JPH07169582A - ガス放電ランプの制御回路 - Google Patents
ガス放電ランプの制御回路Info
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- JPH07169582A JPH07169582A JP6234895A JP23489594A JPH07169582A JP H07169582 A JPH07169582 A JP H07169582A JP 6234895 A JP6234895 A JP 6234895A JP 23489594 A JP23489594 A JP 23489594A JP H07169582 A JPH07169582 A JP H07169582A
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- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Lighting Device Outwards From Vehicle And Optical Signal (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 自動車等に使用されるガス放電ランプの制御
回路において、回路の小型化を図ること。 【構成】 “フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバー
タ（ＣＣ１）と、“フィード・フォワード”型のＤＣ／
ＤＣコンバータ（ＣＣ２）と、ＤＣ／ＤＣコンバータに
接続され、中央の枝路にガス放電ランプ（Ｌ）と反応開
始手段（ＴＴ）を配置したＨ型のブリッジ・スイッチン
グ回路（ＨＢ）と、ガス放電ランプのスイッチを入れる
度に、最初に、ガス放電ランプを始動するために、非常
に高い電圧が供給され、続いて、ガス放電ランプを加熱
又は暖めている間及びそれに続いてガス放電ランプが定
常作動している間、ガス放電ランプに大電流を流し続け
るために、低電圧の大電力が供給されるように、ＤＣ／
ＤＣコンバータとブリッジ・スイッチング回路を駆動す
る制御回路（ＥＣＵ）とを備える。
回路において、回路の小型化を図ること。 【構成】 “フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバー
タ（ＣＣ１）と、“フィード・フォワード”型のＤＣ／
ＤＣコンバータ（ＣＣ２）と、ＤＣ／ＤＣコンバータに
接続され、中央の枝路にガス放電ランプ（Ｌ）と反応開
始手段（ＴＴ）を配置したＨ型のブリッジ・スイッチン
グ回路（ＨＢ）と、ガス放電ランプのスイッチを入れる
度に、最初に、ガス放電ランプを始動するために、非常
に高い電圧が供給され、続いて、ガス放電ランプを加熱
又は暖めている間及びそれに続いてガス放電ランプが定
常作動している間、ガス放電ランプに大電流を流し続け
るために、低電圧の大電力が供給されるように、ＤＣ／
ＤＣコンバータとブリッジ・スイッチング回路を駆動す
る制御回路（ＥＣＵ）とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自動車に好適に使用さ
れるガス放電ランプの制御回路に関する。さらに詳しく
は、本発明は、自動車のバッテリーのような直流電圧源
に接続され、該直流電圧源により供給される電圧よりも
高圧の直流電圧を出力する切換式の複数のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ手段と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ手段に接続さ
れ、中央の枝路にガス放電ランプと反応開始手段を備え
るＨ型のブリッジ・スイッチング回路と、上記ガス放電
ランプのスイッチを入れる度に、最初に、特にガス放電
ランプを始動するために、非常に高い電圧が供給され、
続いて、ガス放電ランプを加熱又は暖めている間及びそ
れに続いてガス放電ランプが定常作動している間、ガス
放電ランプに大電流を流し続けるために、低電圧の大電
力を供給されるように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータとブ
リッジ・スイッチング回路を駆動する制御回路とを備え
る制御回路に関するものである。
れるガス放電ランプの制御回路に関する。さらに詳しく
は、本発明は、自動車のバッテリーのような直流電圧源
に接続され、該直流電圧源により供給される電圧よりも
高圧の直流電圧を出力する切換式の複数のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ手段と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ手段に接続さ
れ、中央の枝路にガス放電ランプと反応開始手段を備え
るＨ型のブリッジ・スイッチング回路と、上記ガス放電
ランプのスイッチを入れる度に、最初に、特にガス放電
ランプを始動するために、非常に高い電圧が供給され、
続いて、ガス放電ランプを加熱又は暖めている間及びそ
れに続いてガス放電ランプが定常作動している間、ガス
放電ランプに大電流を流し続けるために、低電圧の大電
力を供給されるように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータとブ
リッジ・スイッチング回路を駆動する制御回路とを備え
る制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチを入れている間、ガス放電ラン
プを正常に作動させるためには、ガス放電ランプを始動
するために、例えば２０ｋｖ程度の非常に高い電圧を最
初にガス放電ランプに供給しなければならない。この段
階は非常に短い期間（数１０ナノセカンド程度）であ
り、ガス放電ランプを流れる電流は実質的にゼロであ
る。
プを正常に作動させるためには、ガス放電ランプを始動
するために、例えば２０ｋｖ程度の非常に高い電圧を最
初にガス放電ランプに供給しなければならない。この段
階は非常に短い期間（数１０ナノセカンド程度）であ
り、ガス放電ランプを流れる電流は実質的にゼロであ
る。
【０００３】上記開始段階に続いて、通常“引き継ぎ”
段階と呼ばれる段階が続き、例えば２００Ｖ〜５００Ｖ
程度の相当の高電圧がガス放電ランプに供給される。こ
の段階は、０．１ミリセカンド程度の期間続く。次に、
２，３秒の期間ガス放電ランプが熱せられる（暖められ
る）段階が続き、この段階の間、低電圧（例えば、２０
Ｖから１００Ｖ）がランプに供給される一方、ガス放電
ランプを流れる大電流（例えば、０．４Ａから２．６
Ａ）が生成される。後続する定常作動の間、ガス放電ラ
ンプに供給される電圧は依然として数１０Ｖ程度であ
り、電流も例えば０．３Ａから０．５Ａの間であり、大
きいままである。
段階と呼ばれる段階が続き、例えば２００Ｖ〜５００Ｖ
程度の相当の高電圧がガス放電ランプに供給される。こ
の段階は、０．１ミリセカンド程度の期間続く。次に、
２，３秒の期間ガス放電ランプが熱せられる（暖められ
る）段階が続き、この段階の間、低電圧（例えば、２０
Ｖから１００Ｖ）がランプに供給される一方、ガス放電
ランプを流れる大電流（例えば、０．４Ａから２．６
Ａ）が生成される。後続する定常作動の間、ガス放電ラ
ンプに供給される電圧は依然として数１０Ｖ程度であ
り、電流も例えば０．３Ａから０．５Ａの間であり、大
きいままである。
【０００４】自動車に使用されるガス放電ランプの制御
回路は、寸法が小さいことが必要である。幾つかの公知
の制御回路では、例えば、“フライ・バック”型と呼ば
れる切換式のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されており、
この“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバータは、
下流側に整流回路と出力コンデンサを接続した変圧器を
備え、この変圧器の一次巻線は、一又はそれ以上の電子
スイッチを介してスイッチ・モードで直流電圧源に接続
されている。上記“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコ
ンバータを使用することにより、使用する変圧器の巻数
比にかかわりなく、上記開始段階や引き継ぎ段階に非常
に高い電圧を得ることができる。鉄心の寸法はガス放電
ランプに供給する電流の強さに依存するため（ほぼ２次
関数的に依存する。）、変圧器の鉄心は物理的に非常に
大きい。従って、鉄心の寸法は、比較的短期間である暖
め段階の間にガス放電ランプに供給される大電流に基づ
いて定められ、必然的に、定常作動の間にガス放電ラン
プに供給される電流との関係では大きすぎる。
回路は、寸法が小さいことが必要である。幾つかの公知
の制御回路では、例えば、“フライ・バック”型と呼ば
れる切換式のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されており、
この“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバータは、
下流側に整流回路と出力コンデンサを接続した変圧器を
備え、この変圧器の一次巻線は、一又はそれ以上の電子
スイッチを介してスイッチ・モードで直流電圧源に接続
されている。上記“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコ
ンバータを使用することにより、使用する変圧器の巻数
比にかかわりなく、上記開始段階や引き継ぎ段階に非常
に高い電圧を得ることができる。鉄心の寸法はガス放電
ランプに供給する電流の強さに依存するため（ほぼ２次
関数的に依存する。）、変圧器の鉄心は物理的に非常に
大きい。従って、鉄心の寸法は、比較的短期間である暖
め段階の間にガス放電ランプに供給される大電流に基づ
いて定められ、必然的に、定常作動の間にガス放電ラン
プに供給される電流との関係では大きすぎる。
【０００５】その他にも、例えばプッシュ・プル型のよ
うな、いわゆる“フィード・フォワード”型と呼ばれる
切換式のＤＣ／ＤＣコンバータを使用した、ガス放電ラ
ンプの制御回路がある。この種のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、その一次巻線がオン・オフモードで作動する電子ス
イッチを介して直流電圧源に接続された変圧器と、この
変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、通常ＬＣ型
であるフィルタ出力回路とを備えている。
うな、いわゆる“フィード・フォワード”型と呼ばれる
切換式のＤＣ／ＤＣコンバータを使用した、ガス放電ラ
ンプの制御回路がある。この種のＤＣ／ＤＣコンバータ
は、その一次巻線がオン・オフモードで作動する電子ス
イッチを介して直流電圧源に接続された変圧器と、この
変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、通常ＬＣ型
であるフィルタ出力回路とを備えている。
【０００６】“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバ
ータでは、一次側から二次側へのエネルギーの移動は、
変圧器の二次巻線と接続した一又は二以上のスイッチが
開いた時に起こるが、“フィード・フォワード"型のＤＣ
／ＤＣコンバータでは、エネルギーの移動はスイッチが
閉じた時に起こる。“フィード・フォワード”型のＤＣ
／ＤＣコンバータを使用すれば、変圧器の鉄心の寸法
は、ガス放電ランプに供給される電流の強度に応じて定
める必要はない。ガス放電ランプに電流が流れ始める段
階に必要な非常に高い電圧を生成するには、ＤＣ／ＤＣ
コンバータの変圧器の巻線の巻数比を非常に大きくしな
ければならない。これに対応して、変圧器の巻線の寸法
は非常に大きくなる。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータの
スイッチは、非常に低い衝撃周波の信号により操作する
必要がある。以上の理由から、上記のガス放電ランプ用
の制御回路の寸法は非常に大きい。
ータでは、一次側から二次側へのエネルギーの移動は、
変圧器の二次巻線と接続した一又は二以上のスイッチが
開いた時に起こるが、“フィード・フォワード"型のＤＣ
／ＤＣコンバータでは、エネルギーの移動はスイッチが
閉じた時に起こる。“フィード・フォワード”型のＤＣ
／ＤＣコンバータを使用すれば、変圧器の鉄心の寸法
は、ガス放電ランプに供給される電流の強度に応じて定
める必要はない。ガス放電ランプに電流が流れ始める段
階に必要な非常に高い電圧を生成するには、ＤＣ／ＤＣ
コンバータの変圧器の巻線の巻数比を非常に大きくしな
ければならない。これに対応して、変圧器の巻線の寸法
は非常に大きくなる。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータの
スイッチは、非常に低い衝撃周波の信号により操作する
必要がある。以上の理由から、上記のガス放電ランプ用
の制御回路の寸法は非常に大きい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術に係る回路よりも全体的な寸法が小さいガス放電ラ
ンプの制御回路を提供することにある。
技術に係る回路よりも全体的な寸法が小さいガス放電ラ
ンプの制御回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的は、請求項１に
より規定される主たる特徴を有する制御回路により達成
される。すなわち、請求項１は、自動車のバッテリーの
ような直流電圧源に接続され、該直流電圧源により供給
される電圧よりも高圧の直流電圧を出力する切換式の複
数のＤＣ／ＤＣコンバータ手段と、該ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ手段に接続され、中央の枝路にガス放電ランプと反
応開始手段を備えるＨ型のブリッジ・スイッチング回路
と、上記ガス放電ランプのスイッチを入れる度に、最初
に、特にガス放電ランプを始動するために、非常に高い
電圧が供給され、続いて、ガス放電ランプを加熱又は暖
めている間及びそれに続いてガス放電ランプが定常作動
している間、ガス放電ランプに大電流を流し続けるため
に、低電圧の大電力を供給されるように、上記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータとブリッジ・スイッチング回路を駆動する
制御回路とを備え、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ手段は、
“フライ・バック”型の切換式のＤＣ／ＤＣコンバータ
と、“フィード・フォワード”型の切換式の第２のＤＣ
／ＤＣコンバータとを備え、ガス放電ランプのスイッチ
を入れる度に、最初に、非常に高い電圧を生成するため
に“フライ・バック”型のコンバータが作動し、それに
続いて、低電圧であるが大きい電力を生成するために、
“フィード・フォワード”型のＤＣ／ＤＣコンバータを
作動するように、上記制御回路がＤＣ／ＤＣコンバータ
を駆動する構成としていることを特徴とする自動車に好
適に使用されるガス放電ランプの制御回路を提供するも
のである。本発明の他の特徴及び利点は図面を参照した
以下の説明から明らかとなるが、本発明はこれに限定さ
れるものではない。
より規定される主たる特徴を有する制御回路により達成
される。すなわち、請求項１は、自動車のバッテリーの
ような直流電圧源に接続され、該直流電圧源により供給
される電圧よりも高圧の直流電圧を出力する切換式の複
数のＤＣ／ＤＣコンバータ手段と、該ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ手段に接続され、中央の枝路にガス放電ランプと反
応開始手段を備えるＨ型のブリッジ・スイッチング回路
と、上記ガス放電ランプのスイッチを入れる度に、最初
に、特にガス放電ランプを始動するために、非常に高い
電圧が供給され、続いて、ガス放電ランプを加熱又は暖
めている間及びそれに続いてガス放電ランプが定常作動
している間、ガス放電ランプに大電流を流し続けるため
に、低電圧の大電力を供給されるように、上記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータとブリッジ・スイッチング回路を駆動する
制御回路とを備え、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ手段は、
“フライ・バック”型の切換式のＤＣ／ＤＣコンバータ
と、“フィード・フォワード”型の切換式の第２のＤＣ
／ＤＣコンバータとを備え、ガス放電ランプのスイッチ
を入れる度に、最初に、非常に高い電圧を生成するため
に“フライ・バック”型のコンバータが作動し、それに
続いて、低電圧であるが大きい電力を生成するために、
“フィード・フォワード”型のＤＣ／ＤＣコンバータを
作動するように、上記制御回路がＤＣ／ＤＣコンバータ
を駆動する構成としていることを特徴とする自動車に好
適に使用されるガス放電ランプの制御回路を提供するも
のである。本発明の他の特徴及び利点は図面を参照した
以下の説明から明らかとなるが、本発明はこれに限定さ
れるものではない。
【０００９】
【実施例】図１に示すガス放電ランプの制御回路は、そ
れぞれＣＣ１，ＣＣ２で示す２個の切換式のＤＣ／ＤＣ
コンバータを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１
は“フライ・バック”型であるが、ＤＣ／ＤＣコンバー
タＣＣ２は“フィード・フォワード”型である。各ＤＣ
／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２は、それぞれ直流電圧
源を構成する自動車のバッテリーＢに接続された入力
１，２を備えている。
れぞれＣＣ１，ＣＣ２で示す２個の切換式のＤＣ／ＤＣ
コンバータを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１
は“フライ・バック”型であるが、ＤＣ／ＤＣコンバー
タＣＣ２は“フィード・フォワード”型である。各ＤＣ
／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２は、それぞれ直流電圧
源を構成する自動車のバッテリーＢに接続された入力
１，２を備えている。
【００１０】ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の出力は、Ｈ
Ｂで示すＨ型のブリッジ・スイッチング回路に接続して
おり、このブリッジ・スイッチング回路ＨＢは、スイッ
チを構成する４個のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１〜Ｍ
４を備えている。上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢ
の中央の枝路には、ガス放電ランプＬ及び反応開始手段
を構成するパルス変圧器（テスラ変圧器）ＴＴの二次巻
線が配置されている。このパルス変圧器ＴＴの一次巻線
は、放電ＳＣを介してＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１の２
個の出力端子３，４に接続している。上記ブリッジ・ス
イッチング回路ＨＢの図中上端に位置する接続点５は、
保護ダイオードＤと、電流センサとして機能する抵抗Ｒ
１を介してアースに接続されている。
Ｂで示すＨ型のブリッジ・スイッチング回路に接続して
おり、このブリッジ・スイッチング回路ＨＢは、スイッ
チを構成する４個のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１〜Ｍ
４を備えている。上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢ
の中央の枝路には、ガス放電ランプＬ及び反応開始手段
を構成するパルス変圧器（テスラ変圧器）ＴＴの二次巻
線が配置されている。このパルス変圧器ＴＴの一次巻線
は、放電ＳＣを介してＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１の２
個の出力端子３，４に接続している。上記ブリッジ・ス
イッチング回路ＨＢの図中上端に位置する接続点５は、
保護ダイオードＤと、電流センサとして機能する抵抗Ｒ
１を介してアースに接続されている。
【００１１】図示の実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＣＣ１は、鉄心Ｎ１、入力１とアースの間にスイッチＭ
１１と直列に配置された一次巻線Ｗ１１、互いに並列な
２個の出力コンデンサＣ１，Ｃ２に整流ダイオードＤ１
を介して接続された第１の二次巻線Ｗ１２、及び、整流
ダイオードＤ２を介して、出力コンデンサＣ３に接続さ
れた第２の二次巻線Ｗ１３を有する変圧器Ｔ１を備えて
いる。出力コンデンサＣ１，Ｃ２は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ１の出力端子３，４間に並列に接続されてい
る。出力コンデンサＣ３の一方のプレートはアースに接
続され、他のプレートは整流ダイオードＤ２のアノード
２に接続されている。
ＣＣ１は、鉄心Ｎ１、入力１とアースの間にスイッチＭ
１１と直列に配置された一次巻線Ｗ１１、互いに並列な
２個の出力コンデンサＣ１，Ｃ２に整流ダイオードＤ１
を介して接続された第１の二次巻線Ｗ１２、及び、整流
ダイオードＤ２を介して、出力コンデンサＣ３に接続さ
れた第２の二次巻線Ｗ１３を有する変圧器Ｔ１を備えて
いる。出力コンデンサＣ１，Ｃ２は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ１の出力端子３，４間に並列に接続されてい
る。出力コンデンサＣ３の一方のプレートはアースに接
続され、他のプレートは整流ダイオードＤ２のアノード
２に接続されている。
【００１２】ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２は、鉄心Ｎ
２、２個の半巻線Ｗ２１，Ｗ２２に分割され、その接続
点が入力端子２に接続された一次巻線、及び、二次巻線
Ｗ２３を有する変圧器Ｔ２を備えている。一次側の半巻
線Ｗ２１，Ｗ２２とアースの間には、それぞれ電子スイ
ッチＭ２１，Ｍ２２を介設している。二次巻線Ｗ２３
は、全波整流回路ＢＲに接続しており、図１に示す本実
施例では、この全波整流回路ＢＲは、ダイオード・ブリ
ッジ型である。全波整流回路ＢＲの出力はＬＣ出力フィ
ルタに接続されており、このＬＣ出力フィルタは、ＤＣ
／ＤＣコンバータＣＣ２の出力端子６，７の間に並列に
接続されたインダクタＬ１とコンデンサＣ４を備えてい
る。上記全波整流回路ＢＲに接続されたインダクタＬ１
の端子は、ダイオードＤ３のアノードにも接続されてお
り、このダイオードＤ３のカソードは出力コンデンサＣ
３とＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１のダイオードＤ２のア
ノードとの接続点に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ１，ＣＣ２の電子スイッチＭ１１，Ｍ２１，Ｍ
２２はＭＯＳＦＥＴトランジスタからなることが好まし
い。
２、２個の半巻線Ｗ２１，Ｗ２２に分割され、その接続
点が入力端子２に接続された一次巻線、及び、二次巻線
Ｗ２３を有する変圧器Ｔ２を備えている。一次側の半巻
線Ｗ２１，Ｗ２２とアースの間には、それぞれ電子スイ
ッチＭ２１，Ｍ２２を介設している。二次巻線Ｗ２３
は、全波整流回路ＢＲに接続しており、図１に示す本実
施例では、この全波整流回路ＢＲは、ダイオード・ブリ
ッジ型である。全波整流回路ＢＲの出力はＬＣ出力フィ
ルタに接続されており、このＬＣ出力フィルタは、ＤＣ
／ＤＣコンバータＣＣ２の出力端子６，７の間に並列に
接続されたインダクタＬ１とコンデンサＣ４を備えてい
る。上記全波整流回路ＢＲに接続されたインダクタＬ１
の端子は、ダイオードＤ３のアノードにも接続されてお
り、このダイオードＤ３のカソードは出力コンデンサＣ
３とＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１のダイオードＤ２のア
ノードとの接続点に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ１，ＣＣ２の電子スイッチＭ１１，Ｍ２１，Ｍ
２２はＭＯＳＦＥＴトランジスタからなることが好まし
い。
【００１３】ＥＣＵで示す制御回路を構成する電子制御
ユニットは、上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢと同
様に２個のＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ１，ＣＣ２に
接続された複数の入力と出力を備えている。電子制御ユ
ニットＥＣＵの出力は、スイッチＭ１１の制御入力に接
続されている。また、電子制御ユニットＥＣＵの２つの
出力ｂ，ｃは、電子スイッチＭ２１，Ｍ２２の制御入力
に接続している。さらに、電子制御ユニットＥＣＵの２
つの出力ｄ，ｅは、それぞれブリッジ・スイッチング回
路ＨＢの２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及
びＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２，Ｍ３の制御入力に接
続している。電子制御ユニットＥＣＵは、作動中に、ブ
リッジ・スイッチング回路ＨＢ及びガス放電ランプＬを
流れる電流の強さを示す電圧信号を受信するために、抵
抗Ｒ１の非接地側の端子に接続した入力ｆを備えてい
る。さらに、電子制御ユニットＥＣＵの２つの入力ｇ，
ｈはＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ２の出力端子６，７
に接続しており、作動中にガス放電ランプＬに供給され
る電圧の強さを示す信号受信するようにしている。電子
制御ユニットＥＣＵは、マイクロプロセッサを用いて構
成しており、以下に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータＣ
Ｃ２，ＣＣ２とブリッジ・スイッチング回路ＨＢのスイ
ッチを駆動してガス放電ランプＬのスイッチを入れた際
の制御を行う構成としている。
ユニットは、上記ブリッジ・スイッチング回路ＨＢと同
様に２個のＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ１，ＣＣ２に
接続された複数の入力と出力を備えている。電子制御ユ
ニットＥＣＵの出力は、スイッチＭ１１の制御入力に接
続されている。また、電子制御ユニットＥＣＵの２つの
出力ｂ，ｃは、電子スイッチＭ２１，Ｍ２２の制御入力
に接続している。さらに、電子制御ユニットＥＣＵの２
つの出力ｄ，ｅは、それぞれブリッジ・スイッチング回
路ＨＢの２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及
びＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２，Ｍ３の制御入力に接
続している。電子制御ユニットＥＣＵは、作動中に、ブ
リッジ・スイッチング回路ＨＢ及びガス放電ランプＬを
流れる電流の強さを示す電圧信号を受信するために、抵
抗Ｒ１の非接地側の端子に接続した入力ｆを備えてい
る。さらに、電子制御ユニットＥＣＵの２つの入力ｇ，
ｈはＤＣ／ＤＣコンバータ回路ＣＣ２の出力端子６，７
に接続しており、作動中にガス放電ランプＬに供給され
る電圧の強さを示す信号受信するようにしている。電子
制御ユニットＥＣＵは、マイクロプロセッサを用いて構
成しており、以下に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータＣ
Ｃ２，ＣＣ２とブリッジ・スイッチング回路ＨＢのスイ
ッチを駆動してガス放電ランプＬのスイッチを入れた際
の制御を行う構成としている。
【００１４】ガス放電ランプＬのスイッチを入れるため
に、電子制御ユニットＥＣＵは、オン・オフ駆動信号を
“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１の
電子スイッチＭ１１に送信する。電子スイッチＭ１１を
駆動すると出力コンデンサＣ２（＋Ｃ１），Ｃ３にそれ
ぞれ異なる電圧が充電されるように、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ１の二次巻線Ｗ１２，Ｗ１３は、異なる巻数と
している。ガス放電ランプＬと協働する放電ＳＣの開始
電圧に対応して、出力コンデンサＣ２（Ｃ１＋）には、
数ｋＶ程度の電圧が充電される。出力コンデンサＣ３に
は、“引き継ぎ”段階の電圧に対応して、数１００Ｖ
（例えば、３００Ｖ）程度の電圧が充電される。ＤＣ／
ＤＣコンバータＣＣ１の出力コンデンサを充電している
間、ガス放電ランプＬへの電流の導通が始まるのを待機
するために、ブリッジ・スイッチング回路ＨＢは切換状
態を継続し、あるいは、２個のＭＯＳＦＥＴトランジス
タ（例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４）が
閉、他の２個のＭＯＳＦＥＴトランジスタ（ＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ２，Ｍ３）が開であるような予め定め
た状態とすることが好ましい。
に、電子制御ユニットＥＣＵは、オン・オフ駆動信号を
“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１の
電子スイッチＭ１１に送信する。電子スイッチＭ１１を
駆動すると出力コンデンサＣ２（＋Ｃ１），Ｃ３にそれ
ぞれ異なる電圧が充電されるように、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ１の二次巻線Ｗ１２，Ｗ１３は、異なる巻数と
している。ガス放電ランプＬと協働する放電ＳＣの開始
電圧に対応して、出力コンデンサＣ２（Ｃ１＋）には、
数ｋＶ程度の電圧が充電される。出力コンデンサＣ３に
は、“引き継ぎ”段階の電圧に対応して、数１００Ｖ
（例えば、３００Ｖ）程度の電圧が充電される。ＤＣ／
ＤＣコンバータＣＣ１の出力コンデンサを充電している
間、ガス放電ランプＬへの電流の導通が始まるのを待機
するために、ブリッジ・スイッチング回路ＨＢは切換状
態を継続し、あるいは、２個のＭＯＳＦＥＴトランジス
タ（例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４）が
閉、他の２個のＭＯＳＦＥＴトランジスタ（ＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ２，Ｍ３）が開であるような予め定め
た状態とすることが好ましい。
【００１５】出力コンデンサＣ２の電圧が開始電圧に達
すると、この出力コンデンサＣ２はパルス変圧器ＴＴの
一次巻線と放電ＳＣを介して放電する。超過電圧はそれ
に応じてパルス変圧器ＴＴの二次巻線に移転され、ガス
放電ランプＬ中のガスがイオン化し、ガス放電ランプＬ
が導通状態となる。ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの
導通状態のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１〜Ｍ４及び中
央の枝路（ガス放電ランプＬを含む。）、インダクター
Ｌ１、出力コンデンサＣ３、この出力コンデンサＣ３と
アースの間の導通接続ｚとを含む導電経路が形成され、
これによりコンバータＣＣ１の出力コンデンサＣ３の放
電が可能となる。この段階では、それ以前に出力コンデ
ンサＣ３に充電された“引き継ぎ”電圧（例えば、約３
００Ｖ）がガス放電ランプＬに供給される。この段階が
完了すると直ちに、電子制御ユニットＥＣＵがＤＣ／Ｄ
ＣコンバータＣＣ１を非作動状態とし、電子スイッチＭ
１１を常開に維持する。さらに、電子制御ユニットＥＣ
Ｕは、ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの２対のＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及びＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタＭ２，Ｍ３と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ
２の電子スイッチＭ２１，Ｍ２２を制御してガス放電ラ
ンプＬに供給される電圧及びこのガス放電ランプＬを流
れる電流が“暖め”段階及び定常作動（“定常状態”）
に対応する値となるように、プッシュ・プルモードとす
る。
すると、この出力コンデンサＣ２はパルス変圧器ＴＴの
一次巻線と放電ＳＣを介して放電する。超過電圧はそれ
に応じてパルス変圧器ＴＴの二次巻線に移転され、ガス
放電ランプＬ中のガスがイオン化し、ガス放電ランプＬ
が導通状態となる。ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの
導通状態のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１〜Ｍ４及び中
央の枝路（ガス放電ランプＬを含む。）、インダクター
Ｌ１、出力コンデンサＣ３、この出力コンデンサＣ３と
アースの間の導通接続ｚとを含む導電経路が形成され、
これによりコンバータＣＣ１の出力コンデンサＣ３の放
電が可能となる。この段階では、それ以前に出力コンデ
ンサＣ３に充電された“引き継ぎ”電圧（例えば、約３
００Ｖ）がガス放電ランプＬに供給される。この段階が
完了すると直ちに、電子制御ユニットＥＣＵがＤＣ／Ｄ
ＣコンバータＣＣ１を非作動状態とし、電子スイッチＭ
１１を常開に維持する。さらに、電子制御ユニットＥＣ
Ｕは、ブリッジ・スイッチング回路ＨＢの２対のＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及びＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタＭ２，Ｍ３と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ
２の電子スイッチＭ２１，Ｍ２２を制御してガス放電ラ
ンプＬに供給される電圧及びこのガス放電ランプＬを流
れる電流が“暖め”段階及び定常作動（“定常状態”）
に対応する値となるように、プッシュ・プルモードとす
る。
【００１６】以上のように図１を参照して説明した制御
回路は、非常に小型である。この制御回路は、２個のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２を備えているが、こ
れらのＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２の寸法は限
界に達しておらず、これらのＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ
１，ＣＣ２の全体の寸法は、先行技術に係る回路で一般
的に使用される単独のＤＣ／ＤＣコンバータの寸法より
も相当小さい。上記“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣ
コンバータＣＣ１は、低い巻数比の変圧器Ｔ１で開始段
階及び“引き継ぎ”段階に、非常に高い電圧を得ること
ができる。ガス放電ランプＬＩ対して大電流を供給する
必要のある、後続する“暖め”及び“安定状態”段階の
間は、この変圧器Ｔ１は作動していないため、変圧器Ｔ
１の鉄心Ｎ１を非常に小さくすることができる。上記
“フィード・フォワード”型のコンバータＣＣ２の変圧
器Ｔ２は、開始及び“引き継ぎ”段階に要求される非常
に高い電圧を生成しないため、その巻数比を比較的に小
さくすることができる。この変圧器Ｔ２の鉄心Ｎ２の寸
法は、後続する“暖め”及び“安定状態”段階の間にガ
ス放電ランプＬに供給される電流の強さに依存しない。
回路は、非常に小型である。この制御回路は、２個のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２を備えているが、こ
れらのＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１，ＣＣ２の寸法は限
界に達しておらず、これらのＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ
１，ＣＣ２の全体の寸法は、先行技術に係る回路で一般
的に使用される単独のＤＣ／ＤＣコンバータの寸法より
も相当小さい。上記“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣ
コンバータＣＣ１は、低い巻数比の変圧器Ｔ１で開始段
階及び“引き継ぎ”段階に、非常に高い電圧を得ること
ができる。ガス放電ランプＬＩ対して大電流を供給する
必要のある、後続する“暖め”及び“安定状態”段階の
間は、この変圧器Ｔ１は作動していないため、変圧器Ｔ
１の鉄心Ｎ１を非常に小さくすることができる。上記
“フィード・フォワード”型のコンバータＣＣ２の変圧
器Ｔ２は、開始及び“引き継ぎ”段階に要求される非常
に高い電圧を生成しないため、その巻数比を比較的に小
さくすることができる。この変圧器Ｔ２の鉄心Ｎ２の寸
法は、後続する“暖め”及び“安定状態”段階の間にガ
ス放電ランプＬに供給される電流の強さに依存しない。
【００１７】作動時には、初期段階（開始及び“引き継
ぎ”段階）の間は、電子制御ユニットＥＣＵは出力コン
デンサＣ２，Ｃ３を必要な電圧まで充電するために、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＣ１を駆動しており、また、電子
制御ユニットＥＣＵは、コンデンサＣ４の容量を変更す
るために、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２を駆動し、ガス
放電ランプＬの“暖め段階”でＤＣ／ＤＣコンバータＣ
Ｃ２がＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１を引き継ぐようにし
ている。上記インダクタＬ１とコンデンサＣ４からなる
ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２のＬＣ出力フィルタは、電
流リミッタとしても機能し、また、ブリッジ・スイッチ
ング回路ＨＢがガス放電ランプＬを流れる電流の向きを
反転させた時に、超過電圧調整器を再始動する機能を果
たす。
ぎ”段階）の間は、電子制御ユニットＥＣＵは出力コン
デンサＣ２，Ｃ３を必要な電圧まで充電するために、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータＣＣ１を駆動しており、また、電子
制御ユニットＥＣＵは、コンデンサＣ４の容量を変更す
るために、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２を駆動し、ガス
放電ランプＬの“暖め段階”でＤＣ／ＤＣコンバータＣ
Ｃ２がＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１を引き継ぐようにし
ている。上記インダクタＬ１とコンデンサＣ４からなる
ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２のＬＣ出力フィルタは、電
流リミッタとしても機能し、また、ブリッジ・スイッチ
ング回路ＨＢがガス放電ランプＬを流れる電流の向きを
反転させた時に、超過電圧調整器を再始動する機能を果
たす。
【００１８】図１のブリッジ・スイッチング回路ＨＢ
は、実質的にアースに対応する電位（端子５）と、アー
スよりも一層負である電位（端子７）との間で作動す
る。このブリッジ・スイッチング回路ＨＢのＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ１からＭ４は、例えば、以下図２を参
照して説明する駆動回路により駆動される。図示のよう
に、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２，Ｍ３の駆動回路
は、一対のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４の駆動
回路と同一かつ対称である。以下、ＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタＭ１，Ｍ４の駆動回路のみについて詳細に説明す
る。
は、実質的にアースに対応する電位（端子５）と、アー
スよりも一層負である電位（端子７）との間で作動す
る。このブリッジ・スイッチング回路ＨＢのＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ１からＭ４は、例えば、以下図２を参
照して説明する駆動回路により駆動される。図示のよう
に、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２，Ｍ３の駆動回路
は、一対のＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４の駆動
回路と同一かつ対称である。以下、ＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタＭ１，Ｍ４の駆動回路のみについて詳細に説明す
る。
【００１９】図２に示すように、ＭＯＳＦＥＴトランジ
スタＭ１，Ｍ４のゲートとソースの間には、保護ツェナ
ダイオードＺ１，Ｚ４が接続されている。ＩＧ１，ＩＧ
４で示す２個の電流生成回路の入力は接続点１０におい
て互いに接続され、電流生成回路ＩＧ１，ＩＧ４の各出
力はＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４のゲートに接
続されている。図示の実施例では、電流生成器ＩＧ１
は、ｐｎｐ型のトランジスタＱ１を備え、このトランジ
スタＱ１のベースは接続点１０に接続し、コレクタはＭ
ＯＳＦＥＴトランジスタＭ１のゲートとＭＯＳＦＥＴト
ランジスタＭ１，Ｍ２の間の介在させたダイオードＤ４
（このダイオードＤ４の機能については後述する。）の
カソードに接続し、エミッタは抵抗Ｒ１１を介して、例
えば、＋１２Ｖの安定した直流電流を出力する安定電圧
源ＳＶＳの出力に接続している。同様に、電流生成器Ｉ
Ｇ４は、バイポーラトランジスタＱ４を備え、このバイ
ポーラトランジスタＱ４のベースは接続点１０に接続
し、コレクタはダイオードＤ５を介してＭＯＳＦＥＴト
ランジスタＭ４のゲートに接続し、エミッタは抵抗Ｒ１
４を介して安定電圧源ＳＶＳの出力に接続している。
スタＭ１，Ｍ４のゲートとソースの間には、保護ツェナ
ダイオードＺ１，Ｚ４が接続されている。ＩＧ１，ＩＧ
４で示す２個の電流生成回路の入力は接続点１０におい
て互いに接続され、電流生成回路ＩＧ１，ＩＧ４の各出
力はＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４のゲートに接
続されている。図示の実施例では、電流生成器ＩＧ１
は、ｐｎｐ型のトランジスタＱ１を備え、このトランジ
スタＱ１のベースは接続点１０に接続し、コレクタはＭ
ＯＳＦＥＴトランジスタＭ１のゲートとＭＯＳＦＥＴト
ランジスタＭ１，Ｍ２の間の介在させたダイオードＤ４
（このダイオードＤ４の機能については後述する。）の
カソードに接続し、エミッタは抵抗Ｒ１１を介して、例
えば、＋１２Ｖの安定した直流電流を出力する安定電圧
源ＳＶＳの出力に接続している。同様に、電流生成器Ｉ
Ｇ４は、バイポーラトランジスタＱ４を備え、このバイ
ポーラトランジスタＱ４のベースは接続点１０に接続
し、コレクタはダイオードＤ５を介してＭＯＳＦＥＴト
ランジスタＭ４のゲートに接続し、エミッタは抵抗Ｒ１
４を介して安定電圧源ＳＶＳの出力に接続している。
【００２０】上記２個の電流生成器ＩＧ１，ＩＧ４の共
通の抵抗Ｒ１５は、トランジスタＱ１及びバイポーラト
ランジスタＱ４のベースと安定電圧源ＳＶＳの出力の間
に接続されている。抵抗Ｒ１６は、バイポーラトランジ
スタＱ４のコレクタとＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ４の
ソースとの間に接続されている。ｐｎｐ型のバイポーラ
トランジスタＱ１４のベースはバイポーラトランジスタ
Ｑ４のコレクタに接続されており、コレクタはＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタＭ４のソースに接続されており、エミ
ッタはＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ４のゲートに接続さ
れている。接続点１０と入力端子１１の間には、コンデ
ンサＣ５を介在させており、このコンデンサＣ５と並列
に抵抗Ｒ１７を接続している。入力端子１１はＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４を駆動するための制御入力
であり、電子制御ユニットＥＣＵの対応する出力に接続
されている。
通の抵抗Ｒ１５は、トランジスタＱ１及びバイポーラト
ランジスタＱ４のベースと安定電圧源ＳＶＳの出力の間
に接続されている。抵抗Ｒ１６は、バイポーラトランジ
スタＱ４のコレクタとＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ４の
ソースとの間に接続されている。ｐｎｐ型のバイポーラ
トランジスタＱ１４のベースはバイポーラトランジスタ
Ｑ４のコレクタに接続されており、コレクタはＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタＭ４のソースに接続されており、エミ
ッタはＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ４のゲートに接続さ
れている。接続点１０と入力端子１１の間には、コンデ
ンサＣ５を介在させており、このコンデンサＣ５と並列
に抵抗Ｒ１７を接続している。入力端子１１はＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４を駆動するための制御入力
であり、電子制御ユニットＥＣＵの対応する出力に接続
されている。
【００２１】“ハイ”レベルの制御パルスが入力端子１
１に印加されると、最初にコンデンサＣ５が放電する。
この制御信号が接続点１０、すなわち電流生成器ＩＧ
１，ＩＧ４に達すると、電流生成器ＩＧ１，ＩＧ４は、
固有の入力容量を有するＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ
１，Ｍ４を速やかに充電する大電流を出力し、ＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４が導通する。このように抵
抗Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１７及びコンデンサＣ５は、電流
生成器ＩＧ１，ＩＧ４により供給される電流の強さを制
限する調整手段を構成している。一方、コンデンサＣ５
が充電され、電流生成器ＩＧ１，ＩＧ４により生成され
る電流が低減し、トランジスタＱ１，Ｑ４での損失は大
幅に制限される。遮断手段を構成するダイオードＤ４
は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２が導通したときにＭ
ＯＳＦＥＴトランジスタＭ１が導通するのを防ぐ機能を
果たす。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２が導通すると、
電流がダイオードＤ４を通過して、このダイオードＤ４
で電圧降下が生じ（例えば、約０．６Ｖ）、この低下し
た電圧がＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１のゲートに供給
されてＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１の導通が防止され
る。
１に印加されると、最初にコンデンサＣ５が放電する。
この制御信号が接続点１０、すなわち電流生成器ＩＧ
１，ＩＧ４に達すると、電流生成器ＩＧ１，ＩＧ４は、
固有の入力容量を有するＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ
１，Ｍ４を速やかに充電する大電流を出力し、ＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４が導通する。このように抵
抗Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１７及びコンデンサＣ５は、電流
生成器ＩＧ１，ＩＧ４により供給される電流の強さを制
限する調整手段を構成している。一方、コンデンサＣ５
が充電され、電流生成器ＩＧ１，ＩＧ４により生成され
る電流が低減し、トランジスタＱ１，Ｑ４での損失は大
幅に制限される。遮断手段を構成するダイオードＤ４
は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２が導通したときにＭ
ＯＳＦＥＴトランジスタＭ１が導通するのを防ぐ機能を
果たす。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ２が導通すると、
電流がダイオードＤ４を通過して、このダイオードＤ４
で電圧降下が生じ（例えば、約０．６Ｖ）、この低下し
た電圧がＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１のゲートに供給
されてＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１の導通が防止され
る。
【００２２】図３は、上記図２で説明した安定電圧源Ｓ
ＶＳの一例を示している。図３に示す安定電圧源ＳＶＳ
は、バッテリーＢより供給される電圧が、例えば、８Ｖ
から１５Ｖの間で変化する場合のように、大きく変化す
る場合であっても、例えば＋１２Ｖの安定した出力供給
電圧を供給する。図３に示す例では、整流ダイオードＤ
６，Ｄ７のアノードは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の
一次側の半巻線Ｗ２１，Ｗ２２と、この半巻線Ｗ２１，
Ｗ２２と協働する電子スイッチＭ２１，Ｍ２２の接続点
に接続されている。整流ダイオードＤ６，Ｄ７のカソー
ドは、コンデンサＣ１０の一方のプレートに接続し、こ
のコンデンサＣ１０の他のプレートは、アースに接続し
ている。上記整流ダイオードＤ６，Ｄ７及び抵抗Ｃ１０
はバッテリーＢにより供給される電圧Ｖbに比例し、か
つ電圧Ｖbより高圧の非安定直流電圧を出力する電圧上
昇手段を構成している。上記のようにＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ２は、“フィード・フォワード”型であり、プ
ッシュ・プルモードで作動する。バッテリーＢにより供
給される電圧がＶbであれば、作動中、コンデンサＣ１
０には、約２Ｖbの電圧が局在する。コンデンサＣ１０
は、スイッチングデバイスＳＷを介して電圧調整器ＶＲ
（公知の型のものである。）の入力に接続され、この電
圧調整器ＶＲは、例えば、１２Ｖの所望の安定した出力
供給電圧を供給することができる。
ＶＳの一例を示している。図３に示す安定電圧源ＳＶＳ
は、バッテリーＢより供給される電圧が、例えば、８Ｖ
から１５Ｖの間で変化する場合のように、大きく変化す
る場合であっても、例えば＋１２Ｖの安定した出力供給
電圧を供給する。図３に示す例では、整流ダイオードＤ
６，Ｄ７のアノードは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ２の
一次側の半巻線Ｗ２１，Ｗ２２と、この半巻線Ｗ２１，
Ｗ２２と協働する電子スイッチＭ２１，Ｍ２２の接続点
に接続されている。整流ダイオードＤ６，Ｄ７のカソー
ドは、コンデンサＣ１０の一方のプレートに接続し、こ
のコンデンサＣ１０の他のプレートは、アースに接続し
ている。上記整流ダイオードＤ６，Ｄ７及び抵抗Ｃ１０
はバッテリーＢにより供給される電圧Ｖbに比例し、か
つ電圧Ｖbより高圧の非安定直流電圧を出力する電圧上
昇手段を構成している。上記のようにＤＣ／ＤＣコンバ
ータＣＣ２は、“フィード・フォワード”型であり、プ
ッシュ・プルモードで作動する。バッテリーＢにより供
給される電圧がＶbであれば、作動中、コンデンサＣ１
０には、約２Ｖbの電圧が局在する。コンデンサＣ１０
は、スイッチングデバイスＳＷを介して電圧調整器ＶＲ
（公知の型のものである。）の入力に接続され、この電
圧調整器ＶＲは、例えば、１２Ｖの所望の安定した出力
供給電圧を供給することができる。
【００２３】ＣＯＭＰ１で示す比較器は、バッテリーＢ
に接続した入力を備え、バッテリーＢから供給された電
圧Ｖbと予め定めた約１２Ｖの電圧ＶREFとを比較する。
比較器ＣＯＭＰ１の出力は、バッテリーＢにより供給さ
れる電圧Ｖbが、電圧ＶREFより低圧となった場合のみ、
コンデンサＣ１０を電圧調整器ＶＲの入力に接続するよ
うに、スイッチングデバイスＳＷを制御する。電圧Ｖb
がＶREFよりも高圧となると、スイッチングデバイスＳ
Ｗは、電圧調整器ＶＲの入力をバッテリーＢに接続す
る。バッテリーＢにより供給される電圧Ｖbが不十分な
場合、このバッテリーＢから供給される電圧Ｖbの約２
倍の電圧を有するコンデンサＣ１０が電圧調整器ＶＲの
入力に接続される。しかし、電圧Ｖbが十分な場合、電
圧調整器ＶＲの入力は直接バッテリーＢに接続され、こ
の状態で電圧調整器ＶＲ内の損失の総量が低減する。上
記の機能に加えて、コンデンサＣ１０は、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータＣＣ２の一次巻線の漏れインダクタンスの影響
を中和する、“クランプ”作動を実行することが好まし
い。
に接続した入力を備え、バッテリーＢから供給された電
圧Ｖbと予め定めた約１２Ｖの電圧ＶREFとを比較する。
比較器ＣＯＭＰ１の出力は、バッテリーＢにより供給さ
れる電圧Ｖbが、電圧ＶREFより低圧となった場合のみ、
コンデンサＣ１０を電圧調整器ＶＲの入力に接続するよ
うに、スイッチングデバイスＳＷを制御する。電圧Ｖb
がＶREFよりも高圧となると、スイッチングデバイスＳ
Ｗは、電圧調整器ＶＲの入力をバッテリーＢに接続す
る。バッテリーＢにより供給される電圧Ｖbが不十分な
場合、このバッテリーＢから供給される電圧Ｖbの約２
倍の電圧を有するコンデンサＣ１０が電圧調整器ＶＲの
入力に接続される。しかし、電圧Ｖbが十分な場合、電
圧調整器ＶＲの入力は直接バッテリーＢに接続され、こ
の状態で電圧調整器ＶＲ内の損失の総量が低減する。上
記の機能に加えて、コンデンサＣ１０は、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータＣＣ２の一次巻線の漏れインダクタンスの影響
を中和する、“クランプ”作動を実行することが好まし
い。
【００２４】次に、“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣ
コンバータＣＣ１と協働する回路について図４を参照し
て説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１は、自己
パルス型であり、作動中は、一次巻線Ｗ１１に予め蓄え
られたエネルギーが、二次巻線Ｗ１２，Ｗ１３へ移転さ
れると直ちに、一次巻線Ｗ１１に電流が流れる。そのた
め、比較回路ＣＯＭＰ２は、バッテリーＢに接続した入
力と、一次巻線Ｗ１１を通る電流を制御するＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ１１のドレインに接続した他の入力を
備えている。この比較器ＣＯＭＰ２は、ドレイン電圧Ｄ
Ｍ１１とバッテリー電圧Ｖbを比較する。ＭＯＳＦＥＴ
トランジスタＭ１１のドレイン電圧が電圧Ｖbよりも大
きい場合には、一次巻線Ｗ１１から二次側の半巻線Ｗ１
２，Ｗ１３へのエネルギーの移動は更に進行する。ＭＯ
ＳＦＥＴトランジスタＭ１１のドレイン電圧が実質的に
電圧Ｖbと等しくなると、一次巻線Ｗ１１から二次巻線
Ｗ１２，Ｗ１３へのエネルギーの移転が完了し、一次巻
線Ｗ１１に再び電流が流れる。
コンバータＣＣ１と協働する回路について図４を参照し
て説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１は、自己
パルス型であり、作動中は、一次巻線Ｗ１１に予め蓄え
られたエネルギーが、二次巻線Ｗ１２，Ｗ１３へ移転さ
れると直ちに、一次巻線Ｗ１１に電流が流れる。そのた
め、比較回路ＣＯＭＰ２は、バッテリーＢに接続した入
力と、一次巻線Ｗ１１を通る電流を制御するＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ１１のドレインに接続した他の入力を
備えている。この比較器ＣＯＭＰ２は、ドレイン電圧Ｄ
Ｍ１１とバッテリー電圧Ｖbを比較する。ＭＯＳＦＥＴ
トランジスタＭ１１のドレイン電圧が電圧Ｖbよりも大
きい場合には、一次巻線Ｗ１１から二次側の半巻線Ｗ１
２，Ｗ１３へのエネルギーの移動は更に進行する。ＭＯ
ＳＦＥＴトランジスタＭ１１のドレイン電圧が実質的に
電圧Ｖbと等しくなると、一次巻線Ｗ１１から二次巻線
Ｗ１２，Ｗ１３へのエネルギーの移転が完了し、一次巻
線Ｗ１１に再び電流が流れる。
【００２５】同様に、比較器ＣＯＭＰ２の出力は、電子
制御ユニットＥＣＵの対応する入力に接続しており、こ
の電子制御ユニットＥＣＵは、比較器ＣＯＭＰ２の出力
がＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１１のドレイン電圧が実
質的に電圧Ｖbと等しくなったことを示すと直ちに、駆
動回路Ｄにより、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１１を導
通状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１の変圧器Ｔ
１の鉄心Ｎ１の寸法は、一次巻線Ｗ１１を流れる電流の
最大値ＩMAXに応じて設定される。従って、一次巻線Ｗ
１１中の電流はこの値で制限する必要がある。これは、
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１１の出力回路に電流セン
サとして機能する抵抗を配置するという公知の方法によ
り実現できる。
制御ユニットＥＣＵの対応する入力に接続しており、こ
の電子制御ユニットＥＣＵは、比較器ＣＯＭＰ２の出力
がＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１１のドレイン電圧が実
質的に電圧Ｖbと等しくなったことを示すと直ちに、駆
動回路Ｄにより、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１１を導
通状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＣ１の変圧器Ｔ
１の鉄心Ｎ１の寸法は、一次巻線Ｗ１１を流れる電流の
最大値ＩMAXに応じて設定される。従って、一次巻線Ｗ
１１中の電流はこの値で制限する必要がある。これは、
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１１の出力回路に電流セン
サとして機能する抵抗を配置するという公知の方法によ
り実現できる。
【００２６】上記のような抵抗の使用を避けたい場合に
は、図４中ＩＮＴで示す積分回路を使用し、この積分回
路ＩＮＴの入力をバッテリーＢに接続し、出力を比較回
路ＣＯＭＰ３に接続してもよい。作動時には、上記バッ
テリーＢにより供給される電圧Ｖbの積分値は、一次巻
線Ｗ１１を流れる電流の強さを示している。比較器ＣＯ
ＭＰ３は、電圧Ｖbの積分値と予め定めた一次巻線Ｗ１
１中の電流の最大値に対応する閾値とを比較し、対応す
る情報を電子制御ユニットＥＣＵに供給する。電子制御
ユニットＥＣＵは、必要があれば、同様にＭＯＳＦＥＴ
トランジスタＭ１１を駆動することにより一次巻線Ｗ１
１を流れる電流を制限する。このように、積分回路ＩＮ
Ｔと、比較器ＣＯＭＰ３は、一次巻線Ｗ１１流れる電流
を制限する電流制限手段を構成している。上記した解決
手段は、非常に簡易かつ安価であり、上記電流センサと
して作動する抵抗を使用する通常の解決手段と比較し
て、干渉に対する耐性がある。
は、図４中ＩＮＴで示す積分回路を使用し、この積分回
路ＩＮＴの入力をバッテリーＢに接続し、出力を比較回
路ＣＯＭＰ３に接続してもよい。作動時には、上記バッ
テリーＢにより供給される電圧Ｖbの積分値は、一次巻
線Ｗ１１を流れる電流の強さを示している。比較器ＣＯ
ＭＰ３は、電圧Ｖbの積分値と予め定めた一次巻線Ｗ１
１中の電流の最大値に対応する閾値とを比較し、対応す
る情報を電子制御ユニットＥＣＵに供給する。電子制御
ユニットＥＣＵは、必要があれば、同様にＭＯＳＦＥＴ
トランジスタＭ１１を駆動することにより一次巻線Ｗ１
１を流れる電流を制限する。このように、積分回路ＩＮ
Ｔと、比較器ＣＯＭＰ３は、一次巻線Ｗ１１流れる電流
を制限する電流制限手段を構成している。上記した解決
手段は、非常に簡易かつ安価であり、上記電流センサと
して作動する抵抗を使用する通常の解決手段と比較し
て、干渉に対する耐性がある。
【００２７】上記したように、電子制御ユニットＥＣＵ
は、ＲＡＭ及びＲＯＭ記憶回路と接続したマイクロプロ
セッサを用いて構成することが好ましい。さらに、この
電子制御ユニットＥＣＵは、ブリッジ回路ＨＢの２対の
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及びＭＯＳＦＥＴ
トランジスタＭ２，Ｍ３のうち、いずれを最初に閉とし
たかを記憶するように構成とすることが好ましく、これ
によりガス放電ランプＬのスイッチを入れる度に、最初
にガス放電ランプＬを流れた直流電流の向きが記憶され
る。次にガス放電ランプＬのスイッチを入れた時、電子
制御ユニットＥＣＵは、他の一対のスイッチを閉とし、
ガス放電ランプＬのスイッチを入れる度に、ガス放電ラ
ンプＬを流れる電流の最初の向きが前回と比較して反対
向きとなるようにする。そのため、ガス放電ランプのス
イッチを入れた際の５０％は、電流の流れがある一つの
向きになる一方、５０％は電流の流れは反対向きにな
り、これにより損傷が防止されると共に、スイッチを入
れている間、電子の流れを受けるガス放電ランプＬの電
極の寿命を延ばすことができる。
は、ＲＡＭ及びＲＯＭ記憶回路と接続したマイクロプロ
セッサを用いて構成することが好ましい。さらに、この
電子制御ユニットＥＣＵは、ブリッジ回路ＨＢの２対の
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ１，Ｍ４及びＭＯＳＦＥＴ
トランジスタＭ２，Ｍ３のうち、いずれを最初に閉とし
たかを記憶するように構成とすることが好ましく、これ
によりガス放電ランプＬのスイッチを入れる度に、最初
にガス放電ランプＬを流れた直流電流の向きが記憶され
る。次にガス放電ランプＬのスイッチを入れた時、電子
制御ユニットＥＣＵは、他の一対のスイッチを閉とし、
ガス放電ランプＬのスイッチを入れる度に、ガス放電ラ
ンプＬを流れる電流の最初の向きが前回と比較して反対
向きとなるようにする。そのため、ガス放電ランプのス
イッチを入れた際の５０％は、電流の流れがある一つの
向きになる一方、５０％は電流の流れは反対向きにな
り、これにより損傷が防止されると共に、スイッチを入
れている間、電子の流れを受けるガス放電ランプＬの電
極の寿命を延ばすことができる。
【００２８】本発明では、原理が同一であれば、特許請
求の範囲で規定される本発明の範囲から離れることな
く、上記した本発明に何ら限定を加えるものではない図
面を参照して説明した実施例に対して、形態や構造の詳
細を大幅に変更し得ることはいうまでもない。
求の範囲で規定される本発明の範囲から離れることな
く、上記した本発明に何ら限定を加えるものではない図
面を参照して説明した実施例に対して、形態や構造の詳
細を大幅に変更し得ることはいうまでもない。
【図１】 本発明の実施例に係るガス放電ランプの制御
回路の配線を示す回路図である。
回路の配線を示す回路図である。
【図２】 実施例の制御回路が備えるブリッジ・スイッ
チング回路を駆動するための回路の例を示す回路図であ
る。
チング回路を駆動するための回路の例を示す回路図であ
る。
【図３】 実施例に係る制御回路が備える安定電圧源を
示す部分的にブロックで示した回路図である。
示す部分的にブロックで示した回路図である。
【図４】 実施例に係る制御回路に使用される回路を示
した回路図である。
した回路図である。
Ｂ バッテリー ＣＣ１，ＣＣ２ ＤＣ／ＤＣコンバータ ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２，ＣＯＭＰ３ 比較器 ＥＣＵ 電子制御ユニット ＨＢ ブリッジ・スイッチング回路 Ｌ ガス放電ランプ Ｎ１，Ｎ２ 鉄心 Ｔ１，Ｔ２ 変圧器 ＶＲ 電圧調整器 ＳＣ 放電 ＳＶＳ 安定電圧源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダリオ・デクルティ イタリア、イ−10036セッティモ・トリネ ーセ（トリノ）、ピアッツァ・パリエロ６ 番
Claims (12)
- 【請求項１】 自動車のバッテリーのような直流電圧源
（Ｂ）に接続され、該直流電圧源（Ｂ）により供給され
る電圧よりも高圧の直流電圧を出力する切換式の複数の
ＤＣ／ＤＣコンバータ手段（ＣＣ１，ＣＣ２）と、 該ＤＣ／ＤＣコンバータ手段（ＣＣ１，ＣＣ２）に接続
され、中央の枝路にガス放電ランプ（Ｌ）と反応開始手
段（ＴＴ）を備えるＨ型のブリッジ・スイッチング回路
（ＨＢ）と、 上記ガス放電ランプ（Ｌ）のスイッチを入れる度に、最
初に、特にガス放電ランプ（Ｌ）を始動するために、非
常に高い電圧が供給され、続いて、ガス放電ランプ
（Ｌ）を加熱又は暖めている間及びそれに続いてガス放
電ランプ（Ｌ）が定常作動している間、ガス放電ランプ
（Ｌ）に大電流を流し続けるために、低電圧の大電力を
供給されるように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＣＣ
１，ＣＣ２）とブリッジ・スイッチング回路（ＨＢ）を
駆動する制御回路（ＥＣＵ）とを備え、 上記ＤＣ／ＤＣコンバータ手段（ＣＣ１，ＣＣ２）は、
“フライ・バック”型の切換式のＤＣ／ＤＣコンバータ
（ＣＣ１）と、“フィード・フォワード”型の切換式の
第２のＤＣ／ＤＣコンバータ（ＣＣ２）とを備え、ガス
放電ランプ（Ｌ）のスイッチを入れる度に、最初に、非
常に高い電圧を生成するために“フライ・バック”型の
コンバータ（ＣＣ１）が作動し、それに続いて、低電圧
の大きい電力を生成するために、“フィード・フォワー
ド”型のＤＣ／ＤＣコンバータ（ＣＣ２）を作動するよ
うに、上記制御回路（ＥＣＵ）がＤＣ／ＤＣコンバータ
（ＣＣ１，ＣＣ２）を駆動する構成としていることを特
徴とする自動車に好適に使用されるガス放電ランプの制
御回路。 - 【請求項２】 上記“フィード・フォワード”型のＤＣ
／ＤＣコンバータ（ＣＣ２）は、コンダクタ（Ｌ１）を
含むＬＣ出力フィルタ（Ｌ１，Ｃ４）を備え、 上記“フライ・バック”型のコンバータ（ＣＣ１）は、
一次巻線（Ｗ１１）と、それぞれ整流手段（Ｄ１，Ｄ
２）を介して出力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を接
続した第１及び第２の二次巻線（Ｗ１２，Ｗ１３）を有
する変圧器（Ｔ１）を備え、上記第１及び第２の二次巻
線（Ｗ１２，Ｗ１３）は、上記接続された出力コンデン
サ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）が、それぞれ実質的にガス放電
ランプ（Ｌ）の開始電圧と“引き継ぎ”電圧に対応する
予め定めた電圧が作動時に充電されるような巻数を有す
ることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。 - 【請求項３】 上記“フライ・バック”型のＤＣ／ＤＣ
コンバータ（ＣＣ１）の変圧器（Ｔ１）の第２の二次巻
線（Ｗ１３）と接続した出力コンデンサ（Ｃ３）は、ガ
ス放電ランプ（Ｌ）に電流が流れ始めると直ちに、ガス
放電ランプ（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ３）を含む電流路が
形成されるように、ダイオード（Ｄ３）を介して上記Ｌ
Ｃ出力フィルタ（Ｌ１，Ｃ４）のインダクタ（Ｌ１）に
接続していることを特徴とする請求項２に記載の制御回
路。 - 【請求項４】 上記“フィード・フォワード”型のＤＣ
／ＤＣコンバータ（ＣＣ２）は、“プッシュ・プル”型
のコンバータであることを特徴とする上記請求項のいず
れか１項に記載の制御回路。 - 【請求項５】 上記制御回路（ＥＣＵ）は、ガス放電ラ
ンプ（Ｌ）のスイッチを入れる度に、最初にガス放電ラ
ンプ（Ｌ）を流れる電流の向きを記憶すると共に、ガス
放電ランプ（Ｌ）のスイッチを入れた際に最初に電流の
流れる向きが、平均して５０％は一つの向きであり、５
０％は反対向きとなるように、上記ブリッジ・スイッチ
ング回路（ＨＢ）を制御する構成としていることを特徴
とする上記請求項のいずれか１項に記載の制御回路。 - 【請求項６】 上記ブリッジ・スイッチング回路（Ｈ
Ｂ）は、上記制御回路（ＥＣＵ）に接続した各駆動回路
により、選択的に導通又は遮断される２対のＭＯＳＦＥ
Ｔトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４）を備え、ア
ースよりも負の電位で作動し、 上記ブリッジ・スイッチング回路（ＨＢ）の各対のＭＯ
ＳＦＥＴトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４）は、
アースに対して正である直流電圧を供給する同じ安定電
圧源（ＳＶＳ）に接続した第１及び第２の電流生成器
（ＩＧ１，ＩＧ４）を備える駆動回路にそれぞれ接続さ
れ、上記電流生成器（ＩＧ１，ＩＧ４）は各制御入力が
互いに接続されると共に各出力が協働するＭＯＳＦＥＴ
トランジスタ（Ｍ１，Ｍ４）のゲートに接続されている
ことを特徴とする上記請求項のいずれか１項に記載の制
御回路。 - 【請求項７】 協働するＭＯＳＦＥＴトランジスタ（Ｍ
１，Ｍ４）が導通した後に、電流生成器（ＩＧ１，ＩＧ
４）により供給される電流の強さを制限する調整手段
（Ｒ１７，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｃ５）を備えることを特徴
とする請求項６に記載の制御回路。 - 【請求項８】 上記ブリッジ・スイッチング回路（Ｈ
Ｂ）は、上記２対のＭＯＳＦＥＴトランジスタ（Ｍ１，
Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４）に同時に電流が流れるのを防止する
遮断手段（Ｄ４）を備えることを特徴とする請求項６又
は請求項７に記載の制御回路。 - 【請求項９】 上記安定電圧供給源（ＳＶＳ）は、 その入力に供給される非安定電圧よりも低圧の予め定め
た安定電圧を出力する電圧調整器（ＶＲ）と、 上記直流電圧源（Ｂ）に接続されると共に、該直流電圧
源（Ｂ）により供給される電圧（Ｖb）に比例し、該電
圧（Ｖb）よりも高圧の非安定直流電圧を出力する電圧
上昇手段（Ｄ６，Ｄ７，Ｃ１０）と、 上記直流電圧源（Ｂ）により供給される電圧（Ｖb）を
予め定めた値と比較すると共に、直流電圧源（Ｂ）の電
圧（Ｖb）が予め定めた値より高圧の場合は、上記電圧
調整器（ＶＲ）の入力を直流電圧源（Ｂ）に接続し、直
流電圧源（Ｂ）の値が予め定めた値より低圧の場合は、
上記電圧調整器（ＶＲ）の入力を上記電圧上昇手段（Ｄ
６，Ｄ７，Ｃ１０）の出力に接続する比較手段（ＣＯＭ
Ｐ１）とを備えることを特徴とする請求項６から請求項
８のいずれか１項に記載の制御回路。 - 【請求項１０】 上記電圧上昇手段（Ｄ６，Ｄ７，Ｃ１
０）は、上記“フィード・フォワード”型のコンバータ
（ＣＣ２）に接続された整流手段（Ｄ６，Ｄ７）と、該
整流手段（Ｄ６，Ｄ７）に接続したコンデンサ（Ｃ１
０）を備え、該コンデンサ（Ｃ１０）に、直流電圧源
（Ｂ）により生成される電圧（Ｖb）の約２倍の電圧が
充電されるようにしていることを特徴とする請求項２ま
たは請求項９に記載の制御回路。 - 【請求項１１】 上記“フライ・バック”型のコンバー
タ（ＣＣ１）は、電子スイッチ（Ｍ１１）に直列に設け
た一次巻線（Ｗ１１）を有する変圧器（Ｔ１）を備え、
この直列に設けた一次巻線（Ｗ１１）と電子スイッチ
（１１）を直流電圧源（Ｂ）に接続し、 制御回路（ＥＣＵ）に接続され、電子スイッチ（Ｍ１
１）の出力電圧と、直流電圧源（Ｂ）の供給する電圧
（Ｖb）を比較する比較手段（ＣＯＭＰ２）を備え、上
記制御回路（ＥＣＵ）は、“フライ・バック”型のコン
バータ（ＣＣ１）の作動中に、電子スイッチ（Ｍ１１）
の出力電力が直流電圧源（Ｂ）により供給される電圧と
実質的に等しくなると直ちに、上記一次巻線（Ｗ１１）
とこの一次巻線（Ｗ１１）に接続した電子スイッチ（Ｍ
１１）に電流を再度流すように構成していることを特徴
とする上記請求項のいずれか１項に記載の制御回路。 - 【請求項１２】 上記“フライ・バック”型のコンバー
タ（ＣＣ１）は、一次巻線（Ｗ１１）を有する変圧器
（Ｔ１）と該一次巻線（Ｗ１１）を流れる電流を制限す
る電流制御手段とを備え、 該電流制限手段は、上記直流電圧源（Ｂ）により供給さ
れる電圧の積分値を示す信号を供給する積分回路（ＩＮ
Ｔ）と、該積分回路（ＩＮＴ）により供給される信号と
一次巻線（Ｗ１１）の電流の最大強度と対応する予め定
めた参照値とを比較する比較手段（ＣＯＭＰ３）とを備
え、予め定めた方法で比較手段（ＣＯＭＰ３）が供給す
る信号に応じて上記一次巻線（Ｗ１１）を流れる電流を
制御する構成とした制御回路（ＥＣＵ）に、比較手段
（ＣＯＭＰ３）を接続したことを特徴とする上記請求項
のいずれか１項に記載の制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT93A000714 | 1993-09-30 | ||
| ITTO930714A IT1261596B (it) | 1993-09-30 | 1993-09-30 | Circuito di comando per una lampada a scarica di gas, particolarmente per autoveicoli. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07169582A true JPH07169582A (ja) | 1995-07-04 |
Family
ID=11411765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6234895A Withdrawn JPH07169582A (ja) | 1993-09-30 | 1994-09-29 | ガス放電ランプの制御回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6140770A (ja) |
| EP (1) | EP0647085B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07169582A (ja) |
| DE (1) | DE69414340T2 (ja) |
| ES (1) | ES2124347T3 (ja) |
| IT (1) | IT1261596B (ja) |
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| JP2007035566A (ja) * | 2005-07-29 | 2007-02-08 | Mitsubishi Motors Corp | 放電ランプの点灯装置 |
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- 1993-09-30 IT ITTO930714A patent/IT1261596B/it active IP Right Grant
-
1994
- 1994-09-05 ES ES94113907T patent/ES2124347T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-05 DE DE69414340T patent/DE69414340T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-05 EP EP94113907A patent/EP0647085B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-09-20 US US08/308,985 patent/US6140770A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-29 JP JP6234895A patent/JPH07169582A/ja not_active Withdrawn
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| US6140770A (en) | 2000-10-31 |
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| ITTO930714A0 (it) | 1993-09-30 |
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| EP0647085A1 (en) | 1995-04-05 |
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| IT1261596B (it) | 1996-05-23 |
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| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
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