JPH07169584A - 放電灯の点灯回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 放電灯の高周波点灯にあたって放電灯の安定
点灯制御を実現する。 【構成】 直流−交流変換回路７の後段に共振回路（イ
ンダクタ１１及びコンデンサ１４）を設けるとともに、
電圧検出部２３、電流検出部２４、タイマー回路２５か
らの信号に基づいて制御回路２２が周波数可変発振部２
８の発振周波数を可変し、これによって直流−交流変換
回路７の出力電圧の周波数を可変して放電灯２０への供
給電圧を制御する。共振回路における共振の持続電圧を
放電灯２０をグロー放電からアーク放電へと移行するの
に必要な電圧として利用するとともに、制御回路２２に
よる定電力制御により放電灯２０の安定点灯を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は新規な放電灯の点灯回路
に関する。詳しくは、放電灯の高周波点灯にあたって放
電灯の安定点灯制御を実現することができるようにした
新規な放電灯の点灯回路を提供するものである。

【０００２】

【従来の技術】メタルハライドランプ等の放電灯の交流
点灯に関しては、直流入力電圧を直流昇圧回路によって
昇圧した後に、後段の直流−交流変換回路によって交流
化してこれを放電灯に供給するようにした点灯回路が知
られている。

【０００３】ところで、このような矩形波点灯方式の点
灯回路において、放電灯の点灯を安定に保つ役割を担っ
ているのは直流昇圧回路であり、その出力電圧は放電灯
のランプ電圧に対して即座に応答しなければならないと
いう使命と、これとは逆に電源電圧の変動等の外乱に対
しては安定でなければならないという使命をもっている
ため、その両立の困難性が、放電灯の点灯安定性に影響
を及ぼし、アークの揺れや輝点の移動等の不安定性の原
因となる。

【０００４】このため、矩形波の極性切換のスピードア
ップや再点弧電圧の補償等による改善が図られるが、完
全な解決は困難である。

【０００５】そこで、放電灯の高周波点灯が望まれてお
り、例えば、直流昇圧回路を用いることなく直流−交流
変換回路によって昇圧及び交流化を一段で行い、インダ
クタ及びコンデンサを介して放電灯を点灯させるように
した回路が提案されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、高周波
点灯にあたって従来の点灯回路では、放電灯の安定した
点灯制御が困難であるという問題がある。

【０００７】即ち、放電灯をグロー放電からアーク放電
へと移行させるに際して放電灯に立ち消えが生じないよ
うに放電灯を安定した点灯状態へと導くには、直流−交
流変換回路の出力として数百ボルト程度の比較的高い電
圧が必要となるが、放電灯の起動後における直流−交流
変換回路の出力がこの高い電圧値のままであると、放電
灯の定常点灯時には必要以上の電圧が放電灯にかかるこ
とになり、放電灯の寿命への影響や回路の効率低下が生
じたり、部品の高耐圧化により装置の大型化を招く等の
不都合が生じる。

【０００８】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明放電灯の
点灯回路は上記した課題を解決するために、直流入力電
圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するための直流−
交流変換回路と、放電灯への始動用パルスを発生させて
放電灯に印加する起動回路とを備えた放電灯の点灯回路
において、以下の（イ）乃至（ニ）の構成を有するよう
にしたものである。

【０００９】（イ）直流−交流変換回路の後段に放電灯
に対してインダクタを直列に接続するとともにコンデン
サを放電灯に対して並列に接続することによって共振回
路を設ける。

【００１０】（ロ）直流−交流変換回路への入力電圧及
び入力電流、あるいは放電灯への供給電圧及び供給電流
を検出するための検出手段を設ける。

【００１１】（ハ）制御手段は直流−交流変換回路の出
力電圧の周波数を変化させるための周波数可変発振手段
を有する。

【００１２】（ニ）制御手段は検出手段による検出信号
から電力値又は電力近似値を求め、これが略一定となる
ように周波数可変発振手段の発振周波数を変化させる。

【００１３】

【作用】本発明によれば、直流−交流変換回路の後段に
共振回路を設け、検出手段からの信号に基づいて制御手
段が周波数可変発振部の発振周波数を変化させ、これに
よって直流−交流変換回路の出力電圧の周波数を変化さ
せて放電灯への供給電圧を制御することができるので、
共振回路における共振の持続電圧を放電灯をグロー放電
からアーク放電へと移行するのに必要な電圧として利用
することができ、しかも制御手段の定電力制御により放
電灯を安定した点灯状態へと導くことができる。

【００１４】

【実施例】以下に、本発明放電灯の点灯回路の詳細を図
示した実施例に従って説明する。尚、図示した実施例は
本発明を自動車用メタルハライドランプの点灯回路１に
適用したものである。

【００１５】図１は点灯回路１の概要を示すものであ
り、バッテリー２が直流電圧入力端子３と３′との間に
接続されている。

【００１６】４、４′は直流電源ラインであり、その一
方のライン４上には点灯スイッチ５が設けられ、また、
他方のライン４′には電流検出抵抗６が設けられてい
る。

【００１７】７は直流−交流変換回路であり、バッテリ
ー電圧を矩形波状の交流電圧に変換するために設けられ
ている。

【００１８】この直流−交流変換回路７は、図２に示す
ように、プッシュプル型のＤＣ−ＡＣコンバータの構成
を有しており、トランス８の１次巻線８ａ側に設けられ
た半導体スイッチ素子９（ｉ）（ｉ＝１、２）が駆動制
御回路１０からの信号によって相反的にスイッチング制
御されるようになっている。

【００１９】直流電源ライン４はトランス８の１次巻線
８ａのセンタータップに接続されており、半導体スイッ
チ素子９（１）、９（２）にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ
を使った場合には、両ＦＥＴのソースが共通化されて直
流電源ライン４′に接続され、これらＦＥＴのドレーン
がトランス８の１次巻線８ａの各端子にそれぞれ接続さ
れている。そして、ＦＥＴのゲートには駆動制御回路１
０からの制御信号が供給される。尚、駆動制御回路１０
の構成については後述する。

【００２０】１１はインダクタであり、トランス８の２
次巻線８ｂの一端と交流出力端子１２、１２′の一方１
２との間を結ぶ給電ライン１３上に設けられている。

【００２１】１４は上記インダクタ１１とともに共振回
路を構成するコンデンサであり、その一端がインダクタ
１１の端子のうち反２次巻線８ｂ側の端子に接続され、
他端がトランス８の２次巻線８ｂの終端側端子と交流出
力端子１２′との間を結ぶ給電ライン１３′に接続され
ている。

【００２２】１５、１５は分圧抵抗であり、給電ライン
１３と１３′との間においてコンデンサ１４に並列に設
けられている。

【００２３】１６は起動回路であり、トランス１７と始
動用パルス発生部１８とから構成されている。トランス
１７の２次巻線１７ｂの一端がコンデンサ１９を介して
インダクタ１１とコンデンサ１４との間に接続され、ま
たその他端が交流出力端子１２に接続されており、始動
用パルス発生部１８によりトランス１７の１次巻線１７
ａに発生されるパルスがトランス１７によって昇圧され
て直流−交流変換回路７の出力に重畳されるようになっ
ている。

【００２４】２０はメタルハライドランプであり、交流
出力端子１２と１２′との間に接続されている。直流−
交流変換回路７の出力する矩形波は、インダクタ１１、
コンデンサ１４、トランス１７等を経ることによって正
弦波に近似した波形となってメタルハライドランプ２０
に供給される。

【００２５】２１はカレントトランスであり、給電ライ
ン１３′上に設けられている。

【００２６】２２は制御回路であり、電圧検出部２３、
電流検出部２４、タイマー回路２５、エラーアンプ２
６、点灯判別／周波数制御部２７、周波数可変発振部２
８から構成されている。

【００２７】電圧検出部２３は、バッテリー電圧を検出
するために設けられ、その検出点は点灯スイッチ５の後
端とされている。そして、その出力信号は後段のエラー
アンプ２６に送出される。

【００２８】また、電流検出部２４は、バッテリー電流
を検出するために設けられており、バッテリー電流は上
記電流検出抵抗６により電圧変換されて入力される。そ
して、その出力信号は後段のエラーアンプ２６に送出さ
れる。

【００２９】タイマー回路２５は、メタルハライドラン
プ２０の消灯時間を検出し、起動時におけるメタルハラ
イドランプ２０の状態に応じた電力アップ制御を行い、
メタルハライドランプ２０の始動時間を短くするために
設けられている。即ち、メタルハライドランプ２０を冷
えた状態から起動させる所謂コールドスタート時には、
メタルハライドランプ２０の定格電力より大きな電力を
供給することによって光束の立ち上がり特性を良好にす
るものである。

【００３０】エラーアンプ２６には、電圧検出部２３の
出力信号と電流検出部２４の出力信号との加算信号が入
力され、これと所定の基準電圧との間の差信号が後段の
周波数可変発振部２８に送出される。つまり、エラーア
ンプ２６は加算信号のレベルが一定の値となるように制
御するために設けられる。尚、加算信号を一定値にする
ための基準値は固定した値ではなく、上記タイマー回路
２５の出力に応じて可変される。

【００３１】点灯判別／周波数制御部２７は、メタルハ
ライドランプ２０の点灯状態又は不点灯状態を判別する
とともに、メタルハライドランプ２０が不点灯状態であ
ると判別された場合には周波数可変発振部２８に制御信
号を送出して直流−交流変換回路７の出力する矩形波状
電圧を一時的に高めるために設けられる。点灯判別／周
波数制御部２７には、カレントトランス２１や分圧抵抗
１５、１５による検出信号が入力され、カレントトラン
ス２１の検出信号に基づいてメタルハライドランプ２０
が点灯したか否かを判別して、メタルハライドランプ２
０が不点灯状態である場合に分圧抵抗１５、１５によっ
て検出される出力電圧が所定の値になるように制御する
ための信号を周波数可変発振部２８に送出する。

【００３２】周波数可変発振部２８は、上記エラーアン
プ２６、点灯判別／周波数制御部２７からの信号に応じ
て変化される発振周波数をもった信号を発生して、これ
を駆動制御回路１０に送出することによって、直流−交
流変換回路７の出力する矩形波の周波数を制御するため
に設けられている。

【００３３】図３は制御回路２２の構成例を示すもので
ある。

【００３４】電圧検出部２３は、演算増幅器２９を用い
た電圧バッファの構成とされており、該演算増幅器２９
の非反転入力端子には分圧抵抗３０、３０′によりバッ
テリー電圧の分圧値が入力される。尚、抵抗３０の一端
が直流電源ライン４に接続され、その他端が抵抗３０′
を介して接地されており、ツェナーダイオード３１及び
コンデンサ３２が抵抗３０′に並列に設けられている。

【００３５】電流検出部２４は、演算増幅器３３を用い
た非反転増幅回路とされており、演算増幅器３３の非反
転入力端子には、電流検出抵抗６による検出電圧が分圧
抵抗３４、３４′を介して入力される。尚、演算増幅器
３３の出力端子と反転入力端子との間には抵抗３５が介
挿されており、演算増幅器３３の反転入力端子は抵抗３
６を介して接地されている。

【００３６】本実施例では電圧検出部２３及び電流検出
部２４をトランス８の一次側に設けることによって直流
−交流変換回路７への入力電圧及び電流を検出している
が、このような直流での電圧・電流検出は、ランプ電圧
及び電流をＡＣ値として検出する場合に比べて制御系の
応答を速くすることができ（検出値をＤＣ値に変換する
必要がないため。）、また、素子の耐圧を高くする必要
がない等の利点がある。但し、電力制御にあたっては、
直流−交流変換回路等での電力損失について予め考慮す
る必要がある。

【００３７】タイマー回路２５は、時定数回路３７と演
算増幅器３８とを有する。

【００３８】３９はコンデンサであり、その一端が抵抗
４０及びダイオード４１を介して直流電源ライン４に接
続され、他端が接地されている。

【００３９】コンデンサ３９の端子電圧は抵抗４２を介
して演算増幅器３８の反転入力端子に送られる。

【００４０】４３はコンデンサ３９に対して並列に設け
られた抵抗である。

【００４１】演算増幅器３８の非反転入力端子には所定
の基準電圧Ｅｔが供給され、演算増幅器３８の出力信号
は順方向接続のダイオード４４を介してエラーアンプ２
６に送出される。

【００４２】４５は演算増幅器３８の出力端子と反転入
力端子との間に介挿された抵抗である。

【００４３】エラーアンプ２６は演算増幅器４６を用い
て構成され、その非反転入力端子には演算増幅器２９、
３３の出力が抵抗４７、４８をそれぞれ介して入力され
る。また、演算増幅器４６の反転入力端子には分圧抵抗
４９、４９′によって規定される基準電圧（メタルハラ
イドランプ２０の定格電力に対応し、これを「Ｅｒｅ
ｆ」と記す。）が抵抗５０を介して供給されるととも
に、タイマー回路２５の出力が抵抗５０を介して供給さ
れる。

【００４４】５１は、演算増幅器４６の出力端子と反転
入力端子との間に介挿された抵抗である。

【００４５】点灯判別／周波数制御部２７は、反転増幅
回路を構成する演算増幅器５２の反転入力端子側に分圧
抵抗１５、１５による検出電圧が供給され、演算増幅器
５２の非反転入力端子に供給される基準電圧がカレント
トランス２１によるランプ電流検出値の如何によって変
化するように構成されている。

【００４６】即ち、ダイオード５３のアノードが分圧抵
抗１５と１５との間に接続され、そのカソードが抵抗５
４を介して演算増幅器５２の反転入力端子に接続される
とともにコンデンサ５５を介して接地されている。

【００４７】また、カレントトランス２１の２次巻線の
一端がツェナーダイオード５６を介して接地されるとと
もに抵抗５７を介してエミッタ接地のＮＰＮトランジス
タ５８のベースに接続されており、トランジスタ５８の
コレクタが分圧抵抗５９と６０との間に接続されてい
る。分圧抵抗５９の一端には所定電圧Ｖｃｃが供給さ
れ、その他端が分圧抵抗６０を介して接地されるととも
に抵抗６１を介して演算増幅器５２の非反転入力端子に
接続されている。

【００４８】６２はダイオードであり、そのアノードが
演算増幅器５２の出力端子に接続され、そのカソードが
抵抗６３を介して演算増幅器５２の反転入力端子に接続
されている。

【００４９】周波数可変発振部２８は、可変容量ダイオ
ードを用いたＣＲ発振回路の構成とされており、可変容
量ダイオードを用いることによって、パルス幅制御方式
等の電力制御を行う場合に比べて回路構成の簡単化が図
られている。

【００５０】６４は可変容量ダイオードであり、そのカ
ソードが上記ダイオード６２のカソードに接続されると
ともに抵抗６５を介して演算増幅器４６の出力端子に接
続され、そのアノードは接地されている。

【００５１】６６はＮＯＴシュミットトリガであり、そ
の入力端子はコンデンサ６７を介して可変容量ダイオー
ド６４のカソードに接続されている。

【００５２】６８はＮＯＴシュミットトリガ６６に対し
て並列に設けられた抵抗である。

【００５３】６９はＮＯＴシュミットトリガ６６の後段
に設けられた波形整形部であり、ＮＯＴシュミットトリ
ガ６６の出力の立ち上がりから稍遅れた細幅の立ち上が
り微分波形を得るものである。図４に示すように、ＮＯ
Ｔシュミットトリガ６６の出力は２つに分岐してその一
方が２入力ＮＡＮＤシュミットトリガ７０の一方の入力
端子に入力され、他方がＮＯＴシュミットトリガ７１、
抵抗７２及びコンデンサ７３からなる積分回路７４を経
てＮＡＮＤシュミットトリガ７０の残りの入力端子に入
力される。

【００５４】７５、７６はＮＯＴシュミットトリガであ
り、その一方７５がＮＡＮＤシュミットトリガ７０の後
段に設けられ、他方７６がＮＯＴシュミットトリガ７５
の後段に設けられている。そして、これらＮＯＴシュミ
ットトリガ７５、７６の出力はともに直流−交流変換回
路７の駆動制御回路１０に送出される。

【００５５】駆動制御回路１０は、直流−交流変換回路
７の半導体スイッチ素子９（１）、９（２）に対する駆
動信号のスイッチングスピードを速めたり、駆動信号が
デッドタイムを含むように波形整形を行う等の役割をも
っている。

【００５６】図４に示すように駆動制御回路１０は、Ｄ
型フリップフロップ７７及び７８、２入力ＮＡＮＤシュ
ミットトリガ７９及び８０、ＮＯＴシュミットトリガ８
１及び８２、コンプリメンタリ対８３、８４から構成さ
れている。

【００５７】Ｄ型フリップフロップ７７のクロック入力
端子（ＣＫ）には、上記ＮＯＴシュミットトリガ７６の
出力信号が入力され、そのＱ出力端子がＮＡＮＤシュミ
ットトリガ７９の入力端子の一方に入力される。尚、Ｄ
型フリップフロップ７７のＱバー出力信号はＤ型フリッ
プフロップ７７、７８のＤ入力端子にそれぞれ送出され
るとともに、ＮＡＮＤシュミットトリガ８０の入力端子
の一方に送出される。

【００５８】また、Ｄ型フリップフロップ７８のクロッ
ク入力端子（ＣＫ）には、上記ＮＯＴシュミットトリガ
７５の出力信号が入力され、そのＱ出力端子がＮＡＮＤ
シュミットトリガ７９の残りの入力端子に入力される。
尚、Ｄ型フリップフロップ７８のＱバー出力信号はＮＡ
ＮＤシュミットトリガ８０の残りの入力端子に送出され
る。

【００５９】ＮＡＮＤシュミットトリガ７９、８０の出
力信号は、後段のＮＯＴシュミットトリガ８１、８２を
介してコンプリメンタリ対８３、８４にそれぞれ送られ
る。

【００６０】そして、コンプリメンタリ対８３、８４の
出力はそれぞれ直流−交流変換回路７の半導体スイッチ
素子９（１）、９（２）に駆動信号として送出される。

【００６１】始動用パルス発生部１８は、図２に示すよ
うに、コンデンサの充電電圧が所定電圧に達した時に自
己降伏型スイッチ素子の降伏によりトランス１７の１次
側にパルスが発生されるように構成されている。

【００６２】トランス１７の１次巻線１７ａの一端は２
次巻線１７ｂとコンデンサ１９との間に接続されてお
り、他端はスパークギャップ等の自己降伏型スイッチ素
子８５（図ではスイッチの記号で示す。）の一端に接続
されている。

【００６３】８６はダイオードであり、そのアノードが
コンデンサ８７を介してコンデンサ１９とトランス１７
の２次巻線１７ｂとの間に接続され、そのカソードが給
電ライン１３′に接続されている。

【００６４】しかして、制御回路２２にあっては、バッ
テリー電圧が抵抗３０、３０′によって分圧されて電圧
検出部２３の演算増幅器２９に送られ、また、バッテリ
ー電流が電流検出抵抗６によって検出されて電流検出部
２４の演算増幅器３３に送られて増幅される。

【００６５】そして、演算増幅器２９の出力と演算増幅
器３３の出力が所定の比率をもって加算され、これがエ
ラーアンプ２６に送出され、ここで基準値Ｅｒｅｆと比
較される。つまり、エラーアンプ２６は電圧検出部２３
の出力と電流検出部２４の出力との加算結果としてメタ
ルハライドランプ２０への供給電力の近似値を求め、こ
れが基準電圧に対応する一定値になるよう制御するため
にエラー電圧を周波数可変発振部２８に送出する。

【００６６】エラー電圧は抵抗６５を介して周波数可変
発振部２８の可変容量ダイオード６４に供給され、これ
によって発振周波数が変化する。即ち、エラー電圧が大
きいと可変容量ダイオード６４の逆方向バイアス電圧が
大きいので接合容量が小さくなり、発振周波数が高くな
る。

【００６７】また、タイマー回路２５からエラーアンプ
２６に送られる信号によって基準電圧Ｅｒｅｆが変化し
て、メタルハライドランプ２０に対する電力アップ制御
が行われる。

【００６８】例えば、コールドスタート時には、時定数
回路３７のコンデンサ３９が空の状態が充電されてい
き、その端子電圧と基準電圧Ｅｔとの差電圧に応じてエ
ラーアンプ２６の基準電圧が上昇する。よって、エラー
アンプ２６における電力近似値の比較基準値が大きくな
るので、メタルハライドランプ２０への供給電力が大き
くなる。尚、供給電力の上昇の度合は、メタルハライド
ランプ２０の消灯時間に対応して変化するコンデンサ３
９の端子電圧の如何による。

【００６９】可変容量ダイオード６４に対する制御電圧
はまた点灯判別／周波数制御部２７からも与えられる。

【００７０】ランプの起動時には電圧検出部２３、電流
検出部２４、エラーアンプ２６からなる電力制御系から
外れて、演算増幅器５２が制御の主流となる。

【００７１】カレントトランス２１によりランプ電流が
流れていないことが検出された場合にはトランジスタ５
８がオフ状態となり、演算増幅器５２は分圧抵抗１５、
１５によって検出されるコンデンサ１４の端子電圧が所
定の電圧（分圧抵抗５９、６０によるＶｃｃの分圧値に
より規定される。）になるような制御電圧を可変容量ダ
イオード６４に供給する。つまり、演算増幅器５２はラ
ンプ電圧を基準電圧と比較するエラーアンプとなってお
り、その制御電圧によって可変容量ダイオード６４の接
合容量が変化し、これによって周波数可変発振部２８の
発振周波数が可変される。

【００７２】ランプ電圧が低いときには、演算増幅器５
２の制御電圧が大きいので可変容量ダイオード６４への
印加電圧が大きく、可変容量ダイオード６４の接合容量
が小さくなるため、周波数可変発振部２８の発振周波数
がインダクタ１１及びコンデンサ１４に係る共振周波数
にほぼ等しい値まで高くなる。

【００７３】また、カレントトランス２１により検出さ
れるランプ電流によりトランジスタ５８がオン状態にな
ると、演算増幅器５２の非反転入力端子がゼロレベルに
固定され、ダイオード６２が導通しなくなるため、制御
は電力制御系に委ねられ、ランプが定常状態に近づくに
つれて周波数可変発振部２８の発振周波数が低くなって
所定値に漸近していく。

【００７４】周波数可変発振部２８の出力信号は、駆動
制御回路１０に送られて、ここでデッドタイムを含むほ
ぼ相反した位相関係にある矩形波信号が得られる。

【００７５】ＮＯＴシュミットトリガ７５の出力信号と
ＮＯＴシュミットトリガ７６の出力信号とは互いに反相
関係の信号であり、フリップフロップ７７、７８のＱ出
力信号はこれらの分周信号となるが、フリップフロップ
７８のＱ出力信号の方がフリップフロップ７７のＱ出力
信号よりやや遅れた信号となる。そして、これらフリッ
プフロップ７７、７８の出力信号のＱ出力同士とＱバー
出力同士との論理積をとることによってデッドタイムを
もった２つの信号が得られる。そして、これらの信号に
よって直流−交流変換回路７の半導体スイッチ素子９
（１）、９（２）が駆動される。

【００７６】上述したようにランプの点灯前には周波数
可変発振部２８の発振周波数が高くなってインダクタ１
１及びコンデンサ１４による共振が起こり、これによっ
て直流−交流変換回路７の出力電圧に対して数倍の昇圧
が行われる。

【００７７】この電圧によって始動用パルス発生部１８
のコンデンサ８７が充電されていき、その端子電圧が所
定電圧を越えた時点で自己降伏型スイッチ素子８５が降
伏してトランス１７の１次側にパルスが発生し、これが
トランス１７により昇圧されて数十キロボルトの始動用
パルスがメタルハライドランプ２０に印加されてランプ
に起動がかかる。

【００７８】ランプの点灯後には、周波数可変発振部２
８の発振周波数が低くなるが、ランプが点灯して間もな
いうち（０．１〜１ｍｓ程度）は共振の持続により放電
灯に比較的高い電圧が供給されるため、グロー放電から
アーク放電への移行が促進される。

【００７９】そして、電力制御系による周波数制御に移
行して、インダクタ１１及びコンデンサ１４による共振
はなくなり、最終的にランプの定電力制御が行われてメ
タルハライドランプ２０の点灯状態が安定する。

【００８０】

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、本発明放電灯の点灯回路によれば、直流−交流変換
回路の後段に共振回路を設け、検出手段からの信号に基
づいて制御手段が周波数可変発振部の発振周波数を変化
させ、これによって直流−交流変換回路の出力電圧の周
波数を変化させて放電灯への供給電圧を制御することが
できるので、共振回路における共振の持続電圧を放電灯
をグロー放電からアーク放電へと移行するのに必要な電
圧として利用することができ、しかも制御手段の定電力
制御により放電灯を安定した点灯状態へと導くことがで
きる。

【００８１】そして、放電灯の消灯時間を検出するため
のタイマー回路を設けて、その出力に応じて放電灯への
供給電力が定格電力値より大きくなるように制御するこ
とによって、放電灯の状態に応じた起動制御を行い、放
電灯の始動時間又は再始動時間を短縮することができ
る。

【００８２】また、周波数可変発振部に可変容量ダイオ
ードを用いたＣＲ発振部を用いて直流−交流変換回路の
出力電圧の周波数を変化させることによって、回路構成
の簡単化等を図ることができる。

【００８３】尚、上記実施例において示した具体的な回
路構成は何れも本発明の具体化に当たってのほんの一例
を示したものにすぎず、これらによって本発明の技術的
範囲が限定的に解釈されるものではない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る放電灯の点灯回路の概要を示す回
路ブロック図である。

【図２】直流−交流変換回路及び起動回路の構成を示す
回路図である。

【図３】制御回路の構成を示す回路図である。

【図４】周波数可変発振部及び駆動制御回路の構成を示
す回路図である。

【符号の説明】

１ 放電灯の点灯回路 ７ 直流−交流変換回路 １１、１４ 共振回路 １１ インダクタ １４ コンデンサ １５、２１、２３、２４ 検出手段 １６ 起動回路 ２０ 放電灯（メタルハライドランプ） ２２ 制御手段（制御回路） ２５ タイマー回路 ２８ 周波数可変発振手段（周波数可変発振回路） ６４ 可変容量ダイオード ６４、６５、６６、６７、６８ ＣＲ発振部

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流入力電圧を交流電圧に変換して放電
   灯に供給するための直流−交流変換回路と、放電灯への
   供給電力を制御する制御手段と、放電灯への始動用パル
   スを発生させて放電灯に印加する起動回路とを備えた放
   電灯の点灯回路において、（イ）直流−交流変換回路の
   後段に放電灯に対してインダクタを直列に接続するとと
   もにコンデンサを放電灯に対して並列に接続することに
   よって共振回路を設けたこと、（ロ）直流−交流変換回
   路への入力電圧及び入力電流、あるいは放電灯への供給
   電圧及び供給電流を検出するための検出手段を設けたこ
   と、（ハ）制御手段は直流−交流変換回路の出力電圧の
   周波数を変化させるための周波数可変発振手段を有する
   こと、（ニ）制御手段は検出手段による検出信号から電
   力値又は電力近似値を求め、これが略一定となるように
   周波数可変発振手段の発振周波数を変化させること、を
   特徴とする放電灯の点灯回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の放電灯の点灯回路にお
   いて、制御手段が放電灯の消灯時間を検出するためのタ
   イマー回路を有し、該タイマー回路の出力に応じて放電
   灯への供給電力が定格電力値より大きくなるように制御
   することを特徴とする放電灯の点灯回路。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載の放電灯の
   点灯回路において、周波数可変発振手段が可変容量ダイ
   オードを用いたＣＲ発振部を有し、制御手段からの信号
   に応じた可変容量ダイオードの制御により直流−交流変
   換回路の出力電圧の周波数を変化させるようにしたこと
   を特徴とする放電灯の点灯回路。