JP3292443B2

JP3292443B2 - 車輌用放電灯の点灯回路

Info

Publication number: JP3292443B2
Application number: JP9200696A
Authority: JP
Inventors: 勝佐々木; 敦彦村田; 悟市小田
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1996-03-21
Filing date: 1996-03-21
Publication date: 2002-06-17
Anticipated expiration: 2017-06-17
Also published as: JPH09148085A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は放電灯の個体差に起
因する放電灯の起動性のバラツキを低減することができ
るようにした車輌用放電灯の点灯回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近時、車輌用光源として小型の放電灯
（例えば、メタルハライドランプ）が注目を浴びてお
り、その電力制御については、点灯初期に定常点灯時の
数倍に亘る過大なランプ電流を流して発光管を急速に暖
めた後、定格電力での定電力制御に移行させる方法が知
られている。

【０００３】例えば、横軸にランプ電圧をとり、縦軸に
ランプ電流をとって両者の関係を表したグラフ図におけ
る制御曲線について、ランプ電圧の低い領域でのランプ
電流が大きく、逆にランプ電圧が高い領域ではランプ電
流が小さくなる傾向を有するようにし、該制御曲線に沿
った電力制御を行うための回路構成を用いれば、上記の
制御を実現することが可能となる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
制御回路にあっては、ランプ電圧−ランプ電流特性図
（第１図参照）において破線で示す制御曲線（ｇ _ｄ ′）
がランプ電圧軸（Ｖ _Ｌ）に交わっており、その交点（Ｖ
_ｏ）によってランプ電圧の上限値が規定されるため、放
電灯によっては起動のかかり難いものが生じ得るという
問題がある。

【０００５】即ち、放電灯の特性に製造上の個体差があ
る場合に、上記交点（Ｖ _ｏ）でのランプ電圧より高い始
動電圧を必要とするものについては放電灯の起動がかか
り難くなる虞がある。

【０００６】そこで、本発明は放電灯の個体差に起因す
る放電灯の起動性のバラツキを低減することを課題とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記した課題を
解決するために、放電灯のランプ電圧に関する検出信号
を得るためのランプ電圧検出回路と、放電灯のランプ電
流に関する検出信号を得るためのランプ電流検出回路
と、ランプ電圧検出回路及びランプ電流検出回路の検出
信号に基づいて放電灯のランプ電圧とランプ電流との関
係を規定するランプ電圧−ランプ電流特性に係る制御曲
線に従って放電灯の点灯制御を行う制御手段を有する車
輌用放電灯の点灯回路において、上記制御手段に係る制
御曲線のうちランプ電圧軸寄りの領域での制御曲線が当
該ランプ電圧軸に対してほぼ平行の直線状とされ、当該
領域においてランプ電流がほぼ一定に制御されるように
したものである。

【０００８】本発明によれば、制御曲線のうちランプ電
圧軸寄りの領域において制御曲線が当該ランプ電圧軸に
交わることがなく、この領域でランプ電流がほぼ一定に
制御されるため、放電灯の起動性がその個体差によって
大きく左右されない。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明の回路構成の説明に先だっ
て、制御方法について説明する。

【００１０】（ａ．Ｖ_L−Ｉ_L制御特性）［図１、図２］本発明に係るＶ_L（ランプ電圧）−Ｉ_L（ランプ電流）制
御パターンに対応するグラフ曲線ｇを図１に実線で示
す。

【００１１】図中、Ｖ_L＝０から点Ｍに至る迄の領域Ａ_a
（以下、「発光促進領域」という。）では一定の電流Ｉ
_L＝Ｉ_O（ｇ_a参照）が流れ、点Ｍから点Ｑ₁にかけての領
域Ａ_b（以下、「遷移領域」という。）では、グラフの
直線部ｇ_bに示すように、一定の傾きをもつ直線的な変
化となる。

【００１２】ここで、直線部ｇ_bの延長線とＶ_L軸とのな
す角をθとすると、直線部ｇ_bの傾きは−ｔａｎθであ
る。

【００１３】点Ｑ₁から点Ｑ₂に至る領域Ｂは定電力制御
領域であり、点Ｑ₁と点Ｑ₂とを通る直線ｇ_cは定電力曲
線Ｐ_Qに対して直線近似を行なうことによって得られる
ものである。

【００１４】尚、この定電力曲線Ｐ_Qにおける電力値は
ランプの定格電力であり、また、点ｍを通る定電力曲線
Ｐ_mとこのＰ_Qとの間には、点Ｍを通る定電力曲線Ｐ_Mを
はじめ無数の定電力曲線が存在する。

【００１５】点Ｑ₂から始まる領域Ｃでは、ｇ_dに示すよ
うにＶ_Lに関係なくＩ_Lが一定（Ｉ_L＝Ｉ_C）とされてい
る。その理由は領域Ｃにおける制御曲線として破線に示
すように領域Ｂにおける定電力近似直線ｇ_cを右方に延
長した直線ｇ_d´とすると、直線ｇ_cとＶ_L軸との交点Ｖ_O
がランプ起動時におけるランプ電圧の最大値となる。し
かし、ランプによっては始動時にＶ_L＞Ｖ_Oのランプ電圧
を必要とする場合があるので、領域ＣではＩ_L＝Ｉ_C（一
定）とし、制御曲線とＶ_L軸との交点が生じないように
している。これによって、ランプ起動時には高電圧（＞
Ｖ_O）が発生され、ランプの起動がかかり易くなる。

【００１６】ところで、グラフ曲線ａで示すような制御
では点ｍから点ｍ´に変化する際に横切る定電力曲線と
ｍ−ｍ´線（直線）とのなす角度がきつく、点ｍから点
ｍ´にかけての電力変化が急峻である。尚、グラフ曲線
ａにおいてランプ電圧Ｖ_Lが低い場合には点ｍに達する
迄の領域Ａで過大な電流（実効値を「Ｉ_O」と記す。）
が流れ、点ｍから点ｍ´を経た後の領域では電流の実効
値がＩ_Cとなる。

【００１７】ランプの光束は一般に供給電力と発光管の
温度（発光効率に関与する。）との関数で表されるの
で、電力変化が大きいとこれに伴なって光束が大きく変
動することになる。

【００１８】そこで、領域Ａ_bにおける直線部ｇ_bにある
適度な傾き（θ）をもたせることによりこの直線部ｇ_b
が点Ｍから点Ｑ₁にかけて定電力曲線をよぎるときの角
度が小さくなるようにその傾斜、−ｔａｎθを設定す
る。

【００１９】これによって、光束Ｌの時間的変化は図２
に一点鎖線で示すグラフ曲線ｌのようになり、光束のピ
ーク値Ｌ_Mは破線で示すグラフ曲線ｂ（図１のグラフ曲
線ａに対応する。）のピーク値Ｌ_mより小さくなり、オ
ーバーシュートＯやアンダーシュートＵが小さくなり、
光束安定時間ｔ_Mがｔ_mに比して短く（ｔ_M＜ｔ_m）なる。
尚、ここで、「オーバーシュート」については定格光束
Ｌ_Cを基準としてこれを超えた分の光束量として定義
し、「アンダーシュート」につてはＬ_Cを下回る分の光
束量として定義している。そして、「光束安定時間」を
光束ＬがＬ_C±α（但し、αは定格光束に関する実用上
の許容範囲を規定する値である。）内に収束する迄の時
間として定義し、グラフ曲線ｂについての光束安定時間
が「ｔ_m」である。また、図１のグラフ曲線ａに対応す
るグラフ曲線ｂについては、ｔ＝０（点灯開始時を起点
としている。）から光束のピーク値Ｌ_mにかけて鋭く立
ち上がり、オーバーシュートｏ、アンダーシュートｕを
もった曲線となり、その後定格光束Ｌ_Cに安定するとい
った変化をみせる。

【００２０】ところで、直線部ｇ_bの傾きが小さい方が
電力変化は緩やかになるが、これには一定の限界があ
る。即ち、傾きを小さくして行くと発光促進領域Ａ_aで
の電力（Ｉ_L＝Ｉ_OとＶ_L軸との間で囲まれる面積に相当
する。）が小さくなるので、ランプの発光が充分に促進
されず、光束安定時間がかえって長くなってしまうから
である。

【００２１】グラフ曲線ｇについては、さらに、領域Ａ
_aから領域Ａ_bに遷移する際の制御曲線の形状に関しても
工夫を凝らしている。

【００２２】即ち、ランプ電流Ｉ_Lが一定値（Ｉ_O）の領
域Ａ_aから直線部ｇ_bによって表現される領域Ａ_bに移行
する時には電力値の大きな変化が生じる。

【００２３】これは、Ｉ_L＝Ｉ_O上を右方（点Ｍの方向）
に進むにつれて電力値が大きくなり、点Ｍで最大値Ｐ_M
を示した後直線部ｇ_b上を点Ｑ₁に向って進むにつれて電
力値が小さくなるからであり、点Ｍの近辺での電力値の
変化（斜線で示す。）が生じることとなる。

【００２４】そこで、図１に破線で示す曲線ｈのように
定電力曲線Ｐ_N（＜Ｐ_M）上の点Ｎを通る湾曲した曲線を
もって領域Ａ_aからＡ_bへの移行を滑らかに制御する。

【００２５】つまり、領域Ａ_aとＡ_bとの境界においてＩ
_L＝Ｉ_Oの直線と直線部ｇ_bとの交点Ｍで角部を生じない
ようにすることで電力値の変化を抑える。

【００２６】このようにすると、光束の変化は、図２の
実線で示すグラフ曲線ｌ´のようにオーバーシュートＯ
´が小さくなり（ピーク値Ｌ_N＜Ｌ_M）、光束安定時間ｔ
_Nがさらに短縮される（ｔ_N＜ｔ_M）。

【００２７】（ｂ．設計手順）［図３乃至図６］Ｖ_L−Ｉ_L特性に関する設計手順を定格電力３５Ｗのメタ
ルハライドランプを例にして図３乃至図６のＶ_L−Ｉ_L特
性図に示す。

【００２８】（１）定電力制御領域ＢでのＶ_L−Ｉ_L関係
を規定する（図３参照）先ず、定電力制御領域Ｂを規定することになるが、この
時に基準となるのは３５Ｗの定電力曲線Ｐ₃₅である。

【００２９】ところで、領域Ｂの区間を設定するには、
ランプ電力のバラツキを考慮する必要がある。

【００３０】即ち、ランプの製造過程における品質のバ
ラツキや、ランプの使用時間の違いによって生じるバラ
ツキにより、定常時のランプ電圧（これを「Ｖ_LS」と記
す。）は一定していないので、この点を考慮して、Ｖ_LS
を中心にして、ある幅δをもった範囲（つまりＶ_LS−δ
≦Ｖ_L≦Ｖ_LS＋δ）で定電力制御を行なう。

【００３１】例えば、Ｖ_LS＝８０Ｖとし、δ＝２０Ｖと
したとき、定電力曲線Ｐ₃₅を表わす式Ｖ_L・Ｉ_L＝３５を
６０≦Ｖ_L≦１００の範囲において、Ｉ_L＝ｋ・（Ｖ_L−Ｖ_O）（Ｉ）式（ｋ＝−０．００６９、Ｖ_O＝１３７．５）という直線
の式によって近似する。この（Ｉ）式が直線ｇ_cを表わ
している。

【００３２】（２）遷移領域Ａ_bでのＶ_L−Ｉ_L関係を規
定する（図４参照）次に、直線部ｇ_bの傾きを決定することになるが、先
ず、領域Ａ_bの右端Ｑ₁を決める。

【００３３】この右端Ｑ₁は先に示した領域Ｂの左端に
一致するように選ぶ。

【００３４】即ち、（Ｉ）式においてＶ_L＝６０を代入
すると点Ｑ₁（６０，０．５３５）が得られる。

【００３５】尚、この点Ｑ₁を定電力近似直線ｇ_cの左方
延長上の点の近傍に選ぶようにしても良い。

【００３６】次に領域Ａ_bの左端の点Ｍの決定に移る
が、これはランプ点灯直後のランプ電圧Ｖ_Lとランプに
流し得る最大電流値（「Ｉ_MAX」と記す。）によって規
定する。

【００３７】例えば、Ｖ_L＝２５（Ｖ）においてＩ_MAX＝
４（Ａ）の場合（力率を１とする。）には１００Ｗの定
電力曲線Ｐ₁₀₀上の点Ｍ（２５，４）となる。よって、
この点Ｍと点Ｑ₁とを通る直線（但し、２５≦Ｖ_L＜６
０）が直線ｇ_bであり、その傾きは−ｔａｎθ≒−０．
１となる。

【００３８】（３）発光促進領域Ａ_aにおける電流値Ｉ_O
を決定する（図５参照）ランプの損傷（電極の焼き切れ等）が起こらない程度の
最大電流値Ｉ_MAXに設定する（Ｉ_O＝Ｉ_MAX）。

【００３９】尚、図１に破線で示した曲線ｈの制御カー
ブを得るための手法については後述する。

【００４０】（４）領域Ｃにおける電流値を決定する
（図６参照）定電流領域ＣではＩ_Cの値を（Ｉ）式においてＶ_L＝１０
０を代入して得られるＩ_L≒０．２６（Ａ）とすること
によって領域Ｂとの境界点における連続性を保証する。

【００４１】

【実施例】図７乃至図９は本発明の第１の実施例を示す
ものであり、図示した実施例は本発明を矩形波点灯方式
による自動車用メタルハライドランプの点灯回路１に適
用したものである。

【００４２】（ａ．回路）［図７、図８］図７は点灯回路１の概要を示すものである。

【００４３】（ａ−１．概要）［図７］２はバッテリーであり、バッテリー電圧は保護回路３を
介してインバータ回路４に送られるようになっている。

【００４４】保護回路３は回路状態の異常を示す信号が
後述するＶ−Ｉ制御部から送られてきたときに、後段へ
の電源供給を遮断するために設けられている。そして、
保護回路３は、回路が正常な動作状態にあるときには、
図示しない点灯スイッチ及びビーム選択スイッチからの
信号（走行ビームの指令信号を「Ｓ_H」とし、すれ違い
ビームの指令信号を「Ｓ_L」とする。）が入力されたと
きに、バッテリー電圧を後段のインバータ回路４に供給
するようになっている。

【００４５】インバータ回路４は、ＥＭＩフィルタ５、
同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６´、同期スイッチ素
子７、７´とから構成されている。

【００４６】即ち、ノイズ防止用に設けられたＥＭＩフ
ィルタ５の後段には同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６
´が互いに並列に設けられており、同期式ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ６、６´のプラス側出力端子間には直列接続の
同期スイッチ素子７、７´（図ではスイッチの記号で示
す。）が設けられている。

【００４７】同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６´は後
述するドライバー回路からの信号によってその昇圧比が
制御され、また、同期スイッチ素子７、７´は後述する
ドライバー回路からの信号であって上記した信号とは別
系統の信号によって相反的なスイッチング制御がなされ
る。

【００４８】８は電流検出回路であり、その一端が同期
式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６´のグランド側出力端子
に接続されると共に接地され、他端が同期スイッチ素子
７と７´との間に接続されている。

【００４９】９は電圧検出回路であり、インバータ回路
４の出力電圧を検出するためにその出力端子間に設けら
れている。

【００５０】１０、１０´はイグナイタ回路であり、定
格電力３５Ｗのメタルハライドランプ１１、１１´の起
動用にそれぞれ設けられている。

【００５１】１２はビーム切換部であり、指令信号
Ｓ_H、Ｓ_Lに応じてイグナイタ回路１０、１０´を選択的
に動作させるために設けられている。

【００５２】即ち、ビーム切換部１２に指令信号Ｓ_Hが
入力されると走行ビーム用のメタルハライドランプ１１
の点灯初期においてイグナイタ回路１０によるトリガー
パルスがランプ１１に供給され、また、指令信号Ｓ_Lが
ビーム切換部１２に入力されるとすれ違いビーム用のメ
タルハライドランプ１１´の点灯初期においてイグナイ
タ回路１０´によるトリガーパルスがランプ１１´に供
給されるようになっている。

【００５３】１３はＶ−Ｉ制御部であり、インバータ回
路４の出力電圧に関する検出信号が電圧検出回路９から
送られて来ると、検出信号に応じた電流指令値を演算に
より求めて、指令信号（これを「Ｓ_I」と記す。）を後
述するＰＷＭ制御部に送出するものである。即ち、Ｖ−
Ｉ制御部１３はランプ電圧Ｖ_Lとランプ電流Ｉ_Lとの関係
が図１で説明した制御曲線になるように予め計画されて
いるので、インバータ回路４の出力電圧に関する検出信
号に応じたランプ電流Ｉ_Lが流れるように制御を行な
う。また、Ｖ−Ｉ制御部１３は、ランプ点灯初期におけ
るランプ電流Ｉ_Lが過大な値（Ｉ_L＞Ｉ_Oにならないよう
に制限するための信号（これを「Ｓ_LIM」と記す。）を
後述するＰＷＭ制御部に送出する。

【００５４】１４はＰＷＭ制御部であり、２つのエラー
アンプ１５、１５´、コンパレータ１６、三角波発振器
１７、基準電圧発生部１８が設けられている。

【００５５】即ち、一方のエラーアンプ１５にはＶ−Ｉ
制御部１３からの指令信号Ｓ_Iと電流検出回路８による
検出信号とが入力され、また他方のエラーアンプ１５´
にはＶ−Ｉ制御部１３からの電流制限信号Ｓ_LIMと電流
検出回路８による検出信号とが入力される。

【００５６】そして、これらエラーアンプ１５、１５´
の出力信号のアナログＯＲ（和）信号がコンパレータ１
６の一方の入力端子に送られ、コンパレータ１６の他方
の入力端子には三角波発振器１７からの三角波状パルス
が入力され、両者の比較結果としての出力信号が乗算部
１９に送出される。

【００５７】尚、基準電圧発生部１８はバッテリー電圧
の変動に影響されない安定した電圧を得るために設けら
れており、この電圧は回路各部（Ｖ−Ｉ制御部１３等）
に供給される。

【００５８】２０はタイミング信号発生部であり、発振
器２１からの矩形波状パルス信号を分周すると共に、互
いに反相関係にある２つのタイミング信号を作り出す。
そして、これらの信号は乗算部１９に送られて、ここで
コンパレータ１６の出力信号と掛け合わされた後ドライ
バー回路２２のゲートドライバー２３、２３´をそれぞ
れ介して同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６´への制御
信号となり、また、これらのタイミング信号はドライバ
ー回路２２のバッファ２４、２４´をそれぞれ介した後
同期スイッチ素子７、７´への制御信号となる。

【００５９】２５は休止期間制御／ランプ電流波形整形
回路であり、発振器２１からの信号を受けてＰＷＭ制御
部１４の出力信号の休止期間を制御し、ランプ電流の立
ち上（下）がりにおけるエッジの傾斜を緩和したり、ビ
ーム切換部１２からビーム切換信号（これを「Ｓ₁₂」と
記す。）を受けたときにＰＷＭ制御部１４の出力電圧を
一時的にゼロとすることができるように、その出力端子
がエラーアンプ１５、１５´の出力端子にＯＲ接続され
ている。即ち、コンパレータ１６の出力信号のデューテ
ィーサイクルはエラーアンプ１５、１５´及び休止期間
制御／ランプ電流波形整形回路２５からの信号によって
規定されることになる。

【００６０】（ａ−２．要部の回路構成）［図８］図８は点灯回路１についてその要部の詳細を示すもので
ある。尚、図では走行ビーム用のイグナイタ回路１０及
びメタルハライドランプ１１しか示していないが、これ
は回路動作についてはすれ違いビームに関しても同様の
動作（つまり、イグナイタ回路１０を１０´に置き換
え、メタルハライドランプ１１を１１´に置き換えて考
えれば良い。）がなされるので、簡略化及び理解の容易
さを優先に考えてすれ違いビームに関する部分はあえて
省略した。

【００６１】（ａ−２−ａ．インバータ回路）２６、２
６´は直流電圧入力端子であり、バッテリー電圧が保護
回路３を介して送られてくる。尚、２６がプラス側端
子、２６´がグランド側端子とされている。

【００６２】２７は直流電圧入力端子２６、２６´間に
介挿されたコンデンサ、２８はその一端が直流電圧入力
端子２６に接続されたコイルであり、該コイル２８の後
段において回路は２系統に分かれ、各々の電源ライン間
にはコンデンサ２９、２９´が介挿されている。そし
て、これらの回路素子によってπ型のＥＭＩフィルタ５
が形成されている。

【００６３】同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６´に
は、図示するようにフォワード型コンバータが用いられ
ており、トランスの一次巻線側に設けられた能動スイッ
チ素子に与えられる制御パルスのデューティーサイクル
を変化させることで所望の昇圧比を得ることができるよ
うになっている。

【００６４】３０は同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６を構
成する同相巻きのトランスであり、その一次巻線３０ａ
のセンタータップはコンデンサ２９のプラス側端子に接
続されている。

【００６５】３１はＮチャンネルのＦＥＴであり、その
ドレインが一次巻線３０ａの終端側端子に接続され、そ
のソースがコンデンサ２９のグランド側端子に接続され
ている。

【００６６】このＦＥＴ３１のゲートには後述するゲー
トドライバーからの制御信号（これを「Ｓ_a」と記
す。）が抵抗３２を介して送られてくるようになってお
り、この信号Ｓ_aによってＦＥＴ３１のスイッチング制
御が行われる。

【００６７】３３はＦＥＴ３１のゲート−ソース間に介
挿された抵抗である。

【００６８】３４はダイオードであり、そのカソードが
一次巻線３０ａの始端側端子に接続され、アノードがＦ
ＥＴ３１のソースに接続されている。

【００６９】３５、３６はトランス３０の二次巻線３０
ｂ側に設けられたダイオードであり、ダイオード３５の
アノードが二次巻線３０ｂの始端側端子に接続され、ダ
イオード３６のアノードが二次巻線３０ｂの終端側端子
に接続されており、これらダイオード３５、３６のカソ
ードはともにコイル３７の一端に接続されている。

【００７０】同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６´は、これ
を構成するトランスが逆相巻きとされている点を除いて
上記した同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６と同様の構成を
有している。

【００７１】即ち、トランス３０´の一次巻線３０´ａ
のセンタータップがコンデンサ２９´のプラス側端子に
接続されており、ＮチャンネルＦＥＴ３１´のドレイン
が一次巻線３０´ａの終端側端子に接続され、そのソー
スが直流電圧入力端子２６´に接続されている。そし
て、ＦＥＴ３１´のゲートには後述するゲートドライバ
ーからの信号（これを「Ｓ_b」と記す。）が抵抗３２´
を介して送られてくる。

【００７２】３３´はＦＥＴ３１´のゲート−ソース間
に介挿された抵抗である。

【００７３】３４´はダイオードであり、そのカソード
が一次巻線３０´ａの始端側端子に接続され、アノード
がＦＥＴ３１´のソースに接続されている。

【００７４】３５´、３６´はトランス３０´の二次巻
線３０´ｂ側に設けられたダイオードであり、一方のダ
イオード３５´のアノードが二次巻線３０´ｂの始端側
端子に接続され、他方のダイオード３６´のアノードが
二次巻線３０´ｂの終端側端子に接続されており、これ
らダイオード３５´、３６´のカソードはともにコイル
３７´の一端に接続されている。そして、ダイオード３
６、３６´のアノードはともに接地されている。

【００７５】同期スイッチ素子７、７´としてはＮチャ
ンネルＦＥＴ３８、３８´が用いられており、これらＦ
ＥＴ３８、３８´はコイル３７、３７´の出力側端子間
において直列に設けられている。即ち、一方のＦＥＴ３
８が同期スイッチ素子７に対応し、他方のＦＥＴ３８´
が同期スイッチ素子７´に対応しており、各ドレインは
コイル３７、３７´の出力側端子にそれぞれ接続される
と共に、各ソースはともに抵抗３９を介して接地されて
いる。そして、ＦＥＴ３８、３８´の各ゲートには後述
するドライバー回路のバッファからの信号（これらをそ
れぞれ「Ｓ_c」、「Ｓ_d」とする。）が抵抗４０、４０´
をそれぞれ介して送られるようになっている。

【００７６】抵抗３９は電流検出回路８に対応してお
り、その一端（ＦＥＴ３８、３８´のソース側）から取
り出されれる電流検出信号（これを「Ｓ_i」と記す。）
がＰＷＭ制御部１４に送られる。

【００７７】４１、４１´は電圧検出回路９を構成する
分圧抵抗であり、これらはＦＥＴ３８、３８´に並列に
設けられている。そして、分圧抵抗４１、４１´によっ
て得られた電圧検出信号（これを「Ｓ_e」と記す。）は
Ｖ−Ｉ制御部１３に送られる。４２はコンデンサであ
り、分圧抵抗４１、４１´に並列に設けられている。

【００７８】（ａ−２−ｂ．イグナイタ回路）イグナイ
タ回路１０はトリガーパルス発生部４３とトリガートラ
ンス４４とからなる。

【００７９】トリガートランス４４は、その一次巻線４
４ａがトリガーパルス発生部４３の出力段に接続され、
その二次巻線４４ｂがメタルハライドランプ１１への給
電系路上に設けられている。そして、ランプの始動時に
はイグナイタ回路１０がビーム切換部１２からの信号を
受けて動作し、トリガーパルスが発生され、これはトリ
ガートランス４４により昇圧された後ランプ１１に印加
される。

【００８０】（ａ−２−ｃ．Ｖ−Ｉ制御部）４５は電圧
検出信号入力端子であり、分圧抵抗４１、４１´による
検出信号Ｓ_eが加えられる。

【００８１】４６は演算増幅器４７によって構成される
電圧バッファであり、その非反転入力端子が抵抗４８を
介して電圧検出信号入力端子４５に接続され、反転入力
端子が出力端子に接続されている。

【００８２】４９はツェナーダイオードであり、そのカ
ソードが電圧検出信号入力端子４５に接続され、アノー
ドが接地されている。

【００８３】５０はダイオードであり、そのカソードが
演算増幅器４７の非反転入力端子に接続され、そのアノ
ードが可変抵抗５１の可動側端子に接続されている。そ
して、可変抵抗５１には、基準電圧発生部１８による基
準電圧（これを「Ｖ_ref」と記す。）が加えられてい
る。

【００８４】電圧バッファ４６の出力は同様の構成をも
った２系統の回路５２、５３を介してエラーアンプ１５
に入力される。

【００８５】即ち、回路５２は前述した遷移領域Ａ_bに
おける制御を行なう回路であり、差動増幅回路５４とそ
の後段の理想ダイオード回路５５とからなる。

【００８６】差動増幅回路５４は抵抗５６により負帰還
のかかった演算増幅器５７により構成され、その反転入
力端子が抵抗５８を介して演算増幅器４７の出力端子に
接続されている。そして非反転入力端子には基準電圧Ｖ
_refをもとにして可変抵抗５９での設定により得られる
所定電圧（これを「Ｖ₁」とする。）が加えられてい
る。

【００８７】理想ダイオード回路５５は、演算増幅器６
０の出力端子がダイオード６１のアノードに接続され、
ダイオード６１のカソードが反転入力端子に接続される
と共に、出力端子と反転入力端子との間にコンデンサ６
２が介挿されており、演算増幅器６０の非反転入力端子
が差動増幅回路５４の出力端子に接続されて成る。

【００８８】回路５３は定電力制御領域Ｂにおける制御
を行なう回路であり、差動増幅回路６３とその後段の理
想ダイオード回路６４とから成る。

【００８９】即ち、差動増幅回路６３は抵抗６５によっ
て負帰還のかかった演算増幅器６６を用いて構成されて
おり、その反転入力端子が抵抗６７を介して電圧バッフ
ァ４６の出力端子に接続され、非反転入力端子には基準
電圧Ｖ_refをもとにして可変抵抗６８での設定によって
得られる電圧（これを「Ｖ₂」とする。）が加えられて
いる。

【００９０】理想ダイオード回路６４は、演算増幅器６
９の出力端子がダイオード７０のアノードに接続され、
該ダイオード７０のカソードが演算増幅器６９の反転入
力端子に接続されると共に、反転入力端子と出力端子と
の間にはコンデンサ７１が介挿されて成る。そして、演
算増幅器６９の非反転入力端子が差動増幅回路６３の出
力端子に接続されている。

【００９１】（ａ−２−ｄ．ＰＷＭ制御部）７２はエラ
ーアンプ１５を構成する演算増幅器であり、その反転入
力端子が抵抗７３を介して理想ダイオード回路５５、６
４の出力端子（つまり、ダイオード６１、７０のカソー
ド）に接続されており、指令信号Ｓ_Iが入力される。そ
して、演算増幅器７２の非反転入力端子は抵抗７４を介
して電流検出信号入力端子７５に接続されており、この
端子を介して電流検出信号Ｓ_iが送られてくる。

【００９２】７６は演算増幅器７２の反転入力端子と出
力端子との間に介挿された帰還抵抗、７７は反転入力端
子とグランドラインとの間に介挿された抵抗である。

【００９３】７８はエラーアンプ１５´を構成する演算
増幅器であり、その非反転入力端子は抵抗７９を介して
電流検出信号入力端子７５に接続され、電流検出信号Ｓ
_iが入力されるようになっており、また、反転入力端子
には基準電圧Ｖ_refをもとに可変抵抗８０での設定によ
って得られる所定の電圧が加えられている（これが電流
制限信号Ｓ_LIMに相当する。）。

【００９４】８１は演算増幅器７８の反転入力端子と出
力端子との間に設けられた帰還抵抗である。

【００９５】上記した演算増幅器７２、７８の出力端子
はコンパレータ１６のマイナス入力端子に接続されてお
り、エラーアンプ１５、１５´の出力端子についてアナ
ログＯＲ（和）の接続関係が成立している。

【００９６】そして、コンパレータ１６のプラス入力端
子には三角波発振器１７による三角波（基本周波数約３
００ＫＨｚ）が入力される。

【００９７】コンパレータ１６による比較出力はバッフ
ァ８２を介して乗算部１９に送出されることになる。

【００９８】（ａ−２−ｅ．タイミング信号発生部）タ
イミング信号発生部２０はＤ型フリップフロップ８３を
用いて構成されており、そのＤ入力端子がＱ出力端子に
接続されることによって実質的にはＴ型フリップフロッ
プが形成されている。そして、そのクロック入力端子に
は発振器２１からの矩形波信号（基本周波数２００Ｈ
ｚ）が入力される。

【００９９】（ａ−２−ｆ．乗算部及びドライバー回
路）乗算部１９は２入力のＮＡＮＤ回路８４、８４´に
より構成されており、ＮＡＮＤ回路８４、８４´の一方
の入力端子にはＰＷＭ制御部１４の出力信号（ＰＷＭ信
号）が入力される。そして、ＮＡＮＤ回路８４の他方の
入力端子にはフリップフロップ８３のＱ出力が入力さ
れ、ＮＡＮＤ回路８４´の他方の入力端子にはフリップ
フロップ８３のＱバー出力（図ではＱの上に「−」を付
して示す。）が入力される。

【０１００】ＮＡＮＤ回路８４、８４´の出力信号はゲ
ートドライバー２３、２３´をそれぞれ介して制御信号
Ｓ_a、Ｓ_bとしてインバータ回路４のＦＥＴ３１、３１´
に送られる。

【０１０１】８５、８５´は２入力のＮＡＮＤ回路を用
いて形成されたＮＯＴ回路であり、その一方８５の入力
端子が２つともフリップフロップ８３のＱ出力端子に接
続され、他方８５´の入力端子が２つともフリップフロ
ップ８３のＱ出力端子に接続されている。そして、これ
らＮＯＴ回路８５、８５´の出力信号はバッファ２４、
２４´をそれぞれ介して制御信号Ｓ_c、Ｓ_dとして同期ス
イッチ素子７、７´に各別に送出される。

【０１０２】（ｂ．動作）［図９］次に、点灯回路１の動作について説明する。

【０１０３】先ず、メタルハライドランプ１１（１１
´）への電力供給系路に関して説明を行なう。

【０１０４】図示しない点灯スイッチの投入によって、
バッテリー電圧がインバータ回路４を構成する同期式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ６、６´にそれぞれ入力される。

【０１０５】同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ６、６´はそ
のＦＥＴ３１、３１´がゲートドライバー２３、２３´
からの制御信号Ｓ_a、Ｓ_bによってそれぞれスイッチング
制御され、各コンバータの出力電圧が制御される。

【０１０６】また、同期スイッチ素子７、７´がバッフ
ァ２４、２４´からの制御信号Ｓ_c、Ｓ_dによって相反的
にスイッチング制御される。即ち、同期スイッチ素子７
´（ＦＥＴ３８´）がオン状態で、かつ、同期スイッチ
素子７（ＦＴＥ３８）がオフの状態では、コイル３７→
トリガートランス４４の二次巻線４４ｂ→ランプ１１→
ＦＥＴ３８´→抵抗３９へという電流系路が形成されて
インバータ回路４の出力として同期式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６の出力が選択され、また、同期スイッチ素子７
（ＦＥＴ３８）がオン状態で、かつ、同期スイッチ素子
７´（ＦＥＴ３８´）がオフの状態では、コイル３７´
→ランプ１１→トリガートランス４４の二次巻線４４ｂ
→ＦＥＴ３８→抵抗３９へという電流経路が形成され、
インバータ回路４の出力として同期式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６´の出力が選択される。

【０１０７】このように各同期式ＤＣ−ＤＣコンバータ
６、６´の交番動作によって得られる矩形波状電圧がメ
タルハライドランプ１１（１１´）に供給されることに
なる。

【０１０８】この状況を概略的に示すものが図９に示す
波形図であり、図中、Ｓ_a、Ｓ_b、Ｓ_c、Ｓ_dは前述した制
御信号であり、Ｆ(Ｉ_L)はランプ電流の波形を示してい
る。

【０１０９】図からわかるように制御信号Ｓ_a、Ｓ_bはＶ
−Ｉ制御部１３によって規定されるデューティーサイク
ルをもった高周波のひとかたまりの波が１／１００[ｓ
ｅｃ]の周期で繰り返され、両者Ｓ_a、Ｓ_bは１８０°の
位相差をもっている。

【０１１０】また、制御信号Ｓ_c、Ｓ_dはその基本周波数
が１００Ｈｚで、かつ、反相の関係にある矩形波であ
り、Ｓ_cとＳ_b、Ｓ_dとＳ_aが対をなす関係になっている。

【０１１１】ランプ電流の波形Ｆ(Ｉ_L)は低周波（１０
０Ｈｚ)の矩形波に高周波（３００ＫＨｚ）信号が重畳
された波形となる。

【０１１２】次に、Ｖ−Ｉ制御に関する動作について説
明する。

【０１１３】先ず、発光促進領域Ａ_aでの制御に関与す
るのはダイオード５０及び可変抵抗５１である。

【０１１４】即ち、ランプ電圧Ｖ_Lが低く、電圧検出信
号Ｓ_eの電圧レベルが小さいときにはダイオード５０の
導通により電圧バッファの出力が一定値となる。尚、領
域Ａ_aにおけるランプ電流の上限値を決定しているのは
エラーアンプ１５´であり、ランプ点灯の初期において
電流検出信号Ｓ_iの電圧値と可変抵抗８０による基準電
圧との差がゼロになるようにＰＷＭ制御がなされる。

【０１１５】電圧検出信号のレベルが大きくなってくる
と、ダイオード５０の端子電圧がダイオード５０の順方
向電圧−電流特性における非線形領域に入ってくるので
領域Ａ_aからＡ_bへの移行時における制御曲線ｈが得られ
る。つまり、ダイオードの特性に関する非直線性を利用
して湾曲したカーブ（ｈ）を実現している。

【０１１６】遷移領域Ａ_bにおける直線部ｇ_bに対応した
制御信号を作り出すのが回路５２であり、電圧バッファ
４６を介した電圧検出信号Ｓ_eの電圧レベルと基準レベ
ルＶ₁との差電圧に対応した理想ダイオード回路５５の
出力信号がエラーアンプ１５に送出される。つまり、理
想ダイオード回路５５の出力信号はランプ電圧Ｖ_Lに対
して流れるべきランプ電流Ｉ_Lを指示するための指令信
号Ｓ_Iであり、これと実際のランプ電流Ｉ_Lに対応する電
流検出信号Ｓ_iとがエラーアンプ１５で比較され、差電
圧に応じたデューティーサイクルをもつＰＷＭ波がコン
パレータ１６及び三角波発振器１７により生成される。
このＰＷＭ波が乗算部１９のＮＡＮＤ回路８４、８４´
において発振器２１及びフリップフロップ８３からの低
周波の矩形波と掛け合わされ、ゲートドライバー２３、
２３´を通ることで制御信号Ｓ_a、Ｓ_bとなる。

【０１１７】定電力制御領域Ｂにおける制御に関して
は、これを実現する回路５３が上記した回路５２と同様
な構成をしていることから容易に理解できる。

【０１１８】即ち、電圧検出信号Ｓ_eのレベルと基準レ
ベルＶ₂の差に対応した理想ダイオード回路６４の出
力、即ち、ランプ電流に関する指令信号Ｓ_Iがエラーア
ンプ１５に送られ、ここで実際のランプ電流Ｉ_Lに対応
する電流検出信号Ｓ_iと比較され、この差がゼロになる
ようにＰＷＭ制御がなされる。つまり、コンパレータ１
６及び三角波発生回路１７によって得られるＰＷＭ波が
乗算部１９においてタイミング信号発生部２０からの低
周波の矩形波信号と掛け合わされて制御信号Ｓ_a、Ｓ_bと
なる。

【０１１９】制御曲線は（Ｉ）式で示したように直線的
になり、これが定電力曲線Ｐ₃₅を近似する。

【０１２０】領域Ｃに関与する回路部分は電圧バッファ
４６の前段に設けられたツェナーダイオード４９であ
る。

【０１２１】このツェナーダイオード４９のカソードが
分圧抵抗４１と４１´との間に接続されていることから
判るように、ランプ電圧Ｖ_Lが大きく、これに対応した
電圧検出信号Ｓ_eのレベルが増大しても電圧バッファ４
６の入力電圧はツェナーダイオード４９のツェナー電圧
（これを「Ｖ_Z」とする。）以上にはならず、電圧バッ
ファ４６の出力電圧は一定値（Ｖ_Z）となる。

【０１２２】尚、領域Ｂから領域Ｃへの移行時点はイン
バータ回路４の出力電圧に関する検出信号の電圧レベル
がツェナー電圧Ｖ_Zに等しくなる時である。

【０１２３】しかして、コールドスタート（ランプを冷
えた状態から点灯させること）時のＶ−Ｉ制御動作につ
いて言えば、点灯スイッチの投入直後の起動時には領域
Ｃでの制御下にあり、その後領域Ａ_a→Ａ_bと遷移して定
電力制御領域Ｂに落ちつくことになる。尚、コールドス
タート時以外の場合にはランプの消灯から再点灯時迄の
消灯時間に応じて領域Ａ_b→Ｂへの移行がなされるか又
は直ちに領域Ｂへの制御に移る。

【０１２４】図１０及び図１１は本発明の第２の実施例
１Ａを示すものであり、本発明を正弦波点灯方式の点灯
回路に適用した例を示している。

【０１２５】尚、この第２の実施例１Ａの構成部分に関
して前記第１の実施例の構成部分と同様の働きをもつ部
分については第１の実施例で用いた符号と同じ符号を付
することによりその説明を省略する。

【０１２６】（ａ．概要）［図１０］図１０は点灯回路１Ａの全体的な構成を示しており、説
明の簡略化のために１灯のメタルハライドランプについ
ての点灯回路として示す。

【０１２７】バッテリー２は直流電圧入力端子１０１、
１０１´間に接続されている。

【０１２８】１０２は点灯スイッチであり、ＤＣ昇圧回
路１０３のプラス側端子と直流電圧入力端子１０１（バ
ッテリー２の正極に接続されている。）とを結ぶプラス
ライン１０４上に設けられている。尚、１０４´はＤＣ
昇圧回路１０３の他方の入力端子と直流電圧入力端子１
０１´とを結ぶグランドラインである。

【０１２９】１０５は高周波昇圧回路であり、ＤＣ昇圧
回路１０３の直流出力電圧を正弦波交流電圧に変換して
出力する。

【０１３０】１０６はイグナイタ回路であり、ランプ１
１の起動時にイグナイタ始動回路１０７からの信号を受
けてトリガーパルスを発生させ、これを高周波昇圧回路
１０５の交流出力に重畳して交流出力端子１０８、１０
８´に接続されたメタルハライドランプ１１に印加する
ように設けられている。

【０１３１】１０９はランプ電圧検出回路であり、交流
出力端子１０８、１０８´間にかかるランプ電圧を分圧
した後整流することでランプ電圧Ｖ_Lに関する検出信号
Ｓ_eを得て、これをＶ−Ｉ制御部１３やイグナイタ始動
回路１０７に送出する。

【０１３２】１１０はランプ電流検出回路であり、ラン
プ電流を電圧変換した後整流することでランプ電流Ｉ_L
に関する検出信号Ｓ_iを得てこれをＶ−Ｉ制御部１３に
送出する。

【０１３３】Ｖ−Ｉ制御部１３の出力する指令信号はＰ
ＷＭ制御部１４に送出され、ＰＷＭ制御部１４によって
生成される制御信号（つまり、ＰＷＭ波であり、これを
「Ｐ_S」と記す。）がゲート駆動回路１１１を介してＤ
Ｃ昇圧回路１０３にフィードバックされる。

【０１３４】（ｂ．要部の回路構成）［図１１］図１１は点灯回路１Ａの要部のみを詳細に示すものであ
る。

【０１３５】（ｂ−１．ＤＣ昇圧回路）ＤＣ昇圧回路１
０３はチョッパー式のＤＣ−ＤＣコンバータの構成とさ
れており、プラスライン１０４上に設けられたインダク
タ１１２と、その後段においてプラスライン１０４とグ
ランドライン１０４´との間に設けられ、かつ、ＰＷＭ
制御部１４からゲート駆動回路１１１を介して送られて
くる制御パルスＰ_Sによってスイッチング動作されるＮ
チャンネルＦＥＴ１１３と、プラスライン１０４上にお
いてそのアノードがＦＥＴ１１３のドレインに接続され
た整流用ダイオード１１４と、該ダイオード１１４のカ
ソードとグランドライン１０４´との間に設けられた平
滑コンデンサ１１５とから構成されている。そして、Ｄ
Ｃ昇圧回路１０３はＰＷＭ制御部１４からゲート駆動回
路１１１を介して送られてくる制御パルスＰ_Sによって
ＦＥＴ１１３がオン状態となったときにインダクタ１１
２がエネルギーを蓄え、ＦＥＴ１１３がオフ状態になっ
たときに蓄えられたエネルギーを放出し、これに相当す
る電圧を入力電圧に重畳して直流昇圧を行なうようにな
っている。

【０１３６】（ｂ−２．高周波昇圧回路）高周波昇圧回
路１０５はプッシュプル方式の自励式インバータ回路の
構成とされている。

【０１３７】即ち、ＤＣ昇圧回路１０３のプラス側出力
端子とトランス１１６の一次巻線１１６ａのセンタータ
ップとを結ぶライン上にはチョークコイル１１７が設け
られており、ＮチャンネルＦＥＴ１１８のドレインが一
次巻線１１６ａの始端側端子に接続され、Ｎチャンネル
ＦＥＴ１１８´のドレインが一次巻線１１６ａの終端側
端子に接続されている。

【０１３８】そして、ＦＥＴ１１８、１１８´のソース
はともにグランドライン１０４´に接続されている。

【０１３９】１１９はトランス１１６ａの一次側に設け
られた帰還巻線であり、その一端が抵抗を介してＦＥＴ
１１８のゲートに接続され、他端が抵抗を介してＦＥＴ
１１８´のゲートに接続されている。

【０１４０】１２０はＦＥＴ１１８のゲート−ソース間
に介挿された抵抗、１２０´はＦＥＴ１１８´のゲート
−ソース間に介挿された抵抗である。

【０１４１】１２１、１２１´は定電流ダイオードであ
り、その一方１２１がチョークコイル１１７の入力側端
子とＦＥＴ１１８のゲートとの間に介挿され、他方１２
１´がチョークコイル１１７の入力側端子とＦＥＴ１１
８´のゲートとの間に介挿されている。

【０１４２】１２２はトランス１１６の一次側に設けら
れたコンデンサ、１２３は二次側に設けられたコンデン
サである。

【０１４３】しかして、この回路では帰還巻線１１９に
生じる起電圧によってＦＥＴ１１８と１１８´とが相反
的にスイッチング動作し、これによってトランス１１６
の二次巻線１１６ｂの両端に正弦波交流電圧が発生す
る。

【０１４４】（ｂ−３．ランプ電圧検出回路）１２４、
１２４´はランプ電圧に関する分圧抵抗であり、交流出
力端子１０８、１０８´間に設けられている。

【０１４５】１２５はコンデンサ、１２６はツェナーダ
イオードであり、これらは分圧抵抗１２４´に並列に設
けられている。

【０１４６】ツェナーダイオード１２６の端子電圧は抵
抗１２７及びツェナーダイオード１２８を介して演算増
幅器１２９の非反転入力端子に入力される。

【０１４７】この演算増幅器１２９はその出力段に設け
られたダイオード１３０、出力端子−反転入力端子間の
コンデンサ１３１とともに理想ダイオード回路１３２を
構成しており、この出力信号がランプ電圧の検出信号Ｓ
_eである。

【０１４８】検出信号Ｓ_eはＶ−Ｉ制御部１３の電圧検
出信号入力端子４５に入力され、電圧バッファ４６、回
路５２又は５３を経た後ＰＷＭ制御部１４のエラーアン
プ１５に送られる。

【０１４９】（ｂ−４．ランプ電流検出回路）１３３は
ランプ電流の検出用抵抗であり、トランス１１６の二次
巻線１１６ｂの終端側端子と交流出力端子１０８´とを
結ぶライン上に設けられている。

【０１５０】１３４は抵抗１３３に並列に設けられたコ
ンデンサであり、その端子電圧が抵抗１３５及びツェナ
ーダイオード１３６を経て演算増幅器１３７の非反転入
力端子に入力される。

【０１５１】演算増幅器１３７は、その出力段のダイオ
ード１３８、コンデンサ１３９とともに理想ダイオード
回路１４０を構成しており、該回路１４０の出力信号が
ランプ電流に関する検出信号Ｓ_iとされ、Ｖ−Ｉ制御部
１３の電流検出信号入力端子７５を介してＰＷＭ制御部
１４のエラーアンプ１５、１５´に送られる。

【０１５２】（ｂ−５．ＰＷＭ制御部）エラーアンプ１
５、１５´の各出力信号はコンパレータ１６に入力さ
れ、ここで三角波との間のレベル比較がなされる。

【０１５３】コンパレータ１６の出力するＰＷＭ波はエ
ラーアンプ１５又は１５´の出力電圧に対応したデュー
ティーサイクルをもっており、これがバッファ８２、ゲ
ート駆動回路１１１を介してＤＣ昇圧回路１０３のＦＥ
Ｔ１１３のゲートに制御信号Ｐ_Sとして送られる。

【０１５４】

【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項１に係る発明によれば、放電灯の起動時にお
ける放電灯への印加電圧について上限が規制されないよ
うにして、ランプ電圧軸寄りの領域での制御曲線に従っ
てランプ電流の定電流制御を行うことで、放電灯の個体
差によって起動のかかり易さに著しいバラツキが生じな
いようにすることができる。

【０１５５】また、請求項２に係る発明によれば、制御
曲線のうち定電力制御領域における線分又は折れ線とラ
ンプ電圧軸との交点でのランプ電圧によって放電灯の起
動時におけるランプ電圧の上限値が規制されないように
し、放電灯に高電圧を供給して起動を確実なものとする
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図２乃至図６とともに本発明における点灯制御
方法を説明するためのグラフ図であり、本図はランプ電
圧−ランプ電流特性を示すグラフ図である。

【図２】放電灯の光束の時間的変化を示す概略的なグラ
フ図である。

【図３】図４乃至図６とともにランプ電圧−ランプ電流
特性に関する設計手順の一例を順を追って示すグラフ図
であり、本図は制御曲線のうち定電力制御領域Ｂの部分
を示す。

【図４】制御曲線のうち移行領域Ａｂの部分について説
明するための図である。

【図５】制御曲線のうち発光促進領域Ａａの部分につい
て説明するための図である。

【図６】制御曲線のうち定電力制御領域に隣接する定電
流での制御領域Ｃの部分について説明するための図であ
る。

【図７】図８及び図９とともに本発明の第１の実施例を
示すもので、本図は概要を示す回路ブロック図である。

【図８】要部の回路図である。

【図９】概略波形図である。

【図１０】図１１とともに本発明の第２の実施例を示す
ものであり、本図は概要を示す回路ブロック図である。

【図１１】要部の回路図である。

【符号の説明】

１・・・車輌用放電灯の点灯回路、８（３９）・・・ラ
ンプ電流検出回路、９（４１、４１´）・・・ランプ電
圧検出回路、１１、１１´・・・放電灯、１３・・・電
圧−電流特性制御回路（制御手段）、Ｂ・・・定電力制
御領域、Ｃ・・・ランプ電圧軸寄りの領域、１Ａ・・・
車輌用放電灯の点灯回路、１０９・・・ランプ電圧検出
回路、１１０・・・ランプ電流検出回路

フロントページの続き (56)参考文献国際公開88−9108（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/14 - 41/298

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】放電灯のランプ電圧に関する検出信号を
得るためのランプ電圧検出回路と、放電灯のランプ電流に関する検出信号を得るためのラン
プ電流検出回路と、ランプ電圧検出回路及びランプ電流検出回路の検出信号
に基づいて放電灯のランプ電圧とランプ電流との関係を
規定するランプ電圧−ランプ電流特性に係る制御曲線に
従って放電灯の点灯制御を行う制御手段を有する車輌用
放電灯の点灯回路において、上記制御手段に係る制御曲線のうちランプ電圧軸寄りの
領域での制御曲線が当該ランプ電圧軸に対してほぼ平行
の直線状とされ、当該領域においてランプ電流がほぼ一
定に制御されることを特徴とする車輌用放電灯の点灯回
路。
【請求項２】請求項１に記載の車輌用放電灯の点灯回
路において、制御手段に係る制御曲線のうち放電灯の定電力制御を行
う定電力制御領域での制御曲線が双曲線状の定電力曲線
に対する直線近似によって得られる線分又は折れ線とさ
れるとともに、該定電力制御領域に隣接するランプ電圧
軸寄りの領域での制御曲線が当該ランプ電圧軸に対して
ほぼ平行の直線状とされていることを特徴とする車輌用
放電灯の点灯回路。