JP4353293B2 - 交流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換し変換された交流電圧を負荷に供給する交流電源装置に関し、特に交流電圧を負荷としての放電灯に供給して放電灯を点灯させる技術に関する。

交流電源装置は、直流電圧をトランスを介して交流電圧に変換するもので、交流電圧により負荷を駆動することができる。この交流電源装置に負荷を接続した装置の一例としては、交流電圧により負荷としての冷陰極放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が知られている。

冷陰極放電灯（ＣＣＦＬ：Cold Cathode Fluorescent Lamp）は、一般的に、交流電源装置により、数１０ｋＨｚの周波数で且つ数百Ｖ〜千数百Ｖの電圧が印加されることにより点灯する。また、外部電極蛍光灯（ＥＥＦＬ：External Electrode Fluorescent Lamp）と呼ばれる蛍光管もある。外部電極蛍光灯と冷陰極放電灯とは電極の構造が相違し、それ以外の相違はほとんどなく、発光原理も冷陰極放電灯と同じである。このため、外部電極蛍光灯や冷陰極放電灯を点灯させるための交流電源装置は、原理的には同じである。このため、以下、冷陰極放電灯（放電灯と略称する。）を用いて説明する。

放電灯と交流電源装置は、液晶ＴＶ、液晶モニタ、照明装置、液晶表示装置、看板などに用いられている。交流電源装置に求められる特性としては、（ａ）交流電圧周波数が５０ｋＨｚ程度であり、（ｂ）放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である。

（ａ）について、放電灯に印加される電圧周波数は、一般的におおよそ１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度である。これは、放電灯の輝度特性や効率特性、放電灯をセットに組み込んだときの輝度特性など、様々な特性を考慮し、ユーザーが決定する。交流電源装置は、決定された周波数、又はその付近の周波数で駆動される。このため、交流電源装置の都合で周波数を設定、変化させることができないことが多い。液晶ＴＶや液晶モニタ、照明装置などではおおよそ５０ｋＨｚ付近で用いられることが多いので、以下、５０ｋＨｚの交流電源装置を用いるものとする。

（ｂ）について、一般的に、放電灯に印加される電圧は交流電圧で、正負対称の波形である必要がある。放電灯はガラスのチューブ状になっており、内部には水銀、希ガス等が封入されている。この放電灯に直流電圧を印加しても発光はする。しかし、内部の水銀が片方に片寄ってしまい、次第に放電灯両端での輝度に差が出てきてしまうため、寿命が著しく短くなる。このため、放電灯には交流電圧を印加するが、交流電圧であっても電圧波形の正負の形に違いがあれば、水銀分布の偏りが生じてしまう可能性がある。このため、正負対称の波形を印加することが求められる。また、理想的には正弦波や台形波が良く、実際にも正弦波電圧を印加するシステムが多い。

また、液晶ＴＶなどでは映像処理信号や音声処理信号など様々な信号系統があり、それらの周波数と交流電圧の駆動周波数とが干渉し、画像や音声に悪影響を与えることがある。このため、交流電圧の駆動周波数を干渉の発生しない一定の周波数で動作させることが求められることが多い。

図９に従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Ｖｉｎの直流電圧をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２で図１０に示すゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスＴ１により所望の電圧値に変換してコンデンサＣ２から電圧Ｖｏｕｔを出力する。これによれば、２つのスイッチ素子で容易に正負対称の正弦波電圧Ｖｏｕｔが得られるので、コスト面で有利である。

次に、放電灯点灯装置の動作を図１０に示すタイミングチャートに従って説明する。時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２において、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１が充電されるとともにトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電流が流れる。時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４において、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ１が放電してトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に逆方向に電流が流れる。これにより、１次巻線Ｐ１に交流電流が流れる。

時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３、時刻ｔ１４〜時刻ｔ１５の期間では、主にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２のキャパシタンス成分と１次巻線Ｐ１のインダクタンス成分との直並列共振作用により１次巻線Ｐ１に流れる電流が振動し、ダイオードＤ１，Ｄ２が導通する期間が生じる。電流波形Ｑ１ｉ，Ｑ２ｉで負側に流れている電流がそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流である。ここで、時刻ｔ１１について注目すると、ダイオードＤ２が導通している時にスイッチ素子Ｑ１がオンする。ダイオードには蓄積効果があるため、ごくわずかの期間であるが、ダイオードは逆方向に電流を流してしまう。即ち、スイッチ素子Ｑ１からスイッチ素子Ｑ２へ短絡電流が流れる。短絡電流の電流量、時間は主にダイオードＤ２の逆回復時間特性で決まる。この時間が短いダイオードであれば短絡電流を小さくできるが、原理的にゼロにはならない。即ち、時刻ｔ１１でスイッチ素子Ｑ１がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。

同様に、時刻ｔ１３でもダイオードＤ１の逆回復時間特性によりスイッチ素子Ｑ２がオンした瞬間にスイッチングロスが生じる。また、短絡電流が流れるため、ノイズの面でも不利である。即ち、各スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はハードスイッチング動作を行う。

図１１に従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Ｖｉｎの直流電圧をスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４で図１２に示すゲート信号Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇに基づいてスイッチングして矩形波電圧を生成し、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とのフィルタ作用により正負対称の正弦波電圧にして、トランスＴ１により所望の電圧値に変換してコンデンサＣ２から電圧Ｖｏｕｔを出力する。

図１２のタイミングチャートに示すように、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇにより相補的にオン／オフ動作する。スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とは、所定のデッドタイムを有するゲート信号Ｑ３ｇ，Ｑ４ｇにより相補的にオン／オフ動作する。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２による第１アームのゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇと、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４とによる第２アームのゲート信号Ｑ３ｇ，Ｑ４ｇとは、１８０度位相差を有する。図１２において、Ｑ１ｖ〜Ｑ４ｖはスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉ〜Ｑ４ｉはスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン電流、ＶＴは１次巻線Ｐ１とリアクトルＬ１との直列回路の両端電圧、Ｖｓ１は２次巻線Ｓ１の両端電圧である。

図１１に示す回路は、図１２に示すタイミングチャートで共振動作を行うので、各スイッチ素子のオン時にスイッチングロスは発生しない。また、出力電圧として正負対称の正弦波電圧が得られるので、効率特性重視あるいはノイズ特性重視の交流電圧として用いられている。しかし、４個のスイッチ素子が必要であるため、コスト面で不利である。

図１３に従来の放電灯点灯装置の配置例１を示す。図１３では、放電灯点灯装置である液晶ＴＶを裏側から見た図である。パネル１３ａの表側には放電灯７−１〜７−ｎが併設され、インバータ基板１１ａをパネル１３ａの右側に寄せて配置してコネクタ１５ａ，１５ｂ、電線９ａ，９ｂを介して放電灯７−１〜７−ｎに接続する。図１４に図１３に示す放電灯点灯装置の配置例１の回路例１を示した。

しかし、図１４の回路例１では、パネルのサイズ、即ち、放電灯がある程度以上長くなった場合には回路を構成できない。これは放電灯が長くなるほど放電灯のインピーダンスが高くなるのでトランスＴ１には高い出力電圧が必要になるからである。出力電圧が高いほどトランスの絶縁構造や安全対策が困難になり、トランスが大型化、高コスト化してしまう。一般的には２０００〜２５００Ｖrms程度の出力電圧が限界である。

放電灯が長い場合には、図１５に示す放電灯点灯装置を用いて、トランスＴ１とトランスＴ２とをそれぞれ逆位相で動作することにより、各トランスＴ１，Ｔ２の出力電圧を半分にすることができる。図１６は図１５に示す放電灯点灯装置の回路例２の配置例２を示す図である。しかし、図１６では、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の出力配線が長くなってしまう。出力配線は高圧高周波であるため、出力配線が長いほどリーク電流が増大し効率が低下してしまう。また、ノイズの発生源にもなってしまう。

図１７に示す回路例３は、図１６の配置例２の問題を解決したものである。図１７に示す放電灯点灯装置は、パネル１３ａの両端にインバータ基板１１ｄ，１１ｅを配置し、インバータ基板１１ｄに実装された交流電源装置の交流電圧とインバータ基板１１ｅに実装された交流電源装置の交流電圧とを１８０度位相差で動作させて放電灯７−１〜７−ｎに両端に印加する。制御回路１０ｂは、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスＴ１の２次巻線Ｓ１に出力する。制御回路１０ｃは、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に対して、１８０度位相差を設けてスイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をスイッチングして正負対称の正弦波電圧をトランスＴ２の２次巻線Ｓ２に出力する。これによれば、高圧高周波配線が最短で配置できるため、特に大型液晶パネルでは良く用いられている。

なお、従来の技術として例えば、特許文献１がある。
特開平８−１６２２８０号公報

しかし、図１７の回路例３では、２つの交流電源装置が必要であるため、フルブリッジ回路を適用した場合には８つのスイッチ素子が必要である。また、ハーフブリッジ回路を適用してスイッチ素子を４個にすることができるが、前述したようにハードスイッチング動作となってしまうため、スイッチング損失、ノイズの面で不利である。また、図１７に示す回路例３では、制御回路１０ｂと制御回路１０ｃとの２つの制御回路を設けているとともに制御回路間で同期をとる必要があるため、制御回路が増えて高価になる。

本発明は、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる交流電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直列に接続された第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とからなる第１スイッチ手段を有し第１直流電源の直流電圧を前記第１スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第１交流電圧発生回路と、直列に接続された第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とからなる第２スイッチ手段を有し前記第１直流電源の直流電圧又は第２直流電源の直流電圧を前記第２スイッチ手段のオン／オフにより前記第１交流電圧に対して１８０度位相差を有する正負非対称波形の第２交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第２交流電圧発生回路と、前記第１スイッチ手段をオン／オフさせるとともに前記第１スイッチ手段のオン／オフに対して１８０度位相差を設けて前記第２スイッチ手段をオン／オフさせる制御回路とを備え、前記負荷の両端電圧は正負対称波形の交流電圧であり、各スイッチ素子は、ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の交流電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第１交流電圧として出力する２次巻線とを有する第１トランスを有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第２交流電圧として出力する２次巻線とを有する第２トランスを有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載の交流電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第１コンデンサを有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第２コンデンサを有することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項２記載の交流電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に前記第２トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項２記載の交流電源装置において、前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第１巻線を有し、前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第２巻線を有することを特徴とする。

本発明によれば、第１交流電圧発生回路は、正負非対称波形の第１交流電圧を負荷の一端に出力し、第２交流電圧発生回路は、第１交流電圧に対して１８０度位相差を有する正負非対称波形の第２交流電圧を負荷の他端に出力することで、負荷の両端には、交流電圧の波形を正負対称とすることができる。このため、スイッチ素子の数を削減するとともに、制御回路も削減できる。また、各スイッチ素子がソフトスイッチング動作を行うので、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減できる。

以下、本発明の交流電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施例では、本発明の交流電源装置を放電灯点灯装置に適用した場合について説明する。この放電灯点灯装置は、本発明の交流電源装置に負荷としての放電灯が接続されて構成される。

なお、この例では、負荷を放電灯としたが、負荷は放電灯でなくても良く、本発明の交流電源装置は、その他の負荷に適用しても良い。

図１は本発明の実施例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図１において、パネル３ａの両端にはインバータ基板１ａとインバータ基板１ｂとが配置されている。

インバータ基板１ａは、直流電源Ｖｉｎａの直流電圧をスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２（第１スイッチ手段）をオン／オフさせることにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して放電灯７−１〜７−ｎの一端に出力する第１交流電圧発生回路を有する。インバータ基板１ｂは、直流電源Ｖｉｎｂの直流電圧をスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４（第２スイッチ手段）をオン／オフさせることにより第１交流電圧に対して１８０度位相差を有する正負非対称波形の第２交流電圧を発生して放電灯７−１〜７−ｎの他端に出力する第２交流電圧発生回路を有する。

第１交流電圧発生回路において、直流電源Ｖｉｎａの両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはコンデンサＣ１とリアクトルＬ１とトランスＴ１（第１トランス）の１次巻線Ｐ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端にはコンデンサＣ２が並列に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１とコンデンサＣ２との接続点（非グランド電位側）には一端が共通に接続されたバラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎ（第１コンデンサ）が接続されている。バラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎの他端は、放電灯７−１〜７−ｎの一端（ａ側）に接続されている。リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧をコンデンサＣ２に出力する。

第２交流電圧発生回路において、直流電源Ｖｉｎｂの両端にはＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ３とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ４との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ４のドレイン−ソース間にはコンデンサＣ３とリアクトルＬ２とトランスＴ２（第２トランス）の１次巻線Ｐ２との直列回路が接続されている。トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の両端にはコンデンサＣ４が並列に接続され、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２とコンデンサＣ４との接続点（非グランド電位側）には一端が共通に接続されたバラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎ（第２コンデンサ）が接続されている。バラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎの他端は、放電灯７−１〜７−ｎの他端（ｂ側）に接続されている。リアクトルＬ２とコンデンサＣ４とのフィルタを介して正負非対称波形の交流電圧をコンデンサＣ４に出力する。

なお、スイッチ素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３,Ｑ４のドレイン−ソース間のダイオードＤ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４は、スイッチ素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３,Ｑ４の寄生ダイオードであっても良い。また、コンデンサＣ２，Ｃ４は配線等の寄生容量を用いても良い。その場合、コンデンサＣ２，Ｃ４は削除、または小型化できる。また、直流電源は一つでも良い。

制御回路１０は、ゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇによりスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２（第１アーム）を相補的にオン／オフさせるとともに、ゲート信号Ｑ３ｇ，Ｑ４ｇによりスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに対して１８０度位相差を設けてスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４（第２アーム）を相補的にオン／オフさせる。

次にこのように構成された実施例１の放電灯点灯装置の動作を図２及び図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。

図２及び図３において、Ｑ１ｖ〜Ｑ４ｖはスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉ〜Ｑ４ｉはスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン電流、Ｖｓ１は２次巻線Ｓ１の両端電圧、Ｖｓ２は２次巻線Ｓ２の両端電圧、Ｖａｂは、放電灯７−１〜７−ｎの両端電圧である。

まず、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の第１アームについて説明する。ゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇによりスイッチ素子Ｑ１がオンしスイッチ素子Ｑ２がオフし、スイッチ素子Ｑ１がオフしスイッチ素子Ｑ２がオンする。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とが同時にオンしないように両方のスイッチ素子がオフとなるデットタイムが設けられている。

制御回路１０は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを制御することにより放電灯７−１〜７−ｎに供給する電力を制御する。図３（ａ）に対して図３（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｑ１のオンデューティを広くすると、放電灯７−１〜７−ｎに供給される電力も増加する。このとき、スイッチ素子Ｑ１がオンしているときにはスイッチ素子Ｑ２はオフしているので、スイッチ素子Ｑ２のオンデューティは小さくなる。スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の動作についてもスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の動作と同様である。

次に、図２のタイミングチャートを用いて図１に示す放電灯点灯装置の詳細な動作を説明する。

まず、時刻ｔ２において、スイッチ素子Ｑ１のゲート信号Ｑ１ｇが入力されるが、時刻ｔ１において、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチ素子Ｑ２がオフした時からダイオードＤ１が導通する。このため、スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧は、略ゼロになっている（厳密にはダイオードＤ１の順方向電圧分があるのでゼロではない）。

ダイオードＤ１の電流はその後、減少するが、この電流がゼロになる前、即ち、スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧が略ゼロの状態で、時刻ｔ２において、スイッチ素子Ｑ１のゲート信号Ｑ１ｇが入力される。このため、この時点でスイッチング損失は発生しない。即ち、スイッチ素子Ｑ１がオン時のスイッチングロスがない。また、短絡電流もない。

スイッチ素子Ｑ２についてもスイッチ素子Ｑ１と同様である。時刻ｔ３において、スイッチ素子Ｑ１がオフとなり、ダイオードＤ２が導通する。このため、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は、略ゼロになっている（厳密にはダイオードＤ２の順方向電圧分があるのでゼロではない）。

ダイオードＤ２の電流はその後、減少するが、この電流がゼロになる前、即ち、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧が略ゼロの状態で、時刻ｔ２において、スイッチ素子Ｑ２のゲート信号Ｑ２ｇが入力される。このため、この時点でスイッチングロスは発生しない。即ち、スイッチ素子Ｑ２がオン時のスイッチングロスがない。また、短絡電流もない。

スイッチ素子Ｑ３は、ゲート信号Ｑ３ｇによりスイッチ素子Ｑ１のオン／オフ動作に対して１８０度位相差を設けてスイッチ素子Ｑ１のオン／オフ動作と同様にオン／オフ動作する。また、スイッチ素子Ｑ４は、ゲート信号Ｑ４ｇによりスイッチ素子Ｑ２のオン／オフ動作に対して１８０度位相差を設けてスイッチ素子Ｑ２のオン／オフ動作と同様にオン／オフ動作する。

このように、図２に示すタイミングで、制御回路１０によりスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４を動作させることにより、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の第１アーム、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の第２アームは、それぞれオン時にソフトスイッチング動作となるので、スイッチングロスを低減することができる。

また、図１に示す回路は、図２に示すタイミングチャートで共振動作しているため、トランスＴ１，Ｔ２の２次巻線Ｓ１，Ｓ２は、正負非対称の電圧波形を出力する。図２ではトランスＴ１，Ｔ２の２次巻線電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２が正負非対称の電圧波形として示されている。

しかし、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の第１アームと、スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の第２アームの動作は、それぞれ１８０度位相差を設けているため、２次巻線電圧Ｖｓ１と２次巻線電圧Ｖｓ２は、相似形であり、且つ１８０度位相がずれた状態である。

２次巻線電圧Ｖｓ１が放電灯７−１〜７−ｎの一端に印加され、２次巻線電圧Ｖｓ２が放電灯７−１〜７−ｎの他端に印加されると、放電灯７−１〜７−ｎの両端には２次巻線電圧Ｖｓ１と２次巻線電圧Ｖｓ２との差電圧が印加される。即ち、放電灯７−１〜７−ｎの両端に印加される電圧Ｖａｂは正負対称波形になる。従って、放電灯７−１〜７−ｎの両端電圧が正負対称波形であるので、水銀の偏りによる寿命の低減は起きにくい。

このように実施例１の放電灯点灯装置では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２及びスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４で共振動作が行え、正負対称の正弦波電圧を放電灯両端に印加でき、さらに高圧高周波配線を最短で配置できる。このため、スイッチ素子の数を削減するとともに、スイッチ素子のスイッチング損失、ノイズを低減でき、しかも制御回路も削減できる。

また、制御回路１０は、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティを制御することにより放電灯７−１〜７−ｎの電力を調整できる。また、制御回路１０は、放電灯７−１〜７−ｎの電流値、トランスＴ１，Ｔ２の巻線電流、スイッチＱ１〜Ｑ４の電流等に基づき放電灯の電力、電流、輝度を制御することができる。

従来方式（図１４、図１５、図１７）と実施例１の方式とを、コスト、効率特性、ノイズ特性の各項目で比較する。

図１４の従来方式は全ての項目で良好であるが、小型サイズの液晶ＴＶ用パネル（放電灯長が短い）の場合しか適用できない。図１５、図１７の従来方式は、大きなサイズのパネル（放電灯長が長い）の場合に適している。しかし、図１５の従来方式は、高圧配線が長く、ノイズ特性が良くない。図１７の従来方式は、スイッチ素子が８個であり、コスト面で不利である。

これらに対して、実施例１の方式は、大型サイズの液晶ＴＶ用パネルにおいてもコスト、効率特性、ノイズ特性の全ての項目において、図１４の方式と同様な特徴を有する良好なシステムを実現できる。

図４は本発明の実施例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図４において、パネル３ｂの両端にはインバータ基板１ｃとインバータ基板１ｄとが配置されている。インバータ基板１ｃは、正負非対称波形の第１交流電圧を放電灯７−１，７−２の一端に出力する第１交流電圧発生回路を有する。インバータ基板１ｄは、正負非対称波形の第２交流電圧を発生して放電灯７−１，７−２の他端に出力する第２交流電圧発生回路を有する。

第１交流電圧発生回路において、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはコンデンサＣ１とリアクトルＬ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に直列に接続されたＬ１ｒは、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間のリーケージインダクタンスである。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１とリーケージインダクタンスＬ１ｒとの直列回路の両端にはコンデンサＣ２が並列に接続され、リーケージインダクタンスＬ１ｒとコンデンサＣ２との接続点は放電灯７−１の一端に接続されている。

リアクトルＬ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１との直列回路の両端には、リアクトルＬ３とトランスＴ３の１次巻線Ｐ３との直列回路が接続されている。トランスＴ３の２次巻線Ｓ３に直列に接続されたＬ３ｒは、トランスＴ３の１次巻線Ｐ３と２次巻線Ｓ３との間のリーケージインダクタンスである。トランスＴ３の２次巻線Ｓ３とリーケージインダクタンスＬ３ｒとの直列回路の両端にはコンデンサＣ５が並列に接続され、リーケージインダクタンスＬ３ｒとコンデンサＣ５との接続点は放電灯７−２の一端に接続されている。

第２交流電圧発生回路において、スイッチ素子Ｑ４のドレイン−ソース間にはコンデンサＣ３とリアクトルＬ２とトランスＴ２の１次巻線Ｐ２の直列回路が接続されている。トランスＴ２の２次巻線Ｓ２に直列に接続されたＬ２ｒは、トランスＴ２の１次巻線Ｐ２と２次巻線Ｓ２との間のリーケージインダクタンスである。トランスＴ２の２次巻線Ｓ２とリーケージインダクタンスＬ２ｒとの直列回路の両端にはコンデンサＣ４が並列に接続され、リーケージインダクタンスＬ２ｒとコンデンサＣ４との接続点は放電灯７−１の他端に接続されている。

リアクトルＬ２とトランスＴ２の１次巻線Ｐ２との直列回路の両端には、リアクトルＬ４とトランスＴ４の１次巻線Ｐ４との直列回路が接続されている。トランスＴ４の２次巻線Ｓ４に直列に接続されたＬ４ｒは、トランスＴ４の１次巻線Ｐ４と２次巻線Ｓ４との間のリーケージインダクタンスである。トランスＴ４の２次巻線Ｓ４とリーケージインダクタンスＬ４ｒとの直列回路の両端にはコンデンサＣ６が並列に接続され、リーケージインダクタンスＬ４ｒとコンデンサＣ６との接続点は放電灯７−２の他端に接続されている。コンデンサＣ２，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６は配線等の寄生容量を用いても良い。その場合、コンデンサＣ２，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６は削除または小型化できる。また、直流電源は一つでも良い。

なお、制御回路１０によるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御動作及びトランスＴ１〜Ｔ４の動作は実施例１のそれらの動作と同様である。

実施例１の放電灯点灯装置は、放電灯に電力を供給する際のバラスト素子として、バラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎ、Ｃｂ１〜Ｃｂｎを用いていたが、実施例２では、バラスト素子として、トランスＴ１〜Ｔ４のリーケージインダクタンスＬｒ１〜Ｌｒ４及びリアクトルＬ１〜Ｌ４のインダクタンス成分を用いたことを特徴とする。さらに、トランスの数やリアクトルの数を増やすことにより、さらに多くの放電灯を点灯させることができる。

図５は本発明の実施例３の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図５において、パネル３ｂの両端にはインバータ基板１ｅとインバータ基板１ｆとが配置されている。

図５に示すインバータ基板１ｅは、図１に示すインバータ基板１ａのバラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎに代えて、巻線Ｐ５ａとこの巻線Ｐ５ａに対して逆極性の巻線Ｐ５ｂとを有するトランスＴ５（第１巻線）を設けている。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１とコンデンサＣ２との接続点には、巻線Ｐ５ａの一端と巻線Ｐ５ｂの一端（●側）とが接続されている。巻線Ｐ５ｂの他端は、放電灯７−１の一端に接続され、巻線Ｐ５ａの他端（●側）は、放電灯７−２の一端に接続されている。

図５に示すインバータ基板１ｆは、図１に示すインバータ基板１ｂのバラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎに代えて、巻線Ｐ６ａとこの巻線Ｐ６ａに対して逆極性の巻線Ｐ６ｂとを有するトランスＴ６（第２巻線）を設けている。トランスＴ２の２次巻線Ｓ２とコンデンサＣ４との接続点には、巻線Ｐ６ａの一端（●側）と巻線Ｐ６ｂの一端とが接続されている。巻線Ｐ６ｂの他端（●側）は、放電灯７−１の他端に接続され、巻線Ｐ６ａの他端は、放電灯７−２の他端に接続されている。また、直流電源は一つでも良い。

なお、制御回路１０によるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御動作及びトランスＴ１，Ｔ２の動作は実施例１のそれらの動作と同様である。

実施例３では、放電灯に電力を供給する際のバラスト素子として、トランスＴ５，Ｔ６のインダクタンス成分を用いたものである。

トランスＴ５の巻線Ｐ５ａ，Ｐ５ｂ、トランスＴ６の巻線Ｐ６ａ，Ｐ６ｂは、放電灯７−１，７−２の各々の電流が等しい場合に、コアの磁束が打ち消される方向に巻回されている。この場合には、放電灯７−１の電流値と放電灯７−２の電流値との差が大きいほどインダクタンスが大きくなるため、放電灯７−１の電流値と放電灯７−２の電流値とを等しくする効果もある。また、トランスの数を増やすことにより、さらに多くの放電灯を点灯させることができる。

図６は本発明の実施例４の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図６において、パネル３ａの両端にはインバータ基板１ｇとインバータ基板１ｈとが配置されている。インバータ基板１ｇは、直流電源Ｖｉｎａの直流電圧をスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせることにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して放電灯７−１〜７−ｎの一端に出力する第１交流電圧発生回路を有する。インバータ基板１ｈは、直流電源Ｖｉｎｂの直流電圧をスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせることにより第１交流電圧に対して１８０度位相差を有する正負非対称波形の第２交流電圧を発生して放電灯７−１〜７−ｎの他端に出力する第２交流電圧発生回路を有する。

第１交流電圧発生回路において、直流電源Ｖｉｎａの両端にはトランスＴ１の１次巻線Ｐ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一端（●側）には一端が共通に接続されたバラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎが接続されている。バラストコンデンサＣａ１〜Ｃａｎの他端は、放電灯７−１〜７−ｎの一端に接続されている。

第２交流電圧発生回路において、直流電源Ｖｉｎｂの両端にはトランスＴ２の１次巻線Ｐ２とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の一端（●側）には一端が共通に接続されたバラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎが接続されている。バラストコンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎの他端は、放電灯７−１〜７−ｎの一端に接続されている。なお、直流電源は一つでも良い。

制御回路１０ａは、図７に示すゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチ素子Ｑ１をオン／オフさせるとともに、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチ素子Ｑ１のオン／オフに対して１８０度位相差を設けてスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせる。

このような実施例４によっても、実施例１の動作と同様な動作が行われ、実施例１の効果と同様な効果が得られる。

図８は本発明の実施例５の放電灯点灯装置の構成を示す図である。図１に示す実施例１では、トランスＴ１，Ｔ２の２次巻線Ｓ１，Ｓ２には高電圧を発生させていた。トランスＴ１，Ｔ２とで絶縁を行う場合、トランスＴ１，Ｔ２は各種安全規格で指定される絶縁距離等の条件を満たす必要がある。この場合、トランスＴ１，Ｔ２の２次巻線Ｓ１，Ｓ２の電圧が高いほど、これらの条件は厳しくなり、トランスＴ１，Ｔ２が大型化及び高価格化する。

そこで、実施例５では、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端にリアクトルＬ１を介して昇圧トランスＴ３ａの１次巻線Ｐ３を接続し、昇圧トランスＴ３ａの２次巻線Ｓ３ａの一端を放電灯７−１の一端に接続し、昇圧トランスＴ３ａの２次巻線Ｓ３ｂの一端を放電灯７−２の一端に接続している。また、２次巻線Ｓ３ａと２次巻線Ｓ３ｂとの直列回路の両端には、コンデンサＣ２ａとコンデンサＣ２ｂとの直列回路が接続され、コンデンサＣ２ａとコンデンサＣ２ｂとの接続点は接地されている。

また、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の両端にリアクトルＬ２を介して昇圧トランスＴ４ａの１次巻線Ｐ４を接続し、昇圧トランスＴ４ａの２次巻線Ｓ４ａの一端を放電灯７−１の他端に接続し、昇圧トランスＴ４ａの２次巻線Ｓ４ｂの一端を放電灯７−２の他端に接続している。また、２次巻線Ｓ４ａと２次巻線Ｓ４ｂとの直列回路の両端には、コンデンサＣ４ａとコンデンサＣ４ｂとの直列回路が接続され、コンデンサＣ４ａとコンデンサＣ４ｂとの接続点は接地されている。

なお、その他の構成は図１に示す実施例１の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。ここでは、放電灯は２個である。また、直流電源は一つでも良い。

以上の構成によれば、トランスＴ１，Ｔ２で各種安全規格で求められた絶縁を行い、昇圧トランスＴ３ａ，Ｔ４ａで昇圧を行う。このため、図８に示すトランスＴ１，Ｔ２の電圧は、図１に示す実施例１のトランスＴ１，Ｔ２の電圧よりも低く抑えることができるので、上記問題を回避できる。

また、リアクトルＬ１は、トランスＴ１又はトランスＴ３ａのリーケージインダクタンスを利用することで削除又は小型化できる。同様に、リアクトルＬ２は、トランスＴ２又はトランスＴ４ａのリーケージインダクタンスを利用することで削除又は小型化できる。また、トランスＴ３ａ，Ｔ４ａを増やすことで、より多くの放電灯を点灯させることができる。

なお、実施例１乃至実施例５の放電灯点灯装置では、放電灯が複数個であったが、放電灯は単数（１灯）であっても良い。

本発明の実施例１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例１の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。 実施例１の放電灯点灯装置の小さな電力を供給する場合と大きな電力を供給する場合との各部のタイミングチャートである。 本発明の実施例２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例４の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 本発明の実施例４の放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。 本発明の実施例５の放電灯点灯装置の構成を示す図である。 従来の非共振型ハーフブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。 図９に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。 従来の共振型フルブリッジ回路を採用した放電灯点灯装置の回路構成図である。 図１１に示す放電灯点灯装置の各部のタイミングチャートである。 従来の放電灯点灯装置の配置例１を示す図である。 図１３に示す放電灯点灯装置の配置例１の回路例１を示す図である。 従来の放電灯点灯装置の回路例２を示す図である。 図１５に示す放電灯点灯装置の回路例２の配置例２を示す図である。 従来の放電灯点灯装置の回路例３を示す図である。

符号の説明

Ｔ１〜Ｔ６ トランス
Ｐ１〜Ｐ４ １次巻線
Ｐ５ａ，Ｐ５ｂ，Ｐ６ａ，Ｐ６ｂ 巻線
Ｓ１〜Ｓ４ ２次巻線
Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ
Ｃａ１〜Ｃａｎ，Ｃｂ１〜Ｃｂｎ バラストコンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチ素子
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｌ１ｒ〜Ｌ４ｒ リーケージインダクタンス
Ｑ１ｇ〜Ｑ４ｇ ゲート信号
Ｖｉｎａ，Ｖｉｎｂ 直流電源
１ａ〜１ｆ インバータ基板
３ａ，３ｂ， パネル
７−１〜７−ｎ 放電灯
１０，１０ａ 制御回路

Claims (5)

1. 直列に接続された第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とからなる第１スイッチ手段を有し第１直流電源の直流電圧を前記第１スイッチ手段のオン／オフにより正負非対称波形の第１交流電圧を発生して負荷の一端に出力する第１交流電圧発生回路と、
   直列に接続された第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とからなる第２スイッチ手段を有し前記第１直流電源の直流電圧又は第２直流電源の直流電圧を前記第２スイッチ手段のオン／オフにより前記第１交流電圧に対して１８０度位相差を有する正負非対称波形の第２交流電圧を発生して前記負荷の他端に出力する第２交流電圧発生回路と、
   前記第１スイッチ手段をオン／オフさせるとともに前記第１スイッチ手段のオン／オフに対して１８０度位相差を設けて前記第２スイッチ手段をオン／オフさせる制御回路とを備え、
   前記負荷の両端電圧は正負対称波形の交流電圧であり、
   各スイッチ素子は、ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする交流電源装置。
2. 前記第１交流電圧発生回路は、前記第１スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第１交流電圧として出力する２次巻線とを有する第１トランスを有し、
   前記第２交流電圧発生回路は、前記第２スイッチ手段に接続される１次巻線と誘起される電圧を前記第２交流電圧として出力する２次巻線とを有する第２トランスを有することを特徴とする請求項１記載の交流電源装置。
3. 前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第１コンデンサを有し、
   前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第２コンデンサを有することを特徴とする請求項２記載の交流電源装置。
4. 前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に前記第１トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有し、
   前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に前記第２トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを有することを特徴とする請求項２記載の交流電源装置。
5. 前記第１交流電圧発生回路は、前記第１トランスの２次巻線と前記負荷の一端との間に接続された第１巻線を有し、
   前記第２交流電圧発生回路は、前記第２トランスの２次巻線と前記負荷の他端との間に接続された第２巻線を有することを特徴とする請求項２記載の交流電源装置。

Images