JP3823533B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来の放電灯点灯装置の一例を示すブロック図である。この従来例は車両の前照灯等に用いるもので、自動車のバッテリなどから成る直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構成のＤＣ／ＤＣコンバータから成る昇圧回路１と、昇圧回路１の直流出力を交流に変換するインバータ回路２と、ＨＩＤランプのような高圧放電灯から成る放電灯ＬＰと、放電灯ＬＰに高圧パルス電圧を印加して起動させるイグナイタ部３と、昇圧回路１が具備するスイッチング素子Ｑ0 及びインバータ回路２が具備する１乃至複数のスイッチング素子（図示せず）を駆動制御する制御部４とで構成される。
【０００３】
昇圧回路１は、直流電源ＥにトランスＴの１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ0 を接続し、トランスＴの２次巻線にはダイオードＤ1 を介して出力用のコンデンサＣ1 を接続し、このコンデンサＣ1 と２次巻線との接続点は出力電流検出用の抵抗Ｒ2 を介して直流電源Ｅの負電極に接続してある。なお、スイッチング素子Ｑ0 のドレインと直流電源Ｅの負電極との間には、スイッチング素子Ｑ0 に流れる電流（以下、「スイッチング電流」と呼ぶ。）Ｉp を検出するための抵抗Ｒ1 が挿入接続してある。また、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ2 との直列回路には昇圧回路１の直流出力電圧を検出するための抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の分圧回路が並列に接続してある。
【０００４】
制御部４は昇圧回路１の出力電力制御とインバータ回路２の極性反転の制御とを行うものであり、このうちの昇圧回路１の出力電力制御に関わる回路構成を図８に示す。同図に示すように、上記分圧回路により分圧された電圧から昇圧回路１の直流出力電圧の検出電圧ＶLAが得られ、この検出電圧ＶLAが目標指令部５の目標出力電流演算回路５ａに入力されている。この目標出力電流演算回路５ａは、目標電力指令部５ｂにて放電灯ＬＰの状態に応じて決定する目標出力電力の指令値と検出電圧ＶLAとから上記目標出力電力を得るために必要な目標出力電流を演算してＰＷＭ制御部６に出力するものである。
【０００５】
また、ＰＷＭ制御部６は上記検出電圧ＶLAと、昇圧回路１の出力電流に比例して発生する抵抗Ｒ2 の両端電圧から検出された出力電流ＩLAとに基づいて目標値の出力電力になるようにスイッチング素子Ｑ0 のスイッチングをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を作成するものであって、目標指令部５から入力された目標出力電流に放電灯ＬＰへの最大印加電流に応じた上限値を加える出力電流リミット回路６ａと、抵抗Ｒ2 の両端電圧から出力電流ＩLAを検出するとともに増幅する出力電流検出増幅回路６ｂと、出力電流リミット回路６ａからの出力電流の目標値Ｖref1と上記出力電流ＩLAの差分を増幅する誤差増幅器６cと、三角波信号を出力する発振器６ｄと、この三角波信号と誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1 を比較して誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1 に応じてデューティが制御されたＰＷＭ信号を出力するコンパレータ６ｅとを備えている。そして、このＰＷＭ制御部６から出力されるＰＷＭ信号がピーク値制御部７のラッチ回路７ｃを介して駆動部９に与えられる。
【０００６】
駆動部９ではラッチ回路７ｃを介して入力されるＰＷＭ信号を電流バッファ９ａ及びドライバ９ｂを通じてスイッチング素子Ｑ0 のゲートに印加しており、これによって昇圧回路１の出力電力が目標出力電力に一致するようにスイッチング素子Ｑ0 がＰＷＭ制御される。
【０００７】
さらに、制御部４は放電灯ＬＰの無負荷時に昇圧回路１の直流出力電圧を所定値（例えば、３８０Ｖ）に保つような制御を行う定電圧制御部８と、後述するように昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 に流れるスイッチング電流Ｉｐのピーク値が所定値を超えないような制御を行うピーク値制御部７とを備えている。
【０００８】
定電圧制御部８は、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 から成るローパスフィルタを介して入力される検出電圧ＶLAを、上記所定値に対応して設定されたしきい値Ｖth2 とコンパレータ８ａで比較し、検出電圧ＶLAがしきい値Ｖth2 を下回る時にはＬレベルの信号を出力するとともに検出電圧ＶLAがしきい値Ｖth2 を上回るときにはＨレベルの信号を出力するものである。そして、この定電圧制御部８の出力信号はピーク値制御部７のラッチ回路７ｃの動作を制御しており、上記出力信号がＨレベルのときにラッチ回路７ｃが駆動部９に対して出力するＰＷＭ信号をラッチすることで出力電流ＩLAや放電灯ＬＰの状態に関係なく昇圧回路１の出力電圧が所定の定電圧になるように制御される。
【０００９】
一方、ピーク値制御部７は抵抗Ｒ1 の両端電圧から昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 に流れるスイッチング電流Ｉｐを検出し且つ増幅するスイッチング電流検出増幅回路７ａと、検出されるスイッチング電流Ｉｐを所定の基準値Ｖref2と比較するコンパレータ７ｂと、このコンパレータ７ｂの出力がＨレベルのときに駆動部９に対して出力するＰＷＭ信号をラッチするラッチ回路７ｃとを備えている。
【００１０】
次に放電灯ＬＰの状態に応じた本従来例の動作を、制御部４の制御動作を中心に説明する。まず、直流電源Ｅの投入直後のように放電灯ＬＰが無負荷の時（あるいは微放電前）には、制御部４は定電圧制御部８によって昇圧回路１を定電圧制御し、直流電源Ｅの直流電圧を約３００〜３８０Ｖの所定値まで昇圧させ、インバータ回路２及びイグナイタ部３を介して放電灯ＬＰに印加する。この時同時にイグナイタ部３が高圧パルスを印加して放電灯ＬＰの電極間でブレークダウンさせて放電を開始させる。
【００１１】
放電灯ＬＰの電極間でブレークダウンした後、グロー放電から安定なアーク放電ヘ移行させる。この時、放電灯ＬＰの電極を予熱するために、制御部４はインバータ回路２のスイッチング素子を制御して数msecから数十msecの間だけ放電灯ＬＰを直流点灯させる。この直流点灯区間（以下、「ＤＣフェーズ」と呼ぶ。）を経て通常時の低周波で交番する矩形波電圧をインバータ回路２から放電灯ＬＰに印加し、放電灯ＬＰを安定（定常）点灯させる。上記ＤＣフェーズの時に制御部４は昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 をＰＷＭ制御して放電灯ＬＰの状態に応じた出力電力及び出力電流を供給する。
【００１２】
一方、放電灯ＬＰがＤＣフェーズを経て電極が充分に予熱されれば、制御部４はインバータ回路２の発振周波数を０（直流）から数百Ｈｚの通常時の点灯周波数へ切り換えるようにインバータ回路２のスイッチング素子をスイッチング制御するとともに、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ０をＰＷＭ制御して放電灯ＬＰの状態に応じた目標値の出力電力が得られるようにする。なお、インバータ回路２の構成は従来周知の所謂ハーフブリッジ形やフルブリッジ形のものであってその発振周波数の制御についても従来周知の技術を用いて実現可能であるから詳細な構成並びに動作説明は省略する。
【００１３】
ここで、放電灯ＬＰの無負荷時に定電圧制御部８によって定電圧制御を行うとき、ＰＷＭ制御部６と組み合わせた場合の欠点として以下のようなことがある。すなわち、無負荷であるために放電灯ＬＰに対してインバータ回路２の出力電流がほとんど流れず、その検出値ＩLAが略ゼロとなって、例えば出力電流の目標値Ｖref1が２．０Ａ相当のときに昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 を最大のオンデューティで動作させてしまうため、▲１▼電源電圧Ｅが通常よりも高く且つスイッチング素子Ｑ0 の最大オンデューティが比較的に大きい場合（例えば９５％）に昇圧回路１の直流出力電圧のリップル電圧が大きくなって昇圧回路１のコンデンサＣ1 等の素子の耐圧を上げなければならず、そのために装置全体が大型化するという問題、▲２▼スイッチング素子Ｑ0 の最大オンデューティを比較的小さくする場合（例えば５０％）には、無負荷時の定電圧制御における上記リップル電圧を小さくすることは可能であるが、起動直後の放電灯ＬＰにランプ電流が流れ始めた時に十分な電力を供給することができず、充分な始動性能を確保するためには別に所謂押し込み電流回路が必要になるという問題がある。
【００１４】
そのために上記従来例では、放電灯ＬＰの無負荷時から起動直後の制御に、定電圧制御部６による定電圧制御とピーク値制御部７によるピーク値制御とを組み合わせることにより、直流電源Ｅの電源電圧が高い場合やＰＷＭ制御におけるスイッチング素子Ｑ０の最大オンデューティが大きい場合でも、ピーク値制御部７にて定電圧制御部６よりも先にスイッチング素子Ｑ０のオンデューティに制限を加えて放電灯ＬＰの無負荷時におけるリップル電圧を低減できるとともに、電源電圧が低い場合でも放電灯ＬＰの始動直後に充分な押し込み電流を供給できるだけの最大オンデューティを設定できて回路部品の大型化を招くことなく十分な始動性能を確保することができる。具体的には、図９に示すように無負荷時から起動直後にＰＷＭ制御部６における出力電流の目標値Ｖref1を安定点灯時よりも高い値に設定するとともにピーク値制御部７におけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2を安定点灯時よりも低い値に設定し、安定点灯に移行する時に出力電流の目標値Ｖref1を安定点灯時の低い値に切り換えると同時にスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2を安定点灯時の高い値に切り換えるのである。なお、この切換のタイミングは、例えば直流電源Ｅからの電源供給開始時点からの経過時間を図示しないタイマ回路を使って計時し、放電灯ＬＰの起動から安定点灯に移行するまでの所定時間に予め設定された時間が経過したときにタイマ回路のタイムアップに同期させればよい。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来例では制御部４によって昇圧回路１のＰＷＭ制御（電圧モード制御）とピーク値制御（電流モード制御）を組み合わせることにより、直流電源Ｅの電源電圧変動に対する上記▲１▼及び▲２▼の問題に対処しているが、これら２つの制御モードを切り換える時、その指令値に対する応答性の違いから次のような問題が新たに発生する。
【００１６】
つまり、図９に示すように放電灯ＬＰの始動直後の状態から安定点灯に移行する時、ＰＷＭ制御における出力電流の目標値Ｖref1、並びにピーク値制御におけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2は同時に切り換えられるが、実際にＰＷＭ制御の基準値となる、誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1はフィードバック制御での異常発振を防止するために放電灯ＬＰの特性に応じて比較的大きな時定数（フィードバック抵抗ＲｆとフィードバックコンデンサＣｆによって決まる時定数）を持たせてあるので、同図（ｃ）の点線で示すように誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1の切り換えの応答が遅い。それに対して基準値Ｖref2は同図（ｄ）に示すように応答が速いので、実際の昇圧回路１の出力電流は、制御モードの切換時にスイッチング素子Ｑ０のオンデューティが絞られるのが遅れて同図（ｂ）に示すように過出力になるという問題がある。このように昇圧回路１の出力電流が過出力になると、放電灯ＬＰの光に閃光が発生したり、直流電源Ｅからの入力電流が急激に増加するため、入力インピーダンスが大きい場合には直流電源Ｅの電源電圧が低下してロスが増えてしまう。
【００１７】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止した放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、１乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の出力から検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電力の目標値あるいは出力電流の目標値との差分を出力するとともに、該出力に放電灯の特性に応じた時定数を持たせる誤差増幅器を有し、該誤差増幅器の出力に基づいて前記スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ制御部と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッチング素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により前記スイッチング素子のデューティ制御を行うとともに無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピーク値制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と前記閾値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯装置において、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせる手段を備えたことを特徴とし、比較的切り換えの応答が遅い方の出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせることにより、ＰＷＭ制御を放電灯の状態に十分に追従させて制御系の実質的な目標値の急変化を抑えて制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止することができ、その結果、放電灯の閃光の発生を最小限に抑えることが可能となる。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記手段が前記ピーク値制御部に設けられる遅延回路から成ることを特徴とし、請求項１の発明の作用に加えて、構成の簡素化が図れる。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記インバータ回路が前記昇圧回路の直流出力電圧を矩形波電圧に変換することを特徴とし、請求項１又は２の発明の作用に加えて、ＨＩＤランプのような高輝度放電灯を矩形波点灯させることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１〜図３を参照して本発明の実施形態１を説明する。但し、本実施形態の全体構成並びに制御部４の基本構成は従来例と共通であるので、共通する部分には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴となる制御部４の構成並びに動作についてのみ説明する。
【００２２】
図１は制御部４における昇圧回路１の出力電力制御に関わる回路構成を示したブロック図である（但し、定電圧制御部８については図示を省略している。）。本実施形態の制御部４が従来例と異なる点は、放電灯ＬＰの始動直後の状態から安定点灯に移行する時、ピーク値制御部７におけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2の切り換えよりもＰＷＭ制御部６における出力電流の目標値Ｖref1の切り換えを相対的に先に行うようにしたことにある。具体的には、ピーク値制御部７のコンパレータ７ｂの反転入力端にＲＣの積分回路などで構成される遅延回路７ｄを設け、切り換えられた基準値Ｖref2が実際にコンパレータ７ｂに入力されるタイミングを遅らせている。なお、タイマ回路１０は安定点灯に移行する時に出力電流の目標値Ｖref1を安定点灯時の低い値に切り換えると同時にスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2を安定点灯時の高い値に切り換えるタイミングを決定するものであり、例えば直流電源Ｅからの電源供給開始時点から、予め放電灯ＬＰの起動から安定点灯に移行するまでの所定時間に設定された限時時間がタイムアップしたときに上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の値を切り換える。
【００２３】
ここで、基準値Ｖref2は従来例でも説明したように図２に示すような三角波状のスイッチング電流Ｉｐのピーク値の上限を規定するものであり、放電灯ＬＰの無負荷状態から起動直後におけるスイッチング電流Ｉｐのピーク値が上記基準値Ｖref2を超えないようにピーク値制御を行うことで、放電灯ＬＰの無負荷時におけるリップル電圧を低減するとともに、電源電圧が低い場合でも放電灯ＬＰの始動直後に充分な押し込み電流を供給できるだけの最大オンデューティを設定して回路部品の大型化を招くことなく十分な始動性能を確保するようにしている。
【００２４】
図３は本実施形態における昇圧回路１の出力電流ＩLA、上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の信号波形を示している。而して、タイマ回路１０のタイムアップ信号により上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の値が切り換えられるのであるが、実際には相対的に応答の速い方のピーク値制御部７における基準値Ｖref2は、図３に示すように遅延回路７dによって徐々に上昇し、所定の移行期間（遅延回路７dの時定数）を経て値が切り換わるのである。
【００２５】
一方、相対的に応答の遅い方の目標値Ｖref1（閾値Ｖth1 ）は、図３に示すように上記移行期間よりも短い時間で値が切り換えられるため、ＰＷＭ制御部６が放電灯ＰＬの状態に十分対応した後にピーク値制御部７によるピーク値制御が絞られ、昇圧回路１の出力が過出力状態になるのを防ぐことができる。つまり、ピーク値制御部７の基準値Ｖref2の値が切り換えられる前にＰＷＭ制御部６によってスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティが絞られるので、昇圧回路１の出力がピーク値制御部７によって過出力の状態になることが防げるものである。
【００２６】
なお、本実施形態では遅延回路７dによって基準値Ｖref2をアナログ的に滑らかに変化させているが、例えば、図４に示すようにディジタル的に段階的に変化させるようにしてもよい。このような段階的な変化は、例えばマイクロコンピュータのラダー回路出力を用いれば実現可能である。
【００２７】
（実施形態２）
本実施形態は、実施形態１と略同一の回路構成において、相対的に応答の遅い方の目標値Ｖref1の切り換えを、相対的に応答の速い方の基準値Ｖref2の切り換えよりも先に実行するようにした点に特徴がある。なお、回路構成や基本動作については従来例及び実施形態１と共通であるから図示並びに説明は省略する。
【００２８】
図５に示すようにタイマ回路１０のタイムアップに同期して目標値Ｖref1の切り換えが行われ、ＰＷＭ制御部６が放電灯ＰＬの状態に十分追従可能な時間が経過した後、基準値Ｖref2の切り換えが行われる。よって、実施形態１と同様にピーク値制御部７の基準値Ｖref2の値が切り換えられる前にＰＷＭ制御部６によってスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティが絞られるので、昇圧回路１の出力がピーク値制御部７によって過出力の状態になることが防げるものである。
【００２９】
なお、切り換え前の基準値Ｖref2の値が比較的高い設定値の場合には、基準値Ｖref2の値が急激に変化したとしても特に問題が生じることがないことから、遅延回路７ｄは特に必要ではない。
【００３０】
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態２に対して目標値Ｖref1の切り換えを放電灯ＬＰの状態（無負荷並びに始動直後のＤＣフェーズ）に応じて段階的に行うようにした点に特徴がある。なお、回路構成や基本動作については従来例及び実施形態１と共通であるから図示並びに説明は省略する。
【００３１】
而して、放電灯ＬＰが無負荷状態から電極間でブレークダウンした後のＤＣフェーズに、目標値Ｖref1を中間段階の値に切り換え、ＤＣフェーズの終了後に通常点灯時における値に切り換えるのである。なお、切り換え前の基準値Ｖref2の値が比較的高い設定値の場合には、基準値Ｖref2の値が急激に変化したとしても特に問題が生じることがないことから、本実施形態においては遅延回路７ｄを設けていない。
【００３２】
本実施形態によれば、目標値Ｖref1の切り換えを放電灯ＬＰの状態に応じて段階的に行うようにしているので、放電灯ＬＰの状態に応じた適切で細かな制御が可能となる。
【００３３】
【発明の効果】
請求項１の発明は、１乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の出力から検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電力の目標値あるいは出力電流の目標値との差分を出力するとともに、該出力に放電灯の特性に応じた時定数を持たせる誤差増幅器を有し、該誤差増幅器の出力に基づいて前記スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ制御部と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッチング素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により前記スイッチング素子のデューティ制御を行うとともに無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピーク値制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と前記閾値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯装置において、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせる手段を備えたので、比較的切り換えの応答が遅い方の出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせることにより、ＰＷＭ制御を放電灯の状態に十分に追従させて制御系の実質的な目標値の急変化を抑えて制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止することができ、その結果、放電灯の閃光の発生を最小限に抑えることが可能となるという効果がある。
【００３４】
請求項２の発明は、前記手段が前記ピーク値制御部に設けられる遅延回路から成るので、請求項１の発明の効果に加えて、構成の簡素化が図れるという効果がある。
【００３５】
請求項３の発明は、前記インバータ回路が前記昇圧回路の直流出力電圧を矩形波電圧に変換するので、請求項１又は２の発明の効果に加えて、ＨＩＤランプのような高輝度放電灯を矩形波点灯させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の制御部の要部回路図である。
【図２】同上の動作を説明するための波形図である。
【図３】同上における各部の波形図である。
【図４】同上における各部の波形図である。
【図５】実施形態２における各部の波形図である。
【図６】実施形態３における各部の波形図である。
【図７】従来例のブロック図である。
【図８】同上の制御部の要部回路図である。
【図９】同上における各部の波形図である。
【符号の説明】
１ 昇圧回路
２ インバータ回路
３ イグナイタ部
４ 制御部
５ 目標指令部
６ ＰＷＭ制御部
７ ピーク値制御部
７d 遅延回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来の放電灯点灯装置の一例を示すブロック図である。この従来例は車両の前照灯等に用いるもので、自動車のバッテリなどから成る直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構成のＤＣ／ＤＣコンバータから成る昇圧回路１と、昇圧回路１の直流出力を交流に変換するインバータ回路２と、ＨＩＤランプのような高圧放電灯から成る放電灯ＬＰと、放電灯ＬＰに高圧パルス電圧を印加して起動させるイグナイタ部３と、昇圧回路１が具備するスイッチング素子Ｑ0 及びインバータ回路２が具備する１乃至複数のスイッチング素子（図示せず）を駆動制御する制御部４とで構成される。
【０００３】
昇圧回路１は、直流電源ＥにトランスＴの１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ0 を接続し、トランスＴの２次巻線にはダイオードＤ1 を介して出力用のコンデンサＣ1 を接続し、このコンデンサＣ1 と２次巻線との接続点は出力電流検出用の抵抗Ｒ2 を介して直流電源Ｅの負電極に接続してある。なお、スイッチング素子Ｑ0 のドレインと直流電源Ｅの負電極との間には、スイッチング素子Ｑ0 に流れる電流（以下、「スイッチング電流」と呼ぶ。）Ｉp を検出するための抵抗Ｒ1 が挿入接続してある。また、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ2 との直列回路には昇圧回路１の直流出力電圧を検出するための抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の分圧回路が並列に接続してある。
【０００４】
制御部４は昇圧回路１の出力電力制御とインバータ回路２の極性反転の制御とを行うものであり、このうちの昇圧回路１の出力電力制御に関わる回路構成を図８に示す。同図に示すように、上記分圧回路により分圧された電圧から昇圧回路１の直流出力電圧の検出電圧ＶLAが得られ、この検出電圧ＶLAが目標指令部５の目標出力電流演算回路５ａに入力されている。この目標出力電流演算回路５ａは、目標電力指令部５ｂにて放電灯ＬＰの状態に応じて決定する目標出力電力の指令値と検出電圧ＶLAとから上記目標出力電力を得るために必要な目標出力電流を演算してＰＷＭ制御部６に出力するものである。
【０００５】
また、ＰＷＭ制御部６は上記検出電圧ＶLAと、昇圧回路１の出力電流に比例して発生する抵抗Ｒ2 の両端電圧から検出された出力電流ＩLAとに基づいて目標値の出力電力になるようにスイッチング素子Ｑ0 のスイッチングをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を作成するものであって、目標指令部５から入力された目標出力電流に放電灯ＬＰへの最大印加電流に応じた上限値を加える出力電流リミット回路６ａと、抵抗Ｒ2 の両端電圧から出力電流ＩLAを検出するとともに増幅する出力電流検出増幅回路６ｂと、出力電流リミット回路６ａからの出力電流の目標値Ｖref1と上記出力電流ＩLAの差分を増幅する誤差増幅器６cと、三角波信号を出力する発振器６ｄと、この三角波信号と誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1 を比較して誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1 に応じてデューティが制御されたＰＷＭ信号を出力するコンパレータ６ｅとを備えている。そして、このＰＷＭ制御部６から出力されるＰＷＭ信号がピーク値制御部７のラッチ回路７ｃを介して駆動部９に与えられる。
【０００６】
駆動部９ではラッチ回路７ｃを介して入力されるＰＷＭ信号を電流バッファ９ａ及びドライバ９ｂを通じてスイッチング素子Ｑ0 のゲートに印加しており、これによって昇圧回路１の出力電力が目標出力電力に一致するようにスイッチング素子Ｑ0 がＰＷＭ制御される。
【０００７】
さらに、制御部４は放電灯ＬＰの無負荷時に昇圧回路１の直流出力電圧を所定値（例えば、３８０Ｖ）に保つような制御を行う定電圧制御部８と、後述するように昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 に流れるスイッチング電流Ｉｐのピーク値が所定値を超えないような制御を行うピーク値制御部７とを備えている。
【０００８】
定電圧制御部８は、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 から成るローパスフィルタを介して入力される検出電圧ＶLAを、上記所定値に対応して設定されたしきい値Ｖth2 とコンパレータ８ａで比較し、検出電圧ＶLAがしきい値Ｖth2 を下回る時にはＬレベルの信号を出力するとともに検出電圧ＶLAがしきい値Ｖth2 を上回るときにはＨレベルの信号を出力するものである。そして、この定電圧制御部８の出力信号はピーク値制御部７のラッチ回路７ｃの動作を制御しており、上記出力信号がＨレベルのときにラッチ回路７ｃが駆動部９に対して出力するＰＷＭ信号をラッチすることで出力電流ＩLAや放電灯ＬＰの状態に関係なく昇圧回路１の出力電圧が所定の定電圧になるように制御される。
【０００９】
一方、ピーク値制御部７は抵抗Ｒ1 の両端電圧から昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 に流れるスイッチング電流Ｉｐを検出し且つ増幅するスイッチング電流検出増幅回路７ａと、検出されるスイッチング電流Ｉｐを所定の基準値Ｖref2と比較するコンパレータ７ｂと、このコンパレータ７ｂの出力がＨレベルのときに駆動部９に対して出力するＰＷＭ信号をラッチするラッチ回路７ｃとを備えている。
【００１０】
次に放電灯ＬＰの状態に応じた本従来例の動作を、制御部４の制御動作を中心に説明する。まず、直流電源Ｅの投入直後のように放電灯ＬＰが無負荷の時（あるいは微放電前）には、制御部４は定電圧制御部８によって昇圧回路１を定電圧制御し、直流電源Ｅの直流電圧を約３００〜３８０Ｖの所定値まで昇圧させ、インバータ回路２及びイグナイタ部３を介して放電灯ＬＰに印加する。この時同時にイグナイタ部３が高圧パルスを印加して放電灯ＬＰの電極間でブレークダウンさせて放電を開始させる。
【００１１】
放電灯ＬＰの電極間でブレークダウンした後、グロー放電から安定なアーク放電ヘ移行させる。この時、放電灯ＬＰの電極を予熱するために、制御部４はインバータ回路２のスイッチング素子を制御して数msecから数十msecの間だけ放電灯ＬＰを直流点灯させる。この直流点灯区間（以下、「ＤＣフェーズ」と呼ぶ。）を経て通常時の低周波で交番する矩形波電圧をインバータ回路２から放電灯ＬＰに印加し、放電灯ＬＰを安定（定常）点灯させる。上記ＤＣフェーズの時に制御部４は昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 をＰＷＭ制御して放電灯ＬＰの状態に応じた出力電力及び出力電流を供給する。
【００１２】
一方、放電灯ＬＰがＤＣフェーズを経て電極が充分に予熱されれば、制御部４はインバータ回路２の発振周波数を０（直流）から数百Ｈｚの通常時の点灯周波数へ切り換えるようにインバータ回路２のスイッチング素子をスイッチング制御するとともに、昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ０をＰＷＭ制御して放電灯ＬＰの状態に応じた目標値の出力電力が得られるようにする。なお、インバータ回路２の構成は従来周知の所謂ハーフブリッジ形やフルブリッジ形のものであってその発振周波数の制御についても従来周知の技術を用いて実現可能であるから詳細な構成並びに動作説明は省略する。
【００１３】
ここで、放電灯ＬＰの無負荷時に定電圧制御部８によって定電圧制御を行うとき、ＰＷＭ制御部６と組み合わせた場合の欠点として以下のようなことがある。すなわち、無負荷であるために放電灯ＬＰに対してインバータ回路２の出力電流がほとんど流れず、その検出値ＩLAが略ゼロとなって、例えば出力電流の目標値Ｖref1が２．０Ａ相当のときに昇圧回路１のスイッチング素子Ｑ0 を最大のオンデューティで動作させてしまうため、▲１▼電源電圧Ｅが通常よりも高く且つスイッチング素子Ｑ0 の最大オンデューティが比較的に大きい場合（例えば９５％）に昇圧回路１の直流出力電圧のリップル電圧が大きくなって昇圧回路１のコンデンサＣ1 等の素子の耐圧を上げなければならず、そのために装置全体が大型化するという問題、▲２▼スイッチング素子Ｑ0 の最大オンデューティを比較的小さくする場合（例えば５０％）には、無負荷時の定電圧制御における上記リップル電圧を小さくすることは可能であるが、起動直後の放電灯ＬＰにランプ電流が流れ始めた時に十分な電力を供給することができず、充分な始動性能を確保するためには別に所謂押し込み電流回路が必要になるという問題がある。
【００１４】
そのために上記従来例では、放電灯ＬＰの無負荷時から起動直後の制御に、定電圧制御部６による定電圧制御とピーク値制御部７によるピーク値制御とを組み合わせることにより、直流電源Ｅの電源電圧が高い場合やＰＷＭ制御におけるスイッチング素子Ｑ０の最大オンデューティが大きい場合でも、ピーク値制御部７にて定電圧制御部６よりも先にスイッチング素子Ｑ０のオンデューティに制限を加えて放電灯ＬＰの無負荷時におけるリップル電圧を低減できるとともに、電源電圧が低い場合でも放電灯ＬＰの始動直後に充分な押し込み電流を供給できるだけの最大オンデューティを設定できて回路部品の大型化を招くことなく十分な始動性能を確保することができる。具体的には、図９に示すように無負荷時から起動直後にＰＷＭ制御部６における出力電流の目標値Ｖref1を安定点灯時よりも高い値に設定するとともにピーク値制御部７におけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2を安定点灯時よりも低い値に設定し、安定点灯に移行する時に出力電流の目標値Ｖref1を安定点灯時の低い値に切り換えると同時にスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2を安定点灯時の高い値に切り換えるのである。なお、この切換のタイミングは、例えば直流電源Ｅからの電源供給開始時点からの経過時間を図示しないタイマ回路を使って計時し、放電灯ＬＰの起動から安定点灯に移行するまでの所定時間に予め設定された時間が経過したときにタイマ回路のタイムアップに同期させればよい。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来例では制御部４によって昇圧回路１のＰＷＭ制御（電圧モード制御）とピーク値制御（電流モード制御）を組み合わせることにより、直流電源Ｅの電源電圧変動に対する上記▲１▼及び▲２▼の問題に対処しているが、これら２つの制御モードを切り換える時、その指令値に対する応答性の違いから次のような問題が新たに発生する。
【００１６】
つまり、図９に示すように放電灯ＬＰの始動直後の状態から安定点灯に移行する時、ＰＷＭ制御における出力電流の目標値Ｖref1、並びにピーク値制御におけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2は同時に切り換えられるが、実際にＰＷＭ制御の基準値となる、誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1はフィードバック制御での異常発振を防止するために放電灯ＬＰの特性に応じて比較的大きな時定数（フィードバック抵抗ＲｆとフィードバックコンデンサＣｆによって決まる時定数）を持たせてあるので、同図（ｃ）の点線で示すように誤差増幅器６ｃから出力されるしきい値Ｖth1の切り換えの応答が遅い。それに対して基準値Ｖref2は同図（ｄ）に示すように応答が速いので、実際の昇圧回路１の出力電流は、制御モードの切換時にスイッチング素子Ｑ０のオンデューティが絞られるのが遅れて同図（ｂ）に示すように過出力になるという問題がある。このように昇圧回路１の出力電流が過出力になると、放電灯ＬＰの光に閃光が発生したり、直流電源Ｅからの入力電流が急激に増加するため、入力インピーダンスが大きい場合には直流電源Ｅの電源電圧が低下してロスが増えてしまう。
【００１７】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止した放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、１乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の出力から検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電力の目標値あるいは出力電流の目標値との差分を出力するとともに、該出力に放電灯の特性に応じた時定数を持たせる誤差増幅器を有し、該誤差増幅器の出力に基づいて前記スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ制御部と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッチング素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により前記スイッチング素子のデューティ制御を行うとともに無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピーク値制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と前記閾値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯装置において、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせる手段を備えたことを特徴とし、比較的切り換えの応答が遅い方の出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせることにより、ＰＷＭ制御を放電灯の状態に十分に追従させて制御系の実質的な目標値の急変化を抑えて制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止することができ、その結果、放電灯の閃光の発生を最小限に抑えることが可能となる。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記手段が前記ピーク値制御部に設けられる遅延回路から成ることを特徴とし、請求項１の発明の作用に加えて、構成の簡素化が図れる。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記インバータ回路が前記昇圧回路の直流出力電圧を矩形波電圧に変換することを特徴とし、請求項１又は２の発明の作用に加えて、ＨＩＤランプのような高輝度放電灯を矩形波点灯させることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１〜図３を参照して本発明の実施形態１を説明する。但し、本実施形態の全体構成並びに制御部４の基本構成は従来例と共通であるので、共通する部分には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴となる制御部４の構成並びに動作についてのみ説明する。
【００２２】
図１は制御部４における昇圧回路１の出力電力制御に関わる回路構成を示したブロック図である（但し、定電圧制御部８については図示を省略している。）。本実施形態の制御部４が従来例と異なる点は、放電灯ＬＰの始動直後の状態から安定点灯に移行する時、ピーク値制御部７におけるスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2の切り換えよりもＰＷＭ制御部６における出力電流の目標値Ｖref1の切り換えを相対的に先に行うようにしたことにある。具体的には、ピーク値制御部７のコンパレータ７ｂの反転入力端にＲＣの積分回路などで構成される遅延回路７ｄを設け、切り換えられた基準値Ｖref2が実際にコンパレータ７ｂに入力されるタイミングを遅らせている。なお、タイマ回路１０は安定点灯に移行する時に出力電流の目標値Ｖref1を安定点灯時の低い値に切り換えると同時にスイッチング電流Ｉｐの基準値Ｖref2を安定点灯時の高い値に切り換えるタイミングを決定するものであり、例えば直流電源Ｅからの電源供給開始時点から、予め放電灯ＬＰの起動から安定点灯に移行するまでの所定時間に設定された限時時間がタイムアップしたときに上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の値を切り換える。
【００２３】
ここで、基準値Ｖref2は従来例でも説明したように図２に示すような三角波状のスイッチング電流Ｉｐのピーク値の上限を規定するものであり、放電灯ＬＰの無負荷状態から起動直後におけるスイッチング電流Ｉｐのピーク値が上記基準値Ｖref2を超えないようにピーク値制御を行うことで、放電灯ＬＰの無負荷時におけるリップル電圧を低減するとともに、電源電圧が低い場合でも放電灯ＬＰの始動直後に充分な押し込み電流を供給できるだけの最大オンデューティを設定して回路部品の大型化を招くことなく十分な始動性能を確保するようにしている。
【００２４】
図３は本実施形態における昇圧回路１の出力電流ＩLA、上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の信号波形を示している。而して、タイマ回路１０のタイムアップ信号により上記目標値Ｖref1及び基準値Ｖref2の値が切り換えられるのであるが、実際には相対的に応答の速い方のピーク値制御部７における基準値Ｖref2は、図３に示すように遅延回路７dによって徐々に上昇し、所定の移行期間（遅延回路７dの時定数）を経て値が切り換わるのである。
【００２５】
一方、相対的に応答の遅い方の目標値Ｖref1（閾値Ｖth1 ）は、図３に示すように上記移行期間よりも短い時間で値が切り換えられるため、ＰＷＭ制御部６が放電灯ＰＬの状態に十分対応した後にピーク値制御部７によるピーク値制御が絞られ、昇圧回路１の出力が過出力状態になるのを防ぐことができる。つまり、ピーク値制御部７の基準値Ｖref2の値が切り換えられる前にＰＷＭ制御部６によってスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティが絞られるので、昇圧回路１の出力がピーク値制御部７によって過出力の状態になることが防げるものである。
【００２６】
なお、本実施形態では遅延回路７dによって基準値Ｖref2をアナログ的に滑らかに変化させているが、例えば、図４に示すようにディジタル的に段階的に変化させるようにしてもよい。このような段階的な変化は、例えばマイクロコンピュータのラダー回路出力を用いれば実現可能である。
【００２７】
（実施形態２）
本実施形態は、実施形態１と略同一の回路構成において、相対的に応答の遅い方の目標値Ｖref1の切り換えを、相対的に応答の速い方の基準値Ｖref2の切り換えよりも先に実行するようにした点に特徴がある。なお、回路構成や基本動作については従来例及び実施形態１と共通であるから図示並びに説明は省略する。
【００２８】
図５に示すようにタイマ回路１０のタイムアップに同期して目標値Ｖref1の切り換えが行われ、ＰＷＭ制御部６が放電灯ＰＬの状態に十分追従可能な時間が経過した後、基準値Ｖref2の切り換えが行われる。よって、実施形態１と同様にピーク値制御部７の基準値Ｖref2の値が切り換えられる前にＰＷＭ制御部６によってスイッチング素子Ｑ0 のオンデューティが絞られるので、昇圧回路１の出力がピーク値制御部７によって過出力の状態になることが防げるものである。
【００２９】
なお、切り換え前の基準値Ｖref2の値が比較的高い設定値の場合には、基準値Ｖref2の値が急激に変化したとしても特に問題が生じることがないことから、遅延回路７ｄは特に必要ではない。
【００３０】
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態２に対して目標値Ｖref1の切り換えを放電灯ＬＰの状態（無負荷並びに始動直後のＤＣフェーズ）に応じて段階的に行うようにした点に特徴がある。なお、回路構成や基本動作については従来例及び実施形態１と共通であるから図示並びに説明は省略する。
【００３１】
而して、放電灯ＬＰが無負荷状態から電極間でブレークダウンした後のＤＣフェーズに、目標値Ｖref1を中間段階の値に切り換え、ＤＣフェーズの終了後に通常点灯時における値に切り換えるのである。なお、切り換え前の基準値Ｖref2の値が比較的高い設定値の場合には、基準値Ｖref2の値が急激に変化したとしても特に問題が生じることがないことから、本実施形態においては遅延回路７ｄを設けていない。
【００３２】
本実施形態によれば、目標値Ｖref1の切り換えを放電灯ＬＰの状態に応じて段階的に行うようにしているので、放電灯ＬＰの状態に応じた適切で細かな制御が可能となる。
【００３３】
【発明の効果】
請求項１の発明は、１乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の出力から検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電力の目標値あるいは出力電流の目標値との差分を出力するとともに、該出力に放電灯の特性に応じた時定数を持たせる誤差増幅器を有し、該誤差増幅器の出力に基づいて前記スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ制御部と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッチング素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により前記スイッチング素子のデューティ制御を行うとともに無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピーク値制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と前記閾値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯装置において、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせる手段を備えたので、比較的切り換えの応答が遅い方の出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせることにより、ＰＷＭ制御を放電灯の状態に十分に追従させて制御系の実質的な目標値の急変化を抑えて制御モード切換時の昇圧回路の過出力を防止することができ、その結果、放電灯の閃光の発生を最小限に抑えることが可能となるという効果がある。
【００３４】
請求項２の発明は、前記手段が前記ピーク値制御部に設けられる遅延回路から成るので、請求項１の発明の効果に加えて、構成の簡素化が図れるという効果がある。
【００３５】
請求項３の発明は、前記インバータ回路が前記昇圧回路の直流出力電圧を矩形波電圧に変換するので、請求項１又は２の発明の効果に加えて、ＨＩＤランプのような高輝度放電灯を矩形波点灯させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の制御部の要部回路図である。
【図２】同上の動作を説明するための波形図である。
【図３】同上における各部の波形図である。
【図４】同上における各部の波形図である。
【図５】実施形態２における各部の波形図である。
【図６】実施形態３における各部の波形図である。
【図７】従来例のブロック図である。
【図８】同上の制御部の要部回路図である。
【図９】同上における各部の波形図である。
【符号の説明】
１ 昇圧回路
２ インバータ回路
３ イグナイタ部
４ 制御部
５ 目標指令部
６ ＰＷＭ制御部
７ ピーク値制御部
７d 遅延回路
Claims (3)
- １乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子のスイッチング動作により直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、少なくとも前記昇圧回路の出力から検出される放電灯の状態に応じて該昇圧回路の出力電力を可変制御して放電灯を安定点灯させる制御部とを備え、該制御部は、前記昇圧回路の出力電圧及び出力電流の検出値と放電灯を安定点灯させるための出力電力の目標値あるいは出力電流の目標値との差分を出力するとともに、該出力に放電灯の特性に応じた時定数を持たせる誤差増幅器を有し、該誤差増幅器の出力に基づいて前記スイッチング素子のデューティ制御を行うＰＷＭ制御部と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えないように該スイッチング素子をオン・オフ制御するピーク値制御部とを具備し、放電灯の通常点灯時には前記ＰＷＭ制御部により前記スイッチング素子のデューティ制御を行うとともに無負荷の状態から放電灯の起動直後までの間では前記ピーク値制御部により前記スイッチング素子のオン・オフ制御を行い、該ＰＷＭ制御部とピーク値制御部との動作の切り換えを前記出力電力あるいは出力電流の目標値と前記閾値の切り換えによって行うようにした放電灯点灯装置において、前記閾値の切り換えよりも前記出力電力あるいは出力電流の目標値の切り換えを相対的に先に行わせる手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記手段が前記ピーク値制御部に設けられる遅延回路から成ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インバータ回路が前記昇圧回路の直流出力電圧を矩形波電圧に変換することを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13368998A JP3823533B2 (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13368998A JP3823533B2 (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11329765A JPH11329765A (ja) | 1999-11-30 |
| JP3823533B2 true JP3823533B2 (ja) | 2006-09-20 |
Family
ID=15110585
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13368998A Expired - Fee Related JP3823533B2 (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3823533B2 (ja) |
-
1998
- 1998-05-15 JP JP13368998A patent/JP3823533B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11329765A (ja) | 1999-11-30 |
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| A977 | Report on retrieval |
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|
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|
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