JP4595272B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１８に回路図を示す従来例１の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１の出力電圧をインバータ部１００で変換した高周波電圧を放電灯Ｌａに供給するもので、インバータ部１００は、直流電源部１０１に並列に接続されたスイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の接続中点に一端を接続されたコンデンサＣ１００と、スイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１をオン・オフする制御回路１００ａとから構成され、インバータ部１００が高周波電圧を供給する負荷回路は、スイッチング素子Ｑ１０１にコンデンサＣ１００を介して並列接続されたインダクタＬ１０１，コンデンサＣ１０１の直列回路と、コンデンサＣ１０１に並列接続された放電灯Ｌａとから構成され、放電灯Ｌａにはランプ電圧Ｖｌａが印加され、ランプ電流Ｉｌａが流れる。そして、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを調整することによって調光を行い、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合でも、異なる放電灯間で光出力比を略一定に調光制御できる異負荷共用タイプの放電灯点灯装置である。
【０００３】
次に、図１９に示す従来例２の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１を昇圧チョッパ回路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダクタＬ１０２とダイオードＤ１００との直列回路と、インダクタＬ１０２を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ１０２と、ダイオードＤ１００を介してスイッチング素子Ｑ１０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、調光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０２をオン・オフして直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０１ｂとから構成される。
【０００４】
この従来例２の放電灯点灯装置において、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの範囲は、Ｖｓ（ｐｅａｋ）≦Ｖｄｃ（ここで、Ｖｓ（ｐｅａｋ）は交流電源Ｖｓのピーク電圧を示す）となる。例えば、交流電源Ｖｓが、１００Ｖの交流電源であればピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）は１４１Ｖ、２００Ｖの交流電源であればピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）は２８２Ｖとなる。
【０００５】
したがって、予め調光器によって決められる調光下限を、交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）の値に設定しておけば、即ち１００Ｖの交流電源であれば直流電圧Ｖｄｃ＝１４１Ｖの時に調光下限となるように設定しておけば、直流電圧Ｖｄｃはそれ以下に下がることはなく、制御回路１０１ｂでは直流電圧Ｖｄｃが所定のレベル以下にならないように制限するためのリミッタ回路が必要なくなり、制御が容易になる。
【０００６】
このような従来例２では、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合でも、インバータ部１００の点灯周波数を一定にしたままで、直流電圧Ｖｄｃを調整することによって定格電力の異なる放電灯間の光出力比を略一定に調光制御でき、且つ調光下限での直流電圧Ｖｄｃの値を制御する必要がないので制御回路を容易に構成することができて、さらに、直流電源部１０１が昇圧チョッパ回路を構成することによって、チョッパ回路での電圧変換の効率がよいという長所もある。
【０００７】
次に、図２０に示す従来例３の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１を昇降圧チョッパ回路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの負出力側に接続されたスイッチング素子Ｑ１０３とダイオードＤ１００との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１０３を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたインダクタＬ１０２と、ダイオードＤ１００を介してインダクタＬ１０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、調光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０３をオン・オフして直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０１ｂとから構成される。
【０００８】
この従来例３の放電灯点灯装置において、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの範囲は、交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）に関係なく、任意に設定することができる。即ち、直流電圧Ｖｄｃが交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）より低い電圧を必要な時は、直流電源部１０１の昇降圧チョッパ回路を降圧動作させ、直流電圧Ｖｄｃがピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）より高い電圧を必要な時は、直流電源部１０１の昇降圧チョッパ回路を昇圧動作させればよい。したがって、交流電源Ｖｓによる直流電圧Ｖｄｃの制限がなくなり、放電灯Ｌａのランプ電流Ｉｌａの制御範囲が広がることになる。
【０００９】
このような従来例３では、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合でも、インバータ部１００の点灯周波数を一定にしたままで、直流電圧Ｖｄｃを調整することによって定格電力の異なる放電灯間の光出力比を略一定に調光制御でき、且つ点灯周波数が一定であるため制御回路を容易に構成することができて、さらに、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの制御範囲が交流電源Ｖｓによって制限されないので、任意のランプ電流Ｉｌａに制御することができ、制御範囲を広くすることができる。
【００１０】
また、図２１に示す従来例４の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１を２石式の昇降圧チョッパ回路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダクタＬ１０２とダイオードＤ１００とスイッチング素子Ｑ１０４とインダクタＬ１０３との直列回路と、インダクタＬ１０２を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ１０２と、ダイオードＤ１００を介してスイッチング素子Ｑ１０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、スイッチング素子Ｑ１０４を介してコンデンサＣ１０２に並列接続されたダイオードＤ１０１と、インダクタＬ１０３を介してダイオードＤ１０１に並列接続されたコンデンサＣ１０３と、調光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０４をオン・オフ制御して直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０１ｂと、スイッチング素子Ｑ１０２をオン・オフ制御する制御回路１０１ｃとから構成される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、前記従来例において、直流電源部１０１の構成が図１９に示す昇圧チョッパ回路である場合、直流電圧Ｖｄｃを交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）以下に設定することができないため広い範囲で制御を行うことができず、より深い調光を行うことができない。
【００１２】
また、直流電源部１０１の構成が図２０に示す昇降圧チョッパ回路である場合、高耐圧のスイッチング素子を使用しなければならないためコストが高くなり、且つ昇圧チョッパ回路に比べて電圧変換の効率が低くなる。さらに、図２１に示す２石式の昇降圧チョッパ回路を用いた場合は、１石式のチョッパ回路を用いる場合に比べて素子数が増えるため、チョッパ回路での損失が増えるという欠点がある。
【００１３】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の効率を改善した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源の電圧を直流電圧に変換するダイオードブリッジと、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフすることで前記ダイオードブリッジが出力する直流電圧を所望の電圧に変換する直流電源部と、前記直流電源部の出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部が出力する高周波電圧を供給される放電灯と、前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以下の時、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作に切替える切替手段とを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ回路の動作に切替えておくことを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１または２の発明において、前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定したことを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記制御回路が前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることで成ることを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子はグランドレベルが共通であることを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、請求項５または６の発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする。
【００２１】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちいずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回路により常にオン・オフされることを特徴とする。
【００２２】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたことを特徴とする。
【００２３】
請求項１０の発明は、請求項５乃至８いずれかの発明において、前記放電灯に一定の電力を供給する場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一定とすることを特徴とする。
【００２４】
請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍であることを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２６】
（実施形態１）
図１は、本実施形態のブロック構成を示し、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、スイッチング素子を有し、そのスイッチング素子をオン・オフすることでダイオードブリッジＤＢが出力する直流電圧を所望の直流電圧Ｖｄｃに変換する直流電源部１と、直流電源部１の出力を平滑する電解コンデンサＣ１と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃを高周波電圧に変換するインバータ部２と、インバータ部２が出力する高周波電圧を供給される放電灯Ｌａと、調光レベルを設定する調光器３と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃ及び調光器３の調光信号に応じて直流電源部１のスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路４とから構成される。
【００２７】
ここで、直流電源部１は、昇圧チョッパ回路１０と、昇降圧チョッパ回路１１と、切替え手段１２とを備えており、制御回路４は、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の時、切替え手段１２によって直流電源部１の入力を昇圧チョッパ回路１０に接続して直流電源部１の動作を昇圧動作に切替え、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の時、切替え手段１２によって直流電源部１の入力を昇降圧チョッパ回路１１に接続して直流電源部１の動作を昇降圧動作に切替えている。
【００２８】
次に図２は、本実施形態の具体的な回路構成を示す。直流電源部１は、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とダイオードＤ２との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたダイオードＤ１と、インダクタＬ１を介してダイオードＤ１に並列接続されたＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ２とから構成された２石式の昇降圧チョッパ回路である。インバータ部２は、直流電源部１の出力端に接続したコンデンサＣ１に並列に接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ４に並列接続されたコンデンサＣ２，インダクタＬ２，コンデンサＣ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を交互にオン・オフ駆動する制御回路２ａとから構成されたハーフブリッジインバータであり、放電灯ＬａはコンデンサＣ３に並列に接続される。制御回路４は、入力端子ｃを介してコンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃを検出し、出力端子ａ，ｂを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を各々駆動している。
【００２９】
次に制御回路４による制御方法について説明する。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）は、（ａ）スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｖｑ１，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示してある。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以上の時（調光状態がｐ点よりＦｕｌｌ状態側の時）、ゲート信号Ｖｑ１はＨｉｇｈレベルを維持してスイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以下の時（調光状態がｐ点よりＤｉｍ状態側の時）は、ゲート信号Ｖｑ１，Ｖｑ２共に同一の信号で高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同様にオン・オフすることによって、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。このように、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の場合には、直流電源部１を昇圧チョッパ回路として動作させ、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の場合には、直流電源部１を昇降圧チョッパ回路として動作させることによって、昇圧チョッパ回路として動作している期間は、スイッチング素子Ｑ１では、高周波スイッチングによる損失がなくなり、オン抵抗による損失のみが発生するので、この時の効率は昇圧チョッパ回路と略同等な効率となり、全調光範囲で昇降圧チョッパ回路としてのみ動作させる場合に比べて、電圧変換時の効率を改善することができる。
【００３０】
図４は制御回路４の回路図を示しており、制御回路４は、反転入力端子に入力端子ｃを接続し、非反転入力端子に基準電圧源Ｅ１を接続したコンパレータＣＰ１と、高周波でオン・オフする駆動信号を出力する駆動回路４ａと、常にＨｉｇｈレベルの駆動信号を出力する駆動回路４ｂと、コンパレータＣＰ１の出力に応じて出力端子ａに接続する駆動回路を駆動回路４ａまたは駆動回路４ｂに切替えるスイッチ４ｃとから構成され、出力端子ｂは駆動回路４ａに接続されている。基準電圧源Ｅ１の電圧は、図３に示すしきい値電圧Ｖ１に相当し、入力端子ｃを介して入力されるコンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが基準電圧源Ｅ１の電圧以上の場合には（図３のＶｆｕｌｌからＶ１の状態）、コンパレータＣＰ１の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチ４ｃは出力端子ａと駆動回路４ｂとを接続して、出力端子ａには駆動回路４ｂのＨｉｇｈレベルの駆動信号が出力され、出力端子ｂには駆動回路４ａの高周波でオン・オフする駆動信号が出力され、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。また、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが基準電圧源Ｅ１の電圧以下の場合には（図３のＶ１からＶｄｉｍの状態）、コンパレータＣＰ１の出力はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチ４ｃは出力端子ａと駆動回路４ａとを接続して、出力端子ａ，ｂ共に駆動回路４ａの高周波でオン・オフする駆動信号が出力され、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。このときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート信号Ｖｑ１，Ｖｑ２は図３（ａ），（ｂ）に示す各波形となる。
【００３１】
このような本実施形態は、交流電源Ｖｓの電源電圧が比較的低い、例えば略１００Ｖの時に有効である。なぜならば、特に電源電圧が低い方が高い場合に比べて、直流電源部１を昇圧チョッパ回路として動作させる範囲が広く、また昇圧チョッパ回路として動作させる方が昇降圧チョッパとして動作させるよりも電圧変換時の効率がよいため、昇降圧チョッパ回路に比べて効率が改善される範囲が広くなり効率的に有利となるためである。そして、この時のしきい値電圧Ｖ１を略２００Ｖに設定すればさらに効率を改善することができる。また、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との切替え手段は、直流電源部１のチョッパ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ動作によって構成されるため、制御回路４の構成を簡単にすることができる。
【００３２】
（実施形態２）
図５は本実施形態の具体的な回路構成を示し、実施形態１を示す図２とは、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を制御回路４に入力して、そのダイオードブリッジＤＢの出力電圧に応じて実施形態１で説明した直流電源部１のチョッパ回路動作の切替を有効または無効にしている点が異なり、他の点は同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の制御回路４は、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以上であれば、直流電圧Ｖｄｃの値に関わらず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波でオン・オフする同一のゲート信号で駆動して、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作し、また、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以下であれば、直流電圧Ｖｄｃに応じて実施形態１と同様に昇降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作との切替えを行う。
【００３３】
例えば、図６（ａ），（ｂ），（ｃ）は、交流電源Ｖｓの電源電圧が比較的高い場合（例えば略２００Ｖ）の（ａ）スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｖｑ１，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示している。このとき、交流電源Ｖｓの電源電圧が高く、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以上であるために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は常に高周波でオン・オフする同一のゲート信号を入力されて、昇降圧チョッパ回路として動作している。
【００３４】
このようにダイオードブリッジＤＢの出力電圧、即ち交流電源Ｖｓの電源電圧が所定の電圧以上であれば直流電源部１は昇降圧チョッパ回路としてのみ動作し、交流電源Ｖｓの電源電圧が所定の電圧以下であれば直流電源部１は直流電圧Ｖｄｃに応じて昇降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作とを切替えることによって、例えば１００Ｖから２４２Ｖまでの広範囲の電源電圧の交流電源Ｖｓに対応することができる。特に、電源電圧が高い場合（例えば略２４２Ｖ）においても、直流電圧Ｖｄｃを調整することによって調光を行うことができる。
【００３５】
（実施形態３）
図７は本実施形態の具体的な回路構成を示し、実施形態１を示す図２とは、直流電源部１の構成が異なり、他の点は同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の直流電源部１は、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダクタＬ１とダイオードＤ２との直列回路と、ダイオードブリッジＤＢの負出力側に接続されたＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ５と、インダクタＬ１を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２と、平滑用のコンデンサＣ１の負側とダイオードブリッジＤＢの正出力側との間に接続されたダイオードＤ３とから構成された２石式の昇降圧チョッパ回路であり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のソースは同一電位に接続されている。
【００３６】
次に、本実施形態の制御回路４による制御方法について説明する。図８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、（ａ）スイッチング素子Ｑ５のゲート信号Ｖｑ５，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示してある。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以上の時（調光状態がｐ点よりＦｕｌｌ状態側の時）、ゲート信号Ｖｑ５はＨｉｇｈレベルを維持してスイッチング素子Ｑ５はオン状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以下の時（調光状態がｐ点よりＤｉｍ状態側の時）は、ゲート信号Ｖｑ５はＬｏｗレベルを維持してスイッチング素子Ｑ５はオフ状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。
【００３７】
このときの図７に示す回路の動作について説明する。まず、直流電源部１が昇圧チョッパ動作をしている時において、スイッチング素子Ｑ５オン、スイッチング素子Ｑ２オン時には、交流電源Ｖｓ→ダイオードブリッジＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードブリッジＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ５オン、スイッチング素子Ｑ２オフになると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーは、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ５→ダイオードブリッジＤＢ→インダクタＬ１の経路でコンデンサＣ１を充電する。
【００３８】
次に、直流電源部１が昇降圧チョッパ動作をしている時において、スイッチング素子Ｑ５オフ、スイッチング素子Ｑ２オン時には、交流電源Ｖｓ→ダイオードブリッジＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードブリッジＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ５オフ、スイッチング素子Ｑ２オフになると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーは、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→インダクタＬ１の経路でコンデンサＣ１を充電する。
【００３９】
また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のソース電位が共通となるため、例えばそのソース電位をグランドレベルとすれば、制御回路４においてゲート信号Ｖｑ２，Ｖｑ５の生成が容易になる。なお、この時のインバータ制御回路２ａによるインバータ部２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動方法については、例えばインダクタＬ２を用いた自励駆動としてもよい。
【００４０】
さらに、本実施形態の他の回路構成を図９に示す。この回路は、１石兼用の昇圧チョッパ回路をベースにして、スイッチング素子Ｑ５をオン・オフさせることによって昇降圧チョッパ回路に切替わるものである。即ち、図７に示す回路に対して、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をスイッチング素子Ｑ４で兼用し、ダイオードＤ２をスイッチング素子Ｑ３の帰還ダイオード（図示なし）で兼用した例である。図９に示す回路の制御回路４による制御方法については、図７に示す回路と略同様であり、図８において（ａ）がスイッチング素子Ｑ５のベース信号の波形を、（ｂ）がスイッチング素子Ｑ４のベース信号の波形を示す。このような構成とすることによって、スイッチング素子の数を減らすことができる。
【００４１】
なお、実施形態１〜３においては、チョッパ回路の動作を、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの値に応じて昇圧チョッパ回路としての動作と昇降圧チョッパ回路としての動作とを切替えることの主たる目的は効率の改善であって、その切替えの動作点は、その効率の改善という目的に合う動作点を設定されていた。しかし、その動作点として、例えば、入力電流歪みがクラスＣを満足するようにチョッパ回路の動作を切替えたり、予め定める全高調波歪み率（ＴＨＤ：Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃｓ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）の範囲内に収まるように切替えの動作点を設定してもよい。
【００４２】
（実施形態４）
図１０は本実施形態の回路構成を示し、基本的な構成は実施形態１を示す図２と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する制御回路４について説明する。制御回路４は、調光器３から出力される電圧指示信号Ｓ１と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃのフィードバック信号Ｓ２とを入力して、直流電圧Ｖｄｃが目的電圧になるようにスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ４を出力するＰＷＭ回路４ｄと、遅れ要素τを有する遅れ回路４ｆと、調光器３の切替え信号Ｓ３を遅れ回路４ｆを介して入力した切替信号Ｓ３’に応じてパルスデューティを連続的に可変とし、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるＰＷＭ信号Ｓ５を出力する発振器であるＰＷＭ回路４ｅと、ＰＷＭ回路４ｄ，４ｅが出力するＰＷＭ信号Ｓ４，Ｓ５の論理積演算を行い、信号Ｓ６を出力する論理積回路ＩＣ１と、ＰＷＭ回路４ｅが出力したＰＷＭ信号Ｓ５を論理否定した信号Ｓ７を出力する論理否定回路ＩＣ２と、論理積回路ＩＣ１と論理否定回路ＩＣ２とが各々出力する信号Ｓ６，Ｓ７の論理和演算を行い、信号Ｓ８を出力する論理和回路ＩＣ３と、信号Ｓ８に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力するドライバ回路４ｇとから構成される。
【００４３】
ＰＷＭ回路４ｅは図１１に示すように、三角波発生器４０と、コンパレータＣＰ２とを備えており、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子には調光器３からの切替信号Ｓ３’が入力され、反転入力端子には三角波発生器４０が出力する三角波Ｓｔが入力されて、ＰＷＭ信号Ｓ５を出力しており、このときの各部の波形を図１２に示す。切替信号Ｓ３’は直流信号であり、切替信号Ｓ３’よりも三角波Ｓｔの方が小さい期間ではＰＷＭ信号Ｓ５はＨｉｇｈレベルとなり、切替信号Ｓ３’よりも三角波Ｓｔの方が大きい期間ではＰＷＭ信号Ｓ５はＬｏｗレベルとなる。
【００４４】
直流電源部１を昇降圧チョッパ回路として動作させる時には、切替信号Ｓ３’は三角波Ｓｔよりも常に高い電圧Ｖ２とし、ＰＷＭ信号Ｓ５を常にＨｉｇｈレベルとする。昇圧チョッパ回路として動作させる時には、切替信号Ｓ３’は三角波Ｓｔよりも常に低い電圧Ｖ３とし、ＰＷＭ信号Ｓ５を常にＬｏｗレベルとする。切替信号Ｓ３’が電圧Ｖ２と電圧Ｖ３との間の値である時には、直流電源部１は、昇降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作とが周期的に混在して交互に動作する。
【００４５】
図１３は、信号Ｓ４〜Ｓ８の各波形を示している。ＰＷＭ信号Ｓ５がＬｏｗレベルの時、論理積回路ＩＣ１の出力信号Ｓ６はＰＷＭ信号Ｓ４に関わらずＬｏｗレベルになり、論理否定回路ＩＣ２の出力信号Ｓ７はＨｉｇｈレベルになり、したがって論理和回路ＩＣ３の出力信号Ｓ８は常にＨｉｇｈレベルになり、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ２のオン・オフに関わらずオン状態を維持して、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。また、ＰＷＭ信号Ｓ５がＨｉｇｈレベルの時、論理積回路ＩＣ１の出力信号Ｓ６はＰＷＭ信号Ｓ４と同様の信号となり、論理否定回路ＩＣ２の出力信号Ｓ７はＬｏｗレベルになり、したがって論理和回路ＩＣ３の出力信号Ｓ８はＰＷＭ信号Ｓ４と同様の信号になり、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ２と同様にオン・オフして、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。
【００４６】
このように直流電源部１は、ＰＷＭ信号Ｓ５に応じて昇圧動作と昇降圧動作とを切替えることができ、昇圧動作から昇降圧動作へ移行する時は、調光器３が出力する切替信号Ｓ３をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切替え、昇降圧動作から昇圧動作へ移行する時は、調光器３が出力する切替信号Ｓ３をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切替えることで行う。なお、ＰＷＭ回路４ｅが出力するＰＷＭ信号Ｓ５の周期は、ＰＷＭ回路４ｄが出力するＰＷＭ信号Ｓ４の周期の２倍以上とする。
【００４７】
従来、直流電源部１の動作を昇圧動作から昇降圧動作へ、または昇降圧動作から昇圧動作へ切替える際（図１４（ａ））には、急激な入力電力の変化が発生し、切替えの時間ｔ１において直流電圧Ｖｄｃに振動が発生していた（図１４（ｂ））。しかし、本実施形態では、図１５（ａ）に示すように、昇降圧動作から昇圧動作へ切替える際に（昇圧動作から昇降圧動作へ切替える場合も同様）、切替信号Ｓ３を時間ｔ２〜ｔ３に亘ってＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切替えることによって（図１５（ｃ））、時間ｔ２〜ｔ３に図１２で説明したような昇圧動作と昇降圧動作とが周期的に交互に混在した制御状態を生成し（図１５（ａ））、その混在比率をスイープさせることによって動作切替え時に直流電圧Ｖｄｃの振動を発生させず安定にしつつ、動作の切替えを行う（図１５（ｂ））。このように直流電圧Ｖｄｃを安定にすることによって、放電灯Ｌａへの影響をなくすことができる。
【００４８】
なお、直流電圧Ｖｄｃのフィードバック応答に応じて遅れ回路４ｆの遅れ要素τを調整することによって、スイープスピードを調整して動作切替え時の安定性を確保することができる。
【００４９】
（実施形態５）
図１６は本実施形態の回路構成を示し、基本的な構成は実施形態１を示す図２と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する制御回路４について説明する。制御回路４は、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃに現れるノイズを除去し、制御に適した直流電圧Ｖｄｃのフィードバック信号Ｓ２を得るための低域通過フィルタ４ｈと、低域通過フィルタ４ｈとグランド間に接続された抵抗Ｒ１と、低域通過フィルタ４ｈと抵抗Ｒ１との接続点に一端を接続された抵抗Ｒ２と、調光器３に一端を接続された抵抗Ｒ３と、非反転入力端子に抵抗Ｒ２の他端を接続し、反転入力端子に抵抗Ｒ３の他端を接続したオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ４と、三角波信号を出力する三角波発生器４ｉと、三角波信号を１／√２倍に減衰させる減衰器４ｊと、反転入力端子に接続したオペアンプＯＰ１の差動出力と非反転入力端子に接続した減衰器４ｊで１／√２倍に減衰させた三角波信号とを比較するコンパレータＣＰ３と、反転入力端子に接続したオペアンプＯＰ１の差動出力と非反転入力端子に接続した三角波信号とを比較するコンパレータＣＰ４と、コンパレータＣＰ３の出力端子を固定接点Ａに接続し、コンパレータＣＰ４の出力端子を固定接点Ｂに接続した切替器４ｋと、定電圧Ｖｃｃを固定接点Ａに接続し、切替器４ｋの出力を固定接点Ｂに接続した切替器４ｍと、切替器４ｍの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力するドライバ回路４ｇとから構成される。切替器４ｋ，４ｍは調光器３が出力する切替信号Ｓ３によって可動接点を接点ＡまたはＢに切替え、スイッチング素子Ｑ２のゲートは切替器４ｋの出力に接続している。
【００５０】
本実施形態は、放電灯Ｌａに一定の電力を供給する場合、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、直流電源部１の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍となることに着目したものである。このことについて以下説明する。スイッチング素子のスイッチング１回（昇圧動作時はスイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持しながらスイッチング素子Ｑ２がスイッチングを行い、昇降圧動作時はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともに同様のスイッチングを行う）で、交流電源ＶｓからインダクタＬ１を介して負荷（放電灯Ｌａ）に出力されるエネルギーについて、昇圧動作時の出力エネルギーを図１７（ａ）に示し、昇降圧動作時の出力エネルギーを図１７（ｂ）に示す。図１７（ａ）に示す昇圧動作時において、スイッチングのオン時間をＴｏｎ１、オフ時間をＴｏｆｆ１、インダクタ電流のピーク値ｉｌ１、直流電源部１の入力電圧をＶｉｎ、出力する直流電圧をＶｄｃとすると、Ｖｄｃ＝２×Ｖｉｎ、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｆｆ１の時、ｉｌ１＝α×Ｔｏｎ１（αは傾き）となる。この昇圧動作では、グラフの斜線部の面積Ｓ１が出力エネルギーと等しく、Ｓ１＝１／２×Ｔｏｎ１×ｉｌ１＝１／２×α×Ｔｏｎ１2となる。
【００５１】
次に図１７（ｂ）に示す昇降圧動作時においては、スイッチングのオン時間をＴｏｎ２、オフ時間をＴｏｆｆ２、インダクタ電流のピーク値ｉｌ２、直流電源部１の入力電圧をＶｉｎ、出力する直流電圧をＶｄｃとすると、Ｖｄｃ＝２×Ｖｉｎ、Ｔｏｎ２＝２×Ｔｏｆｆ２の時、ｉｌ２＝α×Ｔｏｎ２（αは傾き）となる。この昇圧動作では、グラフの斜線部の面積Ｓ２が出力エネルギーと等しく、Ｓ２＝１／４×Ｔｏｎ２×ｉｌ２＝１／４×α×Ｔｏｎ２2となる。
【００５２】
したがって、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２である場合の昇圧動作時の出力エネルギーは、昇降圧動作時の出力エネルギーの２倍になる。ここで、昇圧動作時と昇降圧動作時との各出力エネルギーを等しくすると、Ｔｏｎ１とＴｏｎ２との関係は、Ｓ１＝Ｓ２より、１／２×α×Ｔｏｎ１2＝１／４×α×Ｔｏｎ２2となり、したがって、Ｔｏｎ１＝１／√２×Ｔｏｎ２という関係になり、放電灯Ｌａに一定の電力を供給する場合、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、直流電源部１の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍となる。
【００５３】
ここで、図１６に示す回路の昇降圧動作時の動作について説明する。直流電圧Ｖｄｃを最大出力電圧の１／２以下にする時、調光器３は切替信号Ｓ３をＢ状態にして、切替器４ｋ，４ｍの各可動接点をＢ接点側に切替える。即ち、切替器４ｋの出力はコンパレータＣＰ４の出力となり、切替器４ｍの出力は切替器４ｋの出力つまりコンパレータＣＰ４の出力となる。
【００５４】
オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とは差動増幅器を構成しており、調光器３が出力する電圧指示信号Ｓ１と直流電圧Ｖｄｃを分圧したフィードバック信号Ｓ２との差を増幅し、コンパレータＣＰ４は、三角波発生器４ｉの三角波信号と差動増幅器出力とを比較しＰＷＭ信号を出力して、切替器４ｋを介してスイッチング素子Ｑ２をオン・オフし、且つ切替器４ｋ，４ｍ、ドライバー回路４ｇを介してスイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることによって、電圧制御負帰還回路を構成しており、目標の電圧指示値（電圧指示信号Ｓ１）に対応した直流電圧Ｖｄｃとなるように、ＰＷＭ信号を補正している。
【００５５】
次に、昇圧動作時の動作について説明する。直流電圧Ｖｄｃを最大出力電圧の１／２以上にする時、調光器３は切替信号Ｓ３をＡ状態にして、切替器４ｋ，４ｍの各可動接点をＡ接点側に切替える。即ち、切替器４ｋの出力はコンパレータＣＰ３の出力となり、切替器４ｍの出力は定電圧Ｖｃｃとなる。したがって、ドライバ回路４ｇには定電圧Ｖｃｃが入力されて、スイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持する。
【００５６】
コンパレータＣＰ３は、減衰器４ｊで１／√２倍に減衰させた三角波信号と差動増幅器出力とを比較しＰＷＭ信号を出力して、切替器４ｋを介してスイッチング素子Ｑ２をオン・オフすることによって、電圧制御負帰還回路を構成しており、目標の電圧指示値（電圧指示信号Ｓ１）に対応した直流電圧Ｖｄｃとなるように、ＰＷＭ信号を補正している。
【００５７】
このように昇圧動作時には、減衰器４ｊにより１／√２倍に減衰した三角波信号によって、コンパレータＣＰ３の出力パルス幅は、コンパレータＣＰ４の出力パルス幅と比べて１／√２倍になったものが得られる。その結果、直流電源部１の昇圧動作・昇降圧動作の切替直後の入力電力の変化はなく、動作切替直後の直流電圧Ｖｄｃの振動が無くなり、滑らかな昇圧・昇降圧動作の切替を行うことができる。
【００５８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源の電圧を直流電圧に変換するダイオードブリッジと、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフすることで前記ダイオードブリッジが出力する直流電圧を所望の電圧に変換する直流電源部と、前記直流電源部の出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部が出力する高周波電圧を供給される放電灯と、前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以下の時、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作に切替える切替手段とを備えるので、従来の昇降圧チョッパ回路に比べ、昇圧動作を行う部分での効率が改善されることで、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の効率を改善することができ、特に交流電源の電源電圧が低い場合（例えば１００Ｖ）に効率が改善される範囲が広くなるという効果がある。
【００５９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ回路の動作に切替えておくので、交流電源の電源電圧が高い場合（例えば２４２Ｖ）の場合にも、直流電源部が出力する直流電圧による調光が可能となるため、使用可能な電源電圧の範囲を広くすることができるという効果がある。
【００６０】
請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるので、交流電源の電源電圧が１００Ｖの時に、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の効率をさらに改善することができるという効果がある。
【００６１】
請求項４の発明は、請求項１または２の発明において、前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定したので、装置の入力電流歪を改善することができるという効果がある。
【００６２】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記制御回路が前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることで成るので、直流電源部のスイッチング素子を切替手段に兼用できて、制御回路を簡単に構成することができるという効果がある。
【００６３】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子はグランドレベルが共通であるので、スイッチング素子を駆動する制御回路を容易に構成することができるという効果がある。
【００６４】
請求項７の発明は、請求項５または６の発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるので、切替手段は１つのスイッチング素子を制御すればよく、切替手段を容易に構成することができるという効果がある。
【００６５】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちいずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回路により常にオン・オフされるので、直流電源部の動作を切替える時のコンデンサの電圧を、コンパレータに入力した基準電圧によって任意に設定することができるという効果がある。
【００６６】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたので、直流電源部の動作の切替時における急激な入力電力の変化を低減して、直流電源部が出力する直流電圧を安定させて、放電灯への影響を無くすことができるという効果がある。
【００６７】
請求項１０の発明は、請求項５乃至８いずれかの発明において、前記放電灯に一定の電力を供給する場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一定とするので、請求項９と同様の効果を奏する。
【００６８】
請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍であるので、直流電源部の動作の切替時における急激な入力電力の変化を無くして、直流電源部が出力する直流電圧を安定させて、放電灯への影響を無くすことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の実施形態１を示す回路構成図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態１の動作を説明する波形図である。
【図４】本発明の実施形態１の制御回路を示す回路構成図である。
【図５】本発明の実施形態２を示す回路構成図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態２の動作を説明する波形図である。
【図７】本発明の実施形態３を示す回路構成図である。
【図８】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態３の動作を説明する波形図である。
【図９】本発明の実施形態３を示す別の回路構成図である。
【図１０】本発明の実施形態４を示す回路構成図である。
【図１１】本発明の実施形態４のＰＷＭ回路を示す回路構成図である。
【図１２】本発明の実施形態４のＰＷＭ回路の動作を説明する波形図である。
【図１３】本発明の実施形態４の動作を説明する波形図である。
【図１４】（ａ），（ｂ）従来の放電灯点灯装置が出力する直流電圧波形図である。
【図１５】（ａ），（ｂ）本発明の実施形態４が出力する直流電圧波形図である。
（ｃ）本発明の実施形態４の切替信号の波形図である。
【図１６】本発明の実施形態５を示す回路構成図である。
【図１７】（ａ）本発明の実施形態５の昇圧動作時の出力エネルギーを表す図である。
（ｂ）本発明の実施形態５の昇降圧動作時の出力エネルギーを表す図である。
【図１８】従来例１を示す回路構成図である。
【図１９】従来例２を示す回路構成図である。
【図２０】従来例３を示す回路構成図である。
【図２１】従来例４を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源部
２ インバータ部
３ 調光器
４ 制御回路
１０ 昇圧チョッパ回路
１１ 昇降圧チョッパ回路
１２ 切替手段
ＤＢ ダイオードブリッジ
Ｃ１ コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１８に回路図を示す従来例１の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１の出力電圧をインバータ部１００で変換した高周波電圧を放電灯Ｌａに供給するもので、インバータ部１００は、直流電源部１０１に並列に接続されたスイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の接続中点に一端を接続されたコンデンサＣ１００と、スイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１をオン・オフする制御回路１００ａとから構成され、インバータ部１００が高周波電圧を供給する負荷回路は、スイッチング素子Ｑ１０１にコンデンサＣ１００を介して並列接続されたインダクタＬ１０１，コンデンサＣ１０１の直列回路と、コンデンサＣ１０１に並列接続された放電灯Ｌａとから構成され、放電灯Ｌａにはランプ電圧Ｖｌａが印加され、ランプ電流Ｉｌａが流れる。そして、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを調整することによって調光を行い、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合でも、異なる放電灯間で光出力比を略一定に調光制御できる異負荷共用タイプの放電灯点灯装置である。
【０００３】
次に、図１９に示す従来例２の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１を昇圧チョッパ回路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダクタＬ１０２とダイオードＤ１００との直列回路と、インダクタＬ１０２を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ１０２と、ダイオードＤ１００を介してスイッチング素子Ｑ１０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、調光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０２をオン・オフして直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０１ｂとから構成される。
【０００４】
この従来例２の放電灯点灯装置において、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの範囲は、Ｖｓ（ｐｅａｋ）≦Ｖｄｃ（ここで、Ｖｓ（ｐｅａｋ）は交流電源Ｖｓのピーク電圧を示す）となる。例えば、交流電源Ｖｓが、１００Ｖの交流電源であればピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）は１４１Ｖ、２００Ｖの交流電源であればピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）は２８２Ｖとなる。
【０００５】
したがって、予め調光器によって決められる調光下限を、交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）の値に設定しておけば、即ち１００Ｖの交流電源であれば直流電圧Ｖｄｃ＝１４１Ｖの時に調光下限となるように設定しておけば、直流電圧Ｖｄｃはそれ以下に下がることはなく、制御回路１０１ｂでは直流電圧Ｖｄｃが所定のレベル以下にならないように制限するためのリミッタ回路が必要なくなり、制御が容易になる。
【０００６】
このような従来例２では、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合でも、インバータ部１００の点灯周波数を一定にしたままで、直流電圧Ｖｄｃを調整することによって定格電力の異なる放電灯間の光出力比を略一定に調光制御でき、且つ調光下限での直流電圧Ｖｄｃの値を制御する必要がないので制御回路を容易に構成することができて、さらに、直流電源部１０１が昇圧チョッパ回路を構成することによって、チョッパ回路での電圧変換の効率がよいという長所もある。
【０００７】
次に、図２０に示す従来例３の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１を昇降圧チョッパ回路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの負出力側に接続されたスイッチング素子Ｑ１０３とダイオードＤ１００との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１０３を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたインダクタＬ１０２と、ダイオードＤ１００を介してインダクタＬ１０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、調光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０３をオン・オフして直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０１ｂとから構成される。
【０００８】
この従来例３の放電灯点灯装置において、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの範囲は、交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）に関係なく、任意に設定することができる。即ち、直流電圧Ｖｄｃが交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）より低い電圧を必要な時は、直流電源部１０１の昇降圧チョッパ回路を降圧動作させ、直流電圧Ｖｄｃがピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）より高い電圧を必要な時は、直流電源部１０１の昇降圧チョッパ回路を昇圧動作させればよい。したがって、交流電源Ｖｓによる直流電圧Ｖｄｃの制限がなくなり、放電灯Ｌａのランプ電流Ｉｌａの制御範囲が広がることになる。
【０００９】
このような従来例３では、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合でも、インバータ部１００の点灯周波数を一定にしたままで、直流電圧Ｖｄｃを調整することによって定格電力の異なる放電灯間の光出力比を略一定に調光制御でき、且つ点灯周波数が一定であるため制御回路を容易に構成することができて、さらに、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの制御範囲が交流電源Ｖｓによって制限されないので、任意のランプ電流Ｉｌａに制御することができ、制御範囲を広くすることができる。
【００１０】
また、図２１に示す従来例４の放電灯点灯装置は、直流電源部１０１を２石式の昇降圧チョッパ回路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダクタＬ１０２とダイオードＤ１００とスイッチング素子Ｑ１０４とインダクタＬ１０３との直列回路と、インダクタＬ１０２を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ１０２と、ダイオードＤ１００を介してスイッチング素子Ｑ１０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、スイッチング素子Ｑ１０４を介してコンデンサＣ１０２に並列接続されたダイオードＤ１０１と、インダクタＬ１０３を介してダイオードＤ１０１に並列接続されたコンデンサＣ１０３と、調光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０４をオン・オフ制御して直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０１ｂと、スイッチング素子Ｑ１０２をオン・オフ制御する制御回路１０１ｃとから構成される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、前記従来例において、直流電源部１０１の構成が図１９に示す昇圧チョッパ回路である場合、直流電圧Ｖｄｃを交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）以下に設定することができないため広い範囲で制御を行うことができず、より深い調光を行うことができない。
【００１２】
また、直流電源部１０１の構成が図２０に示す昇降圧チョッパ回路である場合、高耐圧のスイッチング素子を使用しなければならないためコストが高くなり、且つ昇圧チョッパ回路に比べて電圧変換の効率が低くなる。さらに、図２１に示す２石式の昇降圧チョッパ回路を用いた場合は、１石式のチョッパ回路を用いる場合に比べて素子数が増えるため、チョッパ回路での損失が増えるという欠点がある。
【００１３】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の効率を改善した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源の電圧を直流電圧に変換するダイオードブリッジと、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフすることで前記ダイオードブリッジが出力する直流電圧を所望の電圧に変換する直流電源部と、前記直流電源部の出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部が出力する高周波電圧を供給される放電灯と、前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以下の時、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作に切替える切替手段とを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ回路の動作に切替えておくことを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１または２の発明において、前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定したことを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記制御回路が前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることで成ることを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子はグランドレベルが共通であることを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、請求項５または６の発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする。
【００２１】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちいずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回路により常にオン・オフされることを特徴とする。
【００２２】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたことを特徴とする。
【００２３】
請求項１０の発明は、請求項５乃至８いずれかの発明において、前記放電灯に一定の電力を供給する場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一定とすることを特徴とする。
【００２４】
請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍であることを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２６】
（実施形態１）
図１は、本実施形態のブロック構成を示し、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、スイッチング素子を有し、そのスイッチング素子をオン・オフすることでダイオードブリッジＤＢが出力する直流電圧を所望の直流電圧Ｖｄｃに変換する直流電源部１と、直流電源部１の出力を平滑する電解コンデンサＣ１と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃを高周波電圧に変換するインバータ部２と、インバータ部２が出力する高周波電圧を供給される放電灯Ｌａと、調光レベルを設定する調光器３と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃ及び調光器３の調光信号に応じて直流電源部１のスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路４とから構成される。
【００２７】
ここで、直流電源部１は、昇圧チョッパ回路１０と、昇降圧チョッパ回路１１と、切替え手段１２とを備えており、制御回路４は、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の時、切替え手段１２によって直流電源部１の入力を昇圧チョッパ回路１０に接続して直流電源部１の動作を昇圧動作に切替え、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の時、切替え手段１２によって直流電源部１の入力を昇降圧チョッパ回路１１に接続して直流電源部１の動作を昇降圧動作に切替えている。
【００２８】
次に図２は、本実施形態の具体的な回路構成を示す。直流電源部１は、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とダイオードＤ２との直列回路と、スイッチング素子Ｑ１を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたダイオードＤ１と、インダクタＬ１を介してダイオードＤ１に並列接続されたＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ２とから構成された２石式の昇降圧チョッパ回路である。インバータ部２は、直流電源部１の出力端に接続したコンデンサＣ１に並列に接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ４に並列接続されたコンデンサＣ２，インダクタＬ２，コンデンサＣ３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を交互にオン・オフ駆動する制御回路２ａとから構成されたハーフブリッジインバータであり、放電灯ＬａはコンデンサＣ３に並列に接続される。制御回路４は、入力端子ｃを介してコンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃを検出し、出力端子ａ，ｂを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を各々駆動している。
【００２９】
次に制御回路４による制御方法について説明する。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）は、（ａ）スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｖｑ１，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示してある。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以上の時（調光状態がｐ点よりＦｕｌｌ状態側の時）、ゲート信号Ｖｑ１はＨｉｇｈレベルを維持してスイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以下の時（調光状態がｐ点よりＤｉｍ状態側の時）は、ゲート信号Ｖｑ１，Ｖｑ２共に同一の信号で高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同様にオン・オフすることによって、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。このように、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の場合には、直流電源部１を昇圧チョッパ回路として動作させ、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の場合には、直流電源部１を昇降圧チョッパ回路として動作させることによって、昇圧チョッパ回路として動作している期間は、スイッチング素子Ｑ１では、高周波スイッチングによる損失がなくなり、オン抵抗による損失のみが発生するので、この時の効率は昇圧チョッパ回路と略同等な効率となり、全調光範囲で昇降圧チョッパ回路としてのみ動作させる場合に比べて、電圧変換時の効率を改善することができる。
【００３０】
図４は制御回路４の回路図を示しており、制御回路４は、反転入力端子に入力端子ｃを接続し、非反転入力端子に基準電圧源Ｅ１を接続したコンパレータＣＰ１と、高周波でオン・オフする駆動信号を出力する駆動回路４ａと、常にＨｉｇｈレベルの駆動信号を出力する駆動回路４ｂと、コンパレータＣＰ１の出力に応じて出力端子ａに接続する駆動回路を駆動回路４ａまたは駆動回路４ｂに切替えるスイッチ４ｃとから構成され、出力端子ｂは駆動回路４ａに接続されている。基準電圧源Ｅ１の電圧は、図３に示すしきい値電圧Ｖ１に相当し、入力端子ｃを介して入力されるコンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが基準電圧源Ｅ１の電圧以上の場合には（図３のＶｆｕｌｌからＶ１の状態）、コンパレータＣＰ１の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチ４ｃは出力端子ａと駆動回路４ｂとを接続して、出力端子ａには駆動回路４ｂのＨｉｇｈレベルの駆動信号が出力され、出力端子ｂには駆動回路４ａの高周波でオン・オフする駆動信号が出力され、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。また、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが基準電圧源Ｅ１の電圧以下の場合には（図３のＶ１からＶｄｉｍの状態）、コンパレータＣＰ１の出力はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチ４ｃは出力端子ａと駆動回路４ａとを接続して、出力端子ａ，ｂ共に駆動回路４ａの高周波でオン・オフする駆動信号が出力され、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。このときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート信号Ｖｑ１，Ｖｑ２は図３（ａ），（ｂ）に示す各波形となる。
【００３１】
このような本実施形態は、交流電源Ｖｓの電源電圧が比較的低い、例えば略１００Ｖの時に有効である。なぜならば、特に電源電圧が低い方が高い場合に比べて、直流電源部１を昇圧チョッパ回路として動作させる範囲が広く、また昇圧チョッパ回路として動作させる方が昇降圧チョッパとして動作させるよりも電圧変換時の効率がよいため、昇降圧チョッパ回路に比べて効率が改善される範囲が広くなり効率的に有利となるためである。そして、この時のしきい値電圧Ｖ１を略２００Ｖに設定すればさらに効率を改善することができる。また、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との切替え手段は、直流電源部１のチョッパ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ動作によって構成されるため、制御回路４の構成を簡単にすることができる。
【００３２】
（実施形態２）
図５は本実施形態の具体的な回路構成を示し、実施形態１を示す図２とは、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧を制御回路４に入力して、そのダイオードブリッジＤＢの出力電圧に応じて実施形態１で説明した直流電源部１のチョッパ回路動作の切替を有効または無効にしている点が異なり、他の点は同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の制御回路４は、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以上であれば、直流電圧Ｖｄｃの値に関わらず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波でオン・オフする同一のゲート信号で駆動して、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作し、また、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以下であれば、直流電圧Ｖｄｃに応じて実施形態１と同様に昇降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作との切替えを行う。
【００３３】
例えば、図６（ａ），（ｂ），（ｃ）は、交流電源Ｖｓの電源電圧が比較的高い場合（例えば略２００Ｖ）の（ａ）スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｖｑ１，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示している。このとき、交流電源Ｖｓの電源電圧が高く、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以上であるために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は常に高周波でオン・オフする同一のゲート信号を入力されて、昇降圧チョッパ回路として動作している。
【００３４】
このようにダイオードブリッジＤＢの出力電圧、即ち交流電源Ｖｓの電源電圧が所定の電圧以上であれば直流電源部１は昇降圧チョッパ回路としてのみ動作し、交流電源Ｖｓの電源電圧が所定の電圧以下であれば直流電源部１は直流電圧Ｖｄｃに応じて昇降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作とを切替えることによって、例えば１００Ｖから２４２Ｖまでの広範囲の電源電圧の交流電源Ｖｓに対応することができる。特に、電源電圧が高い場合（例えば略２４２Ｖ）においても、直流電圧Ｖｄｃを調整することによって調光を行うことができる。
【００３５】
（実施形態３）
図７は本実施形態の具体的な回路構成を示し、実施形態１を示す図２とは、直流電源部１の構成が異なり、他の点は同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態の直流電源部１は、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダクタＬ１とダイオードＤ２との直列回路と、ダイオードブリッジＤＢの負出力側に接続されたＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ５と、インダクタＬ１を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接続されたＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２と、平滑用のコンデンサＣ１の負側とダイオードブリッジＤＢの正出力側との間に接続されたダイオードＤ３とから構成された２石式の昇降圧チョッパ回路であり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のソースは同一電位に接続されている。
【００３６】
次に、本実施形態の制御回路４による制御方法について説明する。図８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、（ａ）スイッチング素子Ｑ５のゲート信号Ｖｑ５，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示してある。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以上の時（調光状態がｐ点よりＦｕｌｌ状態側の時）、ゲート信号Ｖｑ５はＨｉｇｈレベルを維持してスイッチング素子Ｑ５はオン状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以下の時（調光状態がｐ点よりＤｉｍ状態側の時）は、ゲート信号Ｖｑ５はＬｏｗレベルを維持してスイッチング素子Ｑ５はオフ状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。
【００３７】
このときの図７に示す回路の動作について説明する。まず、直流電源部１が昇圧チョッパ動作をしている時において、スイッチング素子Ｑ５オン、スイッチング素子Ｑ２オン時には、交流電源Ｖｓ→ダイオードブリッジＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードブリッジＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ５オン、スイッチング素子Ｑ２オフになると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーは、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ５→ダイオードブリッジＤＢ→インダクタＬ１の経路でコンデンサＣ１を充電する。
【００３８】
次に、直流電源部１が昇降圧チョッパ動作をしている時において、スイッチング素子Ｑ５オフ、スイッチング素子Ｑ２オン時には、交流電源Ｖｓ→ダイオードブリッジＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードブリッジＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ５オフ、スイッチング素子Ｑ２オフになると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーは、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→インダクタＬ１の経路でコンデンサＣ１を充電する。
【００３９】
また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のソース電位が共通となるため、例えばそのソース電位をグランドレベルとすれば、制御回路４においてゲート信号Ｖｑ２，Ｖｑ５の生成が容易になる。なお、この時のインバータ制御回路２ａによるインバータ部２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動方法については、例えばインダクタＬ２を用いた自励駆動としてもよい。
【００４０】
さらに、本実施形態の他の回路構成を図９に示す。この回路は、１石兼用の昇圧チョッパ回路をベースにして、スイッチング素子Ｑ５をオン・オフさせることによって昇降圧チョッパ回路に切替わるものである。即ち、図７に示す回路に対して、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をスイッチング素子Ｑ４で兼用し、ダイオードＤ２をスイッチング素子Ｑ３の帰還ダイオード（図示なし）で兼用した例である。図９に示す回路の制御回路４による制御方法については、図７に示す回路と略同様であり、図８において（ａ）がスイッチング素子Ｑ５のベース信号の波形を、（ｂ）がスイッチング素子Ｑ４のベース信号の波形を示す。このような構成とすることによって、スイッチング素子の数を減らすことができる。
【００４１】
なお、実施形態１〜３においては、チョッパ回路の動作を、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの値に応じて昇圧チョッパ回路としての動作と昇降圧チョッパ回路としての動作とを切替えることの主たる目的は効率の改善であって、その切替えの動作点は、その効率の改善という目的に合う動作点を設定されていた。しかし、その動作点として、例えば、入力電流歪みがクラスＣを満足するようにチョッパ回路の動作を切替えたり、予め定める全高調波歪み率（ＴＨＤ：Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃｓ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）の範囲内に収まるように切替えの動作点を設定してもよい。
【００４２】
（実施形態４）
図１０は本実施形態の回路構成を示し、基本的な構成は実施形態１を示す図２と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する制御回路４について説明する。制御回路４は、調光器３から出力される電圧指示信号Ｓ１と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃのフィードバック信号Ｓ２とを入力して、直流電圧Ｖｄｃが目的電圧になるようにスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ４を出力するＰＷＭ回路４ｄと、遅れ要素τを有する遅れ回路４ｆと、調光器３の切替え信号Ｓ３を遅れ回路４ｆを介して入力した切替信号Ｓ３’に応じてパルスデューティを連続的に可変とし、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるＰＷＭ信号Ｓ５を出力する発振器であるＰＷＭ回路４ｅと、ＰＷＭ回路４ｄ，４ｅが出力するＰＷＭ信号Ｓ４，Ｓ５の論理積演算を行い、信号Ｓ６を出力する論理積回路ＩＣ１と、ＰＷＭ回路４ｅが出力したＰＷＭ信号Ｓ５を論理否定した信号Ｓ７を出力する論理否定回路ＩＣ２と、論理積回路ＩＣ１と論理否定回路ＩＣ２とが各々出力する信号Ｓ６，Ｓ７の論理和演算を行い、信号Ｓ８を出力する論理和回路ＩＣ３と、信号Ｓ８に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力するドライバ回路４ｇとから構成される。
【００４３】
ＰＷＭ回路４ｅは図１１に示すように、三角波発生器４０と、コンパレータＣＰ２とを備えており、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子には調光器３からの切替信号Ｓ３’が入力され、反転入力端子には三角波発生器４０が出力する三角波Ｓｔが入力されて、ＰＷＭ信号Ｓ５を出力しており、このときの各部の波形を図１２に示す。切替信号Ｓ３’は直流信号であり、切替信号Ｓ３’よりも三角波Ｓｔの方が小さい期間ではＰＷＭ信号Ｓ５はＨｉｇｈレベルとなり、切替信号Ｓ３’よりも三角波Ｓｔの方が大きい期間ではＰＷＭ信号Ｓ５はＬｏｗレベルとなる。
【００４４】
直流電源部１を昇降圧チョッパ回路として動作させる時には、切替信号Ｓ３’は三角波Ｓｔよりも常に高い電圧Ｖ２とし、ＰＷＭ信号Ｓ５を常にＨｉｇｈレベルとする。昇圧チョッパ回路として動作させる時には、切替信号Ｓ３’は三角波Ｓｔよりも常に低い電圧Ｖ３とし、ＰＷＭ信号Ｓ５を常にＬｏｗレベルとする。切替信号Ｓ３’が電圧Ｖ２と電圧Ｖ３との間の値である時には、直流電源部１は、昇降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作とが周期的に混在して交互に動作する。
【００４５】
図１３は、信号Ｓ４〜Ｓ８の各波形を示している。ＰＷＭ信号Ｓ５がＬｏｗレベルの時、論理積回路ＩＣ１の出力信号Ｓ６はＰＷＭ信号Ｓ４に関わらずＬｏｗレベルになり、論理否定回路ＩＣ２の出力信号Ｓ７はＨｉｇｈレベルになり、したがって論理和回路ＩＣ３の出力信号Ｓ８は常にＨｉｇｈレベルになり、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ２のオン・オフに関わらずオン状態を維持して、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として動作する。また、ＰＷＭ信号Ｓ５がＨｉｇｈレベルの時、論理積回路ＩＣ１の出力信号Ｓ６はＰＷＭ信号Ｓ４と同様の信号となり、論理否定回路ＩＣ２の出力信号Ｓ７はＬｏｗレベルになり、したがって論理和回路ＩＣ３の出力信号Ｓ８はＰＷＭ信号Ｓ４と同様の信号になり、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ２と同様にオン・オフして、直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。
【００４６】
このように直流電源部１は、ＰＷＭ信号Ｓ５に応じて昇圧動作と昇降圧動作とを切替えることができ、昇圧動作から昇降圧動作へ移行する時は、調光器３が出力する切替信号Ｓ３をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切替え、昇降圧動作から昇圧動作へ移行する時は、調光器３が出力する切替信号Ｓ３をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切替えることで行う。なお、ＰＷＭ回路４ｅが出力するＰＷＭ信号Ｓ５の周期は、ＰＷＭ回路４ｄが出力するＰＷＭ信号Ｓ４の周期の２倍以上とする。
【００４７】
従来、直流電源部１の動作を昇圧動作から昇降圧動作へ、または昇降圧動作から昇圧動作へ切替える際（図１４（ａ））には、急激な入力電力の変化が発生し、切替えの時間ｔ１において直流電圧Ｖｄｃに振動が発生していた（図１４（ｂ））。しかし、本実施形態では、図１５（ａ）に示すように、昇降圧動作から昇圧動作へ切替える際に（昇圧動作から昇降圧動作へ切替える場合も同様）、切替信号Ｓ３を時間ｔ２〜ｔ３に亘ってＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切替えることによって（図１５（ｃ））、時間ｔ２〜ｔ３に図１２で説明したような昇圧動作と昇降圧動作とが周期的に交互に混在した制御状態を生成し（図１５（ａ））、その混在比率をスイープさせることによって動作切替え時に直流電圧Ｖｄｃの振動を発生させず安定にしつつ、動作の切替えを行う（図１５（ｂ））。このように直流電圧Ｖｄｃを安定にすることによって、放電灯Ｌａへの影響をなくすことができる。
【００４８】
なお、直流電圧Ｖｄｃのフィードバック応答に応じて遅れ回路４ｆの遅れ要素τを調整することによって、スイープスピードを調整して動作切替え時の安定性を確保することができる。
【００４９】
（実施形態５）
図１６は本実施形態の回路構成を示し、基本的な構成は実施形態１を示す図２と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する制御回路４について説明する。制御回路４は、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃに現れるノイズを除去し、制御に適した直流電圧Ｖｄｃのフィードバック信号Ｓ２を得るための低域通過フィルタ４ｈと、低域通過フィルタ４ｈとグランド間に接続された抵抗Ｒ１と、低域通過フィルタ４ｈと抵抗Ｒ１との接続点に一端を接続された抵抗Ｒ２と、調光器３に一端を接続された抵抗Ｒ３と、非反転入力端子に抵抗Ｒ２の他端を接続し、反転入力端子に抵抗Ｒ３の他端を接続したオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ４と、三角波信号を出力する三角波発生器４ｉと、三角波信号を１／√２倍に減衰させる減衰器４ｊと、反転入力端子に接続したオペアンプＯＰ１の差動出力と非反転入力端子に接続した減衰器４ｊで１／√２倍に減衰させた三角波信号とを比較するコンパレータＣＰ３と、反転入力端子に接続したオペアンプＯＰ１の差動出力と非反転入力端子に接続した三角波信号とを比較するコンパレータＣＰ４と、コンパレータＣＰ３の出力端子を固定接点Ａに接続し、コンパレータＣＰ４の出力端子を固定接点Ｂに接続した切替器４ｋと、定電圧Ｖｃｃを固定接点Ａに接続し、切替器４ｋの出力を固定接点Ｂに接続した切替器４ｍと、切替器４ｍの出力に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力するドライバ回路４ｇとから構成される。切替器４ｋ，４ｍは調光器３が出力する切替信号Ｓ３によって可動接点を接点ＡまたはＢに切替え、スイッチング素子Ｑ２のゲートは切替器４ｋの出力に接続している。
【００５０】
本実施形態は、放電灯Ｌａに一定の電力を供給する場合、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、直流電源部１の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍となることに着目したものである。このことについて以下説明する。スイッチング素子のスイッチング１回（昇圧動作時はスイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持しながらスイッチング素子Ｑ２がスイッチングを行い、昇降圧動作時はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともに同様のスイッチングを行う）で、交流電源ＶｓからインダクタＬ１を介して負荷（放電灯Ｌａ）に出力されるエネルギーについて、昇圧動作時の出力エネルギーを図１７（ａ）に示し、昇降圧動作時の出力エネルギーを図１７（ｂ）に示す。図１７（ａ）に示す昇圧動作時において、スイッチングのオン時間をＴｏｎ１、オフ時間をＴｏｆｆ１、インダクタ電流のピーク値ｉｌ１、直流電源部１の入力電圧をＶｉｎ、出力する直流電圧をＶｄｃとすると、Ｖｄｃ＝２×Ｖｉｎ、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｆｆ１の時、ｉｌ１＝α×Ｔｏｎ１（αは傾き）となる。この昇圧動作では、グラフの斜線部の面積Ｓ１が出力エネルギーと等しく、Ｓ１＝１／２×Ｔｏｎ１×ｉｌ１＝１／２×α×Ｔｏｎ１2となる。
【００５１】
次に図１７（ｂ）に示す昇降圧動作時においては、スイッチングのオン時間をＴｏｎ２、オフ時間をＴｏｆｆ２、インダクタ電流のピーク値ｉｌ２、直流電源部１の入力電圧をＶｉｎ、出力する直流電圧をＶｄｃとすると、Ｖｄｃ＝２×Ｖｉｎ、Ｔｏｎ２＝２×Ｔｏｆｆ２の時、ｉｌ２＝α×Ｔｏｎ２（αは傾き）となる。この昇圧動作では、グラフの斜線部の面積Ｓ２が出力エネルギーと等しく、Ｓ２＝１／４×Ｔｏｎ２×ｉｌ２＝１／４×α×Ｔｏｎ２2となる。
【００５２】
したがって、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２である場合の昇圧動作時の出力エネルギーは、昇降圧動作時の出力エネルギーの２倍になる。ここで、昇圧動作時と昇降圧動作時との各出力エネルギーを等しくすると、Ｔｏｎ１とＴｏｎ２との関係は、Ｓ１＝Ｓ２より、１／２×α×Ｔｏｎ１2＝１／４×α×Ｔｏｎ２2となり、したがって、Ｔｏｎ１＝１／√２×Ｔｏｎ２という関係になり、放電灯Ｌａに一定の電力を供給する場合、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、直流電源部１の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍となる。
【００５３】
ここで、図１６に示す回路の昇降圧動作時の動作について説明する。直流電圧Ｖｄｃを最大出力電圧の１／２以下にする時、調光器３は切替信号Ｓ３をＢ状態にして、切替器４ｋ，４ｍの各可動接点をＢ接点側に切替える。即ち、切替器４ｋの出力はコンパレータＣＰ４の出力となり、切替器４ｍの出力は切替器４ｋの出力つまりコンパレータＣＰ４の出力となる。
【００５４】
オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とは差動増幅器を構成しており、調光器３が出力する電圧指示信号Ｓ１と直流電圧Ｖｄｃを分圧したフィードバック信号Ｓ２との差を増幅し、コンパレータＣＰ４は、三角波発生器４ｉの三角波信号と差動増幅器出力とを比較しＰＷＭ信号を出力して、切替器４ｋを介してスイッチング素子Ｑ２をオン・オフし、且つ切替器４ｋ，４ｍ、ドライバー回路４ｇを介してスイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることによって、電圧制御負帰還回路を構成しており、目標の電圧指示値（電圧指示信号Ｓ１）に対応した直流電圧Ｖｄｃとなるように、ＰＷＭ信号を補正している。
【００５５】
次に、昇圧動作時の動作について説明する。直流電圧Ｖｄｃを最大出力電圧の１／２以上にする時、調光器３は切替信号Ｓ３をＡ状態にして、切替器４ｋ，４ｍの各可動接点をＡ接点側に切替える。即ち、切替器４ｋの出力はコンパレータＣＰ３の出力となり、切替器４ｍの出力は定電圧Ｖｃｃとなる。したがって、ドライバ回路４ｇには定電圧Ｖｃｃが入力されて、スイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持する。
【００５６】
コンパレータＣＰ３は、減衰器４ｊで１／√２倍に減衰させた三角波信号と差動増幅器出力とを比較しＰＷＭ信号を出力して、切替器４ｋを介してスイッチング素子Ｑ２をオン・オフすることによって、電圧制御負帰還回路を構成しており、目標の電圧指示値（電圧指示信号Ｓ１）に対応した直流電圧Ｖｄｃとなるように、ＰＷＭ信号を補正している。
【００５７】
このように昇圧動作時には、減衰器４ｊにより１／√２倍に減衰した三角波信号によって、コンパレータＣＰ３の出力パルス幅は、コンパレータＣＰ４の出力パルス幅と比べて１／√２倍になったものが得られる。その結果、直流電源部１の昇圧動作・昇降圧動作の切替直後の入力電力の変化はなく、動作切替直後の直流電圧Ｖｄｃの振動が無くなり、滑らかな昇圧・昇降圧動作の切替を行うことができる。
【００５８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源の電圧を直流電圧に変換するダイオードブリッジと、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフすることで前記ダイオードブリッジが出力する直流電圧を所望の電圧に変換する直流電源部と、前記直流電源部の出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部が出力する高周波電圧を供給される放電灯と、前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以下の時、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作に切替える切替手段とを備えるので、従来の昇降圧チョッパ回路に比べ、昇圧動作を行う部分での効率が改善されることで、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の効率を改善することができ、特に交流電源の電源電圧が低い場合（例えば１００Ｖ）に効率が改善される範囲が広くなるという効果がある。
【００５９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ回路の動作に切替えておくので、交流電源の電源電圧が高い場合（例えば２４２Ｖ）の場合にも、直流電源部が出力する直流電圧による調光が可能となるため、使用可能な電源電圧の範囲を広くすることができるという効果がある。
【００６０】
請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるので、交流電源の電源電圧が１００Ｖの時に、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の効率をさらに改善することができるという効果がある。
【００６１】
請求項４の発明は、請求項１または２の発明において、前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定したので、装置の入力電流歪を改善することができるという効果がある。
【００６２】
請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記制御回路が前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることで成るので、直流電源部のスイッチング素子を切替手段に兼用できて、制御回路を簡単に構成することができるという効果がある。
【００６３】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子はグランドレベルが共通であるので、スイッチング素子を駆動する制御回路を容易に構成することができるという効果がある。
【００６４】
請求項７の発明は、請求項５または６の発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるので、切替手段は１つのスイッチング素子を制御すればよく、切替手段を容易に構成することができるという効果がある。
【００６５】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちいずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回路により常にオン・オフされるので、直流電源部の動作を切替える時のコンデンサの電圧を、コンパレータに入力した基準電圧によって任意に設定することができるという効果がある。
【００６６】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、前記切替え手段は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたので、直流電源部の動作の切替時における急激な入力電力の変化を低減して、直流電源部が出力する直流電圧を安定させて、放電灯への影響を無くすことができるという効果がある。
【００６７】
請求項１０の発明は、請求項５乃至８いずれかの発明において、前記放電灯に一定の電力を供給する場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一定とするので、請求項９と同様の効果を奏する。
【００６８】
請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍であるので、直流電源部の動作の切替時における急激な入力電力の変化を無くして、直流電源部が出力する直流電圧を安定させて、放電灯への影響を無くすことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の実施形態１を示す回路構成図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態１の動作を説明する波形図である。
【図４】本発明の実施形態１の制御回路を示す回路構成図である。
【図５】本発明の実施形態２を示す回路構成図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態２の動作を説明する波形図である。
【図７】本発明の実施形態３を示す回路構成図である。
【図８】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態３の動作を説明する波形図である。
【図９】本発明の実施形態３を示す別の回路構成図である。
【図１０】本発明の実施形態４を示す回路構成図である。
【図１１】本発明の実施形態４のＰＷＭ回路を示す回路構成図である。
【図１２】本発明の実施形態４のＰＷＭ回路の動作を説明する波形図である。
【図１３】本発明の実施形態４の動作を説明する波形図である。
【図１４】（ａ），（ｂ）従来の放電灯点灯装置が出力する直流電圧波形図である。
【図１５】（ａ），（ｂ）本発明の実施形態４が出力する直流電圧波形図である。
（ｃ）本発明の実施形態４の切替信号の波形図である。
【図１６】本発明の実施形態５を示す回路構成図である。
【図１７】（ａ）本発明の実施形態５の昇圧動作時の出力エネルギーを表す図である。
（ｂ）本発明の実施形態５の昇降圧動作時の出力エネルギーを表す図である。
【図１８】従来例１を示す回路構成図である。
【図１９】従来例２を示す回路構成図である。
【図２０】従来例３を示す回路構成図である。
【図２１】従来例４を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源部
２ インバータ部
３ 調光器
４ 制御回路
１０ 昇圧チョッパ回路
１１ 昇降圧チョッパ回路
１２ 切替手段
ＤＢ ダイオードブリッジ
Ｃ１ コンデンサ
Claims (11)
- 交流電源の電圧を直流電圧に変換するダイオードブリッジと、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフすることで前記ダイオードブリッジが出力する直流電圧を所望の電圧に変換する直流電源部と、前記直流電源部の出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部が出力する高周波電圧を供給される放電灯と、前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以下の時、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作に切替える切替手段とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ回路の動作に切替えておくことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
- 前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定したことを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
- 前記切替え手段は、前記制御回路が前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることで成ることを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子はグランドレベルが共通であることを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記直流電源部は２つ以上のスイッチング素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする請求項５または６記載の放電灯点灯装置。
- 前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちいずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回路により常にオン・オフされることを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
- 前記切替え手段は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたことを特徴とする請求項１乃至８いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記放電灯に一定の電力を供給する場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一定とすることを特徴とする請求項５乃至８いずれか記載の放電灯点灯装置。
- 前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍であることを特徴とする請求項１０記載の放電灯点灯装置。
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