JP2879514B2 - 車輌用放電灯の点灯回路 - Google Patents
車輌用放電灯の点灯回路Info
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
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- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Lighting Device Outwards From Vehicle And Optical Signal (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、矩形波点灯方式による
放電灯の点灯回路において、放電灯の点灯開始直後やラ
ンプが寿命末期になった場合等にランプの立ち消えが頻
繁に起こらないように改善を図った新規な車輌用放電灯
の点灯回路を提供しようとするものである。
放電灯の点灯回路において、放電灯の点灯開始直後やラ
ンプが寿命末期になった場合等にランプの立ち消えが頻
繁に起こらないように改善を図った新規な車輌用放電灯
の点灯回路を提供しようとするものである。
【０００２】
【従来の技術】近時、白熱電球に代わる光源として小型
のメタルハライドランプが注目されており、車輌用メタ
ルハライドランプの点灯回路の構成としては、例えば、
電源に直流電源を用い、直流入力電圧を昇圧回路によっ
て昇圧した後、直流−交流変換回路によって矩形波状の
交流電圧に変換した後メタルハライドランプに印加する
ようにしたものが知られている。
のメタルハライドランプが注目されており、車輌用メタ
ルハライドランプの点灯回路の構成としては、例えば、
電源に直流電源を用い、直流入力電圧を昇圧回路によっ
て昇圧した後、直流−交流変換回路によって矩形波状の
交流電圧に変換した後メタルハライドランプに印加する
ようにしたものが知られている。
【０００３】図９は点灯回路ａの構成を簡単に示すもの
であり、バッテリーｂは点灯スイッチｃを介して直流昇
圧回路ｄに接続されており、該直流昇圧回路ｄの出力が
後段の直流−交流変換回路ｅによって交流化された後イ
グナイタ回路ｆを介してメタルハライドランプｇに供給
されるようになっている。
であり、バッテリーｂは点灯スイッチｃを介して直流昇
圧回路ｄに接続されており、該直流昇圧回路ｄの出力が
後段の直流−交流変換回路ｅによって交流化された後イ
グナイタ回路ｆを介してメタルハライドランプｇに供給
されるようになっている。
【０００４】尚、直流昇圧回路ｄの出力、直流−交流変
換回路ｅの出力、メタルハライドランプｇへの印加電圧
をそれぞれ概略的に示すと「ｓｄ」、「ｓｅ」、「ｓ
ｆ」のようになり、ｓｅ、ｓｆは矩形波状電圧となる。
換回路ｅの出力、メタルハライドランプｇへの印加電圧
をそれぞれ概略的に示すと「ｓｄ」、「ｓｅ」、「ｓ
ｆ」のようになり、ｓｅ、ｓｆは矩形波状電圧となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
メタルハライドランプｇの交流点灯の際には、矩形波電
圧の極性反転時に再点弧電圧が発生するが、この時にメ
タルハライドランプｇへの十分な供給電圧が得られない
と、ランプが立ち消えを起こす危険性が高まるという問
題がある。
メタルハライドランプｇの交流点灯の際には、矩形波電
圧の極性反転時に再点弧電圧が発生するが、この時にメ
タルハライドランプｇへの十分な供給電圧が得られない
と、ランプが立ち消えを起こす危険性が高まるという問
題がある。
【０００６】これは、矩形波電圧でランプの点灯を行う
場合に直流昇圧回路ｄの出力電圧がメタルハライドラン
プｇのランプ電圧と等しくなるので、矩形波電圧の一定
部（パルス振幅）を上回る再点弧電圧が発生すると直流
昇圧回路ｄからランプへの電源供給が追いつかない状況
が生じるためである。
場合に直流昇圧回路ｄの出力電圧がメタルハライドラン
プｇのランプ電圧と等しくなるので、矩形波電圧の一定
部（パルス振幅）を上回る再点弧電圧が発生すると直流
昇圧回路ｄからランプへの電源供給が追いつかない状況
が生じるためである。
【０００７】図１０はこのときの様子を概略的に示す波
形図であり、矩形波電圧「ｓｆ」の立ち上がり波形（図
９に円で囲んだ部分）を拡大して示すものであり、
（ａ）が通常時における波形を示し、（ｂ）はランプが
冷えきった状態で点灯した場合の点灯初期やランプの寿
命が近づいた時等における波形を示している。
形図であり、矩形波電圧「ｓｆ」の立ち上がり波形（図
９に円で囲んだ部分）を拡大して示すものであり、
（ａ）が通常時における波形を示し、（ｂ）はランプが
冷えきった状態で点灯した場合の点灯初期やランプの寿
命が近づいた時等における波形を示している。
【０００８】尚、図中ｈは再点弧電圧を示し、ｉは矩形
波電圧の一定部を示している。
波電圧の一定部を示している。
【０００９】図示するように（ａ）に示す状況では再点
弧電圧ｈのピーク値が電圧ｉを越えることはないが、
（ｂ）に示す状況では電圧ｉに対して再点弧電圧ｈのピ
ーク値が大きくなっている。
弧電圧ｈのピーク値が電圧ｉを越えることはないが、
（ｂ）に示す状況では電圧ｉに対して再点弧電圧ｈのピ
ーク値が大きくなっている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明の第１の
ものは上記した課題を解決するために、平滑用コンデン
サを含む直流電源回路部と、ブリッジ型の直流−交流変
換回路と、直流電源回路部と直流−交流変換回路との間
に設けられた電流検出手段とを有し、直流−交流変換回
路の後段にインダクタンス要素を設けるとともにこれに
直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行うように構成さ
れた車輌用放電灯の点灯回路において、上記直流電源回
路部と電流検出手段との間に共振制御部を設け、該共振
制御部を、共振コンデンサと、矩形波の極性反転時にイ
ンダクタンス要素による持続電流を直流電源回路部の平
滑コンデンサの手前で遮断してインダクタンス要素と共
振コンデンサとが結合するように規定する遮断手段とで
構成したものである。
ものは上記した課題を解決するために、平滑用コンデン
サを含む直流電源回路部と、ブリッジ型の直流−交流変
換回路と、直流電源回路部と直流−交流変換回路との間
に設けられた電流検出手段とを有し、直流−交流変換回
路の後段にインダクタンス要素を設けるとともにこれに
直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行うように構成さ
れた車輌用放電灯の点灯回路において、上記直流電源回
路部と電流検出手段との間に共振制御部を設け、該共振
制御部を、共振コンデンサと、矩形波の極性反転時にイ
ンダクタンス要素による持続電流を直流電源回路部の平
滑コンデンサの手前で遮断してインダクタンス要素と共
振コンデンサとが結合するように規定する遮断手段とで
構成したものである。
【００１１】また、本発明の第２のものは上記した課題
を解決するために、平滑用コンデンサを含む直流電源回
路部とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有し、直流
−交流変換回路の後段にインダクタンス要素を設けると
ともにこれに直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行う
ように構成された車輌用放電灯の点灯回路において、直
流−交流変換回路を構成するスイッチング素子の制御に
関して全てのスイッチング素子がオフ状態となる期間が
生じるように制御するとともに、直流電源回路部とその
後段の直流−交流変換回路との間に設けられる共振制御
部がインダクタンス素子と共振コンデンサとからなり、
直流−交流変換回路側から直流電源回路部をみたときに
インダクタンス素子と共振コンデンサとが並列に接続さ
れるように構成したものである。
を解決するために、平滑用コンデンサを含む直流電源回
路部とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有し、直流
−交流変換回路の後段にインダクタンス要素を設けると
ともにこれに直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行う
ように構成された車輌用放電灯の点灯回路において、直
流−交流変換回路を構成するスイッチング素子の制御に
関して全てのスイッチング素子がオフ状態となる期間が
生じるように制御するとともに、直流電源回路部とその
後段の直流−交流変換回路との間に設けられる共振制御
部がインダクタンス素子と共振コンデンサとからなり、
直流−交流変換回路側から直流電源回路部をみたときに
インダクタンス素子と共振コンデンサとが並列に接続さ
れるように構成したものである。
【００１２】
【作用】本発明の第１のものによれば、矩形波の極性反
転時にインダクタンス要素と共振コンデンサとの結合に
よって起きる共振電圧のピーク値を共振コンデンサの静
電容量を小さい値に設定することによって大きくするこ
とができ、これが再点弧電圧を助ける方向に作用するた
め放電灯が冷えきった状態から点灯を開始させる場合や
放電灯の寿命末期における立ち消えの発生頻度を低減す
ることができる。
転時にインダクタンス要素と共振コンデンサとの結合に
よって起きる共振電圧のピーク値を共振コンデンサの静
電容量を小さい値に設定することによって大きくするこ
とができ、これが再点弧電圧を助ける方向に作用するた
め放電灯が冷えきった状態から点灯を開始させる場合や
放電灯の寿命末期における立ち消えの発生頻度を低減す
ることができる。
【００１３】また、本発明の第２のものによれば、直流
−交流変換回路を構成するブリッジのスイッチング制御
に関して全スイッチング素子がオフ状態となる期間（デ
ッドタイム）を形成するとともに、この期間にランプ抵
抗を介することなくインダクタンス素子と共振コンデン
サとの結合によりピーク値の大きな共振を発生させて再
点弧電圧を補償することができるので、放電灯が冷えき
った状態から点灯を開始させる場合や放電灯の寿命末
期、さらには放電灯の定常点灯時における立ち消えの発
生頻度を低減することができる。
−交流変換回路を構成するブリッジのスイッチング制御
に関して全スイッチング素子がオフ状態となる期間（デ
ッドタイム）を形成するとともに、この期間にランプ抵
抗を介することなくインダクタンス素子と共振コンデン
サとの結合によりピーク値の大きな共振を発生させて再
点弧電圧を補償することができるので、放電灯が冷えき
った状態から点灯を開始させる場合や放電灯の寿命末
期、さらには放電灯の定常点灯時における立ち消えの発
生頻度を低減することができる。
【００１４】
【実施例】以下に、本発明車輌用放電灯の点灯回路を図
示した各実施例に従って詳細に説明する。
示した各実施例に従って詳細に説明する。
【００１５】図１は本発明の第１の実施例に係る点灯回
路１の全体的な構成を示す回路ブロック図である。
路１の全体的な構成を示す回路ブロック図である。
【００１６】直流電源であるバッテリー２は直流電圧入
力端子３、３′間に接続されており、点灯スイッチ４が
直流昇圧回路５のプラス側端子と直流電圧入力端子３
（バッテリー２の正極に接続されている。）とを結ぶプ
ラスラインに設けられている。
力端子３、３′間に接続されており、点灯スイッチ４が
直流昇圧回路５のプラス側端子と直流電圧入力端子３
（バッテリー２の正極に接続されている。）とを結ぶプ
ラスラインに設けられている。
【００１７】６は共振制御部であり、直流昇圧回路５の
後段に設けられ、矩形波の極性反転時における共振電圧
のピークを大きくすることによってランプの再点弧電圧
を助ける作用を有するものである。
後段に設けられ、矩形波の極性反転時における共振電圧
のピークを大きくすることによってランプの再点弧電圧
を助ける作用を有するものである。
【００１８】７は直流−交流変換回路であり、直流昇圧
回路５の直流出力電圧を矩形波状電圧に変換して出力す
るために設けられている。
回路５の直流出力電圧を矩形波状電圧に変換して出力す
るために設けられている。
【００１９】８はイグナイタ回路であり、メタルハライ
ドランプ９の起動時にトリガーパルスを発生させ、これ
を直流−交流変換回路７の交流出力に重畳して交流出力
端子１０、１０′に接続されたメタルハライドランプ９
に印加するようになっている。
ドランプ９の起動時にトリガーパルスを発生させ、これ
を直流−交流変換回路７の交流出力に重畳して交流出力
端子１０、１０′に接続されたメタルハライドランプ９
に印加するようになっている。
【００２０】１１は直流昇圧回路５の出力電圧を制御す
るための制御回路であり、ランプの電圧−電流制御に係
るＶ−Ｉ制御部１２とＰＷＭ（パルス幅変調）制御部１
３とからなる。
るための制御回路であり、ランプの電圧−電流制御に係
るＶ−Ｉ制御部１２とＰＷＭ（パルス幅変調）制御部１
３とからなる。
【００２１】Ｖ−Ｉ制御部１２は、ランプ電圧及びラン
プ電流との関係を規定する制御曲線に基づいてメタルハ
ライドランプ９の点灯制御を行うように構成されてお
り、定常状態においてはある定電力曲線を直線近似した
負荷線を採用している。尚、ランプ電圧や電流の検出は
これらを直接に検出することが可能であるが、本実施例
ではこれらの相当信号を利用することによって間接的に
検出信号を得ている。
プ電流との関係を規定する制御曲線に基づいてメタルハ
ライドランプ９の点灯制御を行うように構成されてお
り、定常状態においてはある定電力曲線を直線近似した
負荷線を採用している。尚、ランプ電圧や電流の検出は
これらを直接に検出することが可能であるが、本実施例
ではこれらの相当信号を利用することによって間接的に
検出信号を得ている。
【００２２】つまり、Ｖ−Ｉ制御部１２には、直流昇圧
回路５の出力端子間に設けられた分圧抵抗１４、１４′
によって検出される直流昇圧回路５の出力電圧に対応し
た電圧検出信号が入力される。
回路５の出力端子間に設けられた分圧抵抗１４、１４′
によって検出される直流昇圧回路５の出力電圧に対応し
た電圧検出信号が入力される。
【００２３】また、Ｖ−Ｉ制御部１２には、直流昇圧回
路５と直流−交流変換回路７とを結ぶグランドライン上
に設けられた電流検出用抵抗１５によって、直流昇圧回
路５の出力電流に対応した電流検出信号が電圧変換され
た形で入力される。
路５と直流−交流変換回路７とを結ぶグランドライン上
に設けられた電流検出用抵抗１５によって、直流昇圧回
路５の出力電流に対応した電流検出信号が電圧変換され
た形で入力される。
【００２４】そして、Ｖ−Ｉ制御部１２の出力する指令
信号はＰＷＭ制御部１３に送出され、ＰＷＭ制御部１３
によって生成される制御信号が直流昇圧回路５にフィー
ドバックされる。
信号はＰＷＭ制御部１３に送出され、ＰＷＭ制御部１３
によって生成される制御信号が直流昇圧回路５にフィー
ドバックされる。
【００２５】図２は点灯回路１の要部の回路構成を詳細
に示すものである。
に示すものである。
【００２６】図示するように、直流昇圧回路５はチョッ
パー式の直流−直流コンバータの構成とされており、プ
ラスラインに設けられたインダクタ１６と、その後段に
おいてプラスラインとグランドラインとの間に設けら
れ、かつ、ＰＷＭ制御部１３から送られてくる制御パル
スによってスイッチング動作されるＮチャンネルＦＥＴ
１７と、プラスラインにおいてそのアノードがＦＥＴ１
７のドレインに接続された整流用のダイオード１８と、
該ダイオード１８のカソードとグランドラインとの間に
設けられた平滑用コンデンサ１９とから構成されてい
る。
パー式の直流−直流コンバータの構成とされており、プ
ラスラインに設けられたインダクタ１６と、その後段に
おいてプラスラインとグランドラインとの間に設けら
れ、かつ、ＰＷＭ制御部１３から送られてくる制御パル
スによってスイッチング動作されるＮチャンネルＦＥＴ
１７と、プラスラインにおいてそのアノードがＦＥＴ１
７のドレインに接続された整流用のダイオード１８と、
該ダイオード１８のカソードとグランドラインとの間に
設けられた平滑用コンデンサ１９とから構成されてい
る。
【００２７】つまり、直流昇圧回路５とＰＷＭ制御部１
３からの制御パルスによってＦＥＴ１７がオン状態とな
ったときにインダクタ１６がエネルギーを蓄え、ＦＥＴ
１７がオフ状態になったときに蓄えられたエネルギーを
放出し、これに相当する電圧を入力電圧に重畳して直流
昇圧を行なうようになっている。
３からの制御パルスによってＦＥＴ１７がオン状態とな
ったときにインダクタ１６がエネルギーを蓄え、ＦＥＴ
１７がオフ状態になったときに蓄えられたエネルギーを
放出し、これに相当する電圧を入力電圧に重畳して直流
昇圧を行なうようになっている。
【００２８】直流昇圧回路５の後段に設けられた共振制
御部６は、直流−交流変換回路７の出力の極性が切り換
る際に共振電圧のピーク値を高める作用を有する。
御部６は、直流−交流変換回路７の出力の極性が切り換
る際に共振電圧のピーク値を高める作用を有する。
【００２９】この共振制御部６はダイオード２０とコン
デンサ２１とからなり、プラスライン上に設けられたダ
イオード２０のカソードがコンデンサ２１を介してグラ
ンドラインに接続されている。そして、コンデンサ２１
の端子電圧が直流−交流変換回路７に送られる。尚、コ
ンデンサ２１の静電容量（これを「Ｃ２１」とする。）
は、直流昇圧回路５の出力段のコンデンサ１９の静電容
量に比べて小さな値に選定されている。
デンサ２１とからなり、プラスライン上に設けられたダ
イオード２０のカソードがコンデンサ２１を介してグラ
ンドラインに接続されている。そして、コンデンサ２１
の端子電圧が直流−交流変換回路７に送られる。尚、コ
ンデンサ２１の静電容量（これを「Ｃ２１」とする。）
は、直流昇圧回路５の出力段のコンデンサ１９の静電容
量に比べて小さな値に選定されている。
【００３０】直流−交流変換回路７は、４つのＦＥＴを
用いたブリッジ型駆動部２２と、これらのＦＥＴに対し
てスイッチング制御信号を送出する駆動制御部２３とか
ら構成されている。
用いたブリッジ型駆動部２２と、これらのＦＥＴに対し
てスイッチング制御信号を送出する駆動制御部２３とか
ら構成されている。
【００３１】２４、２４′は入力端子であり、その一方
２４がプラス側入力端子とされ、他方２４′がグランド
側入力端子とされている。
２４がプラス側入力端子とされ、他方２４′がグランド
側入力端子とされている。
【００３２】ブリッジ型駆動部２２を構成する４つのＮ
チャンネルＦＥＴ２５（ｉ）（但し、ｉ＝１、２、３、
４）のうち、ＦＥＴ２５（１）と２５（３）とが直列に
接続され、また、ＦＥＴ２５（２）と２５（４）とが直
列に接続されており、このように２段重ねのＦＥＴの組
みが互いに並列の関係となるように配置されている。
チャンネルＦＥＴ２５（ｉ）（但し、ｉ＝１、２、３、
４）のうち、ＦＥＴ２５（１）と２５（３）とが直列に
接続され、また、ＦＥＴ２５（２）と２５（４）とが直
列に接続されており、このように２段重ねのＦＥＴの組
みが互いに並列の関係となるように配置されている。
【００３３】ＦＥＴ２５（１）、２５（３）に関して
は、高段のＦＥＴ２５（１）のドレインがプラス側入力
端子２４に接続され、そのソースが低段のＦＥＴ２５
（３）のドレインに接続されており、ＦＥＴ２５（３）
のソースがグランド側入力端子２４′に接続されてい
る。
は、高段のＦＥＴ２５（１）のドレインがプラス側入力
端子２４に接続され、そのソースが低段のＦＥＴ２５
（３）のドレインに接続されており、ＦＥＴ２５（３）
のソースがグランド側入力端子２４′に接続されてい
る。
【００３４】また、ＦＥＴ２５（２）、２５（４）に関
しては、高段のＦＥＴ２５（２）のドレインがプラス側
入力端子２４に接続され、そのソースが低段のＦＥＴ２
５（４）のドレインに接続されており、ＦＥＴ２５
（４）のソースがグランド側入力端子２４′に接続され
ている。
しては、高段のＦＥＴ２５（２）のドレインがプラス側
入力端子２４に接続され、そのソースが低段のＦＥＴ２
５（４）のドレインに接続されており、ＦＥＴ２５
（４）のソースがグランド側入力端子２４′に接続され
ている。
【００３５】尚、ＦＥＴ２５（１）、ＦＥＴ２５（２）
のゲート−ソース間にはツェナーダイオードがそれぞれ
介挿されるとともに、これらツェナーダイオードのアノ
ードとＦＥＴの各ゲートとの間にコンデンサ及び抵抗が
設けられており、該コンデンサと抵抗との間にダイオー
ドを介して所定電圧（図示しない基準電圧発生部により
作られ、これを「＋Ｖｃｃ」と記す。）が加えられてい
る。
のゲート−ソース間にはツェナーダイオードがそれぞれ
介挿されるとともに、これらツェナーダイオードのアノ
ードとＦＥＴの各ゲートとの間にコンデンサ及び抵抗が
設けられており、該コンデンサと抵抗との間にダイオー
ドを介して所定電圧（図示しない基準電圧発生部により
作られ、これを「＋Ｖｃｃ」と記す。）が加えられてい
る。
【００３６】出力端子２６と交流出力端子１０とを結ぶ
ライン２７の上にはインダクタ２８が設けられており、
これはランプへの起動パルスを生成するためにイグナイ
タ回路８に設けられたトリガートランスの２次巻線に相
当する。尚、ライン２７′は、出力端子２６′と交流出
力端子１０′とを結ぶラインである。
ライン２７の上にはインダクタ２８が設けられており、
これはランプへの起動パルスを生成するためにイグナイ
タ回路８に設けられたトリガートランスの２次巻線に相
当する。尚、ライン２７′は、出力端子２６′と交流出
力端子１０′とを結ぶラインである。
【００３７】ＦＥＴ２５（ｉ）のスイッチング制御につ
いては、斜向いに位置するＦＥＴ同士を一組としてこれ
らを相反的に制御するように駆動制御部２３から各ＦＥ
Ｔに制御信号Ｓ（ｉ）（但し、ｉ＝１、２、３、４）が
直接に又はＦＥＴを介して送られるようになっている
が、駆動制御部２３の構成については本発明の要旨に直
接関係がないので、その図示及び説明を省略する。
いては、斜向いに位置するＦＥＴ同士を一組としてこれ
らを相反的に制御するように駆動制御部２３から各ＦＥ
Ｔに制御信号Ｓ（ｉ）（但し、ｉ＝１、２、３、４）が
直接に又はＦＥＴを介して送られるようになっている
が、駆動制御部２３の構成については本発明の要旨に直
接関係がないので、その図示及び説明を省略する。
【００３８】図３は直流−交流変換回路７を中心として
ライン２７の出力の立ち上がり時における等価回路を示
すものであり、ＦＥＴ２５（ｉ）をスイッチの記号で示
している。
ライン２７の出力の立ち上がり時における等価回路を示
すものであり、ＦＥＴ２５（ｉ）をスイッチの記号で示
している。
【００３９】同図において実線で示す経路２９はＦＥＴ
２５（１）とＦＥＴ２５（４）とがオン状態である場合
の電流路を示し、破線で示す経路３０はそれまでオン状
態であったＦＥＴ２５（１）とＦＥＴ２５（４）がオフ
状態となってＦＥＴ２５（２）とＦＥＴ２５（３）がオ
ン状態に切り換った直後の電流路を示している。
２５（１）とＦＥＴ２５（４）とがオン状態である場合
の電流路を示し、破線で示す経路３０はそれまでオン状
態であったＦＥＴ２５（１）とＦＥＴ２５（４）がオフ
状態となってＦＥＴ２５（２）とＦＥＴ２５（３）がオ
ン状態に切り換った直後の電流路を示している。
【００４０】また、図３において出力端子の電位Ｖ２
６、交流出力端子１０の電位Ｖ１０、ランプ電流ＩＬ
（その向きを矢印で示す。）の波形を概略的に示したも
のが図４である。尚、図中の「ｔ１」はＦＥＴ２５
（１）とＦＥＴ２５（４）がオン状態で、ＦＥＴ２５
（２）とＦＥＴ２５（３）とがオフ状態の期間であり、
「ｔ２」はＶ２６の立ち上がりからＶ１０のピーク時点
までの期間である。
６、交流出力端子１０の電位Ｖ１０、ランプ電流ＩＬ
（その向きを矢印で示す。）の波形を概略的に示したも
のが図４である。尚、図中の「ｔ１」はＦＥＴ２５
（１）とＦＥＴ２５（４）がオン状態で、ＦＥＴ２５
（２）とＦＥＴ２５（３）とがオフ状態の期間であり、
「ｔ２」はＶ２６の立ち上がりからＶ１０のピーク時点
までの期間である。
【００４１】上述したように直流−交流変換回路７の前
段には直流昇圧回路５が配置されており、直流−交流変
換回路７の後段にはインダクタ２８とメタルハライドラ
ンプ９とが直列に接続されているため、直流昇圧回路５
と直流−交流変換回路７との間の共振制御部６を考えな
い場合にはインダクタ２８のインダクタンスＬとコンデ
ンサ１９の静電容量Ｃとの結合によるＬＣ共振が惹き起
こされる。
段には直流昇圧回路５が配置されており、直流−交流変
換回路７の後段にはインダクタ２８とメタルハライドラ
ンプ９とが直列に接続されているため、直流昇圧回路５
と直流−交流変換回路７との間の共振制御部６を考えな
い場合にはインダクタ２８のインダクタンスＬとコンデ
ンサ１９の静電容量Ｃとの結合によるＬＣ共振が惹き起
こされる。
【００４２】ＦＥＴ２５（１）、２５（４）がオフ状態
となり、ＦＥＴ２５（２）、２５（３）がオン状態に切
り換わると、インダクンスＬによって今迄流れていた方
向に電流を流そうとする作用が働くため、電流路が経路
２９から経路３０のように変化する。
となり、ＦＥＴ２５（２）、２５（３）がオン状態に切
り換わると、インダクンスＬによって今迄流れていた方
向に電流を流そうとする作用が働くため、電流路が経路
２９から経路３０のように変化する。
【００４３】つまり、図の期間ｔ１中は経路２９が形成
され、期間ｔ２では経路３０が形成される。
され、期間ｔ２では経路３０が形成される。
【００４４】この切り換わり時の共振電圧がメタルハラ
イドランプ９に印加されることになる。
イドランプ９に印加されることになる。
【００４５】ランプの定常点灯時においてランプは純粋
な抵抗とみなすことができるが、ランプ電流ＩＬの大き
さが減少するとこれに伴って抵抗値が上がっていきＩＬ
＝０において無限大となる。
な抵抗とみなすことができるが、ランプ電流ＩＬの大き
さが減少するとこれに伴って抵抗値が上がっていきＩＬ
＝０において無限大となる。
【００４６】このときに充分な共振電圧が得られないと
図１０（ｂ）に示したように電圧ｉに比して再点弧電圧
の振動波形のピーク値が大きくなるので、再点弧電圧を
上回わる共振電圧をランプに印加してやれば矩形波がス
ムーズに立ち上がるようになり、ランプの立ち消えを避
けることができる。
図１０（ｂ）に示したように電圧ｉに比して再点弧電圧
の振動波形のピーク値が大きくなるので、再点弧電圧を
上回わる共振電圧をランプに印加してやれば矩形波がス
ムーズに立ち上がるようになり、ランプの立ち消えを避
けることができる。
【００４７】共振電圧のピーク値は、インダクタンスＬ
が大きく、静電容量Ｃが小さい程大きく、また共振前の
ランプ電流値が大きく、ランプのインピーダンスが小さ
い程大きくなるため、これを高めるには回路設計上イン
ダクタンスＬか静電容量Ｃの設定値を操作することにな
る。
が大きく、静電容量Ｃが小さい程大きく、また共振前の
ランプ電流値が大きく、ランプのインピーダンスが小さ
い程大きくなるため、これを高めるには回路設計上イン
ダクタンスＬか静電容量Ｃの設定値を操作することにな
る。
【００４８】しかし、インダクタンスＬを大きくすると
矩形波の極性の切り換わり速度が遅くなりランプ電流Ｉ
Ｌがゼロ近辺にいる期間が長くなって再点弧電圧が大き
くなってしまうという不都合がある。
矩形波の極性の切り換わり速度が遅くなりランプ電流Ｉ
Ｌがゼロ近辺にいる期間が長くなって再点弧電圧が大き
くなってしまうという不都合がある。
【００４９】このようにインダクタンスＬの設定に制約
があるからといって、静電容量Ｃを無闇に小さくするこ
とはできない。
があるからといって、静電容量Ｃを無闇に小さくするこ
とはできない。
【００５０】共振制御部６を考えない場合にはこの静電
容量Ｃはコンデンサ１９の静電容量に等しく、このコン
デンサ１９はリップルの小さい安定した直流出力を得る
ためにある程度の大きさを必要とするからである。
容量Ｃはコンデンサ１９の静電容量に等しく、このコン
デンサ１９はリップルの小さい安定した直流出力を得る
ためにある程度の大きさを必要とするからである。
【００５１】そこで、共振制御部６を直流昇圧回路５の
後段に設けることによってコンデンサ１９の静電容量に
比して小さい容量のコンデンサ２１が共振コンデンサと
なるようにすれば、矩形波の極性反転時における共振電
圧のピーク値を大きくすることができる。
後段に設けることによってコンデンサ１９の静電容量に
比して小さい容量のコンデンサ２１が共振コンデンサと
なるようにすれば、矩形波の極性反転時における共振電
圧のピーク値を大きくすることができる。
【００５２】つまり、共振電圧のピーク値を直流昇圧回
路５のコンデンサ１９の静電容量とは無関係に規定する
ことができるため、コンデンサ２１の静電容量Ｃ２１を
コンデンサ１９の静電容量に比して任意に小さな値に設
定することができる。
路５のコンデンサ１９の静電容量とは無関係に規定する
ことができるため、コンデンサ２１の静電容量Ｃ２１を
コンデンサ１９の静電容量に比して任意に小さな値に設
定することができる。
【００５３】共振制御部６のダイオード２０は矩形波の
極性反転時のインダクタンスＬによる持続電流をコンデ
ンサ１９の手前でカットすることによってインダクタン
スＬとコンデンサ２１の静電容量Ｃ２１との結合によっ
て共振が起きるように設けられている。
極性反転時のインダクタンスＬによる持続電流をコンデ
ンサ１９の手前でカットすることによってインダクタン
スＬとコンデンサ２１の静電容量Ｃ２１との結合によっ
て共振が起きるように設けられている。
【００５４】尚、図１０に示したような再点弧電圧ｈの
振動波形は期間ｔ２中の波形内に埋もれてしまうことに
なる。
振動波形は期間ｔ２中の波形内に埋もれてしまうことに
なる。
【００５５】図５は直流−交流変換回路７を中心として
ライン２７の出力の立ち下がり時における等価回路を示
すものである。
ライン２７の出力の立ち下がり時における等価回路を示
すものである。
【００５６】同図において実線で示す経路３１はＦＥＴ
２５（２）とＦＥＴ２５（３）とがオン状態である場合
の電流路を示し、破線で示す経路３２はそれまでオン状
態であったＦＥＴ２５（２）とＦＥＴ２５（３）がオフ
状態となってＦＥＴ２５（１）とＦＥＴ２５（４）がオ
ン状態に切り換った直後の電流路を示している。
２５（２）とＦＥＴ２５（３）とがオン状態である場合
の電流路を示し、破線で示す経路３２はそれまでオン状
態であったＦＥＴ２５（２）とＦＥＴ２５（３）がオフ
状態となってＦＥＴ２５（１）とＦＥＴ２５（４）がオ
ン状態に切り換った直後の電流路を示している。
【００５７】また、図５において出力端子の電位Ｖ２
６、交流出力端子１０の電位Ｖ１０、ランプ電流ＩＬ
（その向きを矢印で示す。）の波形を概略的に示したも
のが図６である。
６、交流出力端子１０の電位Ｖ１０、ランプ電流ＩＬ
（その向きを矢印で示す。）の波形を概略的に示したも
のが図６である。
【００５８】尚、図中の「ｔ３」はＦＥＴ２５（２）と
ＦＥＴ２５（３）がオン状態で、ＦＥＴ２５（１）とＦ
ＥＴ２５（４）とがオフ状態の期間であり、「ｔ４」は
Ｖ２６の立ち下がりからＶ１０のピーク時点までの期間
である。
ＦＥＴ２５（３）がオン状態で、ＦＥＴ２５（１）とＦ
ＥＴ２５（４）とがオフ状態の期間であり、「ｔ４」は
Ｖ２６の立ち下がりからＶ１０のピーク時点までの期間
である。
【００５９】ＦＥＴ２５（２）、２５（３）がオフし、
ＦＥＴ２５（１）、２５（４）がオン状態に切り換わる
と、インダクンスＬによって今迄流れていた方向に電流
を流そうとする作用が働くため、電流路が経路３１から
経路３２のように変化する。
ＦＥＴ２５（１）、２５（４）がオン状態に切り換わる
と、インダクンスＬによって今迄流れていた方向に電流
を流そうとする作用が働くため、電流路が経路３１から
経路３２のように変化する。
【００６０】つまり、図の期間ｔ３中は経路３１が形成
され、期間ｔ４では経路３２が形成され、この切り換わ
り時の共振電圧がメタルハライドランプ９に印加される
ことになる。
され、期間ｔ４では経路３２が形成され、この切り換わ
り時の共振電圧がメタルハライドランプ９に印加される
ことになる。
【００６１】共振電圧はランプ電流ＩＬがゼロになる時
点（再点弧電圧が発生するとき）にピーク値となり、こ
の値が大きいならば矩形波の極性反転をスムーズに行う
こができる。
点（再点弧電圧が発生するとき）にピーク値となり、こ
の値が大きいならば矩形波の極性反転をスムーズに行う
こができる。
【００６２】前述したように点灯回路１においては共振
制御部６によって共振コンデンサ２１の静電容量を直流
昇圧回路５のコンデンサ１９の静電容量とは独立に小さ
な値に設定することができるため、共振電圧のピーク値
を高くすることができる。
制御部６によって共振コンデンサ２１の静電容量を直流
昇圧回路５のコンデンサ１９の静電容量とは独立に小さ
な値に設定することができるため、共振電圧のピーク値
を高くすることができる。
【００６３】従って、直流昇圧回路５や直流−交流変換
回路７の構成に何等変更を加えることなく共振制御部６
のコンデンサ２１の容量設定のみで共振電圧のピーク値
を規定することができる。
回路７の構成に何等変更を加えることなく共振制御部６
のコンデンサ２１の容量設定のみで共振電圧のピーク値
を規定することができる。
【００６４】図７は本発明の第２の実施例１Ａを示すも
のである。尚、この第２の実施例に示す車輌用放電灯の
点灯回路が前記第１の実施例に示す車輌用放電灯の点灯
回路と相違するところは共振制御部の構成のみであり、
その他の部分は上記第１の実施例と同様であるので、該
同様の部分には第１の実施例における同様の部分に付し
た符号と同じ符号を付して説明を省略する。
のである。尚、この第２の実施例に示す車輌用放電灯の
点灯回路が前記第１の実施例に示す車輌用放電灯の点灯
回路と相違するところは共振制御部の構成のみであり、
その他の部分は上記第１の実施例と同様であるので、該
同様の部分には第１の実施例における同様の部分に付し
た符号と同じ符号を付して説明を省略する。
【００６５】直流昇圧回路５の後段に設けられた共振制
御部６Ａは、インダクタ３３とコンデンサ３４とから構
成される。
御部６Ａは、インダクタ３３とコンデンサ３４とから構
成される。
【００６６】即ち、インダクタ３３は直流昇圧回路５と
直流−交流変換回路７とを結ぶプラスライン上に設けら
れ、また、コンデンサ３４は直流昇圧回路５と直流−交
流変換回路７とを結ぶグランドラインとインダクタ３３
の後端側端子との間に介挿されている。尚、コンデンサ
３４の静電容量（これを「Ｃ３４」とする。）は、直流
昇圧回路５の出力段のコンデンサ１９の静電容量に比べ
て小さな値に選ばれている。
直流−交流変換回路７とを結ぶプラスライン上に設けら
れ、また、コンデンサ３４は直流昇圧回路５と直流−交
流変換回路７とを結ぶグランドラインとインダクタ３３
の後端側端子との間に介挿されている。尚、コンデンサ
３４の静電容量（これを「Ｃ３４」とする。）は、直流
昇圧回路５の出力段のコンデンサ１９の静電容量に比べ
て小さな値に選ばれている。
【００６７】ブリッジ型駆動部２２を構成するＦＥＴ２
５（ｉ）のスイッチング制御に関しては、デッドタイム
（ＦＥＴの全てがオフ状態となる期間）が生じるように
駆動制御部２３からブリッジ型駆動部２２に制御信号が
送出されるようになっている。
５（ｉ）のスイッチング制御に関しては、デッドタイム
（ＦＥＴの全てがオフ状態となる期間）が生じるように
駆動制御部２３からブリッジ型駆動部２２に制御信号が
送出されるようになっている。
【００６８】このデッドタイム時には、ＦＥＴ２５
（ｉ）からなるブリッジに流れる電流がゼロとなり、イ
ンダクタ３３の充電電流が図７の矢印Ａに示す向きに流
れるため、インダクタ３３とコンデンサ３４との結合に
よる共振が惹き起こされる（尚、静電容量の大小関係に
ついては「Ｃ１９＞＞Ｃ３４」の関係が成立しているた
め、共振に対するコンデンサ１９の影響を無視すること
ができる。）。
（ｉ）からなるブリッジに流れる電流がゼロとなり、イ
ンダクタ３３の充電電流が図７の矢印Ａに示す向きに流
れるため、インダクタ３３とコンデンサ３４との結合に
よる共振が惹き起こされる（尚、静電容量の大小関係に
ついては「Ｃ１９＞＞Ｃ３４」の関係が成立しているた
め、共振に対するコンデンサ１９の影響を無視すること
ができる。）。
【００６９】この共振電圧によってランプの再点弧電圧
を補うことができ、しかも共振にはランプの抵抗分を介
なさいため、Ｑ値が大きい（つまり、共振曲線の先鋭度
が高い。）。
を補うことができ、しかも共振にはランプの抵抗分を介
なさいため、Ｑ値が大きい（つまり、共振曲線の先鋭度
が高い。）。
【００７０】前記第１の実施例では図３や図５に示した
ように共振がランプを介して行われるため、ランプ抵抗
が小さい点灯の初期には共振のＱ値が大きいが、ランプ
が定常状態に落ち着くとランプ抵抗が大きくなるため、
Ｑ値が下がり再点弧電圧を補償するのに充分なピーク電
圧が得られない場合があり得るのに対して、第２の実施
例では、点灯後のランプ抵抗に関係なくデッドタイムに
おいて再点弧電圧を補償するに足るピーク電圧を得るこ
とができる。
ように共振がランプを介して行われるため、ランプ抵抗
が小さい点灯の初期には共振のＱ値が大きいが、ランプ
が定常状態に落ち着くとランプ抵抗が大きくなるため、
Ｑ値が下がり再点弧電圧を補償するのに充分なピーク電
圧が得られない場合があり得るのに対して、第２の実施
例では、点灯後のランプ抵抗に関係なくデッドタイムに
おいて再点弧電圧を補償するに足るピーク電圧を得るこ
とができる。
【００７１】但し、ランプ光束の立ち上がり時間を短く
するために、点灯初期に大きなランプ電流が流れるよう
に制御を行う場合には、ランプの定常点灯時におけるピ
ーク電圧に比して点灯初期におけるピーク電圧が大きく
なり過ぎるという弊害がある。
するために、点灯初期に大きなランプ電流が流れるよう
に制御を行う場合には、ランプの定常点灯時におけるピ
ーク電圧に比して点灯初期におけるピーク電圧が大きく
なり過ぎるという弊害がある。
【００７２】つまり、定常点灯時のピーク電圧が再点弧
電圧を補償するのに充分なレベルとなるように共振制御
部６Ａの回路定数を設定すると、点灯初期にはインダク
タ３３を流れる電流が大きいためピーク電圧が過大にな
ってしまい、ブリッジを構成するＦＥＴ２５（ｉ）の素
子破壊等を惹き起こす危険性が高まることになる。
電圧を補償するのに充分なレベルとなるように共振制御
部６Ａの回路定数を設定すると、点灯初期にはインダク
タ３３を流れる電流が大きいためピーク電圧が過大にな
ってしまい、ブリッジを構成するＦＥＴ２５（ｉ）の素
子破壊等を惹き起こす危険性が高まることになる。
【００７３】そこで、このような不都合に対処するため
には、点灯初期に大きなランプ電流を流す際にインダク
タ３３を飽和させることによってピーク電圧が必要以上
に大きくならないようにする方法や、コンデンサ３４に
対して並列にツェナーダイオードを接続することによっ
てピーク電圧がＦＥＴの耐圧を越えないようにこれをカ
ットする方法等を用いれば良い。尚、共振制御部６Ａの
構成に関しては、図７に示した構成に限らず、図８の回
路６Ｂに示すようにインダクタ３３に対して並列にコン
デンサ３４を接続しても構わない。要は、ブリッジ型駆
動部２２の入力段から直流昇圧回路５を眺めたときにイ
ンダクタ３３とコンデンサ３４との接続関係が並列にな
っていれば良い。
には、点灯初期に大きなランプ電流を流す際にインダク
タ３３を飽和させることによってピーク電圧が必要以上
に大きくならないようにする方法や、コンデンサ３４に
対して並列にツェナーダイオードを接続することによっ
てピーク電圧がＦＥＴの耐圧を越えないようにこれをカ
ットする方法等を用いれば良い。尚、共振制御部６Ａの
構成に関しては、図７に示した構成に限らず、図８の回
路６Ｂに示すようにインダクタ３３に対して並列にコン
デンサ３４を接続しても構わない。要は、ブリッジ型駆
動部２２の入力段から直流昇圧回路５を眺めたときにイ
ンダクタ３３とコンデンサ３４との接続関係が並列にな
っていれば良い。
【００７４】
【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、本発明の第１のものによれば、矩形波の極性反転時
にインダクタンス要素と共振コンデンサとの結合によっ
て起きる共振電圧のピーク値を、共振コンデンサの静電
容量を小さい値に設定することによって大きくすること
ができ、これが再点弧電圧を助ける方向に作用するため
放電灯が冷えきった状態から点灯を開始させる場合や放
電灯の寿命末期において放電灯の立ち消えが生じ易いと
いう不都合を解消することができる。
に、本発明の第１のものによれば、矩形波の極性反転時
にインダクタンス要素と共振コンデンサとの結合によっ
て起きる共振電圧のピーク値を、共振コンデンサの静電
容量を小さい値に設定することによって大きくすること
ができ、これが再点弧電圧を助ける方向に作用するため
放電灯が冷えきった状態から点灯を開始させる場合や放
電灯の寿命末期において放電灯の立ち消えが生じ易いと
いう不都合を解消することができる。
【００７５】そして、共振電圧のピーク値の設定を直流
電源回路部の平滑用コンデンサの静電容量とは無関係に
行うことができるので、回路構成の大幅な変更を強いら
れることがない。
電源回路部の平滑用コンデンサの静電容量とは無関係に
行うことができるので、回路構成の大幅な変更を強いら
れることがない。
【００７６】また、本発明の第２のものによれば、直流
電源回路部とその後段の直流−交流変換回路との間に設
けられる共振制御部をインダクタンス素子と共振コンデ
ンサとから構成し、直流−交流変換回路側から直流電源
回路部をみたときにインダクタンス素子と共振コンデン
サとを並列に接続することによって、直流−交流変換回
路を構成するブリッジのスイッチング制御にデッドタイ
ムを形成するとともに、この期間にランプ抵抗を介する
ことのなくピーク値の大きな共振により放電灯の点灯初
期のみならず放電灯の定常点灯時においても再点弧電圧
の補償が可能となり、放電灯を点灯の安定性を高め、チ
ラツキや立ち消えの発生頻度を低減することができる。
電源回路部とその後段の直流−交流変換回路との間に設
けられる共振制御部をインダクタンス素子と共振コンデ
ンサとから構成し、直流−交流変換回路側から直流電源
回路部をみたときにインダクタンス素子と共振コンデン
サとを並列に接続することによって、直流−交流変換回
路を構成するブリッジのスイッチング制御にデッドタイ
ムを形成するとともに、この期間にランプ抵抗を介する
ことのなくピーク値の大きな共振により放電灯の点灯初
期のみならず放電灯の定常点灯時においても再点弧電圧
の補償が可能となり、放電灯を点灯の安定性を高め、チ
ラツキや立ち消えの発生頻度を低減することができる。
【００７７】尚、前記した実施例は本発明車輌用放電灯
の点灯回路の一実施例を示したものであり、これのみに
よって本発明の技術的範囲が狭く解釈される訳ではな
く、例えば、上述の実施例では直流電源回路部として直
流昇圧回路５を用いた例を示したが、直流昇降圧回路等
を適宜に用いても良く、このような本発明の趣旨を逸脱
しない限りにおける実施の態様が全て本発明の技術的範
囲に含まれることは勿論である。
の点灯回路の一実施例を示したものであり、これのみに
よって本発明の技術的範囲が狭く解釈される訳ではな
く、例えば、上述の実施例では直流電源回路部として直
流昇圧回路５を用いた例を示したが、直流昇降圧回路等
を適宜に用いても良く、このような本発明の趣旨を逸脱
しない限りにおける実施の態様が全て本発明の技術的範
囲に含まれることは勿論である。
【図１】本発明の第１の実施例に係る車輌用放電灯の点
灯回路の構成を示す回路ブロック図である。
灯回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施例に係る車輌用放電灯の点
灯回路の要部を示す回路図である。
灯回路の要部を示す回路図である。
【図３】図２の等価回路図であり、直流−交流変換回路
の正側出力の立ち上がり時における電流路の変化を示
す。
の正側出力の立ち上がり時における電流路の変化を示
す。
【図４】図３における各部の波形を概略的に示す図であ
る。
る。
【図５】図２の等価回路図であり、直流−交流変換回路
の正側出力の立ち下がり時における電流路の変化を示
す。
の正側出力の立ち下がり時における電流路の変化を示
す。
【図６】図５における各部の波形を概略的に示す図であ
る。
る。
【図７】本発明の第２の実施例に係る車輌用放電灯の点
灯回路の要部を示す回路図である。
灯回路の要部を示す回路図である。
【図８】本発明の第２の実施例の変形例の要部を示す回
路図である。
路図である。
【図９】従来の点灯回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。
ある。
【図１０】従来の問題点を説明するための概略的な波形
図であり、（ａ）は正常時における矩形波の立ち上がり
波形を示し、（ｂ）は立ち消え発生時における矩形波の
立ち上がり波形を示す。
図であり、（ａ）は正常時における矩形波の立ち上がり
波形を示し、（ｂ）は立ち消え発生時における矩形波の
立ち上がり波形を示す。
１ 車輌用放電灯の点灯回路 ２、５ 直流電源回路部 ６ 共振制御部 ７ 直流−交流変換回路 ９ 放電灯１５ 電流検出手段 １９ 平滑用コンデンサ ２０ 遮断手段 ２１ 共振コンデンサ ２５（ｉ） スイッチング素子 ２８ インダクタンス要素 １Ａ 車輌用放電灯の点灯回路 ６Ａ 共振制御部 ３３ インダクタンス素子 ３４ 共振コンデンサ ６Ｂ 共振制御部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−258879（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−258880（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−266982（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−266984（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−114496（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−177298（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−283394（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 41/14 - 41/29 B60Q 1/04
Claims (3)
- 【請求項１】 平滑用コンデンサを含む直流電源回路部
と、ブリッジ型の直流−交流変換回路と、直流電源回路
部と直流−交流変換回路との間に設けられた電流検出手
段とを有し、直流−交流変換回路の後段にインダクタン
ス要素を設けるとともにこれに直列に放電灯を接続して
矩形波点灯を行うように構成された車輌用放電灯の点灯
回路において、上記直流電源回路部と電流検出手段との
間に共振制御部を設け、該共振制御部を、共振コンデン
サと、矩形波の極性反転時にインダクタンス要素による
持続電流を直流電源回路部の平滑コンデンサの手前で遮
断してインダクタンス要素と共振コンデンサとが結合す
るように規定する遮断手段とで構成したことを特徴とす
る車輌用放電灯の点灯回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の車輌用放電灯の点灯回
路において、遮断手段がダイオードとされ、該ダイオー
ドと共振コンデンサとが直流電源回路の出力端子間に直
列接続され、ダイオードのアノードが直流電源回路部の
正側出力端子に接続され、そのカソードが共振コンデン
サの一端に接続されるとともに共振コンデンサの端子電
圧が直流−交流変換回路に送出されることを特徴とする
車輌用放電灯の点灯回路。 - 【請求項３】 平滑用コンデンサを含む直流電源回路部
とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有し、直流−交
流変換回路の後段にインダクタンス要素を設けるととも
にこれに直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行うよう
に構成された車輌用放電灯の点灯回路において、直流−
交流変換回路を構成するスイッチング素子の制御に関し
て全てのスイッチング素子がオフ状態となる期間が生じ
るように制御するとともに、直流電源回路部とその後段
の直流−交流変換回路との間に設けられる共振制御部が
インダクタンス素子と共振コンデンサとからなり、直流
−交流変換回路側から直流電源回路部をみたときにイン
ダクタンス素子と共振コンデンサとが並列に接続されて
いることを特徴とする車輌用放電灯の点灯回路。
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