和G_r(块825)来计算包括预测范围(或时间窗口)上的最佳输入值的输入矩阵。然后，输入矩阵的第一个值被输出并应用于动态系统进行MPC控制，而输入矩阵的其他输入值被丢弃。

因此，(离线生成的)MPC分区810表示PWA反馈律的区域，供MPC控制块805搜索。在MPC控制块805(在线)的操作期间，标识矩阵H_r和K_r将导致MPC分区810的有功区域，并且相应的控制矩阵F_r和G_r将基于开关侧电感器电流/输出电容器电压的更新状态值来帮助计算PWM调制的最佳输入值(u_N(k))。这里，uN(k)＝(v_dc*d(k))其中v_dc是跨DC端子220的DC母线电压(参见例如图3A)，并且d(k)是PWM控制信号的占空比。控制矩阵F_r和G_r基于上面描述的成本函数和约束导出。

在每个控制周期中，MPC控制块805获取输入815(例如，i_L(k)、v(k)、i_g(k)和v_c,ref(k)的参考值，其中k指示相a、b或c)找到有功区域r以及相应的标识矩阵H_r和K_r。然后，利用用于PWM调制的特定控制矩阵F_s,c和G_s,c导出占空比，并且由控制块805输出(例如，作为uN(k)的一部分)。输出占空(d(k))可以是0到1之间的值。输出占空比被提供给动态系统830，动态系统830代表转换器块262(例如，与实现MPC控制块805的局部MPC控制器760a-c相关联的栅极驱动器可以接收输出占空比)。

在一些示例中，控制系统105包括N个MPC控制器(例如，N个局部控制器160，其中N≥1)，一个局部控制器用于功率转换器115的每一相。在一些实施例中，每个MPC控制器从中央控制器(例如，中央控制器150)接收与MPC控制器相关联的相的控制参考目标。在其他(非级联控制系统)实施例中，MPC控制器各自局部确定相应的控制参考目标。例如，MPC控制器可以执行单独的MPC算法来导出控制参考目标，或者可以包括被执行非MPC算法(例如，PI控制算法、PID控制算法等)来导出控制参考目标。

在一些实施例中，状态估计器与N个MPC控制器中的每一个相关联，以基于相的其他电气特性的采样来提供与MPC控制器相关联的相的一个或多个电气特性的估计。例如，状态估计器可以实现Luenberger观测器技术，该技术基于相位的电容器电压(v_c,abc)和电网侧电感器电流(i_g,abc)来估计相位的开关侧电感器电流(这里也称为电感器电流i_L,abc)。使用状态估计器可以减少系统中用于向MPC控制器提供电气特性的传感器的数量，从而降低电机电路的成本和/或尺寸。

在一些实施例中，用于有功阻尼以减轻共振的MPC可以包括在功率转换器中，该功率转换器包括级联控制系统和谐波注入中的一个或两个，如上面描述的。

V.状态估计器

如本文所述，在一些示例中，控制系统105或控制器150、160、760或805使用或实现状态估计器来确定受控制的相应转换器的一个或多个电气特性。与感测某些电气特性相比，使用状态估计器可以减少系统的传感器数量，这可以降低传感器成本，减少转换器的体积(提高功率密度)，和/或通过抗噪声能力(即，降低噪声)来提高控制性能。

例如，参考本文描述的各种功率转换器系统(例如，转换器系统100、200、300、700)、三个变量开关侧电感器电流(i_Lfs)、滤波电容器电压(v_Cf)和栅极侧电感器电流(i_Lfg)，中的一个可以由另外两个变量来估计。返回参考图3A，视情况而定，电网滤波器电感器可以表示将滤波器节点260与AC电网302和/或电机303连接的AC接口端子225上的离散电感器或固有电感。因此，电网滤波器电感器电流(i_Lfg)也可以表示接口电流i_o，并且参照状态估计器900可互换使用。图9图示出状态估计器900，其与例如LCL滤波器系统的级联模型预测控制(诸如图7的转换器700)一起使用。然而，状态估计器900也适用于使用类似原理的其他转换器。状态估计器900可以实现由控制器之一(例如，控制器150、160、760、805)，例如，作为控制器的硬件或可执行软件块。例如，参考图7，可以将状态估计器900并入每个局部MPC控制器760中。附加地，在图12中示出了包括在局部MPC控制器内的状态估计器900的示例。

具体地，状态估计器900可以实现Luenberger观测器，该观测器被设计成利用电容器电压V_cf、和电网侧电感器电流i_Lfg的采样来估计开关侧电感器电流i_Lfs、电容器电压v_Cf、和电网侧电感器电流i _Lfg。然而，在其他示例中，状态估计器900可以基于三个变量中的任意两个的采样来估计变量。在又另一个的示例中，状态估计器900可以基于三个变量中的任何一个的采样来估计变量，这可以允许减少另一个传感器，但是可以降低估计的准确性。采样可以是由传感器140提供给状态估计器900的测量值(例如，电流和电压的测量值)。

离散时间状态估计器的状态-空间方程可以用标准矩阵格式表示

其中Luenberger观测器的变量和矩阵表示

L_E是3×2观测器增益矩阵，其可以调谐以实现最小的估计误差。状态估计器的示意图如图9所示。状态观测器最小化估计误差e(k)，其中动态方程为

e_k+1＝(A_E-L_EC_E)e_k。

估计增益可以通过以下方程导出

其中R由调谐因子组成，并通过求解Sylvester方程来确定

其中Λ是具有期望特征值的矩阵。

在该特定示例中，包含状态估计器900的系统可以不具有用于直接感测开关侧电感器电流的电流传感器，并且可以相反地依赖于该电流值的估计(例如，基于感测的下电容器的电压和/或感测的电网侧电感器的电流)。这种方法可能是有益的，因为用电流传感器直接感测开关侧电感器电流可能是具有挑战性的，例如，由于传感器靠近转换器的功率开关器件的噪声。

在一些示例中，如上面描述的，代替基于Luenberger观测器执行状态估计或除了基于Luenberger观测器执行状态估计之外，可以使用其他估计技术，诸如但不限于基于优化的估计器、滑模估计器和干扰估计器。

在一些实施例中，如上面描述的，状态估计器可以包括在功率转换器中，功率转换器包括级联控制系统、谐波注入或基于MPC的控制中的一个或多个。

VI.可变频率临界软开关

在一些示例中，本文提供的一个或多个控制器(例如，控制器150、160、760)使用可变频率临界软开关(VFCSS)方案驱动它们相应的功率转换器块262(例如，形成转换器115、200、300或304)。VFCSS方案可以为功率转换器提供改进的效率和减小的滤波器体积(即，改进的功率密度)。软开关允许用打开开关损耗代替关闭开关损耗，这是至少是有益的，因为至少一些FET(例如SiC FET)的打开损耗通常远大于关闭损耗。这种VFCSS技术使得开关频率的增加(例如，5倍)和电感的降低(例如，20倍)成为可能，同时降低FET开关损耗，这导致功率密度和效率的改进。

通过改变开关频率来实现VFCSS，以在LC滤波器(例如，在图2和图3中的LC滤波器245和LC滤波器308的开关侧电感器250中)中实现期望的电感器纹波电流，从而提供软开关转换。可以导出期望的电感器器纹波电流，使得电感器电流的谷点达到电感器阈值电流I_L,thr的预定值。对于诸如图2的转换器200或图3A的转换器304，根据电感器250的死区时间和峰/谷电感器电流的边界条件来设置I_L,thr，该死区时间和峰/谷电感器电流可以从相应的开关元件235、240的输出电容中导出。图10分别示出死区时间(T_d)与峰和谷电感器电流I_L,max和I_L,min的边界关系。导致软开关的电感器电流和死区时间值被标识为软打开开关面积或区域，并且不导致软开关的电感器电流和死区时间值被标识为硬开关面积或区域。软开关区域表示在功率开关元件(M1或M2)被打开之前有足够的时间和电流对功率开关元件(M1或M2)的输出电容的进行放电的操作面积。在分析上，这些边界表示为

(1/2)I_L，maxT_d≤Q_min≤0，

(1/2)I_L，minT_d≥Q_max≥0，

其中Qmin和Qmax是用于软开关的开关输出电容的最小放电阈值。

对于DC电感器电流的高正值，使用或需要大电流纹波(例如，超过通过电感器的电流的200％，或在200％-300％范围内的值)来保持低于阈值电流电平-I_L,thr的谷电感器电流点。在下开关的关闭瞬态期间，负电感器电流将对上开关输出电容进行放电。类似地，对于DC电感器电流的高负值，也需要大电流纹波来确保峰电感器电流点大于阈值电流I_L,thr。如果在上开关的关闭瞬态期间，下开关输出电容被正电感器电流完全放电，则下开关的零电压开关(ZVS)将实现。通常，为了在整个周期(例如，整个网周期)内实现完全软开关，电流纹波应该足够大，以保证双向电感器电流路径，或者应该延长死区时间。由于不必要的大死区时间会导致失真，VFCSS调整开关频率，以在整个周期内保持临界软开关。实现VFCSS方案以在周期的负部分期间保持正阈值电流，并且在周期的正部分期间保持负阈值电流。对于任意阈值实现这一点的开关频率可以使用以下方程计算：

其中I_L,thr是用于软开关的边界阈值电流，其可以通过给定的死区时间(T_d)从图10导出，I_L是开关侧电感器电流，并且其中d是参考占空比(0和1之间的值)。

图11图示出用于控制功率转换器的开关元件对的控制系统1100。具体地，控制系统1100图示出控制器1160，该控制器1160实现了用于转换器块262的VFCSS控制的示例控制方案(参见图2)。在一些示例中，控制器1160是控制器150、160、750、760中的一个或多个的特定实现。控制器1160包括占空比生成控制器1105和频率生成控制器1110，它们可以分别是用于生成参考占空比(d*)和参考开关频率(f_SW*)的调节器。占空比生成控制器1105可以基于功率转换器210的感测(或估计)特性(诸如由传感器140、状态估计器900或其组合提供的电流和/或电压)来生成参考占空比(d*)。例如，占空比生成控制器1105可以实现PID控制器、MPC控制器(参见例如MPC控制块805)或另一类型的调节器。频率生成控制器1110可以基于功率转换器块262的感测(或估计)特性和上述用于计算f_SW*的方程来生成参考开关频率(f_SW*)。

栅极驱动器1115分别从控制器1105和1110接收参考占空比(d*)和参考开关频率(f_SW*)。基于这些接收到的参考值，栅极驱动器1115为上开关(M1)235生成第一PWM控制信号，并且为下开关(M2)240生成第二PWM控制信号。例如，栅极驱动器1115生成第一PWM控制信号，第一PWM控制信号具有等于参考开关频率的频率(f_SW)和等于参考占空比(d*)的占空比(d₁)。类似地，栅极驱动器1115生成第二PWM控制信号，第二PWM控制信号具有等于参考开关频率(f_SW*)的频率f_SW，以及等于1-d₁-(T_d/f_SW)的占空比d₂，并且其中第二PWM控制信号的打开沿滞后第一PWM控制信号的关闭沿时间T_d/2，并且第二PWM控制信号的关闭沿领先PWM信号的打开沿时间T_d/2。

图11图示出了单相的VFCSS控制，图12图示出在基于三相MPC控制的功率转换器中实现的VFCSS方案。更具体地，图12图示出了包括具有可变频率临界软开关(VFCSS)的MPC控制的功率转换器系统1200。转换器系统1200是功率系统100的另一示例，并且类似于上面描述的系统400和系统700，除了局部控制器160被实现为MPC-VFCSS控制器。具体地，在图12中，这些局部控制器被标识为局部MPC-VFCSS控制器1260a-c。因此，以上关于图1的系统100、图4的系统400和图7的系统700的讨论也适用于图12的系统1200，并且相同的编号用于相同的部件。附加地，因为系统1200在一些方面是图11的单相VFCSS到多相系统的外推，所以相同的数字用于相同的部件，在一些情况下添加相指定“a”、“b”或“c”(例如，来自图11的频率控制器1110的三个实例中的每一个被标识为图12中的频率控制器1110a、1110b或1110c)。

如图12所示，转换器系统1200包括控制系统1205，该控制系统1205是控制系统105的特定示例，并且类似于上面参考的控制系统705(例如，关于图1、4和7)。控制系统1205包括中央控制器150和局部MPC-VFCSS控制器1260a-c。尽管单独图示出，栅极驱动器1115a-c也可以被认为是局部MPC-VFCSS控制器1260a-c的一部分。转换器系统1200是被配置为成用作AC/DC整流器和/或DC/AC逆变器的三相转换器。因此，被标识为转换器304的转换器电路(例如，功率开关元件)可以包括用于每一相a、b、c的相应转换器块262a-c。

中央控制器150基于来自局部控制器MPC-VFCSS1260a-c的转换器304的电气特性，例如以与上面关于图4和图6描述的类似的方式，在静止abc参考系中生成三相控制参考(三相电容器电压参考v_c,abc*)。

如图12所示，局部MPC-VFCSS控制器1260a-c各自包括相应的MPC控制器760a-c、相应的状态估计器900a-c和相应的频率控制器1110a-c。MPC控制器760a-c可以类似于图7的MPC控制器760a-c的功能，提供与特定MPC控制器760a-c相对应的相位a、b或c的占空比参考d_a*、d_b*或d_c*输出。状态估计器900a-c的功能可以类似于图9的状态估计器900，基于由传感器140提供的测量来提供与特定状态估计器900a-c相对应的相位a、b或c的估计值。频率控制器1110a-c的功能可以类似于图11的频率控制器1110，为与特定的频率控制器1110a-c相对应的相位a、b或c提供参考频率f_sw*。频率控制器1110a-c的进一步示例参考下面的图13-图14进行描述。栅极驱动器1115a-c的功能可以类似于图11的栅极驱动器1115，基于接收的占空比参考d_abc*和参考开关频率f_SW,abc*向转换器304的功率开关元件提供与特定栅极驱动器1115a-c相对应的相位a、b或c的PWM控制信号。

在一些示例中，系统1200中不提供状态估计器900a-c，而是由MPC控制器760a-c和频率控制器1100a-c使用的每个测量值通过经由传感器140的直接感测来提供(诸如图11和图14所示)。在一些示例中，代替MPC控制器760a-c，提供另一局部控制器160a-c(例如，PI或PID控制器)用于转换器304的每个相位的局部PWM调节。

图13和图14各自图示出局部MPC-VFCSS控制器1260的示例，各自具有用于生成参考开关频率f_SW*的不同控制策略。更具体地，图13图示出具有实现可变连续频率临界软开关(VCF-CSS)的局部MPC-VFCSS控制器1360(图12的局部MPC-VFCSS控制器1260的示例)的控制系统1300，而图14图示出具有实现可变离散频率临界软开关(VDF-CSS)的局部MPC-VFCSS控制器1460(图12的局部MPC-VFCSS控制器1260的另一示例)的控制系统1400。因此，控制器1360可以被称为局部MPC-VCFCSS控制器1360或连续频率控制器1360以简化讨论，并且控制器1460可以被称为局部MPC-VDFCSS控制器1460或离散频率控制器1460以简化讨论。

实现两个控制器1360和1460以在不同类型的频率下实现高效率的临界软开关操作。连续频率控制器1360基于临界软开关边界条件导出连续开关频率，然后直接将频率值实现到PWM控制信号(经由栅极驱动器1115)。连续频率控制器1360还从状态估计器900接收开关侧电感器电流值(i_Lfs,est)的估计，并且在一些示例中接收相关联的LC滤波器的其他电气特性的估计。另一方面，离散频率控制器1460用PWM采样频率的数倍来离散计算的开关频率，并且可以不使用状态估计器900来导出开关侧电感器电流值。

图15分别示出VCF-CSS的开关侧电感器电流波形1500和开关侧电感器电流波形1505VDF-CSS。由于开关频率类型的变化，VCF-CSS和VDF-CSS的包络是平滑和离散的。这两种技术都可以实现临界软开关操作，从而提高效率。VCF-CSS和VDF-CSS技术都可以与基于MPC的控制相结合，以解决时变开关频率，并且基于MPC的控制可以以更少的振荡和尖峰改善瞬态性能，即使对于离散频率VDF-CSS技术也是如此。因此，转换器的功率开关元件上的相应的di/dt应力较低。

更具体地转向图13，连续频率控制器1360可以被设计成基于峰/谷开关侧电感器电流和临界软开关边界条件来计算期望的连续开关频率。更具体地，连续变化开关频率f_SW,cal，基于临界软开关边界条件的阈值电流(I_th)导出。开关侧电感器电流纹波Δi_Lfs可以计算为

临界软开关边界条件要求峰/谷电感器电流值分别高于I_th和低于-I_th。因此，连续变化开关频率f_SW,cal的计算可以表示为

其中i_Lfs,ave是开关侧电感器电流的平均值，不考虑临界软开关计算的高电流纹波。i_Lfs,ave在图15中也被绘制为波形1500的正弦波形线。

如图13所示，连续频率控制块1310(图12的频率控制器1110a-c的示例)从状态估计器900接收i_Lfs,est、v_Cf,est和i_o,est的估计值，并且从MPC控制器760接收参考占空比值(d*)。基于这些接收的值，连续频率控制块1310计算参考开关频率f_SW,cal。频率控制器1310将参考开关频率f_SW,cal输出到栅极驱动器1115。

与电流的直接采样(例如，经由传感器140)相比，状态估计器900可以为参考开关频率计算提供更精确的开关侧电感器电流值。例如，对于经由传感器140的直接采样，变化的开关频率可以导致采样偏离真实的平均电感器电流值，特别是当电流纹波对于临界软开关来说很大时。然而，该偏差误差可以作为由状态估计器900执行的计算的结果而减轻。

现在转到图14，离散频率控制器1460除了包括离散频率控制块1410来代替连续频率控制块1310和状态估计器900，包括与连续频率控制器1360相似的部件(编号相同)。像连续频率控制块1310一样，离散频率控制块1410是图12的频率控制器1110a-c的另一示例。代替状态估计器900，离散频率控制器1460(包括MPC控制器760和离散频率控制块1410)从传感器140接收相关电流和电压的测量。

在离散频率控制器1460中，先前描述的方程中的连续变化开关频率被进一步离散成预定义的频率带宽部分，其被设计为基本采样频率f_SW,base的整数倍。因此，PWM信号的离散变化开关频率可以是f_SW,base的n倍(n∈Z)。为了确保软开关操作，可以通过选择相对较低的开关频率部分，在离散化期间将n的值的倍数向下舍入。

在图16的曲线图1600中示出了(用于传感器140)的PWM开关载波信号和采样信号的关系。在曲线图1600中，图示出从4f_SW,base到2f_SW,base然后到f_SW,base的变化的开关频率。频率离散化的过程可以表示为

在频率变化瞬态期间，离散化频率可能由于采样噪声的振荡而来回振铃。在频率离散化过程之后配置磁滞回线以消除频率振荡。然后，参考离散化频率(f_SW,discrete)被输出到栅极驱动器1115，以控制到转换器304的PWM控制信号的频率。

与VCF-CSS相比，VDF-CSS将开关频率离散化为基础采样频率的数倍。因此，如图16所示，开关侧电感器电流可以在电流纹波的平均点处采样，而不会偏离精确值。因此，即使没有用于估计i_Lfs的状态估计器，对于高电流纹波处的临界软开关计算，电感器电流采样也可以是精确的。

图17A和图17B分别包括曲线图1700和1705，其图示出诸如本文所描述的功率转换器系统1200的一个示例的示例性实验结果，该功率转换器系统1200包括：具有SiC FET的三相转换器(参见例如图3A)、三次谐波注入(参见例如图4)、级联控制系统(参见例如图4、图6和图7)、级联控制系统内基于MPC的局部控制器(参见例如图7)和可变频率软开关(参见例如图11-图14)。在所提供的功率转换器的其他示例中，不包括这些特征中的一个或多个(例如，代替三次谐波注入，提供零序电压控制参考的Vdc/2；或者，代替基于局部MPC的控制，包括另一个局部调节器)。

在图17A中，曲线图1700图示出功率转换器系统1200以及若干其他示例系统的速率功率(W)相对开关频率(Hz)的关系。在图17B中，曲线图1705图示出功率密度(kW/L)相对效率(％)的关系。如图所示，相对于其他系统，功率转换器系统1200可以获得高开关频率以及高功率密度和高效率的平衡。

在一些实施例中，如本文描述的，所描述的VFCSS可以包括在功率转换器中，该功率转换器包括级联控制系统、谐波注入、基于MPC的控制或状态估计器中的一个或多个。

VII.模块化功率转换器

本节描述与由一个或多个模块化功率转换器单元(也称为自动转换器模块或功率转换器模块)构造的模块化功率转换器相关的系统和方法。这种自动转换器模块(ACM)可以容易地连接在一起用于不同的应用，并且跨不同的应用保持高效的功率转换器。如下文进一步描述的，在一些示例中，每个模块化功率转换器可以提供多相功率输出的单相(例如，在DC/AC逆变器应用中)，或者可以接收多相功率输入的单相(例如，在AC/DC整流器应用中)。在一些示例中，对于多相模块化功率转换器的每一相，多个模块化功率转换器并联耦合在一起。基于本节描述的原理，本文中任何先前描述的功率转换器都可以实现为模块化功率转换器。也就是说，在一些示例中，上面描述的功率转换器系统100、400、700和1200中的一个或多个是由一个或多个ACM构造的模块化功率转换器。

转到图18A，图示出具有单个ACM 1805的模块化功率转换器1800。在图18B中，图示出了具有并联连接的n个ACM 1805的模块化功率转换器1820。每个ACM 1805可以包括转换器200的实例，转换器200也可以被称为转换器块262(参见图2)，包括DC链路电容器(C_DC)、高侧(上)开关、低侧(下)开关、连接上开关的漏极端子和下开关的源极端子的中点节点以及LC滤波器。如图所示，ACM 1805的转换器200包括用于每个上开关和下开关的源-漏电容，并且LC滤波器包括上电容器和下电容器，如关于图2进一步详细描述的。在一些示例中，LC滤波器的源-漏电容器和上电容器中的一个或多个不包括在ACM 1805的转换器200中。如图2所示，ACM 1805的转换器200进一步包括DC端子220，DC端子220包括正DC端子222和负DC端子224，以及接口端子225，接口端子225包括正接口端子227和负接口端子229。

此外，每个ACM 1805可以包括单个印刷电路板(PCB)，转换器200的元件安装在其上。附加地，尽管在图18A-18B中没有示出，但是局部控制器160(例如，以局部MPC控制器760或局部MPC-VCSS控制器1260的形式)可以是每个ACM 1805的一部分，并且安装或以其他方式包括在与用于ACM的转换器200相同的PCB上。PCB可以由每个ACM 1805周围的虚线框表示。每个ACM 1805可以具有相似的尺寸、方向和一般配置，使得它们是模块化的，并且可以与另一个ACM 1805交换进出转换器系统。

在一些示例中，提供了模块化功率转换器，诸如模块化功率转换器1820，其包括如图18B所示耦合在一起的n个ACM 1805，并且进一步耦合到如本公开的各种功率转换器系统中所示的中央控制器(例如，中央控制器150)(参见例如图4、6、7和12)。如关于这些示例所解释的，中央控制器150可以确定模块化ACM 1805的目标操作参数(例如，在宏观级别)，并将这些目标操作参数提供给这些ACM 1805的局部控制器。局部控制器进而可以根据那些目标操作参数来控制和调节它们相应的ACM 1805的功率开关元件。

如图18B所示，在一些示例中，然后n个ACM 1805包括至少两个功率转换器模块或三个功率转换器模块，它们并联耦合，使得每个ACM 1805的正DC端子222耦合在一起，每个ACM 1805的负DC端子224耦合在一起，并且每个ACM 1805的负接口端子229耦合在一起。附加地，用于AC的特定相的ACM 1805的正接口端子227可以耦合在一起，或者，在每一相的一个ACM 1805的示例中，每个正接口端子227可以独立于(即，不耦合到)有功ACM 1805的任何其他正接口端子227。

在一些示例中，模块化功率转换器1800和1820是AC到DC整流器、DC到AC逆变器或具有AC到DC整流器模式和DC到AC逆变器模式的多模式功率转换器。

在模块化功率转换器1800和1820的一些示例中，每个局部控制器被配置成使用至少20kHz、至少40kHz、至少60kHz、至少80kHz、至少100kHz、60kHz和1MHz之间、100kHz和1MHz之间或300kHz和1MHz之间的频率的可变频率临界软开关来驱动一个或多个ACM 1805的功率开关元件对。在一些示例中，一个或多个功率转换器模块中的每一个的LC滤波器被配置成用于对由LC滤波器接收的AC功率信号进行滤波，AC功率信号具有局部平均电流的至少200％的电流纹波，其中平均电流表示通过开关侧电感器(i_Lf)的输出电流的瞬时值。

在一些实施例中，提供了利用模块化功率转换器转换功率的过程。例如，该过程可以包括由一个或多个功率转换器模块接收输入功率。如上面描述的，一个或多个功率转换器模块中的每一个可以包括：正直流(DC)端子和负DC端子；跨正负DC端子耦合的电容器；功率开关元件对；LC滤波器，该LC滤波器包括电容器和电感器；局部控制器，该局部控制器耦合到功率开关元件对；以及电路板，该电路板具有正和负DC流端子、电容器、功率开关元件对、LC滤波器和局部控制器。该过程可以进一步包括由局部控制器使用可变频率软开关驱动功率开关元件对，以将输入功率转换为输出功率。该过程可以进一步包括由中央控制器与一个或多个功率转换器模块中的每一个的局部控制器通信。

图19图示出模块化三相功率转换器1900。转换器系统1900是功率系统100的另一示例，并且可以结合上面描述的系统400、700和1200的元件。因此，上面关于图1的系统100以及系统400、图7的系统700和图12的系统1200的相同方面的讨论也适用于图19的系统1900，并且相同的编号用于相同的部件。例如，功率转换器1900被示出为经由电网连接点225a耦合到AC电网302，并且没有示出电机连接点225b或AC电机303。然而，在一些实施例中，功率转换器1900进一步包括分别耦合到共模电感器312的输出的电机连接点225b，类似于图3A的图。因此，类似于先前描述的系统(例如，300、400、700和1200)，功率转换器1900可以是双向功率转换器，其可以使用AC电网功率对DC源充电，并且使用DC源功率驱动AC电机。

模块化三相功率转换器1900包括三个ACM 1905，每个ACM 1905用于三相功率转换器1900的每一相。每个ACM 1905通常类似于图18A和图18B的ACM 1805，但在每个ACM 1905上包括m个并联连接的转换器块262。例如，用于相C的ACM 1905的三个转换器块262在图19中被标记，尽管对于相C可以存在额外的转换器块262，为了简化图示，在图19中也图示出用于相A和B的三个转换器块262，但是没有被标记。如图所示，每个ACM 1905包括用于构成特定ACM 1905的m个转换器块262的共享DC端子和接口端子。附加的，每个ACM 1905的每个转换器块262可以具有与每个转换器块262与转换器块262在同一PCB上的与其相关联的局部控制器。因此，转换器1900可以包括3xm个局部控制器，用于与3xm个转换器块262一对一的关系。在其他示例中，局部控制器可以控制多个转换器块262。局部控制器可以被实现为本文描述的局部控制器中的一个，诸如局部控制器160、760或1260。在图19中，3xm个局部控制器被实现为局部MPC控制器760₁-760_3m。

尽管图19的ACM 1905被描述为每个ACM 1905具有m个转换器块262和相应的局部MPC控制器，但是在一些示例中，ACM 1905是包括m个ACM 1805的ACM组件。换句话说，转换器1900的每一相可以包括连接在一起以形成ACM 1905的多个ACM 1805。又进一步，在一些实施例中，功率转换器1900被构造成没有模块化ACM 1805或ACM 1905(例如，电路可以不是模块化的，而是可以在多个电路板上、定制板上等。)。

模块化的多相MPC功率转换器1900实现了在每一相中具有并联堆叠的功率模块的转换器，以增加转换器的每一相的电流和额定功率。通过遵循来自中央控制器150的每个相应相位的控制参考目标(例如，参考电压(v_cf,abc))，用局部MPC控制器(例如，局部MPC控制器760或局部MPC-VCSS控制器1260)控制堆叠的每个功率模块。转换器1900中的每个局部MPC控制器以与分别关于图7和12描述的局部MPC控制器760和局部MPC-VCSS控制器1260类似的方式工作，以控制与特定局部MPC控制器相对应的转换器块262。

因此，本文描述的ACM 1805和1905提供了模块化功率转换器系统，由此ACM 1805和/或1905可以用作模块化构建块，以设计在相位数量、额定电流、额定功率等方面满足所需规格的模块化功率转换器。

尽管本文提供的各种转换器电路主要是在包括上开关和下开关的功率开关元件对的上下文中描述的，但是在一些示例中，这些转换器中的一个或多个包括布置在多电平开关拓扑(例如，三电平或五电平开关拓扑)中的功率开关元件，使得每个功率转换器模块的功率开关元件对可以包括一个以上的高侧开关元件和一个以上的低侧开关元件。

除了上面讨论的各种功率转换器的功能和操作之外，下面是公开的功率转换器的操作过程的示例。

在图20中，提供了用于转换功率的过程2000。过程2000被描述为由图12的功率转换器系统1200实现的功率转换器系统100执行。然而，在一些实施例中，过程2000可以由另一个功率转换器系统实现，或者由实现另一功率转换器系统的功率转换器系统100实现(例如，转换器系统400、700、1900或本文提供的另一个系统)。此外，尽管过程2000的框以特定顺序图示出，但是在一些实施例中，一个或多个框可以部分或完全并行执行，可以以不同于图20所图示的顺序执行，或者可以被绕过。

在框2005中，N相功率转换器级(N≥1)从交流(AC)侧或直流(DC)侧接收输入功率。例如，当作为DC/AC逆变器操作时，功率转换器系统1200的(三相)功率转换器级304可以从DC源接收输入DC电压，诸如电池、电容器、超级电容器、来自整流AC源的DC电源(例如，通过二极管桥式整流器转换成DC功率的AC电网功率)等。例如，图12的功率转换器304在图3A中进一步详细地图示出。在图3A中，在功率转换器304的DC侧，DC源306经由DC端子220耦合到功率转换器304。

此外，当作为AC/DC整流器操作时，功率转换器系统1200的(三相)功率转换器级304可以从AC源接收输入AC电压，诸如AC电网或AC发电机(例如，在再生制动模式下操作的电机)等。例如，图12的功率转换器304在图3A中进一步详细地图示出。在图3A中，在功率转换器304的AC侧，AC电网302经由AC接口端子225耦合到功率转换器304。可选地，可以在再生制动期间作为发电机操作或者可以是发动机-发电机的AC电机303经由AC接口端子225耦合到功率转换器304。

在框2010中，N相LC滤波器在N相功率转换器级的AC侧滤波。N相LC滤波器包括一个或多个电容器，并且一个或多个电容器的相应的一个或多个中性点电连接到DC源的DC负端子。例如，参考图12的功率系统1200，(三相)LC滤波器308是在AC侧滤波的此类N相LC滤波器的示例。至少在一些示例中，图12的LC滤波器308在图3A中进一步详细地图示出。在图3A中，LC滤波器308包括三个下电容器255和三个开关侧电感器250。三个下电容器255具有耦合到中性点311a的中性连接点，中性点311a耦合到负DC端子224。在一些示例中，LC滤波器308进一步包括三个上电容器215，如图3A所示。在功率转换器级304作为AC/DC整流器和作为DC/AC逆变器操作的两种情况下，LC滤波器308对中点节点242和接口端子225之间的AC信号进行滤波。至少在一些示例中，LC滤波器308的进一步细节在上面例如参照图3A提供。

在框2015中，控制系统(例如，控制系统1205)驱动N相功率转换器级(例如，转换器级304)的功率开关元件来转换输入功率并输出经转换的功率。附加地，控制系统使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动功率开关元件。例如，为了驱动功率开关元件，控制系统1205可以实现包括中央控制器150和N个局部控制器760的级联控制系统。如先前描述的，中央控制器150可以确定旋转参考系目标并生成N个控制参考目标415。局部控制器760可以接收N个控制参考目标415，并根据接收的控制参考目标，用控制信号驱动其相对应的转换器块262的功率开关元件。此外，控制信号使用可变频率临界软开关(VFCSS)来驱动功率开关元件，如上面参考例如图12-图16描述的。开关频率可以是至少20kHz、至少40kHz、至少60kHz、至少80kHz、至少100kHz、60-100kHz之间、60kHz与1MHz之间、100kHz与1MHz之间或300kHz与1MHz之间。由于所公开的功率转换器304的拓扑和相关联的控制技术，的开关频率特别实用，并且提供了高效的功率密集系统。

控制信号可以是提供给功率开关元件235、240(例如，提供给开关元件的栅极端子)的PWM控制信号、指示PWM控制信号的占空比的参考占空比(d*)、和/或指示PWM控制信号的开关频率的参考开关频率f_SW*(例如，在VFCSS的情况下)。

在一些示例中，局部控制器760可以实现MPC，如上文关于图7-图8描述的。在一些示例中，系统1205可以进一步实现零序控制，具有或不具有谐波注入，如关于例如图4所描述的。在一些示例中，控制系统以牵引力模式和充电模式(例如，在不同的时刻)操作功率转换器级。在牵引力模式下，功率转换器级将从DC源接收的输入(DC)功率转换为经转换的输出(AC)功率，并用经转换的输出(AC)功率驱动耦合到N个接口端子的N相电机。在充电模式下，功率转换器级将输入(AC)功率转换为经转换的输出(DC)功率，并用经转换的输出(DC)功率对DC源充电。关于图3A-图3C和图4的系统300和400进一步讨论牵引力模式和充电模式，并且这些讨论类似地适用于其他功率转换器系统700、1200和1900。在一些示例中，中央控制器150使用来自通过状态估计生成的局部MPC控制器760的估计电气特性来生成控制参考目标415。在一些示例中，局部MPC控制器760使用状态估计来估计电气特性，以为相应的功率开关元件生成控制信号。

参考目标的生成、控制信号的生成、级联控制系统中的通信、功率转换、控制系统1200的操作的进一步讨论参考图12-图16并贯穿本说明书，并且可以结合到过程2000中。例如，为了生成控制信号，局部控制器1260a-c可以实现状态估计(例如，参见状态估计器900和图9的讨论)、具有或不具有谐波注入的零序控制(例如，参见关于图4的谐波注入器405的讨论)和MPC控制(例如，参见图7和图8的局部MPC控制器760和图12的局部MPC-VFCSS控制器1260的讨论)中的一个或多个。

先前提到，尽管过程2000是相对于图12的转换器1200描述的，但是过程2000可以类似地由转换器400、700和/或1900执行。在此类情况下，功率转换器级304(存在于这些转换器中的每一个中)可以类似于上文提供的功能来执行框2005，LC滤波器308(存在于这些转换器中的每一个中)可以类似于上文提供的功能来执行框2010，并且每个相应转换器系统的控制系统105或705可以执行框2015来驱动功率开关元件使用VFCSS将输入功率转换为输出转换器功率(例如，如关于图12的转换器系统1200所描述的)。

在图21中，提供了用于转换电动交通工具的功率的过程2100。过程2100被描述为由图4的功率转换器系统400实现的功率转换器系统100执行。然而，在一些实施例中，过程2100可以由另一个功率转换器系统实现，或者由实现另一功率转换器系统的功率转换器系统100实现(例如，转换器系统700、1200、1900或本文提供的另一个系统)。此外，尽管过程2100的框以特定顺序图示出，但是在一些实施例中，一个或多个框可以部分或完全并行执行，可以以不同于图21所图示的顺序执行，或者可以被绕过。

在框2105中，N相功率转换器级(N≥1)从具有AC端子的交流(AC)侧或具有DC源端子的直流(DC)侧接收输入功率。例如，当作为DC/AC逆变器操作时，功率转换器系统400的(三相)功率转换器级304可以从DC源接收输入DC电压，诸如电池、电容器、超级电容器、来自整流AC源的DC电源(例如，通过二极管桥式整流器转换成DC功率的AC电网功率)等。例如，图4的功率转换器304在图3A中进一步详细地图示出。在图3A中，在功率转换器304的DC侧，DC源306经由DC端子220耦合到功率转换器304。

此外，当作为AC/DC整流器操作时，功率转换器系统400的(三相)功率转换器级304可以从AC源接收输入AC电压，诸如AC电网或AC发电机(例如，在再生制动模式下操作的电机)等。例如，图12的功率转换器304在图3A中进一步详细地图示出。在图3A中，在功率转换器304的AC侧，AC电网302经由AC接口端子225耦合到功率转换器304。可选地，可以在再生制动期间作为发电机操作或者可以是发动机-发电机的AC电机303经由AC接口端子225耦合到功率转换器304。

在框2110中，N相LC滤波器在N相功率转换器级的AC侧滤波。LC滤波器包括一个或多个电容器，该一个或多个电容器的相应的一个或多个中性点电连接到DC源的DC负端子。例如，参考图4的功率系统400，(三相)LC滤波器308是在AC侧滤波的此类N相LC滤波器的示例。至少在一些示例中，图4的LC滤波器308在图3A中进一步详细地图示出。在图3A中，LC滤波器308包括三个下电容器255和三个开关侧电感器250。三个下电容器255具有耦合到中性点311a的中性连接点，中性点311a耦合到负DC端子224。在一些示例中，LC滤波器308进一步包括三个上电容器215，如图3A所示。在功率转换器级304作为AC/DC整流器和作为DC/AC逆变器操作的两种情况下，LC滤波器308对中点节点242和接口端子225之间的AC信号进行滤波。至少在一些示例中，LC滤波器308的进一步细节在上面例如参照图3A提供。

在框2115中，控制系统(例如，控制系统400)以充电模式和牵引力模式驱动N相功率转换器级(例如，转换器级304)的功率开关元件。例如，参考图3A和图3B，当处于充电模式时，功率转换器级304将经由AC端子225a从电网302接收的输入AC功率转换为提供给DC源端子220的输出DC功率，以对DC源306充电。参考图3A和图3C，当处于牵引力模式时，功率转换器级304将经由DC源端子220从DC源306接收的输入DC功率转换为提供给AC端子225b的输出AC功率，以驱动电机303。控制系统400可以在充电模式和牵引力模式下驱动转换器级304的功率开关元件235和240之间交替。

在一些示例中，控制系统可以在第一时间段(例如，当功率转换器级经由AC端子耦合到AC电网时)以充电模式驱动功率开关元件，并且可以在第二时间段(例如，当AC电网没有经由AC端子连接时)以牵引力模式驱动功率开关元件。换句话说，功率转换器级可以在与牵引力模式不同的时间时刻以充电模式运行。控制系统可以基于例如电网连接点225a当前是否耦合到有功AC电网302、控制系统400是否已经接收到用户或操作者驱动电机的命令来确定在充电模式还是牵引力模式下操作。例如，在电动交通工具的情况下，中央控制器150可以响应于检测到没有连接到电网302、检测到电动交通工具上的点火开关被启用和/或检测到用户扭矩或驱动评论(例如，交通工具的油门踏板被踩下)来确定在牵引力模式下操作。用于接收扭矩或驱动命令的点火开关和输入设备(例如，油门踏板)可以是耦合到控制系统400的I/O接口142(参见图1)的一部分。在牵引力模式中，中央控制器150可以使用第一算法或方案(例如，经由电流参考生成器417)生成参考电气特性(例如，i_o,dq*)，而在充电模式中，中央控制器150可以使用第二算法或方案(例如，经由CC/CV控制块418)生成参考电气特性(例如，i_o,dq*)。

对于控制系统400在充电和牵引力模式下驱动功率开关元件，中央控制器150可以生成参考目标415并向局部控制器160a-c提供参考目标415。进而，局部控制器160a-c可为其对应的转换器块262a-c生成控制信号。参考目标的生成、控制信号的生成、级联控制系统中的通信、功率转换、控制系统400的操作的进一步讨论参考图4-图6并贯穿本说明书，并且可以结合到过程2100中。为了生成控制信号，局部控制器160a-c可以实现状态估计(例如，参见状态估计器900和图9的讨论)、具有或不具有谐波注入的零序控制(例如，参见关于图4的谐波注入器405的讨论)、MPC控制(例如，参见图7和图8的局部MPC控制器760和图12的局部MPC-VFCSS控制器1260的讨论)和可变频率临界软开关(VFCSS)(例如，参见关于局部MPC-VFCSS控制器1260和图11-图16中的VFCSS的讨论)中的一个或多个。

先前提到，尽管过程2100是相对于图4的转换器400描述的，但是过程2100可以类似地由转换器700、1200和/或1900执行。在此类情况下，功率转换器级304(存在于这些转换器中的每一个中)可以类似于上文提供的功能来执行框2105，LC滤波器308(存在于这些转换器中的每一个中)可以类似于上文提供的功能来执行框2110，并且每个相应转换器系统的控制系统105、705和1205可以执行框2015来驱动功率开关元件在牵引力模式(作为DC/AC逆变器)和充电模式(作为AC/DC整流器)下将输入功率转换为输出转换器功率。

在本文提供的实施例的实验测试中，诸如图3A的系统300的转换器系统显示出具有降低的电机泄漏电流和轴电压。例如，与不具有上面描述的共模电感312、LC滤波器308和共模电压控制的转换器相比，具有图3A所示拓扑的一个11kW原型显示出具有降低94％的峰-峰泄漏电流、降低97％的RMS泄漏电流和降低90％的峰-峰轴电压。更具体地，测试了原型转换器系统，其结合了图3A所示的拓扑、永磁同步电机(PMSM)和表1(如下)的特性。

表2(如下)示出了在牵引力模式下使用不同变化的原型进行实验时的测量泄漏电流。

因此，在所公开的系统和方法的一些示例中，泄漏电流保持在(峰-峰值)低于0.5A、低于0.4A和低于0.3A、和/或(RMS)低于30mA、低于25mA、低于20mA或低于17mA。

此外，原型通过在四种情况下测量系统的输出机械功率P_m＝T_Lω_m并将其除以N＝1200RPM时系统的输入功率P_输入＝V_DCI_DC，证明了牵引力模式下效率的提高：不具有LC滤波器的20kHz，其表示标准牵引驱动；不具有LC滤波器的80kHz，其是较高开关频率处的标准驱动拓扑；具有提出的拓扑的80kHz，其并不总是实现软开关；以及提出的拓扑的可变频率临界软开关的实现。效率测量的结果在图22中示出，其中可以看出可变频率驱动具有最高的效率，并且在最大功率下比20kHz标准驱动的效率高0.6％。根据其数据手册，PMSM的峰值效率为93％。

附加地，在充电模式下，测量的峰值效率在98.4％和99.4％之间。更具体地，在不同的负载和线路条件下测试充电模式下的原型转换器系统的效率。结果如图23所示，其中施加835V的标称DC电压，400V的标称AC线-线电压有的±10％变化。峰值效率为99.4％，并且额定功率下的最低效率为98.4％。文献中的其他结果是，对于具有400V电池的3.3kW附加接口集成充电器为93-95％，对于带有具有六相机器的6.6kW集成充电器为90-95％，并且对于以2kW操作的分相三相PMSM为80％。非集成车载充电器，即专用于充电的单元，已被证明在22kW时效率高达97％，尽管它们需要大量的部件，而商用车载充电器的效率高达95％。因此，所公开的拓扑表现良好，同时在牵引力模式下提供净效率和可靠性优势，并且在充电模式下消除对隔离变压器的需要。

当然，该特定原型只是可以根据本文公开的实施例和示例实现和操作的功率转换器的一个示例。

执行本文描述的各种技术和操作可以由电子控制器(例如，基于处理器的计算设备)来促进，诸如中央控制器150、局部控制器160、局部MPC控制器760、局部MPC VFCSS控制器1260，或者如本文描述的等。此类电子控制器可以包括基于处理器的设备，诸如计算设备等，其可以包括中央处理器单元(CPU)或处理核。除了CPU或处理核之外，该系统还包括主存储器、高速缓冲存储器和母线接口电路。电子控制器可以包括存储器存储设备，诸如与计算机系统相关联的硬盘驱动器(固态硬盘驱动器或其他类型的硬盘驱动器)或闪存驱动器。电子控制器可以进一步包括键盘或小键盘或一些其他用户输入接口，以及监控器，例如LCD(液晶显示器)监控器，其可以放置在用户可以访问它们的地方。

图24图示出根据本文公开的示例的可配置功率转换器架构2400。也就是说，功率转换器架构2400可以由本文描述的一个或多个功率转换器系统(包括系统300、700、1200和1900)实现。架构2400是分层软件定义的控制架构，其包括中央控制层2405、局部控制层2410和应用层2415。中央控制层2405可以类似于本文描述的中央控制器105或其示例。除其他外，中央控制层2405可以管理局部层2410的功率转换器，生成和执行中央电压、电流、功率、扭矩、速度和/或控制目标和功能，并标识架构2400正在应用的应用类型，并相应地重新配置(例如，生成适当的控制目标并执行适当的功能)。局部控制层2410可以类似于本文描述的局部控制器160、760或1260中的一个或多个，或者是其中的一个或多个的示例。如上面描述的，局部控制器可以提供局部电压/电流控制、基于MPC的控制、VFCSS控制、状态估计/观察和PWM调制中的一个或多个。在一些示例中，局部控制层2410的局部控制器是模块化局部控制模块或ACM的示例，诸如关于图18A、图18B和图19所描述的。中央控制层2405和局部控制层2410经由通信母线2420(类似于图6的母线615)连接。应用层2415可以包括用于与不同电气化负载/源应用对接的(一个或多个)接口，诸如EV电池、单相电网、三相电网、太阳能(光伏(PV)阵列、电机等。

架构2400对于使用相同硬件的若干不同类型的应用是灵活的和可配置的。例如，中央控制层2405和局部控制层2410中的一个或两个可以包括相同的部件，但是中央控制层2405可以具有被编程(软件定义)以实现特定应用的中央级控制器。在一些示例中，中央级控制器可以包括驻留在其上的各种应用软件包(例如，每个应用类型一个)，其中一个软件包被选择(或激活)用于连接到局部控制层2410的给定应用层的配置步骤的安装期间。在中央级控制器上包括或选择的特定软件包可以包括图24所示的各种功能中的一个或多个。这些功能以及软件包通常最终生成用于局部层2410的局部控制器的参考目标。连接的应用层2415可以是例如图24中所示的应用(包括太阳能(PV阵列)应用、电池应用、三相电网应用、单相电网应用、三相电机应用(例如，在电动交通工具或工业设备设置中)等)中的一个。

图25A-图25B图示出在单相电网应用配置2500中实现的图24的架构2400的示例。配置2500包括中央控制层2505，其是图24的层2405的实现，被配置成用于单相电网控制操作。配置2500进一步包括局部控制层2510，其是图24的层2410的实现，并且包括两个局部控制器(例如，局部控制器160、760或1260)。配置2500进一步包括应用控制层2515，其是图24的层2415的实现，并且是单相电网应用。在配置2500中，架构2400可操作为向电网中注入功率(例如，从诸如电池、太阳能(光伏)阵列等的DC源逆相)，用DC功率(例如，从电网接收和整流)向DC负载充电或供电，或者两者兼而有之。为了执行该功率转换，配置2500可以使用本文描述的原理来操作和控制，例诸如关于图2-图21(例如，级联控制、稳定共模控制、谐波注入、MPC控制、VFCSS控制或其组合中的一个或多个)。图25B图示出配置2500的示例电路图，以及局部控制器和中央级控制器。

图26A-图26B图示出在三相电网应用配置2600中实现的图24的架构2400的示例。配置2600包括中央控制层2605，其是图24的层2405的实现，被配置成用于三相电网控制操作。配置2600进一步包括局部控制层2610，其是图24的层2410的实现，并且包括三个局部控制器(例如，局部控制器160、760或1260)。配置2600进一步包括应用控制层2615，其是图24的层2415的实现，并且是三相电网应用。在配置2600中，架构2400可操作为向电网中注入功率(例如，从诸如电池、太阳能(光伏)阵列等的DC源逆相)，用DC功率(例如，从电网接收和整流)向DC负载充电或供电，或者两者兼而有之。为了执行该功率转换，配置2600可以使用本文描述的原理来操作和控制，例诸如关于图2-图21(例如，级联控制、稳定共模控制、谐波注入、MPC控制、VFCSS控制或其组合中的一个或多个)。图26B图示出配置2600的示例电路图，包括作为DC负载/源的PV阵列(尽管它也可以是电池、超级电容器等)，以及局部控制器和中央级控制器。

图27A-图27B图示出在三相电机应用配置2700中实现的图24的架构2400的示例。配置2700包括中央控制层2705，其是图24的层2405的实现，被配置成用于电机操作。配置2700进一步包括局部控制层2710，其是图24的层2410的实现，并且包括三个局部控制器(例如，局部控制器160、760或1260)。配置2700进一步包括应用控制层2715，其是图24的层2415的实现，并且是三相电机应用。在配置2700中，架构2400可操作来驱动电机(例如，从诸如电池、太阳能(光伏)阵列等的DC源逆相)，用DC功率(例如，从电机接收和整流)向DC负载充电或供电，或者两者兼而有之。在一些示例中，配置2700进一步耦合到AC电网，并且还被配置为用DC功率(例如，从电网接收和整流)对DC源充电，并将功率注入电网中(例如，从DC源逆相)。为了执行该功率转换，配置2700可以使用本文描述的原理来操作和控制，例诸如关于图2-图21(例如，级联控制、稳定共模控制、谐波注入、MPC控制、VFCSS控制或其组合中的一个或多个)。图27B图示出配置2700的示例电路图，包括作为DC负载/源的电池(尽管它也可以是PV阵列、超级电容器等)，以及局部控制器和中央级控制器。如先前描述的，配置2700可以提供V2G或V2X接口功能。

电子控制器被配置成便于例如功率转换器的实现(例如，通过控制例如非隔离的三相DC/AC功率转换器系统的开关设备)。因此，存储设备可以包括计算机程序产品，当在电子控制器(如所述，电子控制器可以是基于处理器的设备)上执行时，该计算机程序产品使得基于处理器的设备执行操作，以便于实现本文描述的程序和操作。电子控制器可以进一步包括实现输入/输出功能的外围设备。此类外围设备可以包括例如闪存驱动器(例如，可移动闪存驱动器)或网络连接(例如，使用USB端口和/或无线收发器实现)，用于将相关内容下载到连接的系统。此类外围设备也可以用于下载包含计算机指令的软件，以实现相应系统/设备的一般操作。替代地和/或附加地，在一些实施例中，专用逻辑电路，例如FPGA(现场可编程门阵列)、ASIC(专用集成电路)、DSP处理器、图形处理单元(GPU)、应用处理单元(APU)等，可以用在电子控制器的实现中。可以包括在电子控制器中的其他模块可以包括用户界面，以提供或接收输入和输出数据。电子控制器可以包括操作系统。

计算机程序(也称为程序、软件、软件应用或代码)包括可编程处理器的机器指令，并且可以用高阶程序化和/或面向对象编程语言实现，并且/或者以汇编/机器语言实现。如本文所使用的，术语“机器可读介质”、是指用于向可编程处理器提供机器指令和/或数据的任何非瞬态计算机程序产品、装置和/或设备(例如，磁盘、光盘、存储器、可编程逻辑器件(PLD))，包括作为机器可读信号接收机器指令的非瞬态机器可读介质。

在一些实施例中，可以将任何合适的计算机可读介质用于存储用于执行本文描述的过程/操作/程序的指令。例如，在一些实施例中，计算机可读介质可以是瞬态的或非瞬态的。例如，非瞬态计算机可读介质可包括以下介质，诸如：磁介质(诸如硬盘、软盘等)、光介质(诸如压缩碟、数字视频碟、蓝光碟等)、半导体介质(诸如RAM、闪存存储器、电可编程只读存储器(EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)等)、在传输期间不是短暂的或不是没有任何持久外观的任何合适的介质、和/或任何合适的有形介质。作为另一示例，瞬态计算机可读介质可包括网络上的、电线、导体、光纤、电路中的信号，在传输期间是短暂的和没有任何持久外观的任何合适介质、和/或任何合适的无形介质。

尽管本文已经详细公开了特定的实施例，但是这仅仅是为了说明的目的而通过示例的方式来完成的，并且不旨在限制后面所附权利要求的范围。所公开实施例的特征可以在本发明的范围内进行组合、重新布置等以产生更多的实施例。一些其他方面、优点和修改被认为在下面提供的权利要求的范围内。所提出的权利要求代表了本文所公开的至少一些实施例和特征。还考虑了其他无人认领的实施例和特征。

进一步示例

示例1：一种用于非隔离功率转换器系统的方法、装置和/或存储处理器可执行指令的非瞬态计算机可读介质，该系统包括：N相功率转换器级，N相功率转换器级具有交流(AC)侧和直流(DC)侧，其中N≥1；N相LC滤波器，该N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到DC源的DC负极端子；以及控制系统，该控制系统被配置成用于驱动N相功率转换器级的功率开关元件以转换接收的功率并且输出经转换的功率，控制系统被配置为使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动功率开关元件。

示例2：示例1的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，控制系统是级联控制系统，包括：包括处理单元的中央控制器，中央控制器被配置成用于：确定旋转参考系目标，并且生成N个控制参考目标；以及至少一个局部控制器，该至少一个局部控制器中的每一个局部控制器包括局部处理单元，至少一个局部控制器中的每一个局部控制器被配置成用于：接收N个控制参考目标中的控制参考目标，并且根据控制参考目标驱动与局部控制器相关联的功率开关元件的一部分。

示例3：示例1至2中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，为了根据控制参考目标驱动功率开关元件的部分，至少一个局部控制器中的每一个被配置成用于：实现模型预测控制(MPC)以生成用于功率开关元件的部分的控制信令。

示例4：示例1至3中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，中央控制器被进一步配置成用于：从至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收至少一个电气操作特性，电气操作特性在静止参考系中；将至少一个电气操作特性转换到旋转操作系；以及基于旋转参考系中的至少一个电气操作特性来确定旋转参考系目标的直轴(D轴)分量和交轴(Q轴)分量。

示例5：示例1至4中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，中央控制器被进一步配置成用于：基于跨DC源的正端子和DC源的负端子的DC电压的一半的DC偏移来确定旋转参考系目标的零序分量目标。

示例6：示例1至5中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，中央控制器被进一步配置成用于：基于DC偏移和N相谐波注入的倍数确定旋转参考系目标的零序分量目标。

示例7：示例4至6中任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，为了基于选择参考系在静止参考系中生成N个控制参考系目标，中央控制器被进一步配置成用于：将D轴电压分量、Q轴电压分量和零序分量目标转换到静止参考系。

示例8：示例1至7中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，对于功率转换器的N相中的每一相，功率开关元件包括在中点节点处连接的高侧元件和低侧元件，并且其中，功率转换器的N相中的每一相的中点节点耦合到N相滤波器的相应LC滤波器，LC滤波器包括(i)耦合在中点介电和相应LC滤波器的滤波器节点之间的电感器以及(ii)耦合在相应LC滤波器的滤波器节点和负DC端子之间的N相LC滤波器的一个或多个电容器的电容器。

示例9：示例8的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，每个相应LC滤波器进一步包括耦合在相应LC滤波器的滤波器节点和DC源的正DC端子之间的第二电容器。

示例10：示例8至9中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：耦合在滤波器节点和N个接口端子之间的N相共模电感器。

示例11：示例1至10中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：耦合到N个接口端子的N相电机。

示例12：示例1至11中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，N个接口端子包括用于耦合到N相电机的N个电机连接点和用于耦合到N相功率电网的N个电网连接点。

示例13：示例1至12中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括牵引力模式和充电模式，其中：当处于牵引力模式下，功率转换器被配置成用于将来自DC源的DC功率转换为N个电机连接点上的AC功率，以驱动N相电机；当处于充电模式下，功率转换器被配置成用于将来自N个电网连接点的AC功率转换为DC功率，以对DC源充电。

示例14：示例1至13中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，传感器被配置成用于感测从开关侧电感器和电容器的组中选择的N相LC滤波器的第一部件的第一电气特性，并且生成指示第一电气特性的传感器数据；并且其中，控制系统被进一步配置成用于：从传感器接收传感器数据，基于传感器数据来执行状态估计，以估计N相LC滤波器的与第一部件不同的第二部件的第二电气特性，并且基于第二电气特性来驱动功率开关元件。

示例15：示例1至14中的一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，，为了使用可变频率软开关来驱动功率开关元件，控制系统被配置成用于基于N相LC滤波器的电气特性来确定用于驱动转换器的功率开关元件的开关频率。

示例16：示例1至15中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：N个功率转换器模块，其中N>1，每个功率转换器模块包括：N相功率转换器级的DC侧的正直流(DC)端子和负DC端子；功率开关元件对，该功率开关元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率开关元件和耦合到负DC端子的低侧功率开关元件，其中高侧功率开关元件和低侧功率开关元件在中点节点处耦合在一起；N相LC滤波器的LC滤波器，该N相LC滤波器的LC滤波器包括：一个或多个电容器的电容器和电感器、耦合在中点节点和电容器之间的电感器、耦合在电感器和负DC端子之间的电容器、被配置成用于驱动功率开关元件对的至少一个局部控制器的局部控制器，其中功率开关元件对是与局部控制器相关联的功率开关元件的一部分、以及电路板，其上具有正负DC端子、功率开关元件对、LC滤波器和局部控制器；其中，N个功率转换器模块中的每一个功率转换器模块的正DC端子耦合在一起，并且一个或多个功率转换器中的每一个功率转换器的负DC端子耦合在一起。

示例17：一种用于电动交通工具的非隔离功率转换器系统的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，包括：N相功率转换器级，该N相功率转换器级具有交流(AC)侧和直流(DC)侧，其中N≥1；其中DC侧包括DC源端子；N相LCL滤波器，该N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到DC源的DC负端子；以及控制系统，该控制系统被配置成用于驱动N相功率转换器级的功率开关元件以用于：在充电模式下，将经由AC端子接收的输入AC功率转换为提供给DC源端子的输出DC功率，以对DC源充电，以及在牵引力模式下，将经由DC源端子接收的输入DC功率转换为提供给AC端子的输出AC功率，以驱动电机。

示例18：示例17的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：接触器电路，该接触器电路包括多个接触器，接触器电路选择性地将AC端子连接到电机连接点或AC电网连接点。

示例19：示例17至18中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，在牵引力模式和充电模式期间，AC端子连接到电机连接点和AC电网连接点。

示例20：示例17至19中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：耦合在N相LC滤波器和AC端子之间的N相共模电感器。

示例21：示例17至20中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，进一步包括：电机的电机轴承；以及由电机驱动的电机轴。

示例22：示例17至21中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，控制系统是级联控制系统，包括：包括处理单元的中央控制器，中央控制器被配置成用于：确定旋转参考系目标，并且生成N个控制参考目标；以及至少一个局部控制器，该至少一个局部控制器中的每一个局部控制器包括局部处理单元，至少一个局部控制器中的每一个局部控制器被配置成用于：接收N个控制参考目标中的控制参考目标，并且根据控制参考目标驱动与局部控制器相关联的功率开关元件的一部分。

示例23：示例17至22中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，为了根据控制参考目标驱动功率开关元件的部分，至少一个局部控制器中的每一个被配置成用于：实现模型预测控制(MPC)以生成用于功率开关元件的部分的控制信令。

示例24：示例17至23中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，中央控制器被进一步配置成用于：从至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收至少一个电气操作特性，电气操作特性在静止参考系中；将至少一个电气操作特性转换到旋转操作系；以及基于旋转参考系中的至少一个电气操作特性来确定旋转参考系目标的直轴(D轴)分量和交轴(Q轴)分量。

示例25：示例17至24中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，中央控制器被进一步配置成用于：基于跨DC源的正端子和DC源的负端子的DC电压的一半的DC偏移来确定旋转参考系目标的零序分量目标。

示例26：示例17至25中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，中央控制器被进一步配置成用于：基于DC偏移和N相谐波注入的倍数确定旋转参考系目标的零序分量目标。

示例27：示例17至26中任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，为了基于选择参考系在静止参考系中生成N个控制参考系目标，中央控制器被进一步配置成用于：将D轴电压分量、Q轴电压分量和零序分量目标转换到静止参考系。

示例28：示例17至27中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，对于功率转换器的N相中的每一相，功率开关元件包括在中点节点处连接的高侧元件和低侧元件，并且其中，功率转换器的N相中的每一相的中点节点耦合到N相滤波器的相应LC滤波器，LC滤波器包括(i)耦合在中点介电和相应LC滤波器的滤波器节点之间的电感器以及(ii)耦合在相应LC滤波器的滤波器节点和负DC端子之间的N相LC滤波器的一个或多个电容器的电容器。

示例29：示例17至28中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，每个相应LC滤波器进一步包括耦合在相应LC滤波器的滤波器节点和DC源的正DC端子之间的第二电容器。

示例30：示例17至29中的任一项的方法、装置和/或非瞬态计算机可读介质，其中，传感器被配置成用于感测从开关侧电感器和电容器的组中选择的N相LC滤波器的第一部件的第一电气特性，并且生成指示第一电气特性的传感器数据；并且其中，控制系统被进一步配置成用于：从传感器接收传感器数据，基于传感器数据来执行状态估计，以估计N相LC滤波器的与第一部件不同的第二部件的第二电气特性，并且基于第二电气特性来驱动功率开关元件。

Claims (57)

1.一种非隔离功率转换器系统，所述系统包括：

N相功率转换器级，所述N相功率转换器级具有交流(AC)侧和直流(DC)侧，其中N≥1；

N相LC滤波器，所述N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中所述一个或多个电容器的相应的一个或多个中性点电连接到DC源的DC负极端子；以及

控制系统，所述控制系统被配置成用于驱动所述N相功率转换器级的功率开关元件以转换接收的功率并且输出经转换的功率，所述控制系统被配置为使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动所述功率开关元件。

2.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，所述控制系统是级联控制系统，所述级联控制系统包括：

包括处理单元的中央控制器，所述中央控制器被配置成用于：

确定旋转参考系目标；以及

生成N个控制参考目标；以及

至少一个局部控制器，所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器包括局部处理单元，所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器被配置成用于：

接收所述N个控制参考目标中的控制参考目标；以及

根据所述控制参考目标，驱动所述功率开关元件的与所述局部控制器相关联的部分。

3.如权利要求2所述的功率转换器系统，其特征在于，为了根据所述控制参考目标来驱动所述功率开关元件的所述部分，至少一个局部控制器中的每一个局部控制器被配置成用于：

实现模型预测控制(MPC)以生成用于所述功率开关元件的所述部分的控制信令。

4.如权利要求2所述的功率转换器系统，其特征在于，所述中央控制器被进一步配置成用于：

从所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收至少一个电气操作特性，所述电气操作特性在静止参考系中；

将所述至少一个电气操作特性转换到所述旋转操作系；以及

基于所述旋转参考系中的所述至少一个电气操作特性来确定所述旋转参考系目标的直轴(D轴)分量和交轴(Q轴)分量。

5.如权利要求4所述的功率转换器系统，其特征在于，所述中央控制器被进一步配置成用于：

基于跨所述DC源的正端子和所述DC源的负端子的DC电压的一半的DC偏移来确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

6.如权利要求4所述的功率转换器系统，其特征在于，所述中央控制器被进一步配置成用于：

基于DC偏移和N相谐波注入的倍数确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

7.如权利要求6所述的功率转换器系统，

其中，为了基于所述旋转参考系目标在所述静止参考系中生成所述N个控制参考目标，所述中央控制器被进一步配置成用于：

将所述D轴电压分量、Q轴电压分量和所述零序分量目标转换到所述静止参考系。

8.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，对于所述功率转换器级的所述N相中的每一相，所述功率开关元件包括在中点节点处连接的高侧元件和低侧元件，并且

其中所述功率转换器级的所述N相中的每一相的所述中点节点耦合到所述N相LC滤波器的相应LC滤波器，所述N相LC滤波器包括(i)耦合在所述中点节点和所述相应LC滤波器的滤波器节点之间的电感器，以及(ii)耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和负DC端子之间的所述N相LC滤波器的所述一个或多个电容器的电容器。

9.如权利要求8所述的功率转换器系统，其特征在于，每个相应LC滤波器进一步包括耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和所述DC源的正DC端子之间的第二电容器。

10.如权利要求8所述的功率转换器系统，进一步包括：

耦合在所述滤波器节点和N个接口端子之间的N相共模电感器。

11.如权利要求10所述的功率转换器系统，进一步包括：

耦合到所述N个接口端子的N相电机。

12.如权利要求10所述的功率转换器系统，其特征在于，所述N个接口端子包括用于耦合到N相电机的N个电机连接点和用于耦合到N相功率电网的N个电网连接点。

13.如权利要求12所述的功率转换器系统，进一步包括牵引力模式和充电模式，其特征在于：

当处于所述牵引力模式下时，所述功率转换器被配置成用于将来自所述DC源的DC功率转换为所述N个电机连接点上的AC功率，以驱动所述N相电机；并且

当处于所述充电模式下时，所述功率转换器被配置成用于将来自所述N个电网连接点的AC功率转换为DC功率，以对所述DC源充电。

14.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于：

传感器被配置成用于感测选自开关侧电感器和电容器的组的所述N相LC滤波器的第一部件的第一电气特性，并且生成指示所述第一电气特性的传感器数据；并且

其中所述控制系统进一步被配置成用于：

从所述传感器接收所述传感器数据，

基于所述传感器数据来执行状态估计，以估计所述N相LC滤波器的与所述第一部件不同的第二部件的第二电气特性；以及

基于所述第二电气特性驱动所述功率开关元件。

15.如权利要求1所述的功率转换器系统，其特征在于，为了使用可变频率软开关来驱动所述功率开关元件，所述控制系统被配置成用于基于所述N相LC滤波器的电气特性来确定用于驱动所述转换器的所述功率开关元件的开关频率。

16.如权利要求2所述的功率转换器系统，进一步包括：

N个功率转换器模块，其中N>1，每个功率转换器模块包括：

所述N相功率转换器级的所述DC侧的正直流(DC)端子和负DC端子，

功率开关元件对，所述功率开关元件对包括耦合到正DC端子的高侧功率开关元件和耦合到负DC端子的低侧功率开关元件，其中，所述高侧功率开关元件和所述低侧功率开关元件在中点节点处耦合在一起，

所述N相LC滤波器的LC滤波器，包括所述一个或多个电容器的电容器和电感器，所述电感器耦合在所述中点节点和所述电容器之间，所述电容器耦合在所述电感器和所述负DC端子之间，

所述至少一个局部控制器中的局部控制器，所述局部控制器被配置成用于驱动所述功率开关元件对，其中，所述功率开关元件对是功率开关元件的与所述局部控制器相关联的所述部分；以及

电路板，所述电路板上具有所述正DC端子和所述负DC端子、所述功率开关元件对、所述LC滤波器和所述局部控制器；

其中，所述N个功率转换器模块中的每一个功率转换器模块的所述正DC端子耦合在一起，并且所述一个或多个功率转换器中的每一个功率转换器的所述负DC端子耦合在一起。

17.一种转换功率的方法，所述方法包括：

由N相功率转换器级从交流(AC)侧或直流(DC)侧接收输入功率，其中N≥1；

由包括一个或多个电容器的N相LC滤波器在所述N相功率转换器级的所述AC侧进行滤波，其中所述一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到DC源的DC负端子；以及

由控制系统驱动所述N相功率转换器级的功率开关元件，以转换所述输入功率并且输出经转换的功率，所述系统被配置为使用至少20kHz频率的可变频率软开关来驱动所述功率开关元件。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于所述控制系统是级联控制系统，所述方法进一步包括：

由所述级联控制系统的中央控制器确定旋转参考系目标；

由所述中央控制器生成N个控制参考目标；

由所述级联控制系统的至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收所述N个控制参考目标中的控制参考目标；以及

根据所述控制参考目标，驱动所述功率开关元件的与所述局部控制器相关联的部分。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，由所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器根据所述控制参考目标来驱动所述功率开关元件的一部分，包括

由至少一个局部控制器中的每一个局部控制器实现模型预测控制(MPC)，以生成用于功率开关元件的部分的控制信令。

20.如权利要求18所述的方法，进一步包括：

由所述中央控制器从所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收至少一个电气操作特性，所述电气操作特性在静止参考系中；

由所述中央控制器将所述至少一个电气操作特性转换到所述旋转参考系；以及

由所述中央控制器基于所述旋转参考系中的所述至少一个电气操作特性来确定所述旋转参考系目标的直轴(D轴)分量和交轴(Q轴)分量。

21.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

由所述中央控制器，基于跨所述DC源的正端子和所述DC源的所述负端子的DC电压的一半的DC偏移来确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

22.如权利要求20所述的方法，进一步包括：

由所述中央控制器，基于DC偏移和N相谐波注入的倍数确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，由所述中央控制器基于所述旋转参考系目标生成所述静止参考系中的所述N个控制参考系目标包括：

将所述D轴电压分量、Q轴电压分量和所述零序分量目标转换到所述静止参考系。

24.如权利要求17所述的方法，其特征在于，对于所述功率转换器的所述N相中的每一相，所述功率开关元件包括在中点节点处连接的高侧元件和低侧元件，并且

其中所述功率转换器级的所述N相的每一相的所述中点节点耦合到所述N相LC滤波器的相应LC滤波器，所述N相LC滤波器包括(i)耦合在所述中点节点和所述相应LC滤波器的滤波器节点之间的电感器，以及(ii)耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和负DC端子之间的所述N相LC滤波器的所述一个或多个电容器的电容器。

25.如权利要求24所述方法，其特征在于，每个相应LC滤波器进一步包括耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和所述DC源的正DC端子之间的第二电容器。

26.如权利要求24所述的方法，进一步包括：

耦合在所述滤波器节点和N个接口端子之间的N相共模电感器。

27.如权利要求26所述的方法，进一步包括：

在牵引力模式下操作，其中在所述牵引力模式下操作包括：

由所述功率转换器级将从所述DC源接收的所述输入功率转换为所述经转换的输出功率，所述输入功率为DC功率，并且所述经转换的输出功率为AC功率；以及

用所述经转换的输出功率驱动N相电机，其中所述N相电机耦合到所述N个接口端子。

28.如权利要求27所述的方法，进一步包括：

在充电模式下操作，其中在所述充电模式下操作包括：

由所述功率转换器级将所述输入功率转换为所述经转换的输出功率，所述输入功率为AC功率，并且所述经转换的输出功率为DC功率；以及

用经转换的输出功率对DC源充电。

29.如权利要求17所述的方法，其特征在于，

由传感器生成指示从开关侧电感器和电容器组中选择的所述N相LC滤波器的第一部件的第一电气特性的传感器数据；

由所述控制系统从所述传感器接收所述传感器数据；

由所述控制系统，基于所述传感器数据来执行状态估计，以估计所述N相LC滤波器的与所述第一部件不同的第二部件的第二电气特性；以及

由所述控制系统基于所述第二电气特性驱动所述功率开关元件。

30.如权利要求17所述的方法，其特征在于，使用可变频率软开关驱动所述功率开关元件包括：

由所述控制系统基于所述N相LC滤波器的电气特性确定用于驱动所述转换器的所述功率开关元件的开关频率。

31.一种用于电动交通工具的非隔离功率转换器系统，所述系统包括：

N相功率转换器级，所述N相功率转换器级具有交流(AC)侧和直流(DC)侧，其中N≥1；其中所述DC侧包括DC源端子；

N相LCL滤波器，所述N相LC滤波器包括一个或多个电容器，其中所述一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到所述DC源的DC负端子；以及

控制系统，所述控制系统被配置成用于驱动所述N相功率转换器级的功率开关元件以用于：

在充电模式下，将经由AC端子接收的输入AC功率转换为提供给所述DC源端子的输出DC功率，以对DC源充电，以及

在牵引力模式下，将经由所述DC源端子接收的输入DC功率转换为提供给所述AC端子的输出AC功率，以驱动电机。

32.如权利要求31所述的系统，进一步包括：

接触器电路，所述接触器电路包括多个接触器，所述多个接触器被配置成用于选择性地将所述AC端子连接到电机连接点或AC电网连接点。

33.如权利要求31所述的系统，其特征在于，在所述牵引力模式和所述充电模式期间，所述AC端子连接到电机连接点和AC电网连接点。

34.如权利要求31所述的系统，进一步包括：

耦合在所述N相LC滤波器和所述AC端子之间的N相共模电感器。

35.如权利要求31所述的系统，进一步包括：

所述电机的电机轴承；以及

由所述电机驱动的电机轴。

36.如权利要求31所述的系统，其特征在于，所述控制系统是级联控制系统，所述级联控制系统包括：

包括处理单元的中央控制器，所述中央控制器被配置成用于：

确定旋转参考系目标；以及

生成N个控制参考目标；并且

至少一个局部控制器，所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器包括局部处理单元，所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器被配置成用于：

接收所述N个控制参考目标中的控制参考目标；以及

根据所述控制参考目标，驱动所述功率开关元件的与所述局部控制器相关联的部分。

37.如权利要求36所述的系统，其特征在于，为了根据所述控制参考目标来驱动所述功率开关元件的所述部分，至少一个局部控制器中的每一个局部控制器被配置成用于：

实现模型预测控制(MPC)以生成用于所述功率开关元件的所述部分的控制信令。

38.如权利要求36所述的系统，其特征在于，所述中央控制器进一步被配置成用于：

从所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收至少一个电气操作特性，所述电气操作特性在静止参考系中；

将所述至少一个电气操作特性转换到所述旋转操作系；以及

基于所述旋转参考系中的所述至少一个电气操作特性来确定所述旋转参考系目标的直轴(D轴)分量和交轴(Q轴)分量。

39.如权利要求38所述的系统，其特征在于，所述中央控制器进一步被配置成用于：

基于跨所述DC源的正端子和所述DC源的所述负端子的DC电压的一半的DC偏移来确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

40.如权利要求38所述的系统，其特征在于，所述中央控制器进一步被配置成用于：

基于DC偏移和N相谐波注入的倍数确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

41.如权利要求40所述的系统，

其特征在于，为了基于所述旋转参考系目标在所述静止参考系中生成所述N个控制参考目标，所述中央控制器被进一步配置成用于：

将所述D轴电压分量、Q轴电压分量和所述零序分量目标转换到所述静止参考系。

42.如权利要求31所述的系统，其特征在于，对于所述功率转换器级的所述N相中的每一相，所述功率开关元件包括在中点节点处连接的高侧元件和低侧元件，并且

其中所述功率转换器级的所述N相的每一相的所述中点节点耦合到所述N相LC滤波器的相应LC滤波器，所述N相LC滤波器包括(i)耦合在所述中点节点和所述相应LC滤波器的滤波器节点之间的电感器，以及(ii)耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和负DC端子之间的所述N相LC滤波器的所述一个或多个电容器的电容器。

43.如权利要求42所述系统，其特征在于，每个相应LC滤波器进一步包括耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和所述DC源的正DC端子之间的第二电容器。

44.如权利要求31所述的系统，其特征在于，

传感器，所述传感器被配置成用于感测从开关侧电感器和电容器的组中选择的所述N相LC滤波器的第一部件的第一电气特性，并且生成指示所述第一电气特性的传感器数据；并且

其中所述控制系统进一步被配置成用于：

从所述传感器接收所述传感器数据，

基于所述传感器数据来执行状态估计，以估计所述N相LC滤波器的与所述第一部件不同的第二部件的第二电气特性；以及

基于所述第二电气特性驱动所述功率开关元件。

45.一种用于电动交通工具的功率转换方法，所述方法包括：

由N相功率转换器级接收来自具有AC端子的交流(AC)侧或具有DC源端子的直流(DC)侧的输入功率，其中N≥1；

由包括一个或多个电容器的N相LC滤波器在所述N相功率转换器级的所述AC侧进行滤波，其中所述一个或多个电容器的相应一个或多个中性点电连接到所述DC源端子的DC负端子；以及

由控制系统驱动所述N相功率转换器级的功率开关元件以用于：

在充电模式下，将经由所述AC端子接收的输入AC功率转换为提供给所述DC源端子的输出DC功率，以对DC源充电，以及

在牵引力模式下，将经由所述DC源端子接收的输入DC功率转换为提供给所述AC端子的输出AC功率，以驱动电机。

46.如权利要求45所述的方法，进一步包括：

由包括多个接触器的接触器电路选择性地将所述AC端子连接到电机连接点或AC电网连接点。

47.如权利要求45所述的方法，进一步包括：

其中，在所述牵引力模式和所述充电模式期间，所述AC端子连接到电机连接点和AC电网连接点。

48.如权利要求45所述的方法，进一步包括：

由耦合在所述N相LC滤波器和所述AC端子之间的N相共模电感器进行滤波。

49.如权利要求45所述的方法，其特征在于所述控制系统是级联控制系统，所述方法进一步包括：

由所述级联控制系统的中央控制器确定旋转参考系目标；

由所述中央控制器生成N个控制参考目标；

由所述级联控制系统的至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收所述N个控制参考目标中的控制参考目标；以及

根据所述控制参考目标，驱动所述功率开关元件的与所述局部控制器相关联的部分。

50.如权利要求49所述的方法，其特征在于，由所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器根据所述控制参考目标来驱动所述功率开关元件的一部分，包括

由至少一个局部控制器中的每一个局部控制器实现模型预测控制(MPC)，以生成用于功率开关元件的部分的控制信令。

51.如权利要求49所述的方法，进一步包括：

由所述中央控制器从所述至少一个局部控制器中的每一个局部控制器接收至少一个电气操作特性，所述电气操作特性在静止参考系中；

由所述中央控制器将所述至少一个电气操作特性转换到所述旋转参考；以及

由所述中央控制器基于所述旋转参考系中的所述至少一个电气操作特性来确定所述旋转参考系目标的直轴(D轴)分量和交轴(Q轴)分量。

52.如权利要求51所述的方法，进一步包括：

由所述中央控制器，基于跨所述DC源的正端子和所述DC源的所述负端子的DC电压的一半的DC偏移来确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

53.如权利要求51所述的方法，进一步包括：

由所述中央控制器，基于DC偏移和N相谐波注入的倍数确定所述旋转参考系目标的零序分量目标。

54.如权利要求53所述的方法，其特征在于，由所述中央控制器基于所述旋转参考系目标生成所述静止参考系中的所述N个控制参考系目标包括：

将所述D轴电压分量、Q轴电压分量和所述零序分量目标转换到所述静止参考系。

55.如权利要求45所述的方法，其特征在于，对于所述功率转换器的所述N相中的每一相，所述功率开关元件包括在中点节点处连接的高侧元件和低侧元件，并且

其中所述功率转换器级的所述N相的每一相的所述中点节点耦合到所述N相LC滤波器的相应LC滤波器，所述N相LC滤波器包括(i)耦合在所述中点节点和所述相应LC滤波器的滤波器节点之间的电感器，以及(ii)耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和负DC端子之间的所述N相LC滤波器的所述一个或多个电容器的电容器。

56.如权利要求55所述方法，其特征在于，每个相应LC滤波器进一步包括耦合在所述相应LC滤波器的所述滤波器节点和所述DC源的正DC端子之间的第二电容器。

57.如权利要求45所述的方法，其特征在于，

由传感器生成指示从开关侧电感器和电容器组中选择的所述N相LC滤波器的第一部件的第一电气特性的传感器数据；

由所述控制系统从所述传感器接收所述传感器数据；

由所述控制系统，基于所述传感器数据来执行状态估计，以估计所述N相LC滤波器的与所述第一部件不同的第二部件的第二电气特性；以及

由所述控制系统基于所述第二电气特性驱动所述功率开关元件。