JP2006101638A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流出力を負荷に供給し、交流出力を放電灯に供給するとともに、高効率化、低コスト化及び小型化を図る。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をトランスＴの１次巻線５ａに接続されるスイッチング素子Ｑ１のオン／オフにより高周波電圧に変換し、２次巻線５ｂの高周波電圧を整流平滑回路Ｄ１，Ｃｏにより直流電圧に変換して負荷ＲＬに供給するスイッチング電源装置において、３次巻線５ｃの両端に可変リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとが直列に接続された共振回路と、各々が１次巻線７ａと２次巻線７ｂとを有し、コンデンサＣｒの両端に各１次巻線７ａが接続された複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎと、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎに対応して設けられ、２次巻線７ｂの両端に接続された複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎとを備え、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを調整することにより複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を負荷に供給すると共に多灯の冷陰極管（ＣＣＦＬ）や外部電極蛍光灯や蛍光灯等の放電灯を点灯するスイッチング電源装置に関する。

図１１に従来のスイッチング電源装置の構成図を示す。図１１に示すスイッチング電源装置は、例えば、液晶を使用するテレビジョン用の電源であり、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、トランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路３のＰＷＭ制御によりオン／オフする。

また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎｄ）とは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂには、ダイオードＤ１とコンデンサＣｏとからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路３は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、検出回路１で検出された負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチング素子Ｑ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチング素子Ｑ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御する。

また、トランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎａ）には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ１とからなる整流平滑回路が接続されている。コンデンサＣ１の一端には複数のインバータ５０_１〜５０_ｎが接続され、複数のインバータ５０_１〜５０_ｎの出力側は、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの１次巻線７ａ（巻数ｎ１）に接続されている。複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの２次巻線７ｂ（巻数ｎ２）の両端は、放電灯としての冷陰極管１１_１〜１１_ｎと電流検出部１３_１〜１３_ｎとの直列回路に接続されている。電流検出部１３_１〜１３_ｎは、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を検出し、検出された電流を複数のインバータ５０_１〜５０_ｎに出力する。

以上の構成によれば、スイッチング素子Ｑ１が制御回路３からの信号によりオン／オフすることにより、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧は、高周波電圧に変換され、トランスＴの２次巻線５ｂに発生した高周波電圧は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏにより直流電圧に変換されて負荷ＲＬに供給される。

一方、トランスＴの３次巻線５ｃに発生した高周波電圧は、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ１により直流電圧に変換されて複数のインバータ５０_１〜５０_ｎに供給される。複数のインバータ５０_１〜５０_ｎは、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎは、交流電圧を昇圧して複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに電流を流す。このため、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが点灯する。

なお、図１１に示した従来のスイッチング電源装置に類似した技術が特許文献１に記載されている。
特開昭６１−１５７２６３号公報（第１図、第４図）

しかしながら、図１１に示す従来のスイッチング電源装置にあっては、直流電力を負荷ＲＬに供給すると共に、１つのインバータを用いて１灯の冷陰極管を点灯させていたため、冷陰極管の灯数と同数のインバータが必要であった。即ち、冷陰極管の灯数の増加に伴ってインバータの数も比例して増加するため、コストがかなりアップしていた。

また、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ１で直流電圧に変換した後にインバータにより昇圧していたため、損失が増大し、効率が低下するという課題を有していた。

本発明は、直流出力を負荷に供給し、交流出力を放電灯に供給するとともに、高効率化、低コスト化及び小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、前記トランスの３次巻線の両端に可変リアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、各々が１次巻線と２次巻線とを有し、前記共振回路の前記コンデンサの両端に各１次巻線が接続された複数の昇圧トランスと、この複数の昇圧トランスに対応して設けられ、この複数の昇圧トランスの２次巻線の両端に接続された複数の放電灯とを備え、前記可変リアクトルのインダクタンスを調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御することを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、前記トランスの３次巻線の両端に可変リアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、複数の放電灯と、この複数の放電灯に直列に接続されたバランサとを備え、前記複数の放電灯と前記バランサとの直列回路が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続され、前記可変リアクトルのインダクタンスを調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御することを特徴とする。

請求項３の発明では、請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記バランサは、前記複数の放電灯に対応して複数の第２トランスを設け、前記第２トランスの２次巻線は各放電灯に直列に接続され、前記放電灯と前記第２トランスの２次巻線との直列回路の各々が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続され、前記複数の第２トランスの１次巻線が直列に接続されていることを特徴とする。

請求項４の発明では、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記可変リアクトルは、無帰還の磁気増幅器であることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記複数の放電灯に流れる電流を検出する電流検出部を備え、前記可変リアクトルは、前記電流検出部で検出された電流に基づき前記インダクタンスが調整されることを特徴とする。

請求項６の発明では、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記変換回路は、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され且つ前記トランスの１次巻線と共振用リアクトルと共振用コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのオン／オフにより前記高周波電圧を出力する前記トランスの２次巻線及び３次巻線とを備えることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑して直流出力を得るとともに、可変リアクトルとコンデンサとの共振回路により、可変リアクトルのインダクタンスを制御することにより高周波電圧を調整し、調整された高周波電圧を複数の昇圧トランスを介して複数の放電灯に印加することにより複数の放電灯を点灯させる。即ち、インバータを削除できるため、電源装置を小型化できる。また、交流を直流に変換せずに交流出力のままで放電灯を点灯するので、整流器の損失が減少し、高効率化できる。

請求項２の発明によれば、トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑して直流出力を得るとともに、可変リアクトルとコンデンサとの共振回路により、可変リアクトルのインダクタンスを制御することにより高周波電圧を調整し、調整された高周波電圧がバランサによりバランスされて複数の放電灯に印加されて複数の放電灯が点灯する。即ち、インバータ、昇圧トランスを削除できるため、電源装置を小型化できる。また、交流を直流に変換せずに交流出力のままで放電灯を点灯するので、整流器の損失が減少し、高効率化できる。

請求項３の発明によれば、放電灯と第２トランスの２次巻線との直列回路の各々がコンデンサの両端に接続され、複数の第２トランスの１次巻線が直列に接続されているので、全ての第２トランスの１次巻線電流は同じになる。また、各放電灯の電流は、第２トランスの１次巻線電流と巻数比で決まり、巻数が同じであれば、全ての放電灯の電流は同じになるので、放電灯の電流のバラツキがなくなるので、良好な点灯特性が得られる。

請求項４の発明によれば、可変リアクトルが無帰還の磁気増幅器であるので、インダクタンスが可変できる。

請求項５の発明によれば、可変リアクトルは、電流検出部で検出された電流に基づきインダクタンスが調整され、調整された可変リアクトルとコンデンサとの共振によりコンデンサの電圧が上昇してこの上昇電圧により放電灯の電流を制御することができる。

請求項６の発明によれば、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせることにより、直流電圧を高周波電圧に変換し、この高周波電圧をトランス及び共振回路を介して複数の放電灯に供給するので、複数の放電灯に印加される電圧の対象性が良くなり、放電灯を長寿命化できる。

以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら説明する。

本発明は、トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑して直流電圧を得るとともに、トランスの３次巻線の高周波電圧（交流電圧）を可変リアクトルとコンデンサとの共振回路に入力し、可変リアクトルのインダクタンスを制御することにより高周波電圧を制御し、制御された高周波電圧を昇圧トランスにより昇圧して複数の放電灯に印加することにより複数の放電灯を点灯させ、高効率化、低コスト化及び小型化を図ることを特徴とする。

図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成図である。図１に示すスイッチング電源装置は、図１１に示す従来のスイッチング電源装置に対して、トランスＴの３次巻線５ｃの出力側の構成が異なるのみであるので、ここでは、異なる部分の構成のみを説明する。

なお、実施例１のスイッチング電源装置は、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をトランスＴの１次巻線５ａに接続されるスイッチング素子Ｑ１のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスＴの出力巻線である２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃに出力する。この構成が本発明の変換回路に対応する。

トランスＴの３次巻線５ｃ（巻数ｎａ）には、可変リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路が接続されている。可変リアクトルＬｖは、コアに交流巻線９ａ（巻数Ｎａ）と制御巻線９ｃ（巻数Ｎｃ）とが巻回され、制御巻線９ｃに流れる電流に応じて交流巻線９ａに流れる電流が可変して、インダクタンスの値が可変する。可変リアクトルＬｖは、冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流に応じてインダクタンスが可変する。

図３は可変リアクトルの例である無帰還型の磁気増幅器の構造図である。図４は図３に示す無帰還型の磁気増幅器の回路図である。図４に示すように、交流巻線９ａは、第１交流巻線９ａ１（巻数Ｎａ１）と第２交流巻線９ａ２（巻数Ｎａ２）とが同相で直列に接続され、制御巻線９ｃは、第１制御巻線９ｃ１（巻数Ｎｃ１）と第２制御巻線９ｃ２（巻数Ｎｃ２）とが逆相で直列に接続されている。

また、図３に示すように、無帰還型の磁気増幅器は、中央脚２０ａと２つの側脚２０ｂ，２０ｃとを有する日の字状のコア２０に交流巻線９ａと制御巻線９ｃとが巻回されてなる。より詳細には、無帰還型の磁気増幅器は、側脚２０ｂに、第１交流巻線９ａ１を巻回し且つこの第１交流巻線９ａ１上に第１制御巻線９ｃ１を巻回し、側脚２０ｃに、第２交流巻線９ａ２を巻回し且つこの第２交流巻線９ａ２上に第２制御巻線９ｃ２を巻回し、第１交流巻線９ａ１と第２交流巻線９ａ２とを直列に接続し、第１制御巻線９ｃ１と第２制御巻線９ｃ２との電圧をキャンセルするように接続している。

この無帰還型の磁気増幅器において、交流巻線９ａに交流電圧を印加し、制御巻線９ｃに直流電流Ｉｃを流すと、等アンペア−ターンの法則により、Ｎａ×Ｉａ＝Ｎｃ×Ｉｃの関係が成立する交流電流Ｉａが交流巻線９ａに流れる。交流巻線９ａの巻数Ｎａに対して、制御巻線９ｃの巻数Ｎｃを大きくすると、少ない直流電流Ｉｃで大きな交流電流Ｉａを制御することができる。制御電力は、制御巻線９ｃの直流抵抗と制御巻線９ｃに流れる制御電流により決定され、直流抵抗は、非常に小さいため、小さな直流電力で交流電力を制御することができる。

図５は制御巻線９ｃに流れる制御電流とインダクタンスとの関係を示す図である。図５からもわかるように、制御電流を増加させることにより、インダクタンスを小さくすることができる。即ち、可変リアクトルＬｖとして無帰還型の磁気増幅器を用い、制御電流を制御させることにより、交流巻線９ａに流れる電流を制御して、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを可変させることができる。

また、コンデンサＣｒの両端には、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの１次巻線７ａが接続されている。複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの２次巻線７ｂには、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが接続されている。変流器１３は、１次巻線（巻数ｎ３）の一端が複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎの２次巻線７ｂに接続され、１次巻線の他端が複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに接続され、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を検出する。この変流器１３は、本発明の電流検出部に対応する。

全波整流回路１５は、変流器１３の２次巻線（巻数ｎ４）に接続されて検出された電流を全波整流して整流電流を抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の並列回路に出力する。誤差増幅器１７は、−入力端子に抵抗Ｒ２からの直流電圧を入力し、＋入力端子に基準電圧Ｅ_１を入力し、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧を増幅する。誤差増幅器１７の出力端子は、抵抗Ｒ１を介して可変リアクトルＬｖの制御巻線９ｃの一端に接続され、制御巻線９ｃの他端は、直流電源Ｖ_１の正極に接続されている。

次に、このように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング素子Ｑ１が制御回路３からの信号によりオン／オフすることにより、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧は、高周波電圧に変換され、トランスＴの２次巻線５ｂに発生した高周波電圧は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏにより直流電圧に変換されて負荷ＲＬに供給される。検出回路１は、この直流電圧を検出し、制御回路３は、検出された電圧に基づき、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御することにより出力電圧を一定値に制御する。

一方、トランスＴの３次巻線５ｃに接続された可変リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路により、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを可変することにより、コンデンサＣｒの電圧は、図２に示すように変化する。図２に示すように、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを変化させていくと、コンデンサＣｒと可変リアクトルＬｖとの共振周波数がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数に一致したときに、コンデンサＣｒの電圧が最大値となる。

この実施例では、可変リアクトルＬｖのインダクタンスの調整範囲として、コンデンサＣｒの電圧が最大値になるインダクタンス値Ｌｗよりも大きい範囲を用いている。つまり、インダクタンスをインダクタンス値Ｌｗよりも小さくするには、制御巻線９ｃにかなりの電流を流す必要があり、消費電力が大となるからである。

次に、変流器１３で検出された電流に基づき、可変リアクトルＬｖを可変する動作について説明する。

まず、３次巻線５ｃに高周波電圧が発生した時点では、可変リアクトルＬｖのインダクタンスは、大きく、例えばＬａである。このときのコンデンサＣｒの比較的低い電圧は、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎにより昇圧され、昇圧された電圧により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに電流が流れる。

複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、変流器１３で検出され、検出された電流は、全波整流回路１５により全波整流されて抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２で直流電圧に変換される。そして、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧が誤差増幅器１７で増幅されて出力される。この誤差増幅電圧と直流電源Ｖ_１との差電圧により制御巻線９ｃに制御電流が流れる。このため、交流巻線９ａに大きな電流が流れて、図５に示すように、可変リアクトルＬｖのインダクタンスの値が小さくなる。

このため、図２に示すように、可変リアクトルＬｖのインダクタンスは、例えばＬａより小さくなり、コンデンサＣｒの電圧は上昇する。そして、この上昇したコンデンサＣｒの電圧に対応する増加した電流が複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる。すると、この増加した電流により、抵抗Ｒ２からの直流電圧と基準電圧Ｅ_１との誤差電圧はより小さくなるので、誤差増幅器１７で増幅された誤差増幅電圧と直流電源Ｖ_１との差電圧は、より大きくなる。このため、制御巻線９ｃに制御電流がさらに大きく流れるため、交流巻線９ａにさらに大きな電流が流れて、図５に示すように、可変リアクトルＬｖのインダクタンスの値がさらに小さくなる。

このようにして、誤差増幅器１７の−入力端子に入力される電圧が基準電圧Ｅ_１と同じ電圧となったとき、図２に示すように、可変リアクトルＬｖのインダクタンスは、例えばＬｂになる。即ち、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを調整することにより、コンデンサＣｒの電圧が上昇してこの上昇電圧により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御することができる。そして、昇圧された高周波電圧は、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加されるので、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを点灯することができる。

また、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの輝度は、可変リアクトルＬｖを可変して高周波電圧を可変することで任意に調整でき、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎのリーケージインダクタンスによりバランスする。

このように、実施例１のスイッチング電源装置によれば、複数のインバータ５０_１〜５０_ｎを削除できるため、電源装置を小型化できる。また、交流を直流に変換せずに交流出力のままで複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを点灯するので、整流器（図１１に示すダイオードＤ２）の損失が減少し、高効率化できる。

なお、可変リアクトルＬｖは、可飽和リアクトルでも良い。可飽和リアクトルは、飽和前には高いインピーダンスを有し、飽和後には短絡に近い状態を示し、リアクトルに流れるリセット電流を調整することにより、インダンタンスを可変することができる。

図６は本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成図である。図６に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎに代えて、バランサ１９を用いたことを特徴とし、その他の構成は、図１に示す構成と同一構成であるので、同一部分には同一部符号を付し、異なる部分の構成のみを説明する。

図６において、コンデンサＣｒの一端には、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの一端が接続され、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの他端は、バランサ１９の一端に接続され、バランサ１９の他端は、変流器１３の１次巻線を介してコンデンサＣｒの他端に接続されている。バランサ１９は、バラスト素子であり、バラスト素子としては、コンデンサ、リアクトル、トランスのリーケージインダクタンスの少なくとも１つからなる。複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに、バラスト素子として例えば複数のコンデンサＣ_１〜Ｃｎ（図示せず）を直列に接続しても良い。

以上の構成によれば、トランスＴの３次巻線５ｃに接続された可変リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路により、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを可変することにより、コンデンサＣｒの電圧を高圧化し、バランサ１９により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流がバランスされて均一になる。このため、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが点灯し、良好な点灯特性を得ることができる。

このように、実施例２のスイッチング電源装置によれば、複数のインバータ５０_１〜５０_ｎ及び複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎを削除できるので、更なる高効率化、小型化を図ることができる。

図７は本発明の実施例３のスイッチング電源装置の構成図である。図７に示す実施例３のスイッチング電源装置は、図６に示す実施例２のスイッチング電源装置に対して、バランサ１９として、複数の変流器ＣＴ１〜ＣＴｎ（カレントトランス）を用いたことを特徴とし、その他の構成は、図６に示す構成と同一構成であるので、同一部分には同一部符号を付し、異なる部分の構成のみを説明する。変流器１３の１次巻線ｎ３の一端は、変流器ＣＴｎの１次巻線２１ａに接続され、変流器１３の１次巻線ｎ３の他端は、変流器ＣＴ１の１次巻線２１ａに接続されている。複数の変流器ＣＴ１〜ＣＴｎは、本発明の第２トランスに対応する。

図７において、各冷陰極管１１_１〜１１_ｎには、直列に各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの２次巻線２１ｂ（巻数ｎ２）が接続され、コンデンサＣｒの両端には、冷陰極管１１_１〜１１_ｎと変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの２次巻線２１ｂとの直列回路の各々が接続されている。各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線２１ａ（巻数ｎ１）は、直列に接続されて、閉ループを形成している。

次に、このように構成された実施例３のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎにおいては、Ｉ１（１次巻線電流）×ｎ１（１次巻線の巻数）＝Ｉ２（２次巻線電流）×ｎ２（２次巻線の巻数）という関係がある。また、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線２１ａが直列に接続されているので、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線電流は同じになる。このため、上記関係式より巻数が同じであれば、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの２次巻線電流は、同じになるので、各冷陰極管１１_１〜１１_ｎの電流も同じになる。従って、冷陰極管１１_１〜１１_ｎの各電流のバラツキがなくなる。また、力率が略１になる。

また、冷陰極管１１_１〜１１_ｎのホットエンドが並列に接続されているので、浮遊容量による冷陰極管１１_１〜１１_ｎの各電流のバラツキを防ぐこともできる。

次に、冷陰極管１１_１〜１１_ｎの起動時の動作を説明する。トランスＴの３次巻線５ｃに接続された可変リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの直列共振回路により、可変リアクトルＬｖのインダクタンスを可変することにより、コンデンサＣｒの電圧を高圧化し、該高電圧が起動電圧を超えると、ｎ灯の冷陰極管１１_１〜１１_ｎが次々と点灯していく。

ここで、例えば、（ｎ−１）灯の冷陰極管１１_１〜１１_{（ｎ−１）}が点灯して冷陰極管１１_ｎが未点灯とすると、変流器ＣＴｎの２次巻線２１ｂ側が無負荷に近いため、変流器ＣＴｎの２次巻線２１ｂ側が開放（オープン）された状態と同じになり、高電圧が発生する。このため、冷陰極管１１_ｎには高電圧が印加されるので、冷陰極管１１_ｎは、直ぐに点灯する。

従って、冷陰極管が遅れて点灯しても供給される電圧が上昇し、最後の冷陰極管１１_ｎの方が点灯しやすくなり、冷陰極管１灯だけ点灯できないということがなくなる。即ち、ｎ灯の中の点灯し易い冷陰極管の起動電圧を超えると、全ての冷陰極管が点灯できることになる。また、コンデンサＣｒも低電圧で済み、信頼性も向上し、また、バラスト素子のインピーダンスがないだけ点灯時に低電圧で済み、コンデンサＣｒが低電圧で済み信頼性が向上する。即ち、各冷陰極管毎にバラスト素子を用いることなく良好な点灯特性を得ることができる。

各冷陰極管１１_１〜１１_ｎが点灯した後には、上記関係式に従って各冷陰極管１１_１〜１１_ｎの電流は、同じ値に保たれる。各冷陰極管１１_１〜１１_ｎの電圧にバラツキがある時には、差分の電圧が各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎに印加されて、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎが吸収する。即ち、各変流器ＣＴ１〜ＣＴｎにばらついた電圧が印加され、各冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流は、変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの１次巻線電流と巻数比で決まった一定電流が流れる。

次に、具体的に起動電圧及び点灯電圧を設定した時における動作を説明する。定常時には変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの各電圧は、ほぼ零に保たれる。例えば、定常時の冷陰極管１１_１〜１１_ｎの点灯電圧がＡＣ７００Ｖとし、起動電圧が１２００Ｖとすると、全点灯している定常時には冷陰極管１１_１〜１１_ｎの各電圧はＡＣ７００Ｖであり、バラツキがないとすると、変流器ＣＴ１〜ＣＴｎの各電圧は零Ｖになる。

１灯が未点灯のときには、未点灯の冷陰極管１１_ｎだけにＡＣ１２００Ｖが印加され、点灯の冷陰極管１１_１〜１１_{（ｎ−１）}にＡＣ７００Ｖが印加されることになる。すると、合計電圧は、ＡＣ７００Ｖ×（ｎ−１）＋ＡＣ１２００Ｖになり、ｎ灯の平均電圧は、｛ＡＣ７００Ｖ×（ｎ−１）＋ＡＣ１２００Ｖ｝÷ｎになる。ここで、灯数ｎ＝５とすると、コンデンサＣｒの出力電圧は、ＡＣ８００Ｖの高電圧を出力し、変流器ＣＴ１〜ＣＴ４の各電圧は、ＡＣ８００Ｖ−ＡＣ７００Ｖ＝ＡＣ１００Ｖの電圧になり、未点灯の冷陰極管１１_５の変流器ＣＴ５の電圧は、ＡＣ１２００Ｖ−ＡＣ８００Ｖ＝ＡＣ４００Ｖの電圧になる。

図８は本発明の実施例４のスイッチング電源装置の構成図である。図８に示すスイッチング電源装置は、プッシュプル方式の共振型変換器の例であり、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧を高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスＴの２次巻５ｂ及び３次巻線５ｃに出力する変換回路に、プッシュプル方式の回路を用いることにより、複数の冷陰極管に印加される電圧の対象性を良くして長寿命化したことを特徴とする。このため、図８に示すスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴの１次側の変換回路が異なるので、この変換回路の構成のみを説明する。

変換回路は、直流電源Ｖｄｃ１からの直流電圧を、制御回路３ａに有する発振制御部２９が発振する高周波信号（スイッチング周波数）で制御回路３ａに有する駆動部３１を介してＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にスイッチングさせることにより、高周波電圧に変換し、この高周波電圧をトランスＴの２次巻５ｂ及び３次巻線５ｃに出力する。

変換回路において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースにはスイッチング素子Ｑ２のドレインが接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースは接地されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々のゲートには、駆動部３１から高周波信号（スイッチング周波数）が入力されるようになっている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、共振用コンデンサＣｃと共振用リアクトルＬ１とトランスＴの１次巻線５ａとの直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート及びスイッチング素子Ｑ２のゲートには、制御回路３ａ内の駆動部３３から高周波信号（スイッチング周波数）が入力されるようになっている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのオン／オフにより高周波電圧がトランスＴの２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃとに出力されるようになっている。

なお、共振用コンデンサＣｃと共振用リアクトルＬ１とトランスＴの１次巻線５ａとの直列回路は、スイッチング素子Ｑ２の両端に代えて、スイッチング素子Ｑ１の両端に接続しても良い。

次に変換回路の動作を説明する。まず、駆動部３１からの高周波信号によりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｑ１→Ｃｃ→Ｌ１→５ａ→接地の経路で電流が流れる。即ち、電流共振が発生して、１次巻線５ａに上方向から下方向へ正弦波状の電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、５ａ→Ｌ１→Ｃｃ→Ｑ２→接地の経路で電流が流れる。即ち、電流共振が発生して、１次巻線５ａに下方向から上方向へ正弦波状の電流が流れる。このため、トランスＴの３次巻線５ｃには高周波電圧が発生し、この高周波電圧は、可変リアクトルＬｖとコンデンサＣｒとの共振回路及び複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎを介して冷陰極管１１_１〜１１_ｎに供給される。従って、高圧された高周波電圧により複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに流れる電流を制御することができる。

このように、実施例４のスイッチング電源装置によれば、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせることにより、直流電圧を高周波電圧に変換し、この高周波電圧をトランスＴ、共振回路、複数の昇圧トランスＴ１〜Ｔｎを介して複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに供給するので、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加される電圧の対象性が良くなり、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを長寿命化できる。

図９は本発明の実施例５のスイッチング電源装置の構成図である。図９に示すスイッチング電源装置は、プッシュプル方式の共振型変換器の例であり、図６に示す実施例２のスイッチング電源装置の変換回路に対して、図８に示すプッシュプル方式の変換回路を用いたことを特徴とする。

このような構成によれば、実施例２の効果が得られるとともに、図８に示すプッシュプル方式の変換回路を用いることで、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加される電圧の対象性が良くなり、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを長寿命化できる。

図１０は本発明の実施例６のスイッチング電源装置の構成図である。図１０に示すスイッチング電源装置は、プッシュプル方式の共振型変換器の例であり、図７に示す実施例３のスイッチング電源装置の変換回路に対して、図８に示すプッシュプル方式の変換回路を用いたことを特徴とする。

このような構成によれば、実施例３の効果が得られるとともに、図８に示すプッシュプル方式の変換回路を用いることで、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎに印加される電圧の対象性が良くなり、複数の冷陰極管１１_１〜１１_ｎを長寿命化できる。

本発明は、複数の冷陰極管や外部電極蛍光灯や蛍光灯等の放電灯を点灯する放電灯点灯回路を備えたスイッチング電源装置に適用可能である。

本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成図である。 可変リアクトルのインダクタンスを可変したときのコンデンサの電圧の変化を示す図である。 可変リアクトルの例である無帰還型の磁気増幅器の構造図である。 図３に示す無帰還型の磁気増幅器の回路図である。 図４に示す制御巻線に流れる制御電流とインダクタンスとの関係を示す図である。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例３のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例４のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例５のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例６のスイッチング電源装置の構成図である。 従来のスイッチング電源装置の構成図である。

符号の説明

１ 検出回路
３，３ａ 制御回路
５ａ，７ａ，２１ａ １次巻線
５ｂ，７ｂ，２１ｂ ２次巻線
５ｃ ３次巻線
９ａ 交流巻線
９ｃ 制御巻線
１１_１〜１１_ｎ 冷陰極管
１３ 変流器（電流検出部）
１３_１〜１３_ｎ 電流検出部
１５ 全波整流回路
１７ 誤差増幅器
１９ バランサ
２０ コア
２０ａ 中央脚
２０ｂ，２０ｃ 側脚
２９ 発振制御部
３１ 駆動部
５０_１〜５０_ｎ インバータ
Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｔ トランス
Ｔ１〜Ｔｎ 昇圧トランス
ＣＴ１〜ＣＴｎ 変流器
Ｌｖ 可変リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃｏ，Ｃ１，Ｃｒ，Ｃｃ コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
ＲＬ 負荷

Claims (6)

1. 直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、
   前記トランスの３次巻線の両端に可変リアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、
   各々が１次巻線と２次巻線とを有し、前記共振回路の前記コンデンサの両端に各１次巻線が接続された複数の昇圧トランスと、
   この複数の昇圧トランスに対応して設けられ、この複数の昇圧トランスの２次巻線の両端に接続された複数の放電灯とを備え、
   前記可変リアクトルのインダクタンスを調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線に接続されるスイッチング素子のオン／オフにより高周波電圧に変換し該高周波電圧をトランスの２次巻線及び３次巻線に出力する変換回路を有し、前記トランスの２次巻線の高周波電圧を整流平滑回路により直流電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置において、
   前記トランスの３次巻線の両端に可変リアクトルとコンデンサとが直列に接続された共振回路と、
   複数の放電灯と、
   この複数の放電灯に直列に接続されたバランサとを備え、前記複数の放電灯と前記バランサとの直列回路が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続され、
   前記可変リアクトルのインダクタンスを調整することにより、前記複数の放電灯に流れる電流を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記バランサは、前記複数の放電灯に対応して複数の第２トランスを設け、前記第２トランスの２次巻線は各放電灯に直列に接続され、前記放電灯と前記第２トランスの２次巻線との直列回路の各々が前記共振回路の前記コンデンサの両端に接続され、前記複数の第２トランスの１次巻線が直列に接続されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記可変リアクトルは、無帰還の磁気増幅器であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 前記複数の放電灯に流れる電流を検出する電流検出部を備え、
   前記可変リアクトルは、前記電流検出部で検出された電流に基づき前記インダクタンスが調整されることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記変換回路は、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続され且つ前記トランスの１次巻線と共振用リアクトルと共振用コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのオン／オフにより前記高周波電圧を出力する前記トランスの２次巻線及び３次巻線とを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
   

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