JP2006101639A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流出力を負荷に供給し、交流出力を放電灯に供給するとともに、高効率化、低コスト化及び小型化を図る。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をトランスＴの１次巻線５ａに接続されるスイッチング素子Ｑ１のオン／オフにより高周波電圧に変換し、２次巻線５ｂの高周波電圧を整流平滑回路Ｄ１，Ｃｏにより直流電圧に変換して負荷ＲＬに供給するスイッチング電源装置において、３次巻線５ｃの両端にリアクトルＬｖとコンデンサＣｒとが直列に接続された共振回路と、各々が１次巻線７ａと２次巻線７ｂとを有し、コンデンサＣｒの両端に各１次巻線７ａが接続された複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎと、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎに対応して設けられ、２次巻線７ｂの両端に接続された複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎと、スイッチング周波数を調整することにより複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御する制御回路３ａとを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を負荷に供給すると共に多灯の冷陰極管（ＣＣＦＬ）や外部電極蛍光灯や蛍光灯等の放電灯を点灯するスイッチング電源装置に関する。

図１２に従来のスイッチング電源装置の構成図を示す。図１２に示すスイッチング電源装置は、例えば、液晶を使用するテレビジョン用の電源であり、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、トランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路３のＰＷＭ制御によりオン／オフする。

また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎｄ）とは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂには、ダイオードＤ１とコンデンサＣｏとからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路３は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、検出回路１で検出された負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチング素子Ｑ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチング素子Ｑ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御する。

また、トランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎａ）には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ１とからなる整流平滑回路が接続されている。コンデンサＣ１の一端には複数のインバータ５０_１〜５０_ｎが接続され、複数のインバータ５０_１〜５０_ｎの出力側は、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの１次巻線７ａ（巻数ｎ１）に接続されている。複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの２次巻線７ｂ（巻数ｎ２）の両端は、放電灯としての冷陰極管１１_１〜１１_ｎと電流検出部１３_１〜１３_ｎとの直列回路に接続されている。電流検出部１３_１〜１３_ｎは、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を検出し、検出された電流を複数のインバータ５０_１〜５０_ｎに出力する。

以上の構成によれば、スイッチング素子Ｑ１が制御回路３からの信号によりオン／オフすることにより、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧は、高周波電圧に変換され、トランスＴの２次巻線５ｂに発生した高周波電圧は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏにより直流電圧に変換されて負荷ＲＬに供給される。

一方、トランスＴの３次巻線５ｃに発生した高周波電圧は、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ１により直流電圧に変換されて複数のインバータ５０_１〜５０_ｎに供給される。複数のインバータ５０_１〜５０_ｎは、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎは、交流電圧を昇圧して複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに電流を流す。このため、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが点灯する。

なお、図１２に示した従来のスイッチング電源装置に類似した技術が特許文献１に記載されている。
特開昭６１−１５７２６３号公報（第１図、第４図）

しかしながら、図１２に示す従来のスイッチング電源装置にあっては、直流電力を負荷ＲＬに供給すると共に、１つのインバータを用いて１灯の冷陰極管を点灯させていたため、冷陰極管の灯数と同数のインバータが必要であった。即ち、冷陰極管の灯数の増加に伴ってインバータの数も比例して増加するため、コストがかなりアップしていた。

また、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ１で直流電圧に変換した後にインバータにより昇圧していたため、損失が増大し、効率が低下するという課題を有していた。

本発明は、直流出力を負荷に供給し、交流出力を放電灯に供給するとともに、高効率化、低コスト化及び小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、前記トランスの３次巻線の両端にリアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、各々が１次巻線と２次巻線とを有し、前記共振回路の前記コンデンサの両端に各１次巻線が接続された複数の昇圧トランスと、この複数の昇圧トランスに対応して設けられ、この複数の昇圧トランスの２次巻線の両端に接続された複数の放電灯と、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、前記トランスの３次巻線の両端にリアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、複数の放電灯と、この複数の放電灯に直列に接続されたバランサと、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御する制御回路とを備え、前記複数の放電灯と前記バランサとの直列回路が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記バランサは、前記複数の放電灯に対応して複数の第２トランスを設け、前記第２トランスの２次巻線は各放電灯に直列に接続され、前記放電灯と前記第２トランスの２次巻線との直列回路の各々が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続され、前記複数の第２トランスの１次巻線が直列に接続されていることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記複数の放電灯に流れる電流を検出する電流検出部を備え、前記制御回路は、前記電流検出部で検出された電流に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する周波数制御手段を備えることを特徴とする。

請求項６の発明では、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記変換回路は、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され且つ前記トランスの１次巻線と共振用リアクトルと共振用コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのオン／オフにより前記高周波電圧を出力する前記トランスの２次巻線及び３次巻線とを備え、前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン/オフさせることを特徴とする。

請求項７の発明では、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記スイッチング周波数を所定範囲内で低下させることにより前記放電管の電流を低下させ、待機時には、前記スイッチング周波数を前記所定範囲内よりもさらに低下させることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑して直流出力を得るとともに、リアクトルとコンデンサとの共振回路により、スイッチング周波数を制御することにより高周波電圧を調整し、調整された高周波電圧を複数の昇圧トランスを介して複数の放電灯に印加することにより複数の放電灯を点灯させる。即ち、インバータを削除できるため、電源装置を小型化できる。また、交流を直流に変換せずに交流出力のままで放電灯を点灯するので、整流器の損失が減少し、高効率化できる。

請求項２の発明によれば、トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑して直流出力を得るとともに、リアクトルとコンデンサとの共振回路により、スイッチング周波数を制御することにより高周波電圧を調整し、調整された高周波電圧がバランサによりバランスされて複数の放電灯に印加されて複数の放電灯が点灯する。即ち、インバータ、昇圧トランスを削除できるため、電源装置を小型化できる。また、交流を直流に変換せずに交流出力のままで放電灯を点灯するので、整流器の損失が減少し、高効率化できる。

請求項３の発明によれば、放電灯と第２トランスの２次巻線との直列回路の各々がコンデンサの両端に接続され、複数の第２トランスの１次巻線が直列に接続されているので、全ての第２トランスの１次巻線電流は同じになる。また、各放電灯の電流は、第２トランスの１次巻線電流と巻数比で決まり、巻数が同じであれば、全ての放電灯の電流は同じになるので、放電灯の電流のバラツキがなくなるので、良好な点灯特性が得られる。

請求項４の発明によれば、リアクトルがトランスのリーケージインダクタンスからなるので、共振回路が簡単化できる。

請求項５の発明によれば、制御回路は、電流検出部で検出された電流に応じてスイッチング素子のスイッチング周波数を制御するので、制御されたスイッチング周波数におけるリアクトルとコンデンサとの共振により、コンデンサの電圧が上昇してこの上昇電圧により放電灯の電流を制御することができる。

請求項６の発明によれば、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせることにより、直流電圧を高周波電圧に変換し、この高周波電圧をトランス及び共振回路を介して複数の放電灯に供給するので、複数の放電灯に印加される電圧の対象性が良くなり、放電灯を長寿命化できる。

請求項７の発明によれば、待機時には、スイッチング周波数を所定範囲内よりもさらに低下させることにより、高周波電圧を低下させれば、スイッチング損失も低減でき、待機時の効率を改善できる。

以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら説明する。

本発明は、トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑して直流電圧を得るとともに、トランスの３次巻線の高周波電圧（交流電圧）をリアクトルとコンデンサとの共振回路に入力し、前記直流電圧をＰＷＭ制御により安定化させながら、スイッチング素子のスイッチング周波数を制御することにより高周波電圧を制御し、制御された高周波電圧を昇圧トランスにより昇圧して複数の放電灯に印加することにより複数の放電灯を点灯させ、高効率化、低コスト化及び小型化を図ることを特徴とする。

図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成図である。図１に示すスイッチング電源装置は、図１２に示す従来のスイッチング電源装置に対して、トランスＴの３次巻線５ｃの出力側の構成と制御回路３ａの構成が異なるのみであるので、ここでは、異なる部分の構成のみを説明する。

なお、実施例１のスイッチング電源装置は、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をトランスＴの１次巻線５ａに接続されるスイッチング素子Ｑ１のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスＴの出力巻線である２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに出力する。この構成が本発明の変換回路に対応する。

トランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎａ）には、リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路が接続されている。なお、リアクトルＬｖは、トランスＴの１次巻線５ａと３次巻線５ｃ間のリーケージインダクタンスであっても良い。

コンデンサＣｒの両端には、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの１次巻線７ａが接続されている。複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの２次巻線７ｂには、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが接続されている。変流器１３は、１次巻線（巻数ｎ３）の一端が複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの２次巻線７ｂに接続され、１次巻線の他端が複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに接続され、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を検出する。この変流器１３は、本発明の電流検出部に対応する。全波整流回路１５は、変流器１３の２次巻線（巻数ｎ４）に接続されて検出された電流を全波整流して整流電流を抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の並列回路に出力する。

制御回路３ａは、誤差増幅器３１、コンパレータ３２、誤差増幅器３３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３４を有している。誤差増幅器３１は、−入力端子にコンデンサＣｏからの直流電圧を入力し、＋入力端子に基準電圧Ｅ_２を入力し、コンデンサＣｏからの直流電圧と基準電圧Ｅ_２との誤差電圧を増幅して誤差電圧信号をコンパレータ３２の＋入力端子に出力する。

誤差増幅器３３は、−入力端子に抵抗Ｒ２からの直流電圧を入力し、＋入力端子に基準電圧Ｅ_１を入力し、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧を増幅して誤差電圧信号をＶＣＯ３４に出力する。ＶＣＯ３４は、電圧値に応じた周波数を持つ信号を発生するもので、誤差増幅器３３からの誤差電圧信号の値に応じてスイッチング周波数を変化させた三角波信号を生成する。

コンパレータ３２は、誤差増幅器３１からの誤差電圧信号が＋入力端子に入力され、ＶＣＯ３４からの三角波信号が−入力端子に入力され、誤差電圧信号の値が三角波信号の値以上のときにオンで、誤差電圧信号の値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、スイッチング素子Ｑ１に出力する。

次に、このように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング素子Ｑ１が制御回路３ａからの信号によりオン／オフすることにより、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧は、高周波電圧に変換され、トランスＴの２次巻線５ｂに発生した高周波電圧は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏにより直流電圧に変換されて負荷ＲＬに供給される。誤差増幅器３１は、この直流電圧と基準電圧Ｅ_２との誤差電圧を増幅し、コンパレータ３２は、誤差増幅器３１からの誤差電圧信号とＶＣＯ３４からの三角波信号とに基づきスイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御することにより出力電圧を一定値に制御する。

一方、トランスＴの３次巻線５ｃに接続されたリアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路により、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を可変することにより、コンデンサＣｒの電圧は、図２に示すように変化する。図２に示すように、スイッチング周波数を変化させていくと、コンデンサＣｒとリアクトルＬｖとの共振周波数がスイッチング周波数ｆｗに一致したときに、コンデンサＣｒの電圧が最大値となる。

スイッチング周波数の調整範囲として、コンデンサＣｒの電圧が最大値になるスイッチング周波数ｆｗよりも大きい範囲Ｈを用いる場合には、ＶＣＯ３４の誤差電圧信号（例えば電圧Ｖａ〜Ｖｂの範囲）に対する周波数（例えば周波数ｆａ〜ｆｂの範囲）の特性は、図３に示すように正の傾きを持つ特性曲線ＣＶ１を用いればよい。

また、スイッチング周波数の調整範囲として、コンデンサＣｒの電圧が最大値になるスイッチング周波数ｆｗよりも小さい範囲Ｌを用いる場合には、ＶＣＯ３４の誤差電圧信号（例えば電圧Ｖｃ〜Ｖｄの範囲）に対する周波数（例えば周波数ｆｃ〜ｆｄの範囲）の特性は、図４に示すように負の傾きを持つ特性曲線ＣＶ２を用いればよい。

ここでは、一例として、図３に示す特性曲線を持つＶＣＯ３４を用いた場合において、変流器１３で検出された電流に基づき、スイッチング周波数を可変する動作について説明する。

まず、スイッチング周波数をｆａ（電圧はＶａ）に設定すると、コンデンサＣｒの電圧がかなり低いため、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに小さい電流が流れる。

複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、変流器１３で検出され、検出された電流は、全波整流回路１５により全波整流されて抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２で直流電圧に変換される。そして、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧が誤差増幅器３３で増幅されて誤差電圧信号として出力される。この誤差電圧信号（電圧Ｖａよりも小さい）によりＶＣＯ３４は、スイッチング周波数ｆａよりも低い周波数を有する三角波信号を発生してコンパレータ３２に出力する。そして、スイッチング周波数ｆａよりも低いスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。

このとき、図２に示すように、コンデンサＣｒの電圧は上昇する。そして、この上昇したコンデンサＣｒの電圧に対応する増加した電流が複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる。すると、この増加した電流により、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧はより小さくなる。このため、図３に示すように、スイッチング周波数は、さらに低くなる。

このようにして、図２に示すように、スイッチング周波数をｆａからｆｂまで調整することにより、コンデンサＣｒの電圧が上昇してこの上昇電圧により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御することができる。そして、昇圧された高周波電圧は、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加されるので、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを点灯することができる。

また、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの輝度は、スイッチング周波数を可変して高周波電圧を可変することで任意に調整でき、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎのリーケージインダクタンスによりバランスする。

このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、複数のインバータ５０_１〜５０_ｎを削除できるため、電源装置を小型化できる。また、交流を直流に変換せずに交流出力のままで複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを点灯するので、整流器（図１２に示すダイオードＤ２）の損失が減少し、高効率化できる。

図５は本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成図である。図５に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎに代えて、バランサ１９を用いたことを特徴とし、その他の構成は、図１に示す構成と同一構成であるので、同一部分には同一部符号を付し、異なる部分の構成のみを説明する。

図５において、コンデンサＣｒの一端には、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの一端が接続され、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの他端は、バランサ１９の一端に接続され、バランサ１９の他端は、変流器１３の１次巻線を介してコンデンサＣｒの他端に接続されている。バランサ１９は、バラスト素子であり、バラスト素子としては、コンデンサ、リアクトル、トランスのリーケージインダクタンスの少なくとも１つからなる。複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに、バラスト素子として例えば複数のコンデンサＣ_１〜Ｃｎ（図示せず）を直列に接続しても良い。

以上の構成によれば、トランスＴの３次巻線５ｃに接続されたリアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路により、スイッチング周波数を可変することにより、コンデンサＣｒの電圧を高圧化し、バランサ１９により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流がバランスされて均一になる。このため、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが点灯し、良好な点灯特性を得ることができる。

このように、実施例２のスイッチング電源装置によれば、複数のインバータ５０_１〜５０_ｎ及び複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎを削除できるので、更なる高効率化、小型化を図ることができる。

図６は本発明の実施例３のスイッチング電源装置の構成図である。図６に示す実施例３のスイッチング電源装置は、図５に示す実施例２のスイッチング電源装置に対して、バランサ１９として、複数の変流器ＣＴ１〜ＣＴｎ（カレントトランス）を用いたことを特徴とし、その他の構成は、図５に示す構成と同一構成であるので、同一部分には同一部符号を付し、異なる部分の構成のみを説明する。変流器１３の１次巻線ｎ３の一端は、変流器ＣＴｎの１次巻線２１ａに接続され、変流器１３の１次巻線ｎ３の他端は、変流器ＣＴ１の１次巻線２１ａに接続されている。複数の変流器ＣＴ１〜ＣＴｎは、本発明の第２トランスに対応する。

図６において、各冷陰極管１１_１〜１１_ｎには、直列に各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの２次巻線２１ｂ（巻数ｎ２）が接続され、コンデンサＣｒの両端には、冷陰極管１１_１〜１１_ｎと変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの２次巻線２１ｂとの直列回路の各々が接続されている。各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線２１ａ（巻数ｎ１）は、直列に接続されて、閉ループを形成している。

次に、このように構成された実施例３のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎにおいては、Ｉ１（１次巻線電流）×ｎ１（１次巻線の巻数）＝Ｉ２（２次巻線電流）×ｎ２（２次巻線の巻数）という関係がある。また、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線２１ａが直列に接続されているので、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線電流は同じになる。このため、上記関係式より巻数が同じであれば、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの２次巻線電流は、同じになるので、各冷陰極管１１_１〜１１_ｎの電流も同じになる。従って、冷陰極管１１_１〜１１_ｎの各電流のバラツキがなくなる。また、力率が略１になる。

また、冷陰極管１１_１〜１１_ｎのホットエンドが並列に接続されているので、浮遊容量による冷陰極管１１_１〜１１_ｎの各電流のバラツキを防ぐこともできる。

次に、冷陰極管１１_１〜１１_ｎの起動時の動作を説明する。トランスＴの３次巻線５ｃに接続されたリアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路により、スイッチング周波数を可変することにより、コンデンサＣｒの電圧を高圧化し、該高電圧が起動電圧を超えると、ｎ灯の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが次々と点灯していく。

ここで、例えば、（ｎ−１）灯の冷陰極管１１_１〜１１_{（ｎ−１）}が点灯して冷陰極管１１_ｎが未点灯とすると、変流器ＣＴｎの２次巻線２１ｂ側が無負荷に近いため、変流器ＣＴｎの２次巻線２１ｂ側が開放（オープン）された状態と同じになり、高電圧が発生する。このため、冷陰極管１１_ｎには高電圧が印加されるので、冷陰極管１１_ｎは、直ぐに点灯する。

従って、冷陰極管が遅れて点灯しても供給される電圧が上昇し、最後の冷陰極管１１_ｎの方が点灯しやすくなり、冷陰極管１灯だけ点灯できないということがなくなる。即ち、ｎ灯の中の点灯し易い冷陰極管の起動電圧を超えると、全ての冷陰極管が点灯できることになる。また、コンデンサＣｒも低電圧で済み、信頼性も向上し、また、バラスト素子のインピーダンスがないだけ点灯時に低電圧で済み、コンデンサＣｒが低電圧で済み信頼性が向上する。即ち、各冷陰極管毎にバラスト素子を用いることなく良好な点灯特性を得ることができる。

各冷陰極管１１_１〜１１_ｎが点灯した後には、上記関係式に従って各冷陰極管１１_１〜１１_ｎの電流は、同じ値に保たれる。各冷陰極管１１_１〜１１_ｎの電圧にバラツキがある時には、差分の電圧が各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎに印加されて、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎが吸収する。即ち、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎにばらついた電圧が印加され、各冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線電流と巻数比で決まった一定電流が流れる。

次に、具体的に起動電圧及び点灯電圧を設定した時における動作を説明する。定常時には変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの各電圧は、ほぼ零に保たれる。例えば、定常時の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの点灯電圧がＡＣ７００Ｖとし、起動電圧が１２００Ｖとすると、全点灯している定常時には冷陰極管１１_１〜１１_ｎの各電圧はＡＣ７００Ｖであり、バラツキがないとすると、変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの各電圧は零Ｖになる。

１灯が未点灯のときには、未点灯の冷陰極管１１_ｎだけにＡＣ１２００Ｖが印加され、点灯の冷陰極管１１_１〜１１_{（ｎ−１）}にＡＣ７００Ｖが印加されることになる。すると、合計電圧は、ＡＣ７００Ｖ×（ｎ−１）＋ＡＣ１２００Ｖになり、ｎ灯の平均電圧は、｛ＡＣ７００Ｖ×（ｎ−１）＋ＡＣ１２００Ｖ｝÷ｎになる。ここで、灯数ｎ＝５とすると、コンデンサＣｒの出力電圧は、ＡＣ８００Ｖの高電圧を出力し、変流器ＣＴ１〜ＣＴ４の各電圧は、ＡＣ８００Ｖ−ＡＣ７００Ｖ＝ＡＣ１００Ｖの電圧になり、未点灯の冷陰極管１１_５の変流器ＣＴ５の電圧は、ＡＣ１２００Ｖ−ＡＣ８００Ｖ＝ＡＣ４００Ｖの電圧になる。

図７は本発明の実施例４のスイッチング電源装置の構成図である。図７に示すスイッチング電源装置は、プッシュプル方式の共振型変換器の例であり、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧を高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに出力する変換回路に、プッシュプル方式の回路を用いることにより、複数の冷陰極管に印加される電圧の対象性を良くして長寿命化したことを特徴とする。このため、図７に示すスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴの１次側の変換回路が異なるので、この変換回路の構成のみを説明する。

変換回路は、直流電源Ｖｄｃ１からの直流電圧を、制御回路３ｂにより高周波信号（スイッチング周波数）でＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にスイッチングさせることにより、高周波電圧に変換し、この高周波電圧をトランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに出力する。

変換回路において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースにはスイッチング素子Ｑ２のドレインが接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースは接地されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート及びスイッチング素子Ｑ２のゲートには、制御回路３ｂ内の駆動回路３５から高周波信号（スイッチング周波数）が入力されるようになっている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのオン／オフにより高周波電圧がトランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃとに出力されるようになっている。

スイッチング素子Ｑ２の両端には、共振用コンデンサＣｃと共振用リアクトルＬ１とトランスＴの１次巻線５ａとの直列回路が接続されている。

なお、共振用コンデンサＣｃと共振用リアクトルＬ１とトランスＴの１次巻線５ａとの直列回路は、スイッチング素子Ｑ２の両端に代えて、スイッチング素子Ｑ１の両端に接続しても良い。

次に変換回路の動作を説明する。まず、駆動回路３５からの高周波信号によりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｑ１→Ｃｃ→Ｌ１→５ａ→接地の経路で電流が流れる。即ち、電流共振が発生して、１次巻線５ａに上方向から下方向へ正弦波状の電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、駆動回路３５からの高周波信号によりスイッチング素子Ｑ２がオンすると、５ａ→Ｌ１→Ｃｃ→Ｑ２→接地の経路で電流が流れる。即ち、電流共振が発生して、１次巻線５ａに下方向から上方向へ正弦波状の電流が流れる。このため、トランスＴの３次巻線５ｃには高周波電圧が発生し、この高周波電圧は、リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの共振回路及び複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎを介して冷陰極管１１_１〜１１_ｎに供給される。従って、高圧された高周波電圧により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御することができる。

このように、実施例４のスイッチング電源装置によれば、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせることにより、直流電圧を高周波電圧に変換し、この高周波電圧をトランスＴ、共振回路、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎを介して複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに供給するので、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加される電圧の対象性が良くなり、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを長寿命化できる。

図８は本発明の実施例５のスイッチング電源装置の構成図である。図８に示すスイッチング電源装置は、プッシュプル方式の共振型変換器の例であり、図５に示す実施例２のスイッチング電源装置の変換回路に対して、図７に示すプッシュプル方式の変換回路を用いたことを特徴とする。

このような構成によれば、実施例２の効果が得られるとともに、図７に示すプッシュプル方式の変換回路を用いることで、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加される電圧の対象性が良くなり、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを長寿命化できる。

図９は本発明の実施例６のスイッチング電源装置の構成図である。図９に示すスイッチング電源装置は、プッシュプル方式の共振型変換器の例であり、図６に示す実施例３のスイッチング電源装置の変換回路に対して、図７に示すプッシュプル方式の変換回路を用いたことを特徴とする。

このような構成によれば、実施例３の効果が得られるとともに、図７に示すプッシュプル方式の変換回路を用いることで、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加される電圧の対象性が良くなり、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを長寿命化できる。

図１０は本発明の実施例７のスイッチング電源装置の構成図である。図１０に示すスイッチング電源装置は、動作時（重負荷時等）と待機時とを有する機器に適用したもので、待機時の消費電力を低減して、効率を向上したことを特徴とする。

図１０に示すスイッチング電源装置は、図７に示すスイッチング電源装置に対して、制御回路３ｃの構成が異なるので、この部分のみを説明する。

制御回路３ｃは、図７に示す制御回路３ｂに対して、さらに、切替スイッチ３６を有するとともに、ＶＣＯ３４が図４に示す特性曲線を持つ点が異なる。

切替スイッチ３６は、動作時には、共通端子ｂが端子ａに接続され、誤差増幅器３３からの誤差電圧信号をＶＣＯ３４に入力し、待機時には、外部からの待機信号により、共通端子ｂが端子ｃに接続され、電圧ＶｏをＶＣＯ３４に入力する。

ＶＣＯ３４は、動作時には、図４に示す特性曲線により、誤差電圧信号が大きいときには（基準電圧Ｅ_１とコンデンサＣ２の電圧との差が大きい）、スイッチング周波数を低くし、誤差電圧信号が小さいときには（基準電圧Ｅ_１とコンデンサＣ２の電圧との差が小さい）、スイッチング周波数を高くする。即ち、コンデンサＣ２の電圧が小さいとき、スイッチング周波数を低くし、コンデンサＣ２の電圧が大きいとき、スイッチング周波数を高くする。言い換えれば、動作時には、スイッチング周波数を低くした場合に、コンデンサＣ２の電圧が減少する範囲、即ち、図２に示す共振特性の調整範囲Ｌ（例えば周波数ｆｃ〜ｆｄの範囲）を用いる。

また、ＶＣＯ３４は、待機時には、電圧Ｖｏ（Ｖｏ＞Ｖｃ）によりスイッチング周波数ｆｏ（ｆｏ＜ｆｃ）を持つ三角波信号を発生する。

次に、このように構成された実施例７のスイッチング電源装置の動作を図１１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１１では、動作時には、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にスイッチング周波数（ｆｃ〜ｆｄの範囲内の周波数）で動作し、待機時には、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にスイッチング周波数ｆｏで動作している様子を示している。

まず、動作時には、切替スイッチ３６により、端子ａが選択されて、誤差増幅器３３からの誤差電圧信号がＶＣＯ３４に入力される。スイッチング周波数をｆｃ（電圧はＶｃ）に設定すると、コンデンサＣｒの電圧がかなり低いため、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに小さい電流が流れる。

複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、変流器１３で検出され、検出された電流は、全波整流回路１５により全波整流されて抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２で直流電圧に変換される。そして、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧が誤差増幅器３３で増幅されて誤差電圧信号として出力される。この誤差電圧信号（電圧Ｖｃよりも小さい）によりＶＣＯ３４は、スイッチング周波数ｆｃよりも高い周波数を有する三角波信号を発生してコンパレータ３２に出力する。そして、スイッチング周波数ｆｃよりも高いスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。

このとき、図２に示すように、コンデンサＣｒの電圧は上昇する。そして、この上昇したコンデンサＣｒの電圧に対応する増加した電流が複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる。すると、この増加した電流により、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧はより小さくなる。このため、図４に示すように、スイッチング周波数は、さらに高くなる。

このようにして、図２に示すように、スイッチング周波数をｆｃからｆｄまで調整することにより、コンデンサＣｒの電圧が上昇してこの上昇電圧により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御することができる。そして、高圧された高周波電圧は、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加されるので、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを点灯することができる。

なお、実際にスイッチング電源装置を使用している場合には、大きな電力を必要とするために、図１１に示す動作時（最大周波数でのＰＷＭモード）で使用される。この場合には、電力も大きく高周波で動作する。

次に、待機時には、切替スイッチ３６により、端子ａから端子ｃに切り替えられて、電圧ＶｏがＶＣＯ３４に入力される。ＶＣＯ３４は、電圧Ｖｏによりスイッチング周波数ｆｃよりも低いスイッチング周波数ｆｏを持つ三角波信号を発生する。このため、待機時には、図１１に示すように、動作時よりも低いスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせるので、消費電力を大幅に低減でき、効率を向上できる。この場合、スイッチング周波数は、かなり低くなるが、オン幅を規定しているので、トランスの磁束密度は上昇せず損失は増大しない。

なお、本発明は、実施例１乃至実施例７のスイッチング電源装置に限定されるものではない。実施例７のスイッチング電源装置の動作時及び待機時の構成（切替スイッチ３６、電圧Ｖｏ、図４に示す特性曲線を持つＶＣＯ３４）は、実施例１乃至実施例６のスイッチング電源装置のいずれにも適用可能であり、これらの場合にも、実施例７の効果と同様の効果が得られる。

本発明は、複数の冷陰極管や外部電極蛍光灯や蛍光灯等の放電灯を点灯する放電灯点灯回路を備えたスイッチング電源装置に適用可能である。

本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成図である。 スイッチング周波数を可変したときのコンデンサの電圧の変化を示す図である。 ＶＣＯの誤差電圧信号に対する周波数の特性の一例を示す図である。 ＶＣＯの誤差電圧信号に対する周波数の特性の他の一例を示す図である。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例３のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例４のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例５のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例６のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例７のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例７のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の構成図である。

符号の説明

１ 検出回路
３，３ａ〜３ｃ 制御回路
５ａ，７ａ，２１ａ １次巻線
５ｂ，７ｂ，２１ｂ ２次巻線
５ｃ ３次巻線
１１_１〜１１_ｎ 冷陰極管
１３ 変流器（電流検出部）
１３_１〜１３_ｎ 電流検出部
１５ 全波整流回路
１９ バランサ
３１，３３ 誤差増幅器
３２ コンパレータ
３４ ＶＣＯ（電圧制御発振器）
３５ 駆動回路
３６ 切替スイッチ
５０_１〜５０_ｎ インバータ
Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｔ トランス
Ｔ１〜Ｔｎ 昇圧トランス
ＣＴ１〜ＣＴｎ 変流器
Ｌｖ リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ２ 抵抗
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃｏ，Ｃ１，Ｃｒ，Ｃｃ コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
ＲＬ 負荷

Claims (7)

1. 直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、
   前記トランスの３次巻線の両端にリアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、
   各々が１次巻線と２次巻線とを有し、前記共振回路の前記コンデンサの両端に各１次巻線が接続された複数の昇圧トランスと、
   この複数の昇圧トランスに対応して設けられ、この複数の昇圧トランスの２次巻線の両端に接続された複数の放電灯と、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御する制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、
   前記トランスの３次巻線の両端にリアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、
   複数の放電灯と、
   この複数の放電灯に直列に接続されたバランサと、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数を調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御する制御回路と、
   を備え、
   前記複数の放電灯と前記バランサとの直列回路が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続されることを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記バランサは、前記複数の放電灯に対応して複数の第２トランスを設け、前記第２トランスの２次巻線は各放電灯に直列に接続され、前記放電灯と前記第２トランスの２次巻線との直列回路の各々が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続され、前記複数の第２トランスの１次巻線が直列に接続されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 前記複数の放電灯に流れる電流を検出する電流検出部を備え、
   前記制御回路は、前記電流検出部で検出された電流に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する周波数制御手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記変換回路は、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され且つ前記トランスの１次巻線と共振用リアクトルと共振用コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのオン／オフにより前記高周波電圧を出力する前記トランスの２次巻線及び３次巻線とを備え、前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン/オフさせることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記制御回路は、前記スイッチング周波数を所定範囲内で低下させることにより前記放電管の電流を低下させ、待機時には、前記スイッチング周波数を前記所定範囲内よりもさらに低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
   
   

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