JP4587468B2 - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Description

本発明は、小型化や高周波化に適した放電灯点灯回路において、放電灯の点灯維持や消灯時の再始動を保証するための制御技術に関する。

自動車用照明光源に用いられる、メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成をもった直流電源回路と、直流−交流変換回路、起動回路を備えた構成が知られている。例えば、バッテリーからの直流入力電圧を直流電源回路において所望の電圧に変換した上で、後段の直流−交流変換回路にて交流出力に変換し、これに起動用信号を重畳して放電灯に供給する（例えば、特許文献１参照。）。

放電灯の点灯制御においては、放電灯が点灯する前（消灯時）の無負荷時出力電圧（以下、「ＯＣＶ」という。）を制御して、放電灯に起動用信号を印加することで該放電灯を点灯させた後、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させる。

直流電源回路には、例えば、トランスを用いたスイッチングレギュレータが用いられ、また、直流−交流変換回路には、例えば、複数対のスイッチング素子を用いたフルブリッジ型構成等が挙げられる。

直流電圧変換と直流−交流変換という２段階の変換を行う構成形態では、回路規模が大きくなってしまい、小型化に適さなくなるため、その対策として、直流−交流変換回路における１段階の電圧変換によって昇圧された出力を放電灯に供給するようにした構成が挙げられる。

例えば、直列共振回路を備え、共振電圧をトランスで昇圧した上で放電灯への電力供給を行う構成形態が挙げられる。コンデンサやインダクタンス素子による直列共振では、共振周波数を中心としてほぼ対称的な周波数特性をもち、直流−交流変換回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動周波数を変えることで出力電圧や電力を制御することができ、共振周波数よりも高い周波数領域（誘導性領域あるいは遅相領域）では、周波数の増加に対して出力電圧が低下し、また、共振周波数よりも低い周波数領域（容量性領域あるいは進相領域）では、周波数の減少に対して出力電圧が低下する傾向を示す。

電源投入後の消灯時（点灯前）におけるＯＣＶ制御では、直列共振周波数「Ｆoff」よりも高い周波数領域において、半導体スイッチング素子の駆動周波数を下げることでＯＣＶ値を高め、それが目標値に到達した時点で、起動用の高圧パルスを発生させて放電灯に印加し、放電灯が点灯した場合に、直列共振周波数「Ｆon」（＞Ｆoff）よりも高い周波数領域へと移行させて放電灯の電力制御を開始させる。

特開平７−１４２１８２号公報

ところで、半導体スイッチング素子の駆動周波数に係る制御において、放電灯の消灯時及び点灯時に各共振周波数（Ｆoff、Ｆon）よりも高周波側の領域で出力制御を行うことが前提とされる場合に、電源電圧の低下や出力段での地絡等によって、半導体スイッチング素子の駆動周波数が下がる方向への一方的な制御が行われてしまうことに起因する弊害が問題とされる。

つまり、共振周波数よりも高周波側の領域（誘導性領域）において、出力電圧や電力を上げるためには駆動周波数を低くし、また、出力電圧や電力を下げるためには駆動周波数を高くするという制御が行われる。よって、何らかの原因（バッテリー等からの入力電圧が低下した場合や、地絡により放電灯が消灯したと判定された場合等）で制御上の動作点が共振周波数よりも低周波側の領域（容量性領域）に入った場合において、上記した制御が逆方向の作用をもたらす。即ち、出力を上げようとして駆動周波数を下げたのでは、結果的に出力が低下してしまい、従って、さらに駆動周波数を下げようとする制御が行われてしまう。これは、共振周波数よりも低い周波数領域において、周波数の減少方向に対して出力電圧が低下傾向を示すことに起因し、スイッチング素子の駆動周波数が際限なく低くなってしまい、この状態から抜け出せなくなる。その結果、例えば、放電灯の再点灯が不能になったり、目標とする電力制御に支障を来たす等の不具合が発生する虞があり、その対策が必要になる。

本発明は、直列共振を利用した直流−交流変換回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動周波数が、共振周波数よりも低下したままの状態にならないための対策を講じ、放電灯の点灯状態を維持し、又は再点灯動作への移行を保証することを課題とする。

本発明は、直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。

・直流−交流変換回路が、制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有していること。

・放電灯の消灯時における直列共振回路の共振周波数を「Ｆoff」と記し、放電灯の点灯時における直列共振回路の共振周波数を「Ｆon」と記すとき、放電灯の点灯時には駆動周波数をＦonよりも高い周波数にしてスイッチング素子の駆動制御を行い、駆動周波数が低下して放電灯が消灯したことが検出された場合に、駆動周波数をＦoffよりも高い周波数領域へと移行させること、又は、放電灯の点灯中に駆動周波数がＦonよりも低下したことを検出した場合に、駆動周波数をＦonよりも高い周波数領域へと戻すこと。
・上記放電灯に流れる電流を検出する電流検出手段と、上記駆動周波数又はその制御電圧を検出する検出手段と設け、上記電流検出手段によって検出されるランプ電流が減少し、かつ上記駆動周波数の低下が上記検出手段によって検出され、この状態が予め決められた時間以上継続した場合に、上記駆動周波数を上記Ｆonよりも高い周波数領域へと移行させて上記放電灯の点灯状態を維持すること。

本発明では、放電灯の消灯時及び点灯時に共振周波数よりも高周波側領域においてスイッチング素子の駆動周波数を制御する構成形態において、駆動周波数が共振周波数Ｆonよりも低下した場合に、放電灯の消灯時には駆動周波数を一時的に高めて再始動を行い、また、放電灯の点灯時の周波数低下に対しては点灯状態を維持したまま駆動周波数を元の周波数領域へと復帰させることができる。

本発明によれば、電源電圧の低下時や地絡時等において、スイッチング素子の駆動周波数が低下し、共振周波数よりの低周波側の容量性領域に入ったままの状態にならないように、駆動周波数を共振周波数Ｆoff又はＦonよりも高周波側の誘導性領域へと戻す制御が行われる。

例えば、駆動周波数が低下して放電灯が消灯したことが検出された場合には、駆動周波数を共振周波数Ｆonよりも高い許容上限周波数に規定して再始動を行うことによって、消灯時の再点灯動作が保証される。

駆動周波数の低下及び放電灯の消灯状態の検出については、放電灯にかかる電圧を検出する電圧検出手段と、放電灯に流れる電流を検出する電流検出手段とを有する構成において、電圧検出手段によって検出されるランプ電圧が閾値未満であって、かつ、電流検出手段によって検出されるランプ電流が閾値未満である状態が、予め決められた時間以上継続した場合に、駆動周波数を上記共振周波数Ｆoffよりも高い周波数領域へと移行させることが好ましい（回路構成や制御方法の複雑化等を伴うことがない。）。

また、放電灯の点灯時には、該放電灯の点灯状態を維持したまま誘導性領域への周波数移行がなされ、駆動周波数の低下継続を阻止するための対策が講じられる。例えば、放電灯に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング素子の駆動周波数又はその制御電圧を検出する検出手段を設けた構成において、ランプ電流の減少及び駆動周波数の低下が検出され、この状態が予め決められた時間以上継続した場合に、駆動周波数を上記共振周波数Ｆonよりも高い周波数領域へと移行させれば良い。

以上の周波数移行制御により、例えば、車両用灯具への適用において信頼性や走行安全性等を高めることができる。

図１は本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、直流電源２から直流入力電圧（図の「＋Ｂ」参照）を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例では、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらの駆動制御を行う制御手段６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、制御手段６によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、図では簡単化のために素子５Ｈ、５Ｌをスイッチの記号で示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

直流−交流変換回路３は電力伝送及び昇圧用のトランス７を有しており、本例では、その一次側において共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の３通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子との共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８とトランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子及びトランス７のリーケージインダクタンスとの共振を利用した形態。

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサ８をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。

また、上記（ＩＩ）では、トランス７のインダクタンス成分を利用することで、共振用コイル等の追加が不要である。つまり、共振用コンデンサ８の一端をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続し、該コンデンサ８の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続すれば良い。

上記（ＩＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせ、トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０（車両用灯具に用いられるメタルハライドランプ等）の正弦波点灯を行う。尚、制御手段６による各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、電源投入後の点灯前の共振周波数を「Ｆoff」、点灯状態での共振周波数を「Ｆon」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ」と記すとき、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、電源投入後の放電灯の点灯前では、「Ｆoff＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ））」となる。例えば、駆動周波数がＦoffよりも低いとスイッチング素子の損失が大きくなり効率が悪化するので、Ｆoffよりも高い周波数領域でのスイッチング動作が行われる。また、放電灯の点灯後には、「Ｆon≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（Ｆoff＜Ｆon）。この場合に、Ｆonよりも高い周波数領域でスイッチング動作が行われる。

点灯回路の電源投入後には、放電灯の消灯状態（無負荷状態）においてＦoff付近の周波数値をもってＯＣＶを制御し、起動用信号の発生及び該信号による放電灯の起動後に点灯状態に移行した場合には、Ｆonよりも高い周波数領域での点灯制御を行うことが好ましい。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力電圧がトランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯１０に供給される。）。本例では、起動回路４の出力端子の一方をトランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示している。これに限らず、例えば、トランス７の二次側から起動回路への入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線（後述の巻線１１）を設けて、該補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

図１のように、直流−交流変換回路３で直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態において、放電灯１０に流れる電流や放電灯１０にかかる電圧を検出する場合には、例えば、共振用のインダクタンス素子９に対して巻線を追加し、又はトランス７に検出用巻線や検出用端子を追加することによって、放電灯の電流検出値及び電圧検出値を得ることができる。

図１に示す例では、インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線１１が放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出するために設けられており、該補助巻線１１の出力が電流検出手段１２に送られる。つまり、放電灯の電流検出については、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて行われ、その検出結果が制御手段６に送出され、放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

また、放電灯１０にかかる電圧検出については、例えば、トランス７に設けられた検出用巻線７ｖの出力に基づいて行われる。本例では、検出用巻線７ｖの出力が電圧検出手段１３に送られ、該回路によって放電灯１０にかかる電圧に相当する検出電圧が得られる。そして、これが制御手段６に送出されて放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

尚、放電灯の電流検出法や電圧検出法に関しては各種形態を採用可能であり、例えば、図１において、トランス７の二次側に電流検出用抵抗１４を設ける等、回路構成の如何は問わない。

図２は、ＬＣ直列共振を利用した場合の周波数特性について説明するための概略的なグラフ図であり、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸には点灯回路の出力電圧「Ｖo」又は出力電力「ＯＰ」をとって、放電灯の消灯時の共振曲線「ｇ１」及び点灯時の共振曲線「ｇ２」を示している。

尚、共振曲線「ｇ１」については、縦軸が出力電圧「Ｖo」を示し、共振曲線「ｇ２」については、縦軸が出力電力「ＯＰ」を示す。

放電灯の消灯時にはトランス７の二次側が高インピーダンスであり、該トランスの一次側のインダクタンス値が高く、共振周波数Ｆoffの共振曲線ｇ１が得られる。また、放電灯の点灯時には、トランス７の二次側のインピーダンスが低く（数十乃至数百Ω程度）、一次側のインダクタンス値が低くなり、共振周波数Ｆonの共振曲線ｇ２が得られる（点灯時には電圧の変化量が比較的小さく、主として電流が大きく変化する。）。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「ｆａ１」＝「ｆ＜Ｆoff」の周波数領域（「ｆ＝Ｆoff」の左側に位置する容量性領域あるいは進相領域）
・「ｆａ２」＝「ｆ＞Ｆoff」の周波数領域（「ｆ＝Ｆoff」の右側に位置する誘導性領域あるいは遅相領域）
・「ｆｂ」＝「ｆ＞Ｆon」に位置する周波数領域（点灯時の周波数領域であり、「ｆ＝Ｆon」の右側の誘導性領域内である。）
・「ｆocv」＝点灯前（消灯時）における出力電圧の制御範囲（以下、これを「ＯＣＶ制御範囲」という。これはｆａ２内においてＦoffの近傍域に位置する。）
・「Ｌmin」＝放電灯の点灯維持が可能な出力レベル
・「Ｐ１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ２」＝電源投入直後の初期動作点（領域ｆｂ内）
・「Ｐ３」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点（ｆocv内）
・「Ｐ４」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）
・「ｆ１」＝放電灯の点灯開始直前におけるスイッチング素子の駆動周波数（例えば、動作点Ｐ３での駆動周波数）
・「ｆ２」＝放電灯の点灯時におけるスイッチング素子の駆動周波数（例えば、動作点Ｐ４での駆動周波数）
・「Ｆmax」＝ｇ２とＬminとの交点における周波数(許容上限周波数)。

放電灯に係る点灯移行制御の流れを箇条書きで示すと、例えば、以下のようになる。

（１）回路電源を投入する（Ｐ１→Ｐ２）
（２）ＯＣＶ制御範囲ｆocvにて電力を投入する（Ｐ２→Ｐ３）
（３）起動パルスを発生させて放電灯に印加する（Ｐ３）
（４）放電灯が点灯を開始した後に点灯周波数（スイッチング素子の駆動周波数）の値を一定期間（以下、「周波数固定期間」という。）に亘って固定する（Ｐ３）
（５）ｆｂ内での電力制御へと移行させる（Ｐ３→Ｐ４）。

電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、一時的に駆動周波数を高くしてから（Ｐ１→Ｐ２）、徐々に周波数を下げてｆ１に近づけていく（Ｐ２→Ｐ３）。

ｆocv内でＯＣＶの制御を行い、放電灯への起動用信号を発生させ、該信号の印加により放電灯を点灯させる。例えば、ＯＣＶの制御において、周波数を下げて共振周波数Ｆoffへと高周波側から近づけていくと、出力電圧Ｖoが次第に大きくなっていき、動作点Ｐ３で目標値に到達する。尚、放電灯が点灯する前の消灯時に領域ｆａ１でＯＣＶの制御を行う方法では、スイッチング損失がかなり大きくなって回路効率が悪化すること、そして、領域ｆａ２においてＯＣＶの制御を行う方法において、無負荷時に回路を連続して動作させる期間が必要以上に長くならないようにすることに注意を要する。

動作点Ｐ３において、起動回路４によって放電灯が起動すると、周波数固定期間中に駆動周波数が一定値とされた後、領域ｆｂへと移行する（図の「ΔＦ」参照）。尚、ＯＣＶ制御範囲ｆocvから領域ｆｂへの周波数移行においては、放電灯が点灯を開始した後にｆ１からｆ２へと周波数を連続的に変化させることが好ましい。

上記のように、放電灯の消灯時には、共振周波数Ｆoffよりも高周波側の領域ｆａ２での出力電圧制御が行われ、放電灯の点灯時には、共振周波数Ｆonよりも高周波側の領域ｆｂで電力制御が行われる構成（誘導性領域では、電流変動に対する抑制作用により、電力が安定し易い。）において、出力を上げる場合には、スイッチング素子の駆動周波数を低くする制御が行われる。従って、例えば、点灯回路への直流入力電圧が低下した場合等において、駆動周波数がＦonよりも低い領域に入ってしまうと、出力上昇を意図した周波数制御（駆動周波数を低くする制御）が仇となって駆動周波数が低下していき（図２に示すｇ２においてＦonの左側に位置する裾部分を下って、最低周波数に落ち着いてしまう。）、放電灯に対して所望の電力を供給できなくなってしまう。

また、トランス７の二次側に地絡が発生した場合において、例えば、ランプ電流検出用抵抗１４（図１参照）には電流が流れず、放電灯の「消灯」が判断され、その結果、再始動のために、上記ＯＣＶの制御が開始される。しかし、トランス７の二次巻線７ｓの高電位側端子における地絡では、スイッチング素子の駆動周波数を下げてもランプ電圧は上昇しないため駆動周波数が最低周波数まで低下したままの状態に陥ってしまう。

そこで、本発明では、駆動周波数がＦonよりも低下した場合に生じる弊害を防止するための対策として、下記に示す構成形態を採用する。

（Ａ）スイッチング素子の駆動周波数が低下して放電灯が消灯したことが検出された場合に、駆動周波数をＦoffよりも高い周波数領域へと移行させてから再始動を行う形態
（Ｂ）放電灯の点灯中に駆動周波数がＦonよりも低下したことを検出した場合に、駆動周波数をＦonよりも高い周波数領域へと移行させる形態。

上記（Ａ）は、共振周波数Ｆonよりも低い容量性領域において、上記制御により駆動周波数が著しく低下し、放電灯が消灯してしまった場合の救済措置として再始動を保証するものであり、上記（Ｂ）は、そのような駆動周波数の低下状態に陥らないようにするための、放電灯が点灯した状態における対策である。

先ず、形態（Ａ）について、図３乃至図９に従って説明する。

図３は、駆動周波数が低下して放電灯の消灯が検出された場合に、駆動周波数をＦonよりも高いＦmaxに規定して再始動を行うための制御例を示しており、横軸に駆動周波数ｆをとり、縦軸には出力電圧Ｖo又は出力電力ＯＰをとって、共振曲線ｇ１、ｇ２を概略的に示している。

Ｆonの高周波側に位置する動作点「Ｑ」から、Ｆonの低周波側の領域に入って駆動周波数が低下すると、さらに周波数を低くしようとする制御の結果、図に「Ｆmin」で示す最低周波数に到達することになる。

そこで、矢印「Ｕ」に示すように、駆動周波数をＦonよりも高いＦmaxに規定して再始動のための制御を開始させる。つまり、駆動周波数を一時的に高めた上で、該周波数を低下させることでＯＣＶを目標値まで上昇させる制御が行われる。

尚、本例では、回路構成や制御の簡単化等を考慮し、許容上限周波数「Ｆmax」へと移行させているが、要は、駆動周波数の低下によって放電灯が消灯した場合に、駆動周波数をＦoffよりも高い周波数領域へと移行させ、上記ＯＣＶ制御が確実に開始されるようにすれば良い（図２に示す共振曲線ｇ１の高周波側領域において、Ｐ３へと高周波側から近づけて出力電圧を高めていく。）。

図４は、上記（Ａ）に係る回路構成の一例として、主に制御手段６の回路構成を示している。

本例では、入力電圧に依存して周波数が変化する電圧−周波数変換回路（以下、「Ｖ−Ｆ変換回路」という。）を用いた構成を示しており、図中の「Ｖin」は、Ｖ−Ｆ変換回路６ａへの入力電圧を示し、「Ｆout」はＶ−Ｆ変換回路６ａによって変換された出力電圧の周波数を示している。

Ｖ−Ｆ変換回路６ａは、例えば、Ｖinが高い程Ｆoutが低くなる制御特性を有しており、その出力電圧が後段のブリッジ駆動部６ｂに送られる。ブリッジ駆動部６ｂの出力信号がスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子にそれぞれ送出される。例えば、共振周波数Ｆoff又はＦonよりも高い周波数領域において、Ｖinの値が大きいほどＦoutの値が低くなり、その結果、出力電力（あるいは電圧）が増大する方向に制御が行われ、逆に、Ｖinの値が小さいほどＦoutの値が高くなり、出力電力（あるいは電圧）が減少する方向に抑制される。

このようにＶinは、スイッチング素子の周波数制御に係る制御電圧（周波数制御電圧）であり、本例では、ＯＣＶ制御部６ｃ、ランプ電力制御部６ｄ、リセット制御部６ｅや、後述の復帰制御部６ｇの各出力が演算部６ｆを介してＶ−Ｆ変換回路６ａに入力される。

ＯＣＶ制御部６ｃは、放電灯の点灯前の無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）を制御するための回路であり、上記したＯＣＶ制御において駆動周波数を低下させて放電灯への出力電圧を増加させる機能を有し、例えば、放電灯の電圧検出信号を入力信号とする演算増幅器を用いて構成される。

ランプ電力制御部６ｄは、放電灯が点灯を開始してから上記周波数領域ｆｂ（図２参照）への移行及び定常点灯時の電力制御を行うための回路である。例えば、図示しない点消灯判別回路からの信号（放電灯の点灯、消灯の各状態に応じた２値信号）を受けて、放電灯の点灯開始直後の周波数固定期間においてスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数をｆ１に固定し、該期間の経過後にスイッチング素子の駆動周波数を高めて領域ｆｂへと移行させる。

図２のｆ１からｆ２への周波数移行においては、例えば、所定の時定数をもって漸近させる制御形態や、ｆ１とｆ２との間に位置する周波数を「ｆｗ」と記すとき、ｆ１からｆｗへの周波数変化の速度に対して、ｆｗからｆ２への周波数変化の速度を遅くする制御形態等が挙げられる。

ｆ１からｆ２への移行後には、定格値での電力制御が行われる。

リセット制御部６ｅは、図３にて説明した周波数移行制御を行うための回路である（その具体的構成は後述する。）。

演算部６ｆには、ＯＣＶ制御部６ｃ、ランプ電力制御部６ｄ、リセット制御部６ｅや、後述の復帰制御部６ｇの各出力が入力される。例えば、エラーアンプが用いられ、その一方の入力端子に各制御部からの信号が入力され、他方の入力端子には所定の基準電圧が供給され、両者の比較結果であるエラー信号が「Ｖin」として出力される。そして、Ｖ−Ｆ変換によって得られる周波数Ｆoutの出力信号が、ブリッジ駆動部６ｂを経てスイッチング素子５Ｈ、５Ｌへの制御信号としてそれぞれ送出される。

図５は、リセット制御部６ｅの構成例を示すブロック図であり、図中の示す記号の意味は下記の通りである。

・「Ｓｖ」＝ランプ電圧に係るレベル判定信号（ランプ電圧を「ＶＬ」と記し、その比較上の閾値を「Ｖsh」と記すとき、「ＶＬ＜Ｖsh」の場合にＨ（ハイ）レベル、「ＶＬ≧Ｖsh」の場合にＬ（ロー）レベルを示す。）
・「Ｓｉ」＝放電灯の点消灯判別信号（ランプ電流を「ＩＬ」と記し、その比較上の閾値を「Ｉsh」と記すとき、「ＩＬ＜Ｉsh」の場合に放電灯の消灯状態と判断されてＨレベルを示し、「ＩＬ≧Ｉsh」の場合に放電灯の点灯状態と判断されてＬレベルを示す。）
・「Ｓｔ」＝放電灯の点灯移行制御時の判別信号（放電灯の点灯開始後の上記領域ｆｂへの周波数移行期間中のみＬレベルを示し、それ以外のときには、Ｈレベルを示す。）。

尚、点消灯判別信号Ｓｉについては、例えば、ランプ電流を検出し、コンパレータ等の比較手段において該電流値がゼロか又はほぼゼロであることを判別し、２値化信号を得るようにした回路構成が挙げられるが、本発明の適用上は、各種の点消灯判別回路の採用が可能である。

上記信号Ｓｖ、Ｓｉ、Ｓｔは３入力ＡＮＤ（論理積）ゲート１５に送出され、それらの論理積出力が、計時手段を構成するカウンタ１６のリセット端子（Ｒ）に送られる。該カウンタ１６には、図示しない信号生成回路からのクロック信号「ＣＬＫ１」が供給され、該クロック信号を所定数カウントしたときの出力信号を、後段の単安定マルチバイブレータ１７に送出する。

単安定マルチバイブレータ１７は、図示しない信号生成回路からのクロック信号「ＣＬＫ２」を受けて、所定のパルス幅をもった信号「Ｓo」を出力して、上記演算部６ｆに送出する。

本例では、電圧検出手段１３によって検出されるランプ電圧が閾値未満であって、かつ、電流検出手段１２又は電流検出用抵抗１４を用いて検出されるランプ電流が閾値未満である状態が、予め決められた時間以上継続した場合に、リセット制御部６ｅから上記信号「Ｓo」が出力されて演算部６ｆの出力が低下し、Ｖ−Ｆ変換回路６ａの出力する信号の周波数が一時的に高くなる。これにより、スイッチング素子の駆動周波数を共振周波数Ｆoffよりも高い周波数領域へと移行させる。例えば、ランプ電圧がＯＣＶの目標値未満であって、ランプ電流がゼロＡ（アンペア）又はほぼゼロＡであるという２条件が、所定の時間以上に亘って継続したことが検出された場合に、再始動のための上記リセット動作が行われる。

図６は、共振曲線ｇ１、ｇ２を上図に示し、その下方に上記信号Ｓｖ、Ｓｉと両者の論理積「Ｓｖ＆Ｓｉ」を示した説明図である。

信号Ｓｖは、図中に示す閾値「Ｖsh」を比較基準として判定され、放電灯が点灯する前のＯＣＶ制御により「ＶＬ≧Ｖsh」となった場合に、Ｌレベルを示す。

また、信号Ｓｉは、閾値「Ｉsh」を比較基準として判定され、「ＩＬ≧Ｉsh」の場合に、Ｌレベルを示す。

よって、論理積「Ｓｖ＆Ｓｉ」がＨレベルを示すのは、ＳｖとＳｉがともにＨレベルを示す下記の３つの場合となる。

・Ｆoffの低周波側に位置する範囲「Ｒ１」
・Ｆoffの高周波側であって、かつ、Ｆonの低周波側に位置する範囲「Ｒ２」
・Ｆonの高周波側に位置する範囲「Ｒ３」。

上記「Ｒ１」は上記した２条件を満たす場合であり、両条件が予め決められた設定時間以上に亘って継続した場合にスイッチング素子の駆動周波数をＦoffよりも高くした状態を一時的に発生させてＯＣＶ制御への移行が開始される。

また、上記「Ｒ２」は、放電灯が点灯を開始してからＦonよりも高い周波数領域（図２の領域ｆｂ参照）へと移行させる過渡期に相当する範囲内であり、よって、当該範囲において上記リセット動作が行われないように、上記検出条件を満たさないものとして除外（マスク）する必要がある。

上記「Ｒ３」では、放電灯が消灯した場合に、上記ＯＣＶ制御が開始されてスイッチング素子の駆動周波数を下げる制御が行われるために、当該範囲の停留時間が、上記した設定時間以上となることはない。

以上のように、ランプ電圧やランプ電流の検出情報の他に、時間的要素（放電灯点灯開始後における上記領域ｆｂへの移行期間と、ランプ電圧低下及びランプ電流低下の継続時間）を加味することによって、上記Ｒ２、Ｒ３の範囲を除外して、Ｒ１のみを正しく検出することができる。

尚、スイッチング素子の駆動周波数の低下状態を直接的に検出する方法として、例えば、Ｆ（周波数）−Ｖ（電圧）変換回路を用いて周波数を監視することも考えられるが、素子特性のバラツキや温度特性等を考慮した場合に周波数検出の閾値に関して信頼性が劣ることや、Ｆ−Ｖ変換回路には一般的にコンデンサを必要とし、制御用ＩＣの端子増加やコスト上昇の原因となること等を考慮すると、下記に示すような、ＩＣ内部で検出可能な構成形態が好ましい。

図７は、リセット制御部６ｅに係る回路構成の一例を示したものである。

Ｓｖ、Ｓｉ、ＳｔはＡＮＤゲート１８に入力され、該ゲートの出力信号が上記カウンタ１６を構成するＤフリップフロップ１９乃至２２の各リセット端子（Ｒ）に送出される。多入力ＡＮＤゲート１８はＬアクティブ入力とされ、信号Ｓｖ、Ｓｉ、Ｓｔの他に、後述するＤフリップフロップ２５からの出力信号（Ｑバー出力：Ｑの反相出力）や図示しないパワーオンリセット回路からの初期化信号が入力される。尚、Ｓｔは上記範囲Ｒ２のマスクに必要な信号である。

Ｄフリップフロップ１９乃至２２は、各プリセット端子（ＰＲ）及びリセット端子（Ｒ）がＬアクティブとされ、プリセット端子に所定電圧の電源端子が接続され、リセット端子がＡＮＤゲート１８のＬアクティブ出力端子に接続されている。

初段のＤフリップフロップ１９のクロック入力端子（ＣＫ）には、クロック信号ＣＬＫ１が供給され、そのＤ端子がＱバー出力端子に接続されるとともに、次段のＤフリップフロップ２０のクロック入力端子（ＣＫ）に接続されている。同様にして、Ｄフリップフロップ２０、２１は、各Ｄ端子がＱバー出力端子に接続されるとともに、次段のＤフリップフロップのクロック入力端子（ＣＫ）に接続されている。そして、最終段のＤフリップフロップ２２は、そのＤ端子がＱバー出力端子に接続されている。

２段目と４段目の各Ｄフリップフロップ２０、２２のＱ出力端子は、２入力ＡＮＤゲート２３の入力端子にそれぞれ接続されており、ＡＮＤゲート２３の出力信号が、Ｄフリップフロップ２４のＤ端子に送出されるとともに、上記信号Ｓoとして出力される。

Ｄフリップフロップ２４、２５は、各プリセット端子（ＰＲ）及びリセット端子（Ｒ）がＬアクティブとされ、プリセット端子に所定電圧の電源端子が接続されるとともに、リセット端子には図示しないパワーオンリセット回路からの初期化信号が供給される。そして、各Ｄフリップフロップ２４、２５のクロック信号入力端子（ＣＫ）には、クロック信号ＣＬＫ２がそれぞれ供給される。

Ｄフリップフロップ２４のＱ出力が、次段のＤフリップフロップ２５のＤ端子に送られ、Ｄフリップフロップ２５のＱバー出力がＡＮＤゲート１８への入力信号となる。

ＡＮＤゲート２３の出力信号Ｓoは、上記演算部６ｆを経てＶ−Ｆ変換回路６ａに送られる。Ｖ−Ｆ変換回路６ａには、例えば、電圧可変容量ダイオードを含む周波数可変発振回路が用いられ、入力電圧Ｖinのレベルが高く（低く）なると、電圧可変容量ダイオード静電容量が大きく（小さく）なって、出力パルスの周波数が下（上）がる。尚、本発明の適用においては、Ｖ−Ｆ変換回路の構成形態の如何を問わない。また、電圧−周波数特性においてＶinの増加に伴って周波数が増加する実施形態等も可能である。

上記ランプ電圧ＶＬの検出に係る閾値Ｖshは、ＯＣＶ制御時の目標値未満であって放電灯の点灯移行が可能な最低値として設定する。また、カウンタ１６の設定時間は、ＯＣＶがＶshに達するまでの昇圧期間の長さや、上記範囲Ｒ３での停留時間等を考慮し（設定時間が短すぎるとＲ３の誤検出が問題となる。）、例えば、１００乃至１５０ミリ秒程度にすれば良い。

図８及び図９は上記回路の動作を説明するためのタイミングチャート図であり、図８は放電灯が点灯を開始して正常に点灯状態へと移行する場合、図９は点灯回路の出力段において高電位側に地絡が生じた場合をそれぞれ例示している。

図中に示す各記号の意味は、下記の通りである。

・「ｔon」＝電源投入時点
・「ｔocv」＝ＯＣＶが最初に閾値Ｖsh以上となった時点
・「ｔbd」＝放電灯の起動時点
・「Ｓ18」＝ＡＮＤゲート１８の出力信号
・「Ｓ25」＝Ｄフリップフロップ２５のＱバー出力。

・「Ｔcnt」＝カウンタ１６の設定時間
・「Ｔw」＝信号Ｓoのパルス幅
尚、その他の信号については、既述した通りである。

図８では、電源投入後からＯＣＶがＶshに到達するまでの期間中、ＡＮＤゲート１８の出力信号がＨレベルとなるが、当該期間の長さがＴcntよりも短い。よって、カウンタ１６がｔocvの時点でリセットされ、信号ＳoはＬレベルのままである。

また、図９では、地絡発生により放電灯が消灯し、ＳｉがＨレベルとなり、また、ランプ電圧がＶsh未満であって、ＳｖはＨレベルである。ＳｔがＨレベルであることから、ＡＮＤゲート１８の出力信号はＨレベルを維持した状態となる。よって、カウンタ１６のリセットが解除され、Ｔcntの計時動作後に、Ｓoはパルス幅ＴwをもってＨレベルとなる。

次に、前記（Ｂ）の形態について、図１０乃至図１３に従って説明する。

図１０は、共振曲線ｇ１、ｇ２を例示したグラフ図であり、縦軸については、点灯前の共振曲線ｇ１では出力電圧を示し、点灯後の共振曲線ｇ２では出力電力ＯＰを示す。

本例において、放電灯の点灯時には動作点Ｐ４が共振曲線ｇ２上においてＦonよりも高周波側に位置している。

そして、放電灯の点灯中に駆動周波数がＦonよりも低下したことが検出された場合には、図に一点鎖線の矢印で示すように、駆動周波数をＦonよりも高い誘導性の周波数領域へと戻す制御が行われる。即ち、点灯中に駆動周波数がＦonよりも低い容量性の周波数領域に入った場合には、放電灯の点灯を維持したままで、Ｆonより高い周波数領域へと復帰させることで、容量性領域に入ったまま駆動周波数が低下し続けること（最終的には、最低周波数「Ｆmin」に到達する。）がないようにするための処置が採られる。

駆動周波数がＦonよりも低下したことを検出する場合において、ランプ電流の減少傾向及び駆動周波数の低下傾向が、ある一定時間以上に亘って継続しているか否かにより判定することができる。尚、放電灯が点灯を開始した時点からＦonよりも高い周波数領域へと移行する場合の過渡期（上記ＳｔがＬレベルの期間であり、図２の「ΔＦ」参照。）については、上記した判定条件から除外（マスク）する。

図１１は、本発明を適用した回路構成の一例２６を示したものであり、これを上記リセット制御部６ｅの代替として用いるか又は該リセット制御部に対して並列に設けることができる（図４の復帰制御部６ｇ参照）。

本例では、カウンタを用いた遅延回路２７と、その後段に配置された単安定マルチバイブレータ２８と、ランプ電流の減少を検出する電流変化検出部２９と、駆動周波数の減少を検出する周波数変化検出部３０が設けられている。

図示しない信号生成回路によって得られるクロック信号「ＣＬＫ」は、遅延回路２７を構成するカウンタに供給され、該回路の出力するＨレベル信号が単安定マルチバイブレータ２８に送出されると、予め決められたパルス幅の出力信号「Ｓ28」が生成されて、上記演算部６ｆに送られる。

電流変化検出部２９は、電流検出手段１２又は電流検出用抵抗１４を用いて検出されるランプ電流の検出信号（「ＳＩ」と記す。）をディジタル信号に変換するためのＡ（アナログ）／Ｄ（ディジタル）変換回路３１と、その後段に配置されたＮビットシフトレジスタ３２と、マグニチュードコンパレータ３３を用いて構成される。

Ａ／Ｄ変換回路３１の出力は、Ｎビットシフトレジスタ３２へのビット入力（図の「Ｓin」参照）及びマグニチュードコンパレータ３３への一方の入力（図の「Ｂ」参照）として供給される。Ｎビットシフトレジスタ３２の出力（図の「Ｓout」参照）は、マグニチュードコンパレータ３３への他方の入力（図の「Ａ」参照）となる。尚、シフトレジスタ３２のクロック信号入力端子（ＣＫ）には上記ＣＬＫが供給される。

Ａ／Ｄ変換直後の出力は、現時点でのランプ電流ＩＬの検出値を示しており、Ｎビットシフトレジスタ３２の出力は、Ｎ個分のＣＬＫだけ過去の時点におけるランプ電流ＩＬの検出値を示している。マグニチュードコンパレータ３３は、両者の大きさを比較して、「Ａ＞Ｂ」の不等式条件に応じて２値信号を出力する。即ち、過去の時点よりも現在の方がランプ電流が小さくなっている場合（ランプ電流の減少）に、Ｈレベル信号をＡＮＤゲート３７に送出する。

周波数変化検出部３０はスイッチング素子の駆動周波数の変化を検出する検出手段を構成しており、該検出部では、上記演算部６ｆの出力信号（例えば、エラーアンプを用いた構成形態において該アンプの出力信号）を周波数の検出に代用している。つまり、該出力信号が上Ｖinに相当し、その増加（低下）がスイッチング素子の駆動周波数の減少（増加）に対応しており、Ｖinの変化とは逆の関係をもって駆動周波数が変化することから、Ｖinを用いて駆動周波数を間接的に監視することができる。周波数変化検出部３０は、Ｖinをディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換回路３４と、その後段に配置されたＮビットシフトレジスタ３５と、マグニチュードコンパレータ３６を用いて構成される。

Ａ／Ｄ変換回路３４の出力は、Ｎビットシフトレジスタ３５へのビット入力（図の「Ｓin」参照）及びマグニチュードコンパレータ３６への一方の入力（図の「Ｂ」参照）として供給される。Ｎビットシフトレジスタ３５の出力（図の「Ｓout」参照）は、マグニチュードコンパレータ３６への他方の入力（図の「Ａ」参照）となる。尚、シフトレジスタ３５のクロック信号入力端子（ＣＫ）には上記ＣＬＫが供給される。

Ａ／Ｄ変換直後の出力は、現時点でのＶinのレベルを示しており、Ｎビットシフトレジスタ３５の出力は、Ｎ個分のＣＬＫだけ過去の時点におけるＶinのレベルを示している。マグニチュードコンパレータ３６は、両者の大きさを比較して、「Ａ＜Ｂ」の不等式条件に応じて２値信号を出力する。即ち、過去の時点よりも現在の方がＶinのレベルが高い場合（駆動周波数の減少）に、Ｈレベル信号をＡＮＤゲート３７に送出する。

３入力ＡＮＤゲート３７は、マグニチュードコンパレータ３３、３６の出力信号及び上記信号Ｓｔが全てＨレベルである場合に、遅延回路２７にＨレベル信号（イネーブル信号）を送出して該回路を動作させる。そして、予め設定された時間の経過後に、遅延回路２７から単安定マルチバイブレータ２８に信号が送出され、所定幅の信号Ｓ28が上記演算部６ｆを介してＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

図１２は、「ｆ＝Ｆon」に関してほぼ対称な共振曲線ｇ２において周波数低下により動作点がＦon未満の容量性領域に入った後、点「Ｐs」での検出後に、「Δｆ」に示す周波数変化量をもってＦonよりの高周波側領域に復帰する様子を概略的に示したものである。

図に実線の矢印に示すように、動作点がＦonよりも低周波側領域に入った場合には、そのことが、電流変化検出部２９によるＳＩの減少及び周波数変化検出部３０によるＶinの増加（駆動周波数の減少）として検出される。そして、遅延回路２７による一定時間の経過を経て動作点「Ｐs」で信号Ｓ28が一時的にＨレベルを示す。該信号Ｓ28は上記演算部６ｆを介してＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。つまり、信号Ｓ28がＨレベルになると演算部６ｆ内のエラーアンプの出力信号レベルが低下し、このことはＶ−Ｆ変換回路６ａにおける周波数の増加分「Δｆ」として反映される。

遅延回路２７を構成するカウンタの設定時間は、スイッチング素子の駆動周波数が共振周波数Ｆonの時点から半幅「Δｆ／２」だけ低下するまでの期間（放電灯の点灯維持が可能な範囲内）の長さとされる。つまり、制御回路の特性を考慮して、駆動周波数の低下が「Ｆon−（Δｆ／２）」の範囲内で検出されるようにカウンタの設定時間を規定することにより、放電灯の点灯状態が維持されたままで容量性領域から誘導性領域への円滑な移行を保証することができる。

図１３は、放電灯の点灯中に駆動周波数が共振周波数Ｆonよりも低下した場合の制御例を示すタイミングチャート図であり、図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「Ｓ33」＝マグニチュードコンパレータ３３の出力信号
・「Ｓ36」＝マグニチュードコンパレータ３６の出力信号
・「Ｓ37」＝ＡＮＤゲート３７の出力信号
・「Ｓ27」＝遅延回路２７の出力信号
・「Ｓ28」＝単安定マルチバイブレータ２８の出力信号。

尚、ＳＩ、Ｖinは既述の通りであり、Ｂは点灯回路の電源電圧を示す。

また、図中に示す期間や時間の意味は下記の通りである。

・「Ｔ１」＝ＯＣＶの制御期間（ｔon〜ｔbdの期間）
・「Ｔ２」＝点灯開始時点から上記領域ｆｂへの移行制御期間（ＳｔがＬレベルの期間）
・「Ｔ３」＝過渡状態から定常制御への移行期間
・「Ｔｄ」＝遅延時間（Ｓ37の立ち上がりエッジを起点とするＳ27の遅れを示す。）
・「τ」＝マグニチュードコンパレ−タ（３３、３６）の遅れ時間。

尚、図の右上には、駆動周波数の変化を示しており、「(Ｆon）」は共振周波数Ｆonへの到達時点、「（Ｐｓ）」は動作点Ｐｓ（図１２参照）への到達時点をそれぞれ表している。

本例では、電源投入後に放電灯が点灯した後、何らかの原因によって電源電圧Ｂが低下し、駆動周波数を下げて共振周波数Ｆonにしても所望の電力を放電灯に投入できない状況での回路動作を示している。

ランプ電流の検出信号ＳＩは期間Ｔ２において上昇し、期間Ｔ３においてピークを示してから低下してほぼ一定値となる。また、Ｖinについては期間Ｔ１において上昇し、期間Ｔ２ではほぼ一定の範囲内とされ、期間Ｔ３で低下してほぼ一定値となる。

Ｓ33はＳＩの下降中にＨレベルを示し、Ｓ36はＶinの上昇中にＨレベルを示す。

Ｓｔは期間Ｔ２を除いてＨレベルを示し、Ｓ33、Ｓ36、Ｓｔの論理積出力であるＳ37は、それらが全てＨレベルである場合にＨレベルを示す。

Ｓ37がＨレベルになった時点からＴｄの遅延時間をおいてＳ27のパルスが出力され、Ｓ28のＨレベル期間においてＶinが低下し、駆動周波数が上昇する（図１２に示すΔｆの周波数上昇を参照）。

本制御によれば、駆動周波数が低下してＦon未満の容量性領域に入った場合に該周波数がそのまま低下し続ける状況に陥らないように防止することで、放電灯の点灯維持を図ることができる。つまり、図１３に示す例では、電源電圧の低下後において、共振周波数Ｆonの近辺（図１２のΔｆに示す範囲内）で駆動周波数が変動し、放電灯が点灯し続ける。

尚、本例では、放電灯の点灯維持を前提とした周波数移行制御において、遅延回路を用いた構成を示したが、このような例に限らず、ランプ電流及び駆動周波数の減少が検出された時点で直ちに誘導性領域へと復帰させるようにしても構わない。また、当該制御中に放電灯が消灯したことが検出された場合、あるいは、当該制御が何らかの理由により充分に機能しないためにスイッチング素子の駆動周波数が著しく低下してしまった場合には、前記（Ａ）のように、駆動周波数をＦoffよりも高くしてＯＣＶ制御へと移行させて、再始動が行われる。

以上に説明した構成によれば、下記に示す各種の利点が得られる。

・共振周波数Ｆoffよりも低周波側に位置する容量性領域での動作状態を検出して回路の再始動を行えること
・放電灯の点灯が維持されている状態で、共振周波数Ｆonよりも低周波側に位置する容量性領域からＦonよりも高周波側の誘導性領域へと動作状態を復帰させることにより、駆動周波数の低下を未然に防止できること
・Ｆ−Ｖ変換回路を用いてスイッチング素子の駆動周波数を監視する構成に比して、精度や信頼性に優れ、また、回路構成の簡素化や低コスト化に有利であること
・直流入力電圧の低下や、点灯回路の出力段での地絡等が起きた場合に再始動を保証し、あるいは、放電灯の点灯維持が可能であること（例えば、自動車用灯具への適用において、夜間走行の安全性の向上に寄与する。）
・一対のスイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）と、交流変換及び起動用信号の昇圧に兼用されるトランス（７）を用いた回路構成により、小型化、高周波化や、低コスト化等に有利であること。

本発明に係る基本構成例を示す図である。 ＬＣ直列共振に係る周波数特性を説明するための概略的なグラフ図である。 図４乃至図９とともに、本発明に係る制御形態を示すものであり、本図は放電灯の消灯後における再始動のための制御例の説明図である。 制御手段の回路構成例を示す図である。 リセット制御部の構成例を示すブロック図である。 再始動のための検出条件を説明するための図である。 リセット制御部に係る回路構成の一例を示した図である。 図９とともに、回路動作を説明するためのタイミングチャート図であり、本図は放電灯が点灯を開始して正常に点灯状態へと移行する場合を示す。 点灯回路の出力段において高電位側に地絡が生じた場合を示す図である。 図１１乃至図１３とともに、本発明に係る別の制御形態を示すものであり、本図は周波数制御例の説明図である。 回路構成の一例を示した図である。 共振曲線ｇ２において、Ｆon未満の容量性領域から誘導性領域への周波数移行の様子を示す図である。 放電灯の点灯中に駆動周波数がＦonよりも低下した場合の制御例を示すタイミングチャート図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、３…直流−交流変換回路、４…起動回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、６…制御手段、７…トランス、８…コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯、１２…電流検出手段、１３…電圧検出手段

Claims (1)

1. 直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、上記直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路が、上記制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有し、
   上記放電灯の消灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「Ｆoff」と記し、上記放電灯の点灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「Ｆon」と記すとき、
   上記放電灯の点灯時には上記スイッチング素子の駆動周波数をＦonよりも高い周波数にして該素子の駆動制御を行い、上記放電灯の点灯中に上記駆動周波数がＦonよりも低下したことを検出した場合に、上記駆動周波数をＦonよりも高い周波数領域へと戻し、
   上記放電灯に流れる電流を検出する電流検出手段と、上記駆動周波数又はその制御電圧を検出する検出手段と設け、
   上記電流検出手段によって検出されるランプ電流が減少し、かつ上記駆動周波数の低下が上記検出手段によって検出され、この状態が予め決められた時間以上継続した場合に、上記駆動周波数を上記Ｆonよりも高い周波数領域へと移行させて上記放電灯の点灯状態を維持する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。

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