JP2008123979A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来から、熱陰極型の放電灯の調光制御可能な放電点灯装置が提供されている。管電流を小さくするに従いフィラメントの温度が低下していき、更に管電流を小さくしていくと放電が維持されなくなり移動縞やちらつきが発生する。従来の実施例では熱陰極型放電灯の管電流を制御する電源とフィラメント電流を制御する電源が必要となり、回路の複雑化部品点数の増加コストアップとなる問題を有している。
【解決手段】周波数をＲ，Ｃの時定数で決める発振制御回路とこの周波数で動作するハーフブリッジ回路に接続したＬ−Ｃ直列共振回路と共振コンデンサと並列に熱陰極型放電管の両端の熱陰極フィラメントのそれぞれの片端を接続し、更に熱陰極型放電管両端フィラメントの他端に直列にコンデンサを接続して点灯させる回路を有し、発振周波数を可変容量ダイオードを用いてＤＣ調光制御電圧で発振周波数を変えることで管電流の無段階調光を実現する装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、１コンバータ電源構成で管電流とフィラメント電流を同時に可変し安定放電動作と無段階調光制御が可能な熱陰極型放電灯点灯装置に関するものである。

従来から、蛍光灯のような熱陰極型の放電灯の調光制御可能な放電点灯装置が提供されている。調光を行う場合、管電流を小さくする（調光を深くする）に従いフィラメントの温度が低下していき、更に管電流を小さくしていくと放電が維持されなくなり移動縞やちらつきが発生する。

このような課題に対処する技術として従来装置の一例として例えば特許文献１図１３に示すように点灯用のインバータ電源１、点灯用ＤＣ−ＤＣ電源３と予熱用ＤＣ−ＤＣ電源４、予熱フィラメント用のインバータ電源２の４電源で構成している。調光は点灯用ＤＣ−ＤＣ電源３の出力電圧を可変して行う。点灯用ＤＣ−ＤＣ電源３の出力電圧を予熱用ＤＣ−ＤＣ電源４の帰還回路５に接続して予熱用インバータ電源２の出力電圧を調光に比例して可変することでフィラメント電流の制御をしている。
特開平７−２１１４７８号公報 特開２００１−３５７９９４号公報

ところが、上記従来例では放電灯の管電流を制御する電源とフィラメント電流を制御する電源が個別に必要となり、回路の複雑化部品点数の増加コストアップとなる問題を有している。

本発明は、前記問題点を解決して、１コンバータ電源構成で調光時に管電流の減少に従い、フィラメント電流を増加させて放電灯の安定放電動作を確保すると同時に無段階調光制御が可能な熱陰極型放電灯点灯装置を提供するものである。

請求項１の発明は、前記目的を達成するために周波数をＲ，Ｃの時定数で決める発振制御回路とこの周波数で動作するハーフブリッジ又はフルブリッジ回路に接続したＬ−Ｃ直列共振回路と共振コンデンサと並列に熱陰極型放電管の両端の熱陰極フィラメントのそれぞれの片端を接続し、更に熱陰極型放電管両端フィラメントの他端に直列にコンデンサを接続して点灯させる回路を有し、発振制御回路の周波数を決めるコンデンサに可変容量ダイオードを用いてＤＣ調光制御電圧で発振周波数を変えることで管電流の無段階調光を実現する装置。また１コンバータ電源構成で熱陰極型放電灯の管電流とフィラメント電流を同時に可変し、調光時管電流が小さくなるにしたがいフィラメント電流を増加させてフィラメントの温度低下を防ぎ安定した放電を維持できる。これと同時に発振制御回路の発振周波数を決めるコンデンサ（可変容量ダイオードを含む）を並列接続した複数のコンデンサとし、これらコンデンサを切り替えることで予熱電流の確保と点灯動作を安定動作させることを特徴とする。

この発明によれば、従来例の複数個のコンバータ電源構成とは異なりハーフブリッジ又はフルブリッジ回路にＬ−Ｃ直列共振回路を接続した１コンバータ電源での構成で無段階調光と調光時管電流が小さくなるにしたがいフィラメント電流を増加させてフィラメントの温度低下を防ぎ安定した放電を維持できる。これと同時に予熱電流を任意に設定でき放電灯の高寿命化と安定点灯動作を実現できる熱陰極型放電灯点灯装置を提供できる。

請求項２の発明は、請求項１の説明において１００〜３００Ｈｚ程度の低い周波数でコンデンサ容量を入り切り動作させ、このＯＮ／ＯＦＦの時間比を制御することによって調光（ＰＷＭ調光）を実現することを特徴とする。

この発明によれば、請求項１のＤＣ制御調光と併用することにより幅広い調光範囲の確保と調光での安定放電動作を維持できる熱陰極型放電灯点灯装置を提供できる。

請求項３の発明は、請求項２の説明において外部から供給する電源電圧の立ち上がり部を検出してその立ち上がり部の数ｍ秒の期間、発振制御回路の発振周波数を決めるコンデンサの容量を小さくして、その期間のみ発振周波数を高くして熱陰極型放電灯の管電圧のオーバーシュート電圧を抑制することを特徴とする。

この発明によれば、コンデンサをトランジスタでスイッチングすることで容易に、請求項１のＬ−Ｃ直列共振回路の立ち上がり部での管電圧およびフィラメント電流の立ち上がり波形のオーバーシュートを抑制できる熱陰極型放電灯点灯装置を提供できる。

請求項４の発明は、請求項１の説明において予熱期間から放電灯の点灯動作への移行期間に周波数を緩やかに変化させる周波数スムージング回路を追加し点灯の不具合を防ぐと同時に管電圧のオーバーシュート電圧を抑制することを特徴とする。

この発明によれば、可変容量ダイオードに流す電流の立ち上がり波形を緩やかにすることで、予熱周波数から点灯周波数に周波数が遷移する過程で直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線のピーク点を確実に通過して点灯周波数に遷移することができ点灯の不具合を防ぐと同時に管電圧のオーバーシュート電圧を軽減する熱陰極型放電灯点灯装置を提供できる。

請求項５の発明は、請求項１の説明において調光をＤＣ制御とＰＷＭ制御を同時に動作させることができることを特徴とする。

この発明によれば、管電流が大きい領域の調光はＤＣ制御調光を行い、管電流が小さい領域ではＰＷＭ調光を行うことで調光の可変範囲の確保と安定した放電動作を両立することができることを特徴とする放電灯点灯装置を提供できる。

請求項６の発明は、請求項１の説明において熱陰極放電管の高圧側低圧側オープン検出保護、高圧側過電圧保護、管過電流保護、高圧側リーク保護とその検出信号を増幅判定して他励ＰＷＭ発振制御ＩＣの動作停止機能を有することを特徴とする。

この発明によれば、熱陰極型放電管のフィラメント断線でのリーク電流、管電圧上昇、管電流上昇に対する安全性を確保することを特徴とする放電灯点灯装置を提供できる。

請求項７の発明は、請求項１の説明において直列共振出力回路の共振コンデンサを並列接続した複数のコンデンサとし、これらのコンデンサを切り替えることにより出力回路の共振周波数を変えて予熱時、点灯時のそれぞれにおける直列Ｌ−Ｃ共振回路周波数−ゲイン曲線を最適化することで放電灯の予熱電流、管電流の最適化と点灯動作を確実にさせることを特徴とする。

この発明によれば、共振コンデンサを切り替えて予熱時と点灯時における直列Ｌ−Ｃ共振回路周波数−ゲイン曲線を最適化することで予熱時と点灯時のそれぞれで最適なゲインを得ることができ、大きい予熱電流と管電流を得ることができる。また共振コンデンサの切り替え後に発振回路の発振周波数を変えて点灯動作を行うことにより直列Ｌ−Ｃ共振回路周波数−ゲイン曲線のピーク周波数に至る直前で熱陰極型放電灯の点灯動作を行うと同時に、Ｌ−Ｃ共振回路周波数−ゲイン曲線のピーク周波数を点灯時の周波数と同じに設定することでピーク飛び越しによる不点灯を防止し、点灯動作を確実に行うことができる熱陰極型放電灯点灯装置を提供できる

請求項８の発明は、請求項１の説明において放電灯のフィラメントに直列に接続したコンデンサを並列接続した複数のコンデンサとし、これらのコンデンサを入り切りすることで点灯時のフィラメント電流を適正値に調整することを特徴とする。

この発明によれば、点灯動作時におけるフィラメント電流を任意の適正値に設定することが可能となり調光時での熱陰極型放電灯の安定した放電維持と長寿命を実現できることを特徴とする放電灯点灯装置を提供できる。

請求項９の発明は、請求項１〜８の説明において他励発振制御回路・ハーフブリッジまたはフルブリッジ回路の後段に直列ＬＣ共振回路を２つ以上の並列接続可能とすることができる特徴とする。

この発明によれば、直列Ｌ−Ｃ共振回路と放電灯を多段並列接続することで容易に多灯放電灯装置を実現提供できる。

本発明によれば、従来例の複数個のコンバータ電源構成とは異なりハーフブリッジ又はフルブリッジ回路にＬ−Ｃ直列共振回路を接続した１コンバータ電源での構成で無段階調光と調光時管電流が小さくなるに従いフィラメント電流を増加させてフィラメントの温度低下を防ぎ安定した放電を維持できるという効果がある。

調光はＤＣ制御とＰＷＭ制御を組み合わせることで広い調光範囲を得ることができるという効果がある。

予熱電流を任意に設定でき放電灯の高寿命化と安定した点灯動作を実現できるという効果がある。

電源起動時に高い発振周波数からスタートすることで、管電圧のオーバーシュートを抑制できる。また予熱期間から放電灯の点灯動作への移行期間に周波数を緩やかに変化させる周波数スムージング回路を追加し点灯の不具合を防ぐと同時に管電圧のオーバーシュート電圧を軽減する効果がある。

熱陰極型放電管のフィラメント断線でのリーク電流、管電圧上昇、管電流上昇を検出して他励ＰＷＭ制御ＩＣを発振停止させることで、安全性を高める効果がある。

共振コンデンサを切り替えて予熱時と点灯時における直列Ｌ−Ｃ共振回路周波数−ゲイン曲線を最適化することで予熱時と点灯時のそれぞれで適正なゲインを得ることができ、大きい予熱電流と管電流を得ることができる。また直列Ｌ−Ｃ共振回路のピーク周波数と点灯時の周波数を近くに設定することができるために共振コンデンサの切り替え後に、発振回路の発振周波数を変えて点灯動作を行うことで直列Ｌ−Ｃ共振回路周波数・ゲイン曲線のピーク周波数に至る直前で確実に熱陰極型放電灯の点灯動作を行うことができるという効果がある。

熱陰極型放電灯のフィラメントに直列に接続したコンデンサを並列接続した複数のコンデンサとし、これらのコンデンサを入り切りすることで点灯時のフィラメント電流を適正値に調整することで調光時での放電灯の安定した放電を維持することができるという効果がある。

他励発振制御回路・ハーフブリッジまたはフルブリッジ回路の後段に直列Ｌ−Ｃ共振回路を多段並列接続することで容易に多灯放電灯装置を実現提供できるという効果がある。

発明の実施するための最良の形態

以下、本発明の実施形態１を図１、図５〜図１１に基づいて説明をする。図１は実施形態１の回路構成を示すものである。他励ＰＷＭ制御ＩＣ１には発振制御回路３、ハーフブリッジ直列共振回路２とラッチ保護回路６が接続されている。発振制御回路３は発振周波数を決めるコンデンサＣ８と調光用の可変容量ダイオードＶＣ１とその可変容量ダイオードＶＣ１のアノードにはＯＮ−ＯＦＦするためのスイッチングトランジスタＱ６が接続されている。またコンデンサＣ８の一端にはオーバーシュート低減回路１０（インバータ起動時のソフトスタート回路）が接続されている。またトランジスタＱ６のベースには予熱期間から点灯移行時に周波数を緩やかに遷移させるための周波数スムージング回路５が接続されている。

ハーフブリッジ直列共振回路２はＤＣカット用のコンデンサＣ１と共振コイルＬ１と共振コンデンサＣ２が直列接続されている。その出力は放電灯１の高圧側のフィラメントＦ１接続されている。また放電灯１の低圧側のフィラメントＦ２は過電流検出抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。放電灯１のフィラメントＦ１、Ｆ２の他端はフィラメント電流を決めるコンデンサＣ３に接続されている。共振コンデンサＣ２の両端には過電圧検出コンデンサＣ４、Ｃ５が接続されておりその中点はダイオードＤ３を介して保護回路検出信号増幅用のＯＰアンプＩＣ４に入力されている。またコンデンサＣ６と抵抗Ｒ１はフィラメントＦ１、Ｆ２が断線しリーク電流が発生したときに発生する高周波ノイズ成分を微分検出して、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１９、コンデンサＣ１７で積分してＤＣ電圧に変換して検出信号として、保護回路検出信号増幅用のＯＰアンプＩＣ４に入力される。共振コンデンサＣ２の低圧側とグランド間には過電流検出抵抗Ｒ３が接続されその両端に発生する電圧を過電流検出信号としてダイオードＤ１を介して保護回路検出信号増幅用のＯＰアンプＩＣ４に入力されている。またフィラメントＦ２とコンデンサＣ３の交点とハーフブリッジ電源間にはフィラメントＦ２の断線検出用の抵抗Ｒ１８が接続されておりフィラメントＦ２との交点はダイオードＤ４を介して保護回路検出信号増幅用のＯＰアンプＩＣ４に入力されている。保護回路検出信号増幅用のＯＰアンプＩＣ４の出力はラッチ保護回路６と保護回路マスク回路１１のＩＣ２に入力されている。

図７は本発明の電源シーケンスの一例を示す。インバータＯＮ−ＯＦＦ信号図１ １２がＨｉｇｈになると電源ＲＥＧ図１ ７の出力に１４Ｖと５Ｖが出力される。他励ＰＷＭ制御ＩＣ１が起動しハーフブリッジ直列共振回路２に電圧が出力される。その時の出力電圧は他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振周波数と図５に示す直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線で決定される。また発振周波数は図１０に示すように抵抗Ｒ２とコンデンサＣ８，Ｃ１２，可変容量ダイオードＶＣ１の合成容量で決定される。インバータ起動時は抵抗Ｒ２、コンデンサＣ８で決定される周波数例えば約１００ｋＨｚ（図５のＳ点）で発振する。次にトランジスタＱ５がＯＮして抵抗Ｒ２とコンデンサＣ８，Ｃ１２の合成容量で決定される周波数例えば約８０ｋＨｚ（図５の▲１▼点）で発振する。この期間が予熱期間でフィラメントＦ１，Ｆ２に電流を流してフィラメントを加熱する。フィラメント電流は２πｆ・Ｃ３・Ｖで一義的に決定される。インバータ起動時に高い周波数で起動させることによりハーフブリッジ直列共振回路２の出力電圧を抑えることでソフトスタートを実現する。また予熱時間は予熱時間制御回路１２のリセットＩＣ ＩＣ１３の出力ディレイ時間を決定するコンデンサＣ１３で一義的に決定される。

予熱期間が終了すると予熱時間制御回路１２のリセットＩＣ ＩＣ１３の出力電圧図１Ａ点が５Ｖとなる。この電圧は周波数スムージング回路５を介してトランジスタＱ６のベースに印加されてトランジスタＱ６が導通する。これにより可変容量ダイオードＶＣ１がグランドに接続されて他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振周波数は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ８，Ｃ１２，可変容量ダイオードＶＣ１の合成容量で決定される。このとき発振周波数は例えば５０ｋＨｚとする。図５の直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線の▲１▼点から曲線に沿ってゲインが徐々に高くなり▲２▼点の熱陰極型放電灯の放電開始電圧に達すると管電流が流れる。管電流が流れると管のインピーダンスが低下するために最終的には▲３▼点で安定放電をする。ＩＣ１３の出力Ａ点の電圧は、周波数スムージング回路５のコンデンサＣ１０、Ｃ９、抵抗Ｒ１６で積分されるために立ち上がりが緩やかになる。これによりトランジスタＱ６のベース電流も緩やかな立ち上がりをする。可変容量ダイオードＶＣ１に流れる電流波形を緩やかにすることで、発振周波数が８０ｋＨｚから５０ｋＨｚまで緩やかに移行し周波数がスムージングされる。この効果を図８、図９に示す。図８が周波数スムージング回路あり、図９が無しでの波形である。周波数を８０ｋＨｚから５０ｋＨｚまで緩やかに移行させて周波数をスムージングする効果は、図５の直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線の熱陰極型放電灯の放電開始電圧▲２▼を確実に通過して▲３▼点に移行するために確実な点灯動作を行うことができる。また管電圧、管電流のオーバーシュートも軽減できる効果がある。

次に調光動作について述べる。図１の調光ＤＣ制御信号１３例えば０−３．３ＶがＤＣ増幅回路９入力され、その出力はダイオードＤ８を介して可変容量ダイオードＶＣ１のカソード側に印加されている。図１１は可変容量ダイオードＶＣ１のカソード電圧とその容量変化を示すグラフである。容量値は印加するＤＣ電圧を大きくすると低下していく特性を有している。つまり可変容量ダイオードＶＣ１に印加するＤＣ電圧を変えることで他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振周波数を可変することができる。従って調光ＤＣ制御電圧を大きくしていくと、図５の直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線において点灯時▲３▼点ｆ＝５０ｋＨｚから予熱時▲１▼点ｆ＝８０ｋＨｚまで点線矢印に沿って周波数が変化する。この時、フィラメント電流は２πｆ・Ｃ３・Ｖで決まるために周波数の増加と共に増加していく。一方管電流はＬ−Ｃ直列共振回路ゲインが低下することでフィラメント電流の増加とは逆に減少していく。

調光ＤＣ制御電圧を大きくして管電流を小さくしすぎると、正規の放電が維持できない微放電となり、ちらつきや移動縞が発生しやがて消灯する場合がある。この対策として図６に示すように管電流が任意の設定値以下では、１００−３００ＨｚのＰＷＭ調光信号で管電流をＯＮ−ＯＦＦさせて調光範囲の拡大と安定放電の維持を行う。このＰＷＭ調光は、図１の可変容量ダイオードＶＣ１をＯＮ−ＯＦＦするトランジスタＱ６で制御できる。ＰＷＭ調光信号がＯＦＦの時、可変容量ダイオードＶＣ１が遮断され他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振周波数が図５の▲１▼点ｆ＝８０ｋＨｚになり管電流が遮断される。
ＰＷＭ調光信号と管電流の関係は、図７に示される。

次に図１異常検出回路４の動作について説明をする。図１のコンデンサＣ４，Ｃ５とダイオードＤ３は管の過電圧保護回路である。高圧側の管電圧をコンデンサＣ４，Ｃ５で分圧した電圧をダイオードＤ３を介して電圧増幅ＯＰアンプＩＣ４に入力される。この電圧がある閾値以上になるとＯＰアンプＩＣ４の出力電圧が１４Ｖとなり、ラッチ保護回路６のトランジスタＱ４が導通する。このとき他励ＰＷＭ制御ＩＣ１のＣＴ端子をグランドに落とすことで発振停止動作をする。またトランジスタＱ４が導通するとトランジスタＱ３が導通しサイリスタ回路が形成されＯＰアンプＩＣ４の出力電圧が０Ｖになっても他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振停止状態が維持される。

つぎにフィラメントＦ１，Ｆ２の断線保護動作について説明をする。放電灯１の低圧側のフィラメントＦ２のコンデンサＣ３側には電源２００Ｖから抵抗１８がプルアップされている。フィラメントＦ２とコンデンサＣ３の交点電圧は２００Ｖ×（抵抗Ｒ３抵抗値＋フィラメントＦ２抵抗値）÷抵抗Ｒ１８抵抗値となる。抵抗Ｒ１８は（抵抗Ｒ３抵抗値＋フィラメントＦ２抵抗値）に比べて十分に大きい値に設定されている。そのフィラメントＦ２のバイアス電圧をダイオードＤ４を介してＯＰアンプＩＣ４に入力している。フィラメントＦ２が何らかの不具合で高抵抗または断線になるとＯＰアンプＩＣ４の入力電圧が上昇し、前記の通り他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振停止状態が維持される。一方高圧側のフィラメントＦ１が高抵抗または断線になると管電圧が上昇し前記の過電圧保護回路が動作する。以上のように本発明は、コンデンサ分圧方式の過電圧保護回路と低圧側のフィラメントＦ２のバイアス電圧検出回路とを併用することを特徴とし、これにより高圧側、低圧側のフィラメントＦ１，Ｆ２の断線を容易に精度よく検出することができる。

次に過電流保護回路の動作について説明をする。抵抗Ｒ３は過電流検出抵抗で管電流＋フィラメント電流が流れる。その両端電圧をダイオードＤ３を介してＯＰアンプＩＣ４に入力されている。放電灯１が何らかの異常で管電流またはフィラメント電流が増加しＲ３両端電圧がある閾値以上になるとＯＰアンプＩＣ４の出力が１４Ｖとなり前記のラッチ保護回路６が動作し、他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振停止状態が維持される。

次にリーク電流保護回路の動作について説明をする。放電灯１のフィラメントＦ１，Ｆ２の断線リーク及び高圧側のパターン箔断線などで発生する高周波のリーク電流ノイズ成分をコンデンサＣ６と抵抗Ｒ１で微分検出し、抵抗Ｒ１９とＣ１７で積分し検出電圧とする。検出電圧がある閾値以上になるとＯＰアンプＩＣ４の出力が１４Ｖとなり前記のラッチ保護回路６が動作し、他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振停止状態が維持される。

以下、本発明の実施形態２を図２、図１２に基づいて説明をする。図２は実施形態２の回路構成を示すものである。切り替え用の共振コンデンサＣ４、転流用のダイオードＤ１、コンデンサＣ４をＯＮ−ＯＦＦするスイッチ用のＭＯＳＦＥＴＱ３、抵抗Ｒ２、Ｒ４、ダイオードＤ２、電流阻止ダイオードＤ３から構成されている。図１実施例１に直列共振周波数切り替え回路３を追加し予熱動作時と点灯動作時のそれぞれで、最適のＬ−Ｃ直列共振回路・ゲイン曲線を個別に設けることで予熱電流、管電流の最適化と点灯動作を確実に行うことができる。一例として図１２に示すように予熱時にＬ−Ｃ直列共振回路−ゲイン曲線のピーク周波数をｆ＝６０ｋＨｚ（Ｉ）、点灯時にピーク周波数を約ｆ＝５０ｋＨｚ（ＩＩ）と設定する。実施例１におけるピーク周波数は約ｆ＝５５ｋＨｚ（ＩＩＩ）とする。予熱時ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート電圧は０ＶでＭＯＳＦＥＴＱ３はＯＦＦ状態で、共振コンデンサはＣ２のみとなりＩのＬ−Ｃ直列共振回路−ゲイン曲線となる。予熱から点灯への移行の瞬間にＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート電圧が１４ＶとなりＭＯＳＦＥＴＱ３は導通する。共振コンデンサはＣ２＋Ｃ４となり、ＩＩのＬ−Ｃ直列共振回路−ゲイン曲線となる。他励ＰＷＭ制御ＩＣ１の発振周波数は、図１の周波数スムージング回路５を介して切り替わるためにＬ−Ｃ直列共振回路−ゲイン曲線の切り替わりより遅延して切り替わる。予熱時は図１２の▲１▼点ｆ＝８０ｋＨｚで実施例１のＬ−Ｃ直列共振回路・ゲイン曲ＩＩＩと比較してゲインを大きく取れることがわかる。フィラメント電流を決めるコンデンサＣ３の容量が同じであれば大きいフィラメント電流を流すことができる。また同じフィラメント電流であればコンデンサＣ３の容量を小さくできるため、点灯時でのフィラメント電流を小さくすることができる。予熱が終了するとＬ−Ｃ直列共振回路−ゲイン曲がＩからＩＩに切り替わりＩＩの曲線に沿って周波数スムージングしながら周波数が下がっていきＬ−Ｃ直列共振回路−ゲイン曲のピーク直前の点灯開始電圧▲２▼点で点灯し管インピーダンスが下がり▲３▼点（ピーク点）で安定放電を行う。ＤＣ調光制御は▲３▼点→▲４▼点→▲５▼点の経路で周波数を変えることで行われる。

以下、本発明の実施形態３を図３に基づいて説明をする。図３は実施形態３の回路構成を示すものである。Ｃ４はフィラメント電流切り替え用のコンデンサ、転流用のダイオードＤ１、コンデンサＣ４をＯＮ−ＯＦＦするスイッチ用のＭＯＳＦＥＴＱ３、抵抗Ｒ２、Ｒ４、ダイオードＤ３から構成されている。ＭＯＳＦＥＴＱ３にゲートには、フィラメント制御信号が印加される。実施例の一例として予熱時に１４Ｖ、点灯時０Ｖとすると予熱時にＭＯＳＦＥＴＱ３がＯＮし、点灯時にＭＯＳＦＥＴＱ３がＯＦＦする。これにより点灯時のフィラメント電流を減らすことができる。予熱時フィラメント電流は２πｆ・（Ｃ３＋Ｃ４）・Ｖ、点灯時は２πｆ・Ｃ３・Ｖとすることができる。逆に予熱時に０Ｖ、点灯時１４Ｖとすると点灯時にフィラメント電流が２πｆ・（Ｃ３＋Ｃ４）・Ｖとなり予熱時よりフィラメント電流を増やすことができる。点灯動作時におけるフィラメント電流を任意の適正値に設定することが可能となり調光時での放電灯の安定した放電維持と長寿命を実現できる。

以下、本発明の実施形態４を図４に基づいて説明をする。図４は実施形態４の回路構成を示すものである。実施例１におけるハーフブリッジまたはフルブリッジ出力２に直列共振回路１〜Ｎ、放電灯１〜Ｎまでを並列接続することで多灯放電灯接続が容易に実現できる。

本発明における放電灯点灯装置の実施例１を示す回路構成図である。 本発明における放電灯点灯装置の実施例２を示す回路構成図である。 本発明における放電灯点灯装置の実施例３を示す回路構成図である。 本発明における放電灯点灯装置の実施例４を示す回路構成図である。 本発明の実施例１における直列ＬＣ共振回路周波数・ゲイン曲線の説明図である。 本発明の実施例１における調光特性の説明図である。 本発明の実施例１における電源シーケンスの説明図である 本発明の実施例１における周波数スムージングの説明図である 従来例における点灯時の管電圧波形の説明図である 本発明の実施例１におけるＩＣ１周波数ＶＳ Ｒ２抵抗値の説明図である 本発明の実施例１における可変容量ダイオードＶＣ１容量ＶＳ逆電圧の説明図である 本発明の実施例２における直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線の説明図である。 従来の実施例、特開平７−２１１４７８［特許文献１］示す構成図である。

符号の説明

１、放電灯
２、ハーフブリッジ直列共振回路
３、発振制御回路
５、周波数スムージング回路
８、予熱時間制御回路
ＩＣ１、他励ＰＷＭ制御ＩＣ
Ｃ２、共振コンデンサ

Claims (9)

1. 周波数をＲ，Ｃの時定数で決める発振制御回路とこの周波数で動作するハーフブリッジ又はフルブリッジ回路に接続したＬ−Ｃ直列共振回路と共振コンデンサと並列に熱陰極型放電管の両端の熱陰極（フィラメント）のそれぞれの片端を接続し、更に放電管両端フィラメントの他端に直列にコンデンサを接続して点灯させる回路を有し、発振制御回路の周波数を決めるコンデンサに電圧可変容量（可変容量ダイオード）を用いてＤＣ調光制御電圧で発振周波数を変えることで管電流の（無段階調光）を実現する装置で、１コンバータ電源構成で熱陰極型放電灯の管電流とフィラメント電流を同時に可変し、調光時管電流が小さくなるにしたがいフィラメント電流を増加させてフィラメントの温度低下を防ぎ安定した放電を維持できると共に、これと同時に発振制御回路の発振周波数を決めるコンデンサを並列接続した複数のコンデンサ（可変容量ダイオードを含む）とし、これらコンデンサを切り替えることで充分な予熱電流の確保と点灯動作を安定動作させることを特徴とした放電灯点灯装置。
2. 請求項１において、１００〜３００Ｈｚ程度の発振周波数に比べて充分に低い周波数でコンデンサ容量を入り切り動作させ、このＯＮ／ＯＦＦの時間比を制御することによって調光（ＰＷＭ調光）を実現することを特徴とした放電灯点灯装置。
3. 請求項１において、外部から供給する電源電圧の立ち上がり部を検出してその立ち上がり部の数ｍ秒の期間、発振制御回路の発振周波数を決めるコンデンサの容量を小さく設定して、その期間のみ発振周波数を高くして放電灯の管電圧のオーバーシュート電圧を抑制することを特徴とする放電灯点灯装置。
4. 請求項１において、予熱期間から放電灯の点灯動作への移行期間に周波数を緩やかに変化させる周波数スムージング回路を追加し点灯の不具合を防ぐと同時に管電圧のオーバーシュート電圧を軽減することを特徴とする放電灯点灯装置。
5. 請求項１〜２において調光をＤＣ制御とＰＷＭ制御を同時に実現できる放電灯点灯装置。
6. 請求項１〜５において熱陰極型放電灯の高圧側低圧側オープン検出保護、高圧側過電圧保護、管過電流保護、高圧側リーク保護とその検出信号を増幅判定して他励ＰＷＭ発振制御ＩＣの動作停止機能を有する放電灯点灯装置。
7. 請求項１〜５において直列共振出力回路の共振コンデンサを並列接続した複数のコンデンサとし、これらのコンデンサを切り替えることにより出力回路の共振周波数を変えて予熱時、点灯時のそれぞれにおける直列ＬＣ共振回路周波数−ゲイン曲線を最適化することで放電灯の予熱電流、管電流の最適化と点灯動作を確実にさせることを特徴とする放電灯点灯装置。
8. 請求項１〜５において放電灯のフィラメントに直列に接続したコンデンサを並列接続した複数のコンデンサとし、これらのコンデンサを入り切りすることで予熱及び点灯時のフィラメント電流を適正値に調整することを特徴とする放電灯点灯装置。
9. 請求項１〜８において他励発振制御回路・ブリッジ回路の後段に直列電流共振回路を２つ以上の並列接続可能とした多灯放電灯点灯装置。

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