JPH0869888A - 放電灯の点灯回路 - Google Patents

放電灯の点灯回路

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JPH0869888A
JPH0869888A JP6227427A JP22742794A JPH0869888A JP H0869888 A JPH0869888 A JP H0869888A JP 6227427 A JP6227427 A JP 6227427A JP 22742794 A JP22742794 A JP 22742794A JP H0869888 A JPH0869888 A JP H0869888A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 矩形波点灯方式による放電灯の点灯回路にお
いて、矩形波の極性の切り換わり時に発生する放電灯の
再点弧電圧を補うためにピーク値の高い共振電圧を発生
させることによって、放電灯の点灯開始直後等にランプ
の立ち消えが頻繁に起こらないように改善する。 【構成】 点灯回路1は直流昇圧回路5とブリッジ型の
直流−交流変換回路7とを有し、直流−交流変換回路7
の後段にインダクタ26が設けられ、これに直列にメタ
ルハライドランプ9が接続される。直流昇圧回路5と直
流−交流変換回路7との間にインダクタ20と、コンデ
ンサ21とを設ける。そして、抵抗22とダイオード2
3とを直列接続したものをインダクタ20に対して並列
に接続する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、矩形波点灯方式による
放電灯の点灯回路において、矩形波の極性の切り換わり
時に発生する放電灯の再点弧電圧を補うためにピーク値
の高い共振電圧を発生させることによって、放電灯の点
灯開始直後等にランプの立ち消えが頻繁に起こらないよ
うに改善を図った新規な放電灯の点灯回路を提供しよう
とするものである。
【0002】
【従来の技術】近時、白熱電球に代わる光源として小型
のメタルハライドランプが注目されており、車輌用メタ
ルハライドランプの点灯回路の構成としては、例えば、
電源に直流電源を用い、直流入力電圧を昇圧してから、
矩形波状の交流電圧に変換した後メタルハライドランプ
に印加するようにしたものが知られている。
【0003】そして、ランプに供給されるの矩形波の極
性反転時に発生するランプの再点弧電圧を補償するため
にピーク値の高い共振電圧を発生させることによって、
ランプの立ち消えやチラツキ等を防止するようにした回
路が提案されている。
【0004】図8はそのような回路aの要部を示すもの
である。
【0005】bは直流電源部であり、図示しないバッテ
リーによる供給電圧の昇圧及び/又は降圧出力を得るた
めに設けられている。
【0006】cは直流電源部bの後段に設けられた直流
−交流変換部であり、直流電源部bの出力を受けてこれ
を矩形波交流電圧に変換するものであり、半導体スイッ
チ素子を用いたブリッジ型の構成とされている。
【0007】dはインダクタであり、直流電源部bと直
流−交流変換部cと結ぶ接続ラインe、e′の一方e上
に配置されている。
【0008】fはコンデンサであり、その一端がインダ
クタdの直流−交流変換部c側の端子に接続され、他端
が接続ラインe′に接続されている。
【0009】gはメタルハライドランプであり、該メタ
ルハライドランプgと直流−交流変換部cとを結ぶ給電
ラインh、h′の一方h上には、インダクタiが設けら
れている。
【0010】しかして、この回路aでは、直流電源部b
の出力が直流−交流変換部cによって矩形波電圧に変換
されてインダクタiを介してメタルハライドランプgに
供給されることになるが、インダクタdとコンデンサf
との共振によって発生するピーク電圧を利用すること
で、点灯初期のみならず定常点灯時においてランプの再
点弧電圧を補償することができる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な回路構成では、LC共振後に共振の反動によって電圧
低下が生じた場合に、ランプ電流が一時的に低下してラ
ンプの立ち消えを惹き起こす危険性が高くなってしまう
という問題がある。
【0012】図9はランプの点灯初期における要部の波
形を概略的に示す図であり、インダクタdとコンデンサ
fとの間の電位(これを「Va」とする。)とインダク
タiに流れる電流(これを「IL」とする。)との関係
を示している。尚、図中、「t1」は矩形波のVaの立
ち上り時点、「t2」はILの極性が反転する時点、
「t3」はVaがゼロ付近まで急激に低下した時点、
「t4」はt3以後にILが一時的に低下した時点をそ
れぞれ示している。
【0013】図示するように、VaはLC共振によって
一旦ピーク値を示した後、共振の反動によって急激にゼ
ロボルト近辺まで低下してしまうため、ランプに充分な
電圧供給がなされず、よってt2後にt3の時点に達す
るまで上昇した電流ILがt4の時点で一時的に低下
し、この時にランプの立ち消えが発生し易くなってしま
う。
【0014】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を解決するために、平滑用コンデンサを含む直流
電源回路部とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有
し、直流−交流変換回路の後段に第1のインダクタンス
要素を設けるとともにこれに直列に放電灯を接続して矩
形波点灯を行うように構成された放電灯の点灯回路にお
いて、直流電源回路部とその後段の直流−交流変換回路
との間に第2のインダクタンス要素を設けるとともに、
直流−交流変換回路の入力段に第2のインダクタンス要
素に対して直列にコンデンサを接続し、直流−交流変換
回路の入力電圧が直流電源回路部の出力電圧より小さく
なった時に、直流電源回路部から直流−交流変換回路へ
の電流供給の度合が第2のインダクタンス要素による電
流供給の度合に比して大きくなるように電流補償手段を
第2にインダクタンス要素に対して並列に設けたもので
ある。
【0015】
【作用】本発明によれば、矩形波の極性反転時に第2の
インダクタンス要素と共振コンデンサとの結合によって
発生するピーク値の高い共振電圧により再点弧電圧を補
償し、共振後に直流−交流変換回路の入力電圧が直流電
源回路部の出力電圧より小さくなった時に、電流補償手
段によって、直流電源回路部から直流−交流変換回路へ
の電流供給の度合が第2のインダクタンス要素による電
流供給の度合に比して大きくなるように電流が補償され
るため、共振の反動によって共振コンデンサの端子電位
が急激に低下するのを防止し、ランプ電流が一時的に低
下しないように改善することができるので、ランプ立ち
消えの発生頻度を極めて少なくすることができる。
【0016】
【実施例】以下に、本発明放電灯の点灯回路を図示した
実施例に従って詳細に説明する。尚、図示した実施例は
本発明を車輌用放電灯の点灯回路に適用した例を示すも
のである。
【0017】図1は点灯回路1の全体的な構成を示す回
路ブロック図である。
【0018】バッテリー2は直流電圧入力端子3、3′
間に接続されており、点灯スイッチ4が直流昇圧回路5
のプラス側入力端子と直流電圧入力端子3(バッテリー
2の正極に接続されている。)とを結ぶライン上に設け
られている。尚、直流昇圧回路5は、昇圧に限らず昇降
圧制御を行うことができるように構成されても良い。
【0019】6は共振制御部であり、直流昇圧回路5の
後段に設けられ、矩形波の極性反転時における共振電圧
のピーク値を利用したランプの再点弧電圧についての補
償作用を有している。
【0020】7は直流−交流変換回路であり、直流昇圧
回路5の直流出力電圧を矩形波状電圧に変換して出力す
るために設けられている。
【0021】8はイグナイタ回路であり、メタルハライ
ドランプ9の起動時にトリガーパルスを発生させ、これ
を直流−交流変換回路7の交流出力に重畳して交流出力
端子10、10′に接続されたメタルハライドランプ9
に印加するようになっている。
【0022】11は直流昇圧回路5の出力電圧を制御す
るための制御回路であり、ランプの電圧−電流制御に係
るV−I制御部12とPWM(パルス幅変調)制御部1
3とを有している。
【0023】V−I制御部12は、ランプ電圧及びラン
プ電流との関係を規定する制御曲線に基づいてメタルハ
ライドランプ9の点灯制御を行うように構成されてお
り、定常状態においてはある定電力曲線に直線近似を施
こして得られる負荷線を採用している。尚、ランプ電圧
や電流の検出はこれらを直接に検出することが可能であ
るが、本実施例ではこれらの相当信号を利用することに
よって間接的に検出信号を得ている。
【0024】つまり、V−I制御部12には、直流昇圧
回路5の出力端子間に設けられた分圧抵抗14、14′
によって検出される直流昇圧回路5の出力電圧に対応し
た電圧検出信号が入力されるとともに、直流昇圧回路5
と直流−交流変換回路7とを結ぶグランドライン上に設
けられた電流検出用抵抗15によって、直流昇圧回路5
の出力電流に対応した電流検出信号が電圧変換された形
で入力される。
【0025】そして、V−I制御部12の出力する指令
信号はPWM制御部13に送出され、PWM制御部13
によって生成される制御信号(これを「S13」とす
る。)が直流昇圧回路5にフィードバックされる。
【0026】図2は点灯回路1の要部の回路構成を詳細
に示すものである。
【0027】図示するように、直流昇圧回路5はチョッ
パー式の直流−直流コンバータの構成とされており、プ
ラスラインL1に設けられたインダクタ16と、その後
段においてプラスラインL1とグランドラインL2との
間に設けられ、かつ、PWM制御部13から送られてく
るパルスS13によってスイッチング制御されるNチャ
ンネルFET17と、プラスラインL1においてそのア
ノードがFET17のドレインに接続された整流用のダ
イオード18と、該ダイオード18のカソードとグラン
ドラインL2との間に設けられた平滑用コンデンサ19
とから構成されている。
【0028】つまり、直流昇圧回路5とPWM制御部1
3からの制御パルスS13によってFET17がオン状
態となったときにインダクタ16がエネルギーを蓄え、
FET17がオフ状態になったときに蓄えられたエネル
ギーを放出し、これに相当する電圧を入力電圧に重畳し
て直流昇圧を行なうようになっている。
【0029】共振制御部6はインダクタ20とコンデン
サ21を有しており、プラスラインL1上に設けられた
インダクタ20の一端が直流昇圧回路5のダイオード1
8のカソードに接続され、その他端がコンデンサ21を
介してグランドラインL2に接続されている。そして、
コンデンサ21の端子電圧が直流−交流変換回路7に送
られる。尚、コンデンサ21の静電容量は、直流昇圧回
路5の出力段のコンデンサ19の静電容量に比べて小さ
な値に選定されている。また、ランプの始動時間を短縮
化するために、点灯初期にランプに大きな電流を流す場
合には、インダクタ20にも大電流が流れ、LC共振に
よるピーク電圧が高くなり過ぎるという不都合が生じる
ので、このような場合にはインダクタ20を飽和特性を
有するものとしたり、あるいはコンデンサ21に対して
ツェナーダイオードを並列に接続し、共振ピーク電圧を
素子の耐圧レベル以下にカットする等の対策が必要とな
る。
【0030】22は抵抗、23は抵抗22に直列に接続
されたダイオードであり、これらはインダクタ20に対
して並列に接続されている。つまり、抵抗22はその一
端がインダクタ20とコンデンサ19との間に接続さ
れ、その他端がダイオード23のアノードに接続されて
おり、該ダイオード23のカソードがインダクタ20と
コンデンサ21との間に接続されている。
【0031】直流−交流変換回路7は、4つのFETを
用いたブリッジ型駆動部7Aと、これらのFETに対し
てスイッチング制御信号を送出する駆動制御部7Bとか
ら構成されている。
【0032】ブリッジ型駆動部7Aを構成する4つのN
チャンネルFET24(i)(i=1、2、3、4)の
うち、FET24(1)と24(3)とが直列に接続さ
れ、また、FET24(2)と24(4)とが直列に接
続されており、このように2段重ねのFETの組みが互
いに並列の関係となるように配置されている。
【0033】FET24(1)、24(3)に関して
は、高段のFET24(1)のドレインがプラスライン
L1に接続され、そのソースが低段のFET24(3)
のドレインに接続されており、FET24(3)のソー
スがグランドラインL2に接続されている。また、FE
T24(2)、24(4)に関しては、高段のFET2
4(2)のドレインがプラスラインL1に接続され、そ
のソースが低段のFET24(4)のドレインに接続さ
れており、FET24(4)のソースがグランドライン
L2に接続されている。
【0034】25(i)(i=1、2、3、4)はダン
パーダイオードであり、これらはFET24(i)(i
=1、2、3、4)のドレイン−ソース間に各別に設け
られている。
【0035】直流−交流変換回路7の出力はFET24
(1)と24(3)との間及びFET24(2)と24
(4)との間から取り出されるが、FET24(2)と
24(4)との間及び交流出力端子10とを結ぶライン
の上にはインダクタ26が設けられている。このインダ
クタ26はメタルハライドランプ9への起動パルスを生
成するためにイグナイタ回路8に設けられた図示しない
トリガートランスの2次巻線に相当するものである。つ
まり、メタルハライドランプ9の起動に際しては、イグ
ナイタ回路8内のパルス発生部によって生成されたパル
スがトリガートランスによって昇圧されるが、インダク
タ26に誘起された起動パルスが直流−交流変換回路7
の出力電圧に重畳された上でメタルハライドランプ9に
印加されるようになっている。
【0036】尚、インダクタ26のインダクタンス(こ
れを「L26」とする。)はインダクタ20のインダク
タンス(これを「L20」とする。)に比して小さくす
ること(つまり、L26<L20)が好ましい。これ
は、L26は矩形波の極性の切り換わり時において、L
26が小さい方が切り換わり時におけるランプ電流の傾
斜が大きくなるので、ランプ電流がゼロアンペア近辺を
クロスする時間を短くすることでランプの立ち消えを防
ぐことができること、また、インダクタ20はインダク
タ26で発生し得るピーク電圧値よりをさらに大きなピ
ーク電圧値を得る目的をもって設けられることが理由で
ある。
【0037】FET24(i)のスイッチング制御につ
いては、斜向いに位置するFET同士を一組としてこれ
らを相反的に制御するように駆動制御部7Bから各FE
Tに制御信号S(i)(但し、i=1、2、3、4)が
それぞれ送られるようになっているが、駆動制御部7B
の構成については本発明の要旨に直接関係がないので、
その図示及び説明を省略する。
【0038】次に、上記点灯回路1の共振制御部6にお
ける抵抗22及びダイオード23(図2に破線で囲んだ
部分)の作用について説明する。
【0039】先ず、抵抗22及びダイオード23を無視
した場合の回路動作について説明すると、直流−交流変
換回路7による矩形波の切り換わり前にFET24
(2)及び24(3)がオンしているとした場合には、
インダクタ20に流れる電流(これを「I20」とす
る。)やインダクタ26に流れる電流(これを「I2
6」とする。)の向きは、図2に実線で示す矢印の向き
となる。
【0040】図3は抵抗22及びダイオード23がない
場合の各部の波形を概略的に示すものであり、インダク
タ20とコンデンサ21との間の電位(これを「Va」
とする。)、電流I26、I20の関係を示している。
尚、図中の「T」は時間を示し、「T1」はVaがピー
ク値を示す時点、「T2」はVaが急激に低下してゼロ
近辺まで落ち込んだ時点、「T3」はT2以後にI26
が一時的に落ち込んだ時点をそれぞれ示している。
【0041】FET24(2)、24(3)がオフする
と(尚、この時FET24(1)乃至24(4)がすべ
てオフしている。)、I20についてはインダクタ20
とコンデンサ21、19との結合によって共振が起こ
り、また、I26についてはダイオード25(1)、2
5(4)を介してインダクタ26とコンデンサ21とが
結合して共振が起こり、電位Vaが上昇する。
【0042】その後、FET24(1)及びFET24
(4)がオンすると、回路状態は図4に示す回路と等価
になる。つまり、インダクタ20、コンデンサ21、コ
ンデンサ19によって閉成される回路と、メタルハライ
ドランプ9、インダクタ26、ダイオード27(上記ダ
イオード25(2)及び25(3)に相当する。)とに
よって閉成される回路とが形成される。
【0043】電位Vaの上昇に伴って電流I26が上昇
し、T1の時点でVaがピーク値を示すとともに、I2
6の極性が切り換わると、電流I26の向きが、図2や
図4に破線で示す向きになる。尚、このようなタイミン
グはインダクタ20のインダクタンス及びコンダクタ2
1の静電容量の設定によって規定することができる。
【0044】T1以後、Vaは低下し、I26は上昇す
るが、T2の時点でVaがゼロ付近まで低下すると、I
20が流れなくなる。
【0045】そして、I26はVaがゼロ付近まで落ち
込んだ期間(T2≦T≦T3)において時間の経過につ
れて低下し、T3の時点で最も落ち込んだ状態となる。
【0046】I20はT2以後、ある傾斜をもって直線
的に上昇する(直流昇圧回路5の出力電圧を「V」と
し、T2を起点とする経過時間を「t」、インダクタ2
0のインダクタンスを「L」とすると、I20=(V/
L)・tで表される。)が、T3の時点に達するまでは
コンデンサ21の充電はなされず、I20は図2や図4
に実線で示す矢印の向きに流れ、また、I26は図4に
破線の矢印で示すようにダイオード27とメタルハライ
ドランプ9を通る閉回路内を流れる。そして、T3の時
点でI20の値とI26の値とが等しくなると、これ以
後I20によりコンデンサ21が充電されてVaが上昇
し、I26はT3以後上昇に転じる。
【0047】以上の説明から、VaはT1での共振ピー
ク後に共振の反動でゼロ付近まで落ち込むため、I26
に係る電流供給が滞ってしまうことが明らかであり、従
って、このような不都合を防ぐためには、Vaが直流昇
圧回路5の出力電圧Vよりも小さくなった時にインダク
タ20による電流供給より大きな電流供給を行うことが
できれば良い。
【0048】本実施例では、インダクタ20に対して抵
抗22(その抵抗値を「R22」とする。)及びダイオ
ード23(その順方向電圧降下を「Vf」とする。)を
並列に接続することによって、ダイオード23に流れる
電流(これを「I23」とする。)が、I23=(V−
Va−Vf)/R22となり、電位差V−Vaが大きい
程大きな電流を流すことができるので、共振の反動によ
るVaの急激な低下を防止して、T3においてI26が
一時的に低下しないように制御することができる。尚、
共振後における共振制御部6から直流−交流変換回路7
への電流の流れは、R22に比してインダクタ20の実
効抵抗が小さくされているので、I23からI20へと
徐々に移行していく。
【0049】図5は点灯初期の矩形波の切り換わり時に
おけるI26の時間的変化を観測した波形図であり、
(a)が抵抗22及びダイオード23を設けない場合の
波形を示し、(b)が抵抗22及びダイオード23を設
けた場合を示している。
【0050】両者の比較から明らかなように、抵抗22
及びダイオード23を設けない場合に観測されるI26
の一時的な低下(図5(a)の矢印A参照。)が、抵抗
22及びダイオード23の付設によって図5(b)に示
すように全くみられなくなる。よって、メタルハライド
ランプ9の立ち消えの発生を防止することができる。
【0051】尚、上記実施例では抵抗22とダイオード
23とを直列接続したものをインダクタ20に対して並
列に接続した例を示したが、要はVaが直流昇圧回路5
の出力電圧Vより小さくなった時にインダクタ20に比
して大きな電流供給を行うことができるように回路を構
成すれば良い。
【0052】例えば、図6に示すように、PNPトラン
ジスタ28及びダイオード23をインダクタ20に対し
て並列に設け、トランジスタ28のエミッタをインダク
タ20の端子のうち直流昇圧回路5側の端子に接続する
とともに、トランジスタ28のコレクタをダイオード2
3のアノードに接続し、該ダイオード23のカソードを
インダクタ20の端子のうち直流−交流変換回路7側の
端子に接続し、トランジスタ28のベース−エミッタ
間、ベース−コレクタ間に抵抗29、30をぞれぞれ介
挿すれば良い。この場合にはトランジスタ28の能動領
域を用いることによって電位差V−Vaに応じた抵抗変
化が得られ、V−Vaが大きい程大きな電流供給を得る
ことができる。また、図7に示すように、トランジスタ
31及びダイオード23をインダクタ20に対して並列
に設けるともに、電位差V−Va又はこれに等価な検出
信号を得るための検出部32を設け、該検出部32から
トランジスタ31のベースに信号を送出することによっ
て、V−Vaが大きい程電流供給が大きくなるように制
御しても良い。
【0053】
【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項1に係る発明によれば、矩形波の極性反転時
に第2のインダクタンス要素(上記実施例ではインダク
タ20に相当する。)と共振コンデンサ(上記実施例で
はコンデンサ21に相当する。)とによるLC共振によ
ってピーク値の高い共振電圧を得て、これにより再点弧
電圧を補償するとともに、共振後に直流−交流変換回路
の入力電圧が直流電源回路部の出力電圧より小さくなっ
た時に、電流補償手段(上記実施例では抵抗22、ダイ
オード23等に相当する。)によって、直流電源回路部
から直流−交流変換回路への電流供給の度合が第2のイ
ンダクタンス要素による電流供給の度合に比して大きく
なるようにして必要な電流を補うことができるため、共
振の反動によって共振コンデンサの端子電位が急激に低
下するのを防止し、ランプ電流の一時的に低下しないよ
うに改善することができる。
【0054】よって、点灯初期等におけるランプの立ち
消えの発生頻度を極めて少なくすることができる。そし
て、放電灯の点灯初期に点灯状態を安定させるためにい
きなり矩形波電圧を放電灯に供給せずに直流電圧を所定
期間に亘って放電灯に供給した後矩形波電圧の供給に切
り換えるという方式に比べて回路構成が簡単であり放電
灯の電極寿命への影響も少ない。
【0055】また、請求項2に係る発明によれば、電流
補償手段が直流電源回路部から直流−交流変換回路に向
かう方向にのみ導通する半導体スイッチ素子と抵抗とを
有するようにし、これによって回路構成の簡単化を図る
ことができる。
【0056】そして、請求項3に係る発明によれば、第
2のインダクタンス要素のインダクタンスを第1のイン
ダクタンス要素のインダクタンスより大きくすることに
よって、放電灯の再点弧電圧に対して充分なピーク値を
もった共振電圧を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る放電灯の点灯回路の構成を示す回
路ブロック図である。
【図2】本発明に係る放電灯の点灯回路の要部を示す回
路図である。
【図3】電流補償手段を設けない場合の回路動作を説明
するために要部の波形を概略的に示す図である。
【図4】FET24(1)、24(4)がオンしたとき
の要部の等価回路図である。
【図5】インダクタ26に流れる電流I26を示す波形
図であり、(a)は電流補償手段を設けない場合の波形
を示し、(b)は電流補償手段を設けた場合の波形を示
す。
【図6】電流補償手段の変形例を示す図である。
【図7】電流補償手段ついて図6とは別の変形例を示す
図である。
【図8】従来の点灯回路の要部を示す図である。
【図9】従来の問題点を説明するための概略的な波形図
である。
【符号の説明】
1 放電灯の点灯回路 2、5 直流電源回路部 7 直流−交流変換回路 9 メタルハライドランプ(放電灯) 19 コンデンサ(平滑用コンデンサ) 20 インダクタ(第2のインダクタンス要素) 21 コンデンサ 22 抵抗 23 ダイオード(半導体スイッチ素子) 22、23 電流補償手段 23、28 電流補償手段 23、31、32 電流補償手段 26 インダクタ(第1のインダクタンス要素)

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 平滑用コンデンサを含む直流電源回路部
    とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有し、直流−交
    流変換回路の後段に第1のインダクタンス要素を設ける
    とともにこれに直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行
    うように構成された放電灯の点灯回路において、(イ)
    直流電源回路部とその後段の直流−交流変換回路との間
    に第2のインダクタンス要素を設けるとともに、直流−
    交流変換回路の入力段に第2のインダクタンス要素に対
    して直列にコンデンサを接続したこと、(ロ)直流−交
    流変換回路の入力電圧が直流電源回路部の出力電圧より
    小さくなった時に、直流電源回路部から直流−交流変換
    回路への電流供給の度合が第2のインダクタンス要素に
    よる電流供給の度合に比して大きくなるように電流補償
    手段を第2にインダクタンス要素に対して並列に設けた
    こと、を特徴とする放電灯の点灯回路。
  2. 【請求項2】 請求項1に記載の放電灯の点灯回路にお
    いて、電流補償手段が直流電源回路部から直流−交流変
    換回路に向かう方向にのみ導通する半導体スイッチ素子
    と抵抗とを有することを特徴とする放電灯の点灯回路。
  3. 【請求項3】 請求項1又は請求項2に記載の放電灯の
    点灯回路において、第2のインダクタンス要素のインダ
    クタンスの方が第1のインダクタンス要素のインダクタ
    ンスより大きいことを特徴とする放電灯の点灯回路。
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