JP2008159382A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】放電灯の点灯制御において電源電圧変動、動作温度バラツキ等の環境特性や回路部品の特性に対応して点灯性を十分に維持できる放電灯点灯回路を提供すること。
【解決手段】この放電灯点灯回路１は、トランジスタ６ａ,６ｂを含むハーフブリッジインバータ６と、インダクタ１０、トランス８、及びコンデンサ９を含む直列共振回路と、トランジスタ６ａ,６ｂを駆動するブリッジドライバ７とを有し、直流電源Ｂの出力を変換することによって交流電力を放電灯Ｌへ供給する電力供給部２と、ブリッジドライバ７から出力される駆動信号の周波数を制御する周波数制御信号Ｓ_Ｃ１を生成する制御部３とを備え、制御部３は、直列共振回路への入力電圧と入力電流との位相差を検出する位相差検出部１７と、位相差に応じて駆動信号の周波数を増減させるように周波数制御信号Ｓ_Ｃ１を生成する制御信号生成部１９とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。

車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直列共振回路を含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路から放電灯へ交流電力が供給される。そして、供給電力の大きさは、直列共振回路の駆動周波数を変化させることにより制御される。

また、放電灯点灯回路は、放電灯の点灯制御も行う。すなわち、放電灯点灯回路は、放電灯の点灯前においては無負荷時出力電圧（ＯＣＶ：Open Circuit Voltage）を制御し、放電灯に高圧パルスを印加して放電灯を点灯させたのち、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させる。

ここで、図１１は、直列共振回路の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図１１において、グラフＧａは点灯前における駆動周波数とＯＣＶとの関係を示しており、グラフＧｂは点灯後における駆動周波数と供給電力との関係を示している。図１１に示すように、放電灯への供給電力（またはＯＣＶ）の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数（点灯前：ｆａ、点灯後：ｆｂ）と等しいときに最大値となり、駆動周波数が直列共振周波数よりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。駆動周波数が直列共振周波数よりも小さい領域ではスイッチング損失が大きくなり電力効率が低下するので、駆動周波数は、直列共振周波数よりも大きい領域においてその大きさが制御される。

放電灯の点灯制御において、点灯前の動作点は、直列共振周波数ｆａよりも大きい駆動周波数ｆｃに対応する点Ｐａに設定され、点灯後の動作点は、直列共振周波数ｆｂよりも大きい領域Ｘ内に設定される。従来の放電灯点灯回路においては、点Ｐａから領域Ｘへの移行を、例えば次のようにして行っている。すなわち、動作点Ｐａにおいて放電灯を点灯させた後、或る一定の時間だけ点灯前の駆動周波数ｆｃを維持する。このとき、駆動周波数及び供給電力の相関はグラフＧｂへ変化するので、動作点は点Ｐｃへ移行する。その後、駆動周波数を所定の変化分Δｆ（＝ｆｄ−ｆｃ）だけ強制的に変化させ、動作点を領域Ｘ内の点Ｐｂへ移行させる。
特開２００５−６３８２１号公報

しかしながら、電源電圧の変動や動作温度のばらつき、電子部品の電気的特性の誤差などを考慮した上で周波数変化分Δｆを設定することは極めて難しい。放電灯点灯回路に使用される電子部品の特性にはばらつきがあり、点灯前及び点灯後の共振周波数の差（ｆｂ−ｆａ）は放電灯点灯回路の個体毎に異なる。また、各個体毎にΔｆを調整したとしても、経年劣化によって回路の特性が変化すると、初期のΔｆのままでは点灯性が劣化してしまうおそれがある。

また、点灯始動直後に放電灯のアーク放電を成長させて点灯状態を安定化するためには、電源から直列共振回路にある程度の電力を供給する必要があるが、上述したような周波数変化分を予め設定しておく方法では、点灯安定性を確保するのに十分な電力が確保されない場合がある。

そこで、本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、放電灯の点灯制御において電源電圧変動、動作温度バラツキ等の環境特性や回路部品の特性に対応して点灯性を十分に維持できる放電灯点灯回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の放電灯点灯回路は、放電灯を点灯するための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、スイッチング素子を含むインバータ回路と、インダクタ及びトランスのうち少なくとも一方、並びにコンデンサを含む直列共振回路と、スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、直流電源の出力を変換することによって交流電力を放電灯へ供給する電力供給部と、駆動回路から出力される駆動信号の周波数を制御する周波数制御信号を生成する制御部とを備え、制御部は、インバータ回路から直列共振回路へ入力される入力電圧と入力電流との位相差を検出する位相差検出部と、位相差に応じて駆動信号の周波数を増減させるように周波数制御信号を生成する制御信号生成部とを有する。

このような放電灯点灯回路によれば、インバータ回路から直列共振回路への入力電圧と入力電流の位相差が検出されることによって、インバータ回路から見た直列共振回路の誘導性の深さ及び容量性の深さが判定され、この位相差に基づいてインバータ回路の駆動周波数が増減される。これにより、インバータ回路の駆動周波数を、直列共振回路の共振周波数に追随して調整することができるので、回路特性や環境特性が変動しても放電灯に十分な電力を供給することができ、放電灯の点灯安定性も最大限に確保される。

位相差検出部は、入力電圧の位相が入力電流の位相よりも進んでいる場合に、位相差に比例したパルス幅を有する誘導性検出信号を生成する第１の位相差検出回路と、入力電圧の位相が入力電流の位相よりも遅れている場合に、位相差に比例したパルス幅を有する容量性検出信号を生成する第２の位相差検出回路と含み、制御信号生成部は、一端が第１の電圧に設定された検出用コンデンサと、検出用コンデンサの他端に接続され、誘導性検出信号及び容量性検出信号のうちの一方の信号に応じて、検出用コンデンサの他端に電流を供給する充電回路と、検出用コンデンサの他端に接続され、誘導性検出信号及び容量性検出信号のうちの他方の信号に応じて、検出用コンデンサの他端から電流を吸収する放電回路と、検出用コンデンサの両端電圧を検出し、両端電圧に応じて駆動信号の周波数を増減させるように周波数制御信号を生成する信号生成回路とを含み、第１の電圧は、充電回路に供給される電源電圧と放電回路に供給される電源電圧との間の値に設定されていることが好ましい。

この場合、位相差検出部により、誘導性の深さに応じたパルス幅を有する信号が生成される一方、容量性の深さに応じたパルス幅を有する信号が生成され、制御信号生成部において、両方の信号のそれぞれのパルスに応じて検出用コンデンサが充電又は放電され、この検出用コンデンサの両端電圧に応じてインバータ回路の駆動信号の駆動周波数が調整される。これにより、簡易な回路構成でインバータ回路の駆動周波数を直列共振回路の共振周波数に追随させることができる。また、検出用コンデンサの一端が充電回路の電源電圧と放電回路の電源電圧の間に設定されることで、直列共振回路の誘導性及び容量性の両方の状態に応じて確実に周波数を追随させることができる。

また、放電灯に高圧パルスを印加して点灯を促す起動部を更に備え、制御信号生成部は、起動部における高圧パルスの検出に応じて、検出用コンデンサを放電することが好ましい。かかる構成を採れば、駆動周波数が高圧パルス印加後において急激に変化するように回路（の定数）が設定された場合において、過去に検出された直列共振回路の状態を点灯始動時にリセットすることで、点灯始動時の状態に応じて即座に安定して直列共振回路の共振周波数に追随させることができる。

放電灯に高圧パルスを印加して点灯を促す起動部を更に備え、位相差検出部は、入力電圧の位相が入力電流の位相よりも進んでいる場合に、位相差に比例したパルス幅を有する誘導性検出信号を生成する第１の位相差検出回路と、入力電圧の位相が入力電流の位相よりも遅れている場合に、位相差に比例したパルス幅を有する容量性検出信号を生成する第２の位相差検出回路とを含み、制御信号生成部は、検出用コンデンサと、検出用コンデンサに接続され、誘導性検出信号及び容量性検出信号のうちの一方の信号に応じて、検出用コンデンサに電流を供給する充電回路と、検出用コンデンサに接続され、誘導性検出信号及び容量性検出信号のうちの他方の信号に応じて、検出用コンデンサから電流を吸収する放電回路と、検出用コンデンサの両端電圧が入力されて、両端電圧に応じて駆動信号の周波数を増減させるように周波数制御信号を生成する信号生成回路と、起動部における高圧パルスの検出に応じて、検出用コンデンサの両端電圧を信号生成回路に入力し、高圧パルスの検出前においては、検出用コンデンサに対して駆動信号の現在の周波数に対応する電圧を印加するスイッチ部とを含む、ことも好ましい。

この場合、位相差検出部により、誘導性の深さに応じたパルス幅を有する信号が生成される一方、容量性の深さに応じたパルス幅を有する信号が生成され、制御信号生成部において、両方の信号のそれぞれのパルスに応じて検出用コンデンサが充電又は放電され、この検出用コンデンサの両端電圧に応じてインバータ回路の駆動信号の駆動周波数が調整される。これにより、簡易な回路構成でインバータ回路の駆動周波数を直列共振回路の共振周波数に追随させることができる。また、点灯起動時以前の周波数から連続的に点灯始動後の駆動周波数を変化させることで、起動前後で安定して放電灯をアーク放電に移行させることができる。

また、制御信号生成部は、周波数制御信号を生成することによって直列共振回路における動作周波数が共振周波数に近づくように制御することが好ましい。かかる制御信号生成部を備えれば、点灯制御回路に供給される電力を最大値に近づけることで点灯安定性をより高めることができる。

本発明によれば、放電灯の点灯制御において電源電圧変動、動作温度バラツキ等の環境特性や回路部品の特性に対応して点灯性を十分に維持することができる。

以下、図面を参照しつつ本発明に係る放電灯点灯回路の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態にかかる放電灯点灯回路１の構成を示すブロック図である。同図に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の種類の放電灯であってもよい。

放電灯点灯回路１は、直流電源Ｂから電源供給を受けて交流電力を放電灯Ｌに供給する電力供給部２と、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する制御部３と、制御部３から出力されたアナログ信号である周波数制御信号Ｓｃ_１を電圧−周波数変換（Ｖ−Ｆ変換）して制御信号Ｓｃ_２を生成するＶ−Ｆ変換部４とを備える。

電力供給部２は、Ｖ−Ｆ変換部４からの制御信号Ｓｃ_２に基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、直流バッテリー等の直流電源Ｂに接続されており、直流電源Ｂから直流電圧を受けて交流変換及び昇圧を行う。本実施形態の電力供給部２は、点灯開始時に放電灯Ｌに高圧パルスを印加して点灯を促す起動部５と、スイッチング素子である２つのトランジスタ６ａ及び６ｂが直列接続されたハーフブリッジインバータ（インバータ回路）６と、トランジスタ６ａ及び６ｂを交互に切り替えるように駆動するブリッジドライバ（駆動回路）７とを有する。トランジスタ６ａ，６ｂとしては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。本実施形態では、トランジスタ６ａのドレイン端子は点灯動作の開始を操作するためのスイッチＳＷを介して直流電源Ｂのプラス側端子に接続されており、トランジスタ６ａのソース端子はトランジスタ６ｂのドレイン端子に接続されており、トランジスタ６ａのゲート端子はブリッジドライバ７に接続されている。また、トランジスタ６ｂのソース端子は接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ６ｂのゲート端子はブリッジドライバ７に接続されている。ブリッジドライバ７は、パルス信号である制御信号Ｓｃ_２に基づいて互いに逆相となる駆動信号Ｓｄ_１、Ｓｄ_２をトランジスタ６ａ、６ｂのゲート端子へ供給することにより、トランジスタ６ａ、６ｂを交互に導通させる。

また、電力供給部２は、トランス８、コンデンサ９、及びインダクタ１０を更に有する。トランス８は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、電力を伝えると共に該電力を昇圧するために設けられる。また、トランス８、コンデンサ９、及びインダクタ１０は、直列共振回路を構成している。すなわち、トランス８の一次巻線８ａと、インダクタ１０と、コンデンサ９とが互いに直列に接続されている。そして、その直列回路の一端はトランジスタ６ａのソース端子及びトランジスタ６ｂのドレイン端子に接続されており、他端は接地電位線ＧＮＤに接続されている。この構成においては、トランス８の一次巻線８ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ１０のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ９の容量とによって共振周波数が決定される。なお、一次巻線８ａ及びコンデンサ９のみによって直列共振回路を構成し、インダクタ１０を省略してもよい。また、一次巻線８ａのインダクタンスをインダクタ１０と較べて極めて小さく設定し、共振周波数が、インダクタ１０とコンデンサ９の容量とによってほぼ決定されるようにしてもよい。

上記の電力供給部２においては、トランジスタ６ａ，６ｂを交互にオン／オフさせ、トランス８の一次巻線８ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス８の二次巻線８ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線８ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ６ａ，６ｂを駆動するブリッジドライバ７は、トランジスタ６ａ，６ｂが共に導通状態とならないように相反的に各トランジスタ６ａ，６ｂを駆動する。

ここで、電力供給部２の直列共振回路の駆動周波数と放電灯Ｌに供給される電力との関係について説明する。図２は、トランジスタ６ａ，６ｂの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。同図に示すように、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振回路の共振周波数ｆｏｎと等しいときに最大値Ｐｍａｘとなり、駆動周波数が直列共振回路の共振周波数ｆｏｎよりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。これは、直列共振回路のインピーダンスが、ブリッジドライバ７によるトランジスタ６ａ，６ｂの駆動周波数によって変化するためである。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、駆動周波数を変化させることにより制御できる。但し、駆動周波数が共振周波数ｆｏｎよりも小さい場合、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下する。従って、ブリッジドライバ７の駆動周波数は、共振周波数ｆｏｎよりも大きい領域（図中の領域Ａ）に収まるようにその大きさが制御されることが望ましい。なお、共振周波数ｆｏｎよりも小さい周波数領域を容量性領域と呼ぶものとし、共振周波数ｆｏｎよりも大きい周波数領域を誘導性領域と呼ぶものとする。

図２の誘導性領域又は容量性領域にある場合に、ハーフブリッジインバータ６から直列共振回路への入力電圧と入力電流との関係を図３及び図４に示す。図３は、誘導性領域にある場合の信号波形を示す図であり、（ａ）は、入力電圧Ｖ_１の信号波形、（ｂ）は、入力電流Ｉ_１の信号波形、（ｃ）は入力電流を矩形波に整形した信号波形Ｉ_２をそれぞれ示している。また、図４は、容量性領域にある場合の信号波形を示す図であり、（ａ）は、入力電圧Ｖ_１の信号波形、（ｂ）は、入力電流Ｉ_１の信号波形、（ｃ）は入力電流Ｉ_１を矩形波に整形した信号波形Ｉ_２をそれぞれ示している。これらの図に示されるように、誘導性領域にある場合は、入力電圧Ｖ_１の位相は入力電流Ｉ_１に対して進んでおり、容量性領域にある場合は、入力電圧Ｖ_１の位相は入力電流Ｉ_１に対して遅れていることが分かる。

図１に戻って、起動部５は、放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための回路であり、トリガー電圧及び電流（高圧パルス）をトランス８の一次巻線８ａに印加することによって、トランス８の二次巻線８ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスを畳重させる。具体的には、起動部５は、高圧パルスを生成するための電力を蓄える起動用コンデンサ、及びスパークギャップやガスアレスタ等の自己降伏型スイッチング素子（図示せず）等を含んでいる。この起動部５は、点灯起動時に起動用コンデンサを充電することによって両端電圧が放電開始電圧に達した際に、自己降伏型スイッチング素子を瞬間的に導通状態にすることによってトリガー電圧及び電流を出力する。また、起動部５は、トリガー電圧及び電流が発生した瞬間にパルス検出信号Ｓｐを生成し、このパルス検出信号Ｓｐを後述する制御部３へ送出する。

制御部３は、ブリッジドライバ７から出力される駆動信号Ｓｄ_１、Ｓｄ_２の周波数を制御することによって直列共振回路の駆動周波数を調整するための回路であり、電圧検出部１５、電流検出部１６、位相差検出部１７、第１制御信号生成部１８、及び第２制御信号生成部１９を有している。

電圧検出部１５は、ハーフブリッジインバータ６から直列共振回路へ入力される入力電圧Ｖ_１を検出し、矩形波に整形した入力電圧Ｖ_１の検出信号を位相差検出部１７に出力する。同様に、電流検出部１６は、ハーフブリッジインバータ６から直列共振回路へ入力される入力電流Ｉ_１を検出し、矩形波に整形した入力電流Ｉ_１の検出信号Ｉ_２を位相差検出部１７に出力する。電流検出部１６が入力電流Ｉ_１を検出する手法は様々な方法が考えられるが、例えば、コンデンサ９の容量値は既知であるので、コンデンサ９の両端のそれぞれの電圧を検出することによって入力電流Ｉ_１の波形を求めることができる。

位相差検出部１７は、入力電圧Ｖ_１と入力電流Ｉ_１との位相差を検出することによって、直列共振回路の駆動周波数における誘導性の深さ又は容量性の深さに関する情報を取得するための回路であり、誘導性検出回路（第１の位相差検出回路）１７ａと容量性検出回路（第２の位相差検出回路）１７ｂとから構成される。

ここで、図５には、位相差検出部１７の回路構成を示す。同図に示すように、誘導性検出回路１７ａは、２つのＤフリッププロップ２０，２１、及びＯＲ回路２２を含んでおり、容量性検出回路１７ｂは、２つのＤフリップフロップ２３，２４、及びＯＲ回路２５を含んでいる。それぞれのＤフリップフロップ２０，２１，２３，２４のデータ（Ｄ）端子は、正電圧にバイアスされることによりハイレベルに固定されている。そして、Ｄフリップフロップ２０のクロック（ＣＫ）端子には入力電圧Ｖ_１の検出信号が、Ｄフリップフロップ２１のＣＫ端子には入力電圧Ｖ_１の検出信号を反転させた電圧が、Ｄフリップフロップ２３のクロック（ＣＫ）端子には入力電流Ｉ_１を矩形波に成形した信号波形Ｉ_２が、Ｄフリップフロップ２４のＣＫ端子には信号波形Ｉ_２を反転させた電圧が、それぞれ入力される。そして、フリッププロップ２０のＱ出力とフリップフロップ２１のＱ出力とがＯＲ回路２２に入力され、ＯＲ回路２２の出力は、誘導性検出回路１７ａの誘導性検出信号Ｓ_Ｌとされる。また、フリッププロップ２３のＱ出力とフリップフロップ２４のＱ出力とがＯＲ回路２５に入力され、ＯＲ回路２５の出力は、容量性検出回路１７ｂの容量性検出信号Ｓ_Ｃとされる。

図６には、電力供給部２の直列共振回路が誘導性領域にある場合の各信号波形を示す図であり、（ａ）は入力電圧Ｖ_１の波形、（ｂ）は入力電流Ｉ_１を矩形波に成形した信号Ｉ_２の波形、（ｃ）は誘導性検出信号Ｓ_Ｌの波形、（ｄ）は容量性検出信号Ｓ_Ｃの波形を示している。このように、誘導性検出回路１７ａによって生成される誘導性検出信号Ｓ_Ｌは、Ｉ_２がローレベルの時にＶ_１の立ち上がりからＩ_２の立ち上がりまでの時間と、Ｉ_２がハイレベルの時のＶ_１の立ち下がりからＩ_２の立ち下がりまでの時間との間でハイレベルとなる。従って、誘導性検出回路１７ａは、入力電圧Ｖ_１の位相が入力電流Ｉ_１の位相よりも進んでいる場合に、その位相差に比例したパルス幅を有する誘導性検出信号Ｓ_Ｌを生成することになる。つまり、誘導性検出信号Ｓ_Ｌのパルス幅は、直列共振回路の駆動状態における誘導性の深さを示している。

一方、図７には、電力供給部２の直列共振回路が容量性領域にある場合の各信号波形を示す図であり、（ａ）は入力電圧Ｖ_１の波形、（ｂ）は信号Ｉ_２の波形、（ｃ）は誘導性検出信号Ｓ_Ｌの波形、（ｄ）は容量性検出信号Ｓ_Ｃの波形を示している。このように、容量性検出回路１７ｂによって生成される容量性検出信号Ｓ_Ｃは、Ｖ_１がローレベルの時にＩ_２の立ち上がりからＶ_１の立ち上がりまでの時間と、Ｖ_１がハイレベルの時のＩ_２の立ち下がりからＶ_１の立ち下がりまでの時間との間でハイレベルとなる。従って、容量性検出回路１７ｂは、入力電圧Ｖ_１の位相が入力電流Ｉ_１の位相よりも遅れている場合に、その位相差に比例したパルス幅を有する容量性検出信号Ｓ_Ｃを生成することになる。つまり、容量性検出信号Ｓ_Ｃのパルス幅は、直列共振回路の駆動状態における容量性の深さを示している。

再び図１に戻って、第１制御信号生成部１８は、放電灯Ｌのランプ電圧Ｖ_Ｌ及びランプ電流Ｖ_Ｌに基づいて、ブリッジドライバ７の駆動周波数（すなわち放電灯Ｌへの供給電力の大きさ）を制御する。第１制御信号生成部１８は、放電灯Ｌに供給されるべき無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）又は電力の大きさが所定値に近づくように周波数制御信号Ｓｃ_１を生成する回路であり、演算部２６及びエラーアンプ２７とから構成されている。演算部２６は、トランス８の二次巻線８ｂ側において検出したランプ電圧Ｖ_Ｌ及びランプ電流Ｖ_Ｌの値に基づいて、放電灯Ｌに印加されている電圧又は供給電力を演算し、演算した電圧又は供給電力が所定値又は所定の時間関数に近づくように電圧信号を生成する。エラーアンプ２７は、演算部２６から入力された電圧信号を反転増幅して周波数制御信号Ｓｃ_１として出力する。この周波数制御信号Ｓｃ_１により、その電圧レベルに応じたブリッジドライバ７の駆動周波数の制御が行われる。

第２制御信号生成部１９は、位相差検出部１７によって生成された誘導性検出信号Ｓ_Ｌ及び容量性検出信号Ｓ_Ｃに基づいてブリッジドライバ７の駆動周波数を制御する。第２制御信号生成部１９は、充電回路２８、放電回路２９、検出用コンデンサ３０、スイッチ素子３１、及び信号生成回路３２を含んでいる。

充電回路２８は、電流源２８ａ及びスイッチ素子２８ｂが直列に接続されて構成され、電流源２８ａの一端が電源に接続されることにより正電圧Ｖ_ＣＣに設定され、電流源２８ａの他端がスイッチ素子２８ｂに接続されている。一方、放電回路２９は、電流源２９ａ及びスイッチ素子２９ｂが直列に接続されて構成され、電流源２９ａの一端が接地され、電流源２９ａの他端がスイッチ素子２９ｂに接続されている。この充電回路２８と放電回路２９とは、スイッチ素子２８ｂとスイッチ素子２９ｂとを接続することにより直列回路をなしている。なお、電流源２８ａは、スイッチ素子２８ｂを介して放電回路２９との接点に向けて電流を供給し、電流源２９ａは、スイッチ素子２９ｂを介して放電回路２９との接点から電流を吸収する。ここで、スイッチ素子２９ｂは、誘導性検出回路１７ａからの誘導性検出信号Ｓ_Ｌに応じてオン／オフし、スイッチ素子２８ｂは、容量性検出回路１７ｂからの容量性検出信号Ｓ_Ｃに応じてオン／オフする。ここで、電流源２８ａとスイッチ素子２８ｂとの組み合わせ、及び電流源２９ａとスイッチ素子２９ｂとの組み合わせは、それぞれ、容量性検出信号Ｓ_Ｃ及び誘導性検出信号Ｓ_Ｌに応じて各電流源を作動させるか高インピーダンスとするかを切り換え動作する回路に置き換えられても良い。

検出用コンデンサ３０は、その一端が充電回路２８に供給される正電圧Ｖ_ＣＣと放電回路２９に供給される接地電圧との間の中間電圧Ｖ_０に設定され、他端が充電回路２８と放電回路２９との接続点に接続されている。この中間電圧Ｖ_０は、正電圧Ｖ_ＣＣと接地電圧との間の値であれば任意の値に設定することができる。

このような構成により、容量性検出信号Ｓ_Ｃに応じて充電回路２８から検出用コンデンサ３０の他端に電流が供給され、誘導性検出信号Ｓ_Ｌに応じて放電回路２９から検出用コンデンサ３０の他端から電流が吸収される。すなわち、電流源を含む充放電回路によって、検出用コンデンサ３０の両端電圧の時間変化はコンデンサ電圧によらず一定となる。そのため、検出用コンデンサ３０は、入力電圧Ｖ_１と入力電流Ｉ_１との位相差、すなわち、直列共振回路の容量性及び誘導性の深さに応じて両端電圧が増減することになる。

スイッチ素子３１は、検出用コンデンサ３０の両端に接続され、検出用コンデンサ３０によって検出された駆動状態をリセットするためのスイッチ素子である。スイッチ素子３１は、起動部５からパルス検出信号Ｓｐが入力され、パルス検出信号Ｓｐの発生時に同期してオンすることで、検出用コンデンサ３０に蓄積された電荷を放電する。

信号生成回路３２は、検出用コンデンサ３０の両端電圧に応じて、その電圧に対応する周波数制御信号Ｓｃ_１を生成して、スイッチ３３を介してＶ−Ｆ変換部４に出力する。図８は、信号生成回路３２及びＶ−Ｆ変換部４の詳細構成を示す回路図である。同図に示すように、信号生成回路３２は、高入力インピーダンスに設定するための２つの差動増幅器３２ａ，３２ｂを内蔵し、検出用コンデンサ３０の両端電圧を検出して周波数制御信号Ｓｃ_１としてスイッチ３３に入力する。スイッチ３３は、第１制御信号生成部１８のエラーアンプ２７及び信号生成回路３２と、Ｖ−Ｆ変換部４との間の接続を切り替えるためのスイッチ素子であり、放電灯Ｌの始動前はエラーアンプ２７とＶ−Ｆ変換部４との間を導通させ、放電灯Ｌの始動直後は信号生成回路３２とＶ−Ｆ変換部４との間を導通させるように制御される。これにより、放電灯Ｌの始動前は、ランプ電圧Ｖ_Ｌ及びランプ電流Ｉ_Ｌにより駆動周波数が制御され、放電灯Ｌの始動直後は、直列共振回路の入力電圧Ｖ_１及び入力電流Ｉ_１に応じて駆動周波数が制御される。

Ｖ−Ｆ変換部４は、カレントミラー回路部３４と、ヒステリシスコンパレータ３５と、コンデンサ３６と、トランジスタ３７とを含んでいる。カレントミラー回路部３４は、信号生成回路から入力された周波数制御信号Ｓｃ_１に応じた電流を発生させて出力する。カレントミラー回路部３４の出力にはコンデンサ３６の一端が接続され、コンデンサ３６の他端は接地されている。さらに、コンデンサ３６の一端には、トランジスタ３７のコレクタ端子が接続され、トランジスタ３７のエミッタ端子は接地されている。ヒステリシスコンパレータ３５は、その入力がコンデンサ３６の一端に接続され、その出力がトランジスタ３７のベース端子に接続されている。このような構成により、Ｖ−Ｆ変換部４の出力からは、周波数制御信号Ｓｃ_１のレベルに応じた周波数のパルス波を有する制御信号Ｓｃ_２が生成される。

以下、放電灯点灯回路１の作用効果について説明する。

放電灯点灯回路１によれば、ハーフブリッジインバータ６から直列共振回路への入力電圧Ｖ_１と入力電流Ｉ_１の位相差が検出されることによって、ハーフブリッジインバータ６から見た直列共振回路の誘導性の深さ及び容量性の深さが判定され、この位相差に基づいてハーフブリッジインバータ６の駆動周波数が増減される。これにより、ハーフブリッジインバータ６の駆動周波数を、直列共振回路の共振周波数に近づくように追随して調整することができるので、電源電圧変動、動作温度バラツキ等の環境特性や回路部品の特性が変動しても放電灯に十分な電力を供給することができ、放電灯の点灯安定性も最大限に確保される。

また、位相差検出部１７により、誘導性の深さに応じたパルス幅を有する誘導性検出信号Ｓ_Ｌが生成される一方、容量性の深さに応じたパルス幅を有する容量性検出信号Ｓ_Ｃが生成され、第２制御信号生成部１９において、両方の信号のそれぞれのパルスに応じて検出用コンデンサ３０が充電又は放電され、この検出用コンデンサ３０の両端電圧に応じてハーフブリッジインバータ６の制御信号Ｓｃ_２の駆動周波数が調整される。これにより、簡易な回路構成でハーフブリッジインバータの駆動周波数を直列共振回路の共振周波数に追随させることができる。

また、検出用コンデンサ３０の一端が充電回路２８の電源電圧と放電回路２９の電源電圧の間の中間電圧に設定されることで、共振周波数から少しでも逸脱すれば、ある程度の時間の経過後に検出用コンデンサ３０の両端電圧は上限値又は下限値に飽和する。つまり、共振周波数追随の速さは、回路の追随速度を除けば電流源２８ａ，２９ａの電流値及び後段のＶ−Ｆ変換部４の利得で一義的に決まるため、少ない回路パラメータで高速な共振追随制御が実現可能になる。従って、直列共振回路の誘導性及び容量性の両方の状態に応じて確実に周波数を追随させることができる。

また、第２制御信号生成部１９は、起動部５における高圧パルスの検出に応じて、検出用コンデンサ３０を放電し、過去に検出された直列共振回路の状態を点灯始動時にリセットする。これにより、駆動周波数が高圧パルス印加後において急激に変化するように回路（の定数）が設定された場合において、点灯始動時の状態に応じて即座に安定して直列共振回路の共振周波数に追随させることができる。

なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではない。例えば、制御部３は、容量性が検出された場合に検出用コンデンサ３０を充電し、誘導性が検出された場合に検出用コンデンサ３０を放電するように動作していたが、この逆であってもよい。この場合は、検出用コンデンサ３０の両端電圧が高いほど駆動周波数を下げるように制御すればよい。

また、検出用コンデンサ３０の両端電圧は、放電灯Ｌの起動前後でＶ−Ｆ変換部４に出力する周波数制御信号Ｓｃ_１を連続的に変化させるように構成されていてもよい。図９は、このような場合の本発明の変形例である信号生成回路１３２の回路図である。信号生成回路１３２は、一端が接地された検出用コンデンサ３０の他端に互いに並列に接続された３つのスイッチ素子（スイッチ部）１３３，１３４，１３５を備える。これらのスイッチ素子１３４，１３５は、吐き出し専用バッファを介してＶ−Ｆ変換部４の入力に接続され、スイッチ素子１３３は、Ｖ−Ｆ変換部４の入力からバッファを介して接続されている。スイッチ素子１３３，１３４，１３５のそれぞれは起動部５からのパルス検出信号Ｓｐに応じてオン／オフする。具体的には、放電灯Ｌの起動前にはスイッチ素子１３３，１３５がオンし、スイッチ素子１３４がオフする。これに対して、放電灯Ｌの起動直後はスイッチ素子１３３，１３５がオフし、スイッチ素子１３４がオンする。このような構成により、放電灯Ｌへの高圧パルスの印加前においては、第１制御信号生成部１８からＶ−Ｆ変換部４に周波数制御信号Ｓｃ_１が入力され、その周波数制御信号Ｓｃ_１によって発生する電圧がスイッチ素子１３３を通じて検出用コンデンサ３０に印加される。これにより、検出用コンデンサ３０には、ハーフブリッジインバータ６の現在の駆動周波数に対応する電圧が印加されて充電される。一方、放電灯Ｌへの高圧パルスの印加直後においては、第２制御信号生成部１９の検出用コンデンサ３０の両端電圧に応じた周波数制御信号Ｓｃ_１がＶ−Ｆ変換部４に入力される。このような信号生成回路１３２によれば、直列共振回路において点灯起動時以前の周波数から連続的に点灯始動後の駆動周波数を変化させることで、起動前後で安定して放電灯をアーク放電に移行させることができる。

また、充電回路及び放電回路の構成としては電流源を含むものには限定されず、コストや電流源の性能などの何らかの理由で電流源を使用できない場合は、図１０に示すような構成にしてもよい。図１０は、本発明の変形例である充電回路２２８及び充電回路２２９と検出用コンデンサ３０とを含む回路図である。同図に示すように、充電回路２２８は、抵抗２２８ａとスイッチ素子２８ｂとからなる直列回路であり、放電回路２２９は、抵抗２２９ａとスイッチ素子２９ｂとからなる直列回路である。充電回路２２８は一端側から正電圧Ｖ_ＣＣが印加され、放電回路２２９は一端側から接地電圧Ｖ_ＥＥが印加され、充電回路２２８と放電回路２２９とは互いの他端側において直列接続されている。この２つの回路の接続点に検出用コンデンサ３０の一端が接続されており、検出用コンデンサ３０の他端はコンデンサ２３０を介して接地されている。さらに、この検出用コンデンサ３０の他端には、抵抗２３１，２３２によって分圧された電圧（Ｖ_ＣＣ＋Ｖ_ＥＥ）／２が印加されている。ここで、コンデンサ２３０は、検出用コンデンサ３０に印加される電圧（電流）を平滑化するために設けられている。

このような充電回路２２８及び充電回路２２９を含む回路構成によっても、誘導性及び容量性の深さに応じて検出用コンデンサ３０を充電又は放電することができる。ただし、コンデンサと抵抗による充放電回路では、ある時点でのコンデンサ電圧の時間変化はその時点でのコンデンサ電圧で決まる（コンデンサ電圧は指数関数で変化するため）。もし、誘導性に向かう周波数の逸脱度合いとコンデンサの電圧変化との関係と、容量性に向かう周波数の逸脱度合いとコンデンサの電圧変化との関係が異なれば、共振周波数への収束に影響がでる。そこで、検出用コンデンサ３０の基準電圧を（Ｖ_ＣＣ＋Ｖ_ＥＥ）／２として中間電圧に設定することで、共振周波数からの逸脱度合いに対するコンデンサ電圧の変化は、誘導性／容量性のどちらにおいても同じにすることができ、共振周波数追随の安定性を高めることができる。

本発明の好適な一実施形態にかかる放電灯点灯回路１の構成を示すブロック図である。 図１のハーフブリッジインバータの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。 誘導性領域にある場合の図１の直列共振回路の信号波形を示す図であり、（ａ）は、入力電圧の信号波形、（ｂ）は、入力電流の信号波形、（ｃ）は入力電流を矩形波に整形した信号波形である。 容量性領域にある場合の図１の直列共振回路の信号波形を示す図であり、（ａ）は、入力電圧の信号波形、（ｂ）は、入力電流の信号波形、（ｃ）は入力電流を矩形波に整形した信号波形である。 図１の位相差検出部の構成を示す回路図である。 図１の直列共振回路が誘導性領域にある場合の各信号波形を示す図であり、（ａ）は入力電圧の波形、（ｂ）は入力電流を矩形波に整形した信号波形、（ｃ）は誘導性検出信号の波形、（ｄ）は容量性検出信号の波形である。 図１の直列共振回路が容量性領域にある場合の各信号波形を示す図であり、（ａ）は入力電圧の波形、（ｂ）は入力電流を矩形波に整形した信号波形、（ｃ）は誘導性検出信号の波形、（ｄ）は容量性検出信号の波形である。 図１の信号生成回路及びＶ−Ｆ変換部の詳細構成を示す回路図である。 本発明の変形例である放電灯点灯回路の信号生成回路及びＶ−Ｆ変換部の詳細構成を示す回路図である。 本発明の変形例である放電灯点灯回路の充電回路及び放電回路の詳細構成を示す回路図である。 直列共振回路の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…制御部、５…起動部、６…ハーフブリッジインバータ（インバータ回路）、６ａ，６ｂ…トランジスタ（スイッチング素子）、７…ブリッジドライバ（駆動回路）、８…トランス、９…コンデンサ、１０…インダクタ、１７…位相差検出部、１７ａ…誘導性検出回路（第１の位相差検出回路）、１７ｂ…容量性検出部（第２の位相差検出回路）、１９…第２制御信号生成部、２８，２２８…充電回路、２９，２２９…放電回路、３０…検出用コンデンサ、３２，１３２…信号生成回路、１３３，１３４，１３５…スイッチ素子（スイッチ部）。

Claims (5)

1. 放電灯を点灯するための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
   スイッチング素子を含むインバータ回路と、インダクタ及びトランスのうち少なくとも一方、並びにコンデンサを含む直列共振回路と、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、直流電源の出力を変換することによって前記交流電力を前記放電灯へ供給する電力供給部と、
   前記駆動回路から出力される駆動信号の周波数を制御する周波数制御信号を生成する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記インバータ回路から前記直列共振回路へ入力される入力電圧と入力電流との位相差を検出する位相差検出部と、
   前記位相差に応じて前記駆動信号の周波数を増減させるように前記周波数制御信号を生成する制御信号生成部とを有する、
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 前記位相差検出部は、
   前記入力電圧の位相が前記入力電流の位相よりも進んでいる場合に、前記位相差に比例したパルス幅を有する誘導性検出信号を生成する第１の位相差検出回路と、
   前記入力電圧の位相が前記入力電流の位相よりも遅れている場合に、前記位相差に比例したパルス幅を有する容量性検出信号を生成する第２の位相差検出回路と含み、
   前記制御信号生成部は、
   一端が第１の電圧に設定された検出用コンデンサと、
   前記検出用コンデンサの他端に接続され、前記誘導性検出信号及び前記容量性検出信号のうちの一方の信号に応じて、前記検出用コンデンサの他端に電流を供給する充電回路と、
   前記検出用コンデンサの他端に接続され、前記誘導性検出信号及び前記容量性検出信号のうちの他方の信号に応じて、前記検出用コンデンサの他端から電流を吸収する放電回路と、
   前記検出用コンデンサの両端電圧を検出し、前記両端電圧に応じて前記駆動信号の周波数を増減させるように前記周波数制御信号を生成する信号生成回路とを含み、
   前記第１の電圧は、前記充電回路に供給される電源電圧と前記放電回路に供給される電源電圧との間の値に設定されている、
   ことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
3. 前記放電灯に高圧パルスを印加して点灯を促す起動部を更に備え、
   前記制御信号生成部は、前記起動部における前記高圧パルスの検出に応じて、前記検出用コンデンサを放電する、
   ことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯回路。
4. 前記放電灯に高圧パルスを印加して点灯を促す起動部を更に備え、
   前記位相差検出部は、
   前記入力電圧の位相が前記入力電流の位相よりも進んでいる場合に、前記位相差に比例したパルス幅を有する誘導性検出信号を生成する第１の位相差検出回路と、
   前記入力電圧の位相が前記入力電流の位相よりも遅れている場合に、前記位相差に比例したパルス幅を有する容量性検出信号を生成する第２の位相差検出回路とを含み、
   前記制御信号生成部は、
   検出用コンデンサと、
   前記検出用コンデンサに接続され、前記誘導性検出信号及び前記容量性検出信号のうちの一方の信号に応じて、前記検出用コンデンサに電流を供給する充電回路と、
   前記検出用コンデンサに接続され、前記誘導性検出信号及び前記容量性検出信号のうちの他方の信号に応じて、前記検出用コンデンサから電流を吸収する放電回路と、
   前記検出用コンデンサの両端電圧が入力されて、前記両端電圧に応じて前記駆動信号の周波数を増減させるように前記周波数制御信号を生成する信号生成回路と、
   前記起動部における前記高圧パルスの検出に応じて、前記検出用コンデンサの両端電圧を前記信号生成回路に入力し、前記高圧パルスの検出前においては、前記検出用コンデンサに対して前記駆動信号の現在の周波数に対応する電圧を印加するスイッチ部とを含む、
   ことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
5. 前記制御信号生成部は、
   前記周波数制御信号を生成することによって前記直列共振回路における動作周波数が共振周波数に近づくように制御する、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯回路。

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