JP6477220B2 - 共振コンバータおよびスイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチ素子の動作電圧を容易に低減できる共振コンバータおよびスイッチング電源装置に関するものである。
下記特許文献１には、液晶バックライト用定電流制御回路として、降圧型コンバータとプッシュプルインバータの組み合わせが開示されており、出力電流によって、降圧コンバータの出力電圧をＰＷＭ（パルス幅変調）回路で制御して、出力電流を制御する方法も開示されている（図８参照）。開示されている方法では、プッシュプルインバータ部は、各々のスイッチが位相差１８０度で交互にオン、オフし、制御はされていない。出力電流は、抵抗によって電圧検出された後に誤差増幅器で比較される。誤差増幅器の出力は、三角波と比較され、降圧コンバータのオン時間をパルス幅で制御する。結果的に、出力電流制御は、降圧コンバータの出力電圧をＰＷＭ制御することによって行われている。特許文献２には、オゾン発生装置用として、降圧コンバータとプッシュプルインバータの組み合わせが開示されている（図９参照）。開示されているインバータは、負荷が容量性であり、トランスのインダクタンスと負荷の容量で共振回路を形成している。補助巻線で電圧のゼロクロスを検出して、降圧コンバータのオン時間を制御しており、プッシュプルインバータ部分は、各々のスイッチが位相差１８０度で交互にオン、オフし、制御はされていない。また、降圧コンバータが、プッシュプルインバータの動作周波数の２倍の駆動周波数になっており、立ち上がりのエッジに同期していることも開示されている。このように、従来の技術では、降圧コンバータとプッシュプルインバータを組み合わせた場合、プッシュプルインバータ部は制御されず、降圧コンバータ部のオン時間によって制御されている。
一方で、特許文献３には、ＥＦ２級インバータを用いて、スイッチの動作電圧を低くすることができるプッシュプルインバータが開示されている。開示された方法では、インバータ部分が第１の共振器、第２の共振器、第３の共振器セクションを含み、第２の共振器セクションが１対のコイルと共有のコンデンサとを備えており、前記コイルが奇数高調波におけるインピーダンスを制御するように構成されており、且つ、共有のコンデンサが、奇数高調波におけるインピーダンスに影響を及ぼすことなく、偶数高調波におけるインピーダンスを制御するように調整されている。これによって、スイッチオフ時のインピーダンスを規定することによって、スイッチの動作電圧を低減している。また、特許文献４には、電圧制御にＰＷＭ制御を使うのでは無く、バースト制御による電圧制御方法が開示されている。高周波で動作するコンバータでは、ＰＷＭ制御することが困難な為、バースト制御を用いることを開示している。開示されている方法では、バースト制御の制御対象をインバータスイッチのゲートドライバのＥＮＡＢＬＥ信号にしており、これによって、出力電圧を制御している。このように従来の技術では、スイッチの動作電圧を低減し、インバータを動作するか停止するかによって、出力電圧を制御していた。
米国特許第５６００５４７号明細書 米国特許第８４００７８８号明細書 特許第４８０８８１４号公報 米国特許出願公開第２０１２／０２０６９４６号明細書
しかしながら、特許文献１、特許文献２にあるようなインバータは、ＰＷＭ制御によって、降圧コンバータを制御している為、高周波ではオン時間を制御することが難しい。特許文献３にあるインバータは、特に力率改善回路を用いた交流入力電源の場合、ワールドワイド入力ではＡＣ８５〜２６４Vの入力電圧範囲を求められている。この力率改善回路は昇圧コンバータで構成されていることから、力率改善回路の出力電圧は、３８０Ｖ〜４００Ｖ程度になるのが一般的である。共振インバータの入力電圧は、力率改善回路の出力電圧となり、共振インバータでは、ＥＦ２級のインバータを用いた場合であっても、入力電圧の２〜３倍程度のスイッチ耐圧素子が必要になり、８００Ｖ〜１２００Ｖの高い動作電圧に耐えうるスイッチを選定する必要がある。また、特許文献４にあるように、スイッチのバースト制御を共振インバータ側で行った場合、インバータが停止すると、前段の降圧コンバータが無負荷となって、インバータの入力電圧が上昇する問題があった。
本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑みてなされたものであり、スイッチ寿命にできるだけ悪影響を及ぼさないようスイッチ素子の動作電圧を低減させ、６００Ｖ程度の動作電圧に耐えうるスイッチ素子を選定できるようにし、信頼性のある共振コンバータおよびスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために、本発明に係る共振コンバータは、降圧コンバータと共振インバータを備え、降圧コンバータは、少なくとも２つのスイッチ素子と、このスイッチ素子に接続された第１のコイルを備え、共振インバータは、交互にオンオフする第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子にそれぞれ並列に接続された、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、第１のスイッチ素子と第１のコンデンサを含む第１のインバータセクションと、第２のスイッチ素子と第２のコンデンサを含む第２のインバータセクションと、を有し、第１のコイルと第１のコンデンサにより第１のインバータセクションが備える第１の共振回路を構成し、第１のコイルと第２のコンデンサにより第２のインバータセクションが備える第２の共振回路を構成する。これにより、スイッチ素子の動作電圧を低減することができる。
また、本発明に係る共振コンバータは、第１のインバータセクションは第３の共振回路を備え、第２のインバータセクションは第４の共振回路を備えていてもよい。これにより、共振インバータの入力電圧を低くできる為、スイッチ素子の動作電圧を低減することができる。
また、本発明に係わる共振コンバータは、第１のインバータセクションの第３の共振回路は、第１のスイッチ素子の一端と他端の間に直列接続された第２のコイル及び第３のコンデンサであり、第２のインバータセクションの第４の共振回路は、第２のスイッチ素子の一端と他端の間に直列接続された第４のコイル及び第４のコンデンサであってもよい。これにより、スイッチ素子の動作電圧を低減することができる。
また、本発明に係わる共振コンバータは、第１のスイッチ素子の一端と、第２のスイッチ素子の一端に直列に接続された第５のコイル及び第５のコンデンサを含む第５の共振回路を有していてもよい。これにより、スイッチ素子の動作電圧を低減することができると共に、搭載部品の少ない安価な共振コンバータを実現できる。
また、本発明に係わる共振コンバータは、降圧コンバータが備える少なくとも２つのスイッチ素子と接続されたトランスを備え、第１のコイルはトランスのリーケージインダクタンスにより構成されていてもよい。これにより、スイッチ素子の動作電圧を低減することができると共に、搭載部品の少ない安価な共振コンバータを実現できる。
また、本発明に係わる共振コンバータは、降圧コンバータが備える少なくとも２つのスイッチ素子、及び共振インバータが備える第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子は、固定デューティで駆動してもよい。これにより、スイッチのオン時間が固定の為、制御が簡単なスイッチング電源を実現できる。
また、本発明に係わる共振コンバータは、第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子を駆動する駆動周波数をＦｓとしたときに、降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を駆動する駆動周波数は２Ｆｓであってもよい。これによりスイッチ素子の耐圧を低減し、周波数設定を簡略化した共振コンバータを実現できる。
また、本発明に係わるスイッチング電源装置は、前記共振コンバータに接続された共振整流器と、共振整流器の出力電圧を検出する電圧検出回路と、出力電圧の検出値が第１の閾値に達すると降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を駆動する制御信号を出力し、検出値が第２の閾値に達すると降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を停止する制御信号を出力するヒステリシスコンパレータと、制御信号に基づいて降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を制御する駆動回路とを備えている。これにより、スイッチ素子の動作電圧を低減することができる。
本発明によれば、スイッチ素子の寿命にできるだけ悪影響を及ぼさない信頼性のある共振コンバータおよびスイッチング電源装置を提供することができる。
図４は、本発明のスイッチング電源装置を示す回路図であって、図１の第３、４の共振器を各インバータセクションで共有したものである。
以下、本発明の好適な実施形態について説明する。なお、本発明の対象は以下の実施形態に限定されるものではない。また以下に記載した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のものが含まれると共に、その構成要素は、適宜組み合わせることが可能である。
発明の実施の形態を図面を参照し、詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
（実施形態１）
図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１ａの構成を示す回路図である。図１に示すスイッチング電源装置の一実施例である共振コンバータ１ａは、一対の入力端子である第１の入力端子２ａと、第２の入力端子２ｂ（以下、特に指定しない時は入力端子２ともいう）、一対の出力端子である第１の出力端子３ａと、第２の出力端子３ｂ（以下、特に指定しない時は出力端子３ともいう）、降圧コンバータ４ａ、共振インバータ５ａ、共振整流器６ａを備え、入力端子２に入力される入力電圧（直流電圧）Ｖ１を出力電圧（直流電圧）Ｖ２に変換して出力端子３から出力する。共振コンバータ１ａは、入力端子２に入力電圧Ｖ１、入力電流ｉ１を入力して、出力端子３から出力電圧Ｖ２、負荷電流ｉ２を出力する。降圧コンバータ４ａと、共振インバータ５ａを含み、共振コンバータとなる。
降圧コンバータ４ａは、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、スイッチ素子９、第１の共振コイル１０を備えている。本実施例では、スイッチ素子８、スイッチ素子９には、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いているが、これに限定するものではない。また、スイッチ素子８には、Ｎチャンネル型のスイッチ素子を用いているが、Ｐチャンネル型のスイッチ素子を用いても良い。スイッチ素子８のドレイン端子は、第１の入力端子２ａと入力コンデンサ７の一端に接続され、スイッチ素子８のソース端子は、第１の共振コイル１０の一端と、スイッチ素子９のドレイン端子に接続されている。スイッチ素子９のソース端子は、入力コンデンサ７の他端と、第２の入力端子２ｂに接続されている。第１の共振コイル１０の他端は、共振インバータ５ａのトランス１１の１次側巻線の中点（中間タップ）に接続されている。また、スイッチ素子８とスイッチ素子９は、それぞれソースードレイン間に寄生ダイオードを有しており、それぞれ、第２の入力端子２ｂの方向にアノード、第１の入力端子２ａの方向にカソードを有している。共振インバータ５ａは、第１巻線２１と第２巻線２２を備える１次側巻線を有するトランス１１と２つのインバータセクションを備える。トランス１１は、第１のスイッチ素子１２と第２のスイッチ素子１６のドレイン間に挿入され、トランス１１の第１巻線２１と第２巻線２２の間である中点が第１の共振コイル１０の他端に接続される。第１のインバータセクションは、第１のスイッチ素子１２、第１の共振コンデンサ１３、第２の共振コイル１４、第３の共振コンデンサ１５を備える。第２のインバータセクションは、第２のスイッチ素子１６、第２の共振コンデンサ１７、第４の共振コイル１８、第４の共振コンデンサ１９を備える。スイッチ素子１２のドレイン端子は、第１の共振コンデンサ１３の一端と第２の共振コイル１４の一端に接続され、第２の共振コイル１４の他端は、第３の共振コンデンサ１５の一端に接続され、第３の共振コンデンサ１５の他端は、第１の共振コンデンサ１３の他端とスイッチ素子１２のソース端子及び第２の入力端子２ｂに接続されている。また、スイッチ素子１６のドレイン端子は、第２の共振コンデンサ１７の一端と第４の共振コイル１８の一端に接続され、第４の共振コイル１８の他端は、第４の共振コンデンサ１９の一端に接続され、第４の共振コンデンサ１９の他端は、第２の共振コンデンサ１７の他端とスイッチ素子１６のソース端子及び第２の入力端子２ｂに接続される。
また、共振インバータ５ａは、各インバータセクションに２つの共振回路を有している。第１のインバータセクションの第１の共振回路は、第１の共振コイル１０、第１の共振コンデンサ１３を含んで構成している。第１の共振回路を経由する電流ルートは、第１の共振コイル１０、トランス１１の第１巻線２１、第１の共振コンデンサ１３、スイッチ素子９のルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第１の共振コイル１０、トランス１１の第１巻線２１、第１の共振コンデンサ１３のルートである。第３の共振回路は、第２の共振コイル１４、第３の共振コンデンサ１５を含んで構成している。第３の共振回路を経由する電流ルートは、第１の共振コイル１０、トランス１１の第１巻線２１、第２の共振コイル１４、第３の共振コンデンサ１５、スイッチ素子９のルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第１の共振コイル１０、トランス１１の第１巻線２１、第２の共振コイル１４、第３の共振コンデンサ１５のルートである。同様の共振構成が第２のインバータセクションにも構成されており、第２のインバータセクションの第２の共振回路は、第１の共振コイル１０、第２の共振コンデンサ１７を含んで構成している。第２の共振回路を経由する電流ルートは、第１の共振コイル１０、トランス１１の第２巻線２２、第２の共振コンデンサ１７、スイッチ素子９ルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第１の共振コイル１０、トランス１１の第２巻線２２、第２の共振コンデンサ１７のルートである。第４の共振回路は、第４の共振コイル１８、第４の共振コンデンサ１９を含んで構成している。第４の共振回路を経由する電流ルートは、第１の共振コイル１０、トランス１１の第２巻線２２、第４の共振コイル１８、第４の共振コンデンサ１９、スイッチ素子９のルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第１の共振コイル１０、トランス１１の第２巻線２２、第４の共振コイル１８、第４の共振コンデンサ１９のルートである。第１の共振コイル１０は、第１の共振回路、第２の共振回路と共用されている。第１の実施形態では、スイッチング電源装置１ａは、一例として、共振降圧型コンバータの回路方式で構成されており、入力端子２から入力される入力電圧Ｖ１を降圧型コンバータ４ａで降圧し、共振インバータ５ａで交流電圧に変換して共振整流器６ａに伝送する。スイッチ素子８、９、１２、１６には、入力端子２ｂから２ａの方向に電流が流れるよう逆方向導通ダイオードが備えられている。また、スイッチ素子１２、１６には、ドレインーソース端子間容量が備えられている。本実施形態では、この端子間容量について、共振コンデンサ１３、１７にそれぞれ含まれるものとして考えることとする。スイッチ素子８、９には、共振インバータ５ａの駆動周波数Ｆｓの２倍の周波数の駆動回路が接続されており、この駆動回路からの駆動信号により、固定デューティサイクルで、スイッチ素子８、９を交互にオン、オフしている。また、スイッチ素子１２、１６には、駆動周波数Ｆｓの周波数の駆動回路が接続されており、スイッチ素子１２、１６を固定デューティサイクルで交互にオン、オフしている。また、共振インバータ５ａのスイッチ素子１２、１６のオンデューティｄｉｎｖは、通常は、５０％であるが、スイッチオフの共振時間が長くなる場合、５０％よりも低く設定する。
共振整流器６ａは、整流ダイオード４０、４１、この整流ダイオード４０、４１とそれぞれ並列に備えられているコンデンサ３９、４２、出力コンデンサ４３、共振チョークコイル３２、３４、共振コンデンサ３１、３３、共振チョークコイル３６、３８、共振コンデンサ３５、３７を備えている。共振整流器６ａは、共振インバータ５ａで生成された交流電圧が入力され、整流、平滑して出力電圧Ｖ２に変換し、出力端子３に出力する。また、出力電圧Ｖ２は、電圧検出回路５０で検出され、ヒステリシスコンパレータ６０によって、基準電圧と比較される。ヒステリシスコンパレータ６０によって生成されたバースト制御信号を降圧コンバータ４ａの駆動回路７０に送り、ヒステリシスコンパレータ６０がオフ信号を送信した場合は、スイッチ素子８、９のゲートに接続された駆動信号Ｑ、Ｑ’をともにオフにし、ヒステリシスコンパレータ６０がオン信号を送信した場合は、駆動信号Ｑ、Ｑ’は、交互にオン、オフする。この時、共振インバータ５ａのスイッチ素子１２、１３のゲートに接続された駆動回路７１の駆動信号Ｒ、Ｒ’は制御しない。
図２は、図１の動作例を示した波形である。降圧コンバータ４ａのスイッチ素子８を駆動する駆動信号Ｑ、スイッチ素子９を駆動する駆動信号Ｑ’のオンデューティｄは、ほぼ５０％である。駆動信号ＱとＱ’は、同時にオンしないように、微小なデッドタイムを設けている。入力電圧Ｖ１が４００Ｖの時、共振インバータ５ａの入力電圧ＶＤＤは、ＶＤＤ＝Ｖ１＊ｄで表され、約２００Ｖとなる。また、バースト周期をＴ、バーストオン期間をｔとするとバーストオンデューティｄｂｕｒは、ｄｂｕｒ＝ｔ／Ｔで表される。降圧コンバータ４ａのバーストオンデューティｄｂｕｒは、降圧コンバータ４ａの入力電圧Ｖ１と共振インバータ５ａの入力電圧VDDの比で決まる。ＶＤＤ＝Ｖ１＊ｄ＊ｄｂｕｒで表される。バーストオンデューティが８０％の場合、共振インバータの入力電圧ＶＤＤは、４００＊０．５＊０．８＝１６０Ｖとなる。図１の共振インバータ５ａは、各インバータセクションが２つの共振器を持っている。スイッチ素子１２、スイッチ素子１６には１８０度位相差を持った、約３０％オンデューティｄｉｎｖのゲート信号がそれぞれ印加されている。ｄｉｎｖは、スイッチ素子１２、スイッチ素子１６が共にオフ時の共振電圧が０Ｖになるように調整する必要がある。スイッチ素子１２、スイッチ素子１６が共にオフ時のドレインインピーダンスは、それぞれ、前記２つの共振器によって決められたインピーダンス特性を示し、図２中段に示すドレイン電圧となる。この例では、入力電圧Ｖ１が４００Ｖで、降圧コンバータ４ａのスイッチ８素子、スイッチ素子９のオンデューティｄが５０％、出力電圧を非制御としバーストオンデューティｄｂｕｒが１００％の場合である。共振インバータ５ａの入力電圧ＶＤＤは２００Ｖとなり、第１のスイッチ素子１２及び第２のスイッチ素子１６の動作電圧は約５００Ｖであることがわかる。降圧コンバータ４ａを使わずに共振インバータ５ａを構成した場合、共振インバータ５ａの入力電圧ＶＤＤが入力端子電圧２ａと同じ４００Ｖとなって、図２下段に示すように、第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の動作電圧が９００Ｖ以上のドレイン電圧になることがわかる。さらにスイッチ素子１２、１６の動作電圧を低減するには、降圧コンバータ４ａのオンデューティ比ｄを下げることで対応可能である。
図３は、図１のスイッチング電源装置１ａの動作波形の概略図である。横軸は時間を示し、縦軸は、上からスイッチ素子１６のゲートに印加する駆動回路７１、スイッチ素子１２のゲートに印加する駆動回路７１、スイッチ素子９のゲートに印加する駆動回路７０、スイッチ素子８のゲートに印加する駆動回路７０、の各信号Ｒ、Ｒ’、Ｑ、Ｑ’と、ヒステリシスコンパレータ６０の出力信号、出力電圧Ｖ２を示している。
スイッチ素子１２、１６の駆動信号Ｒ’、Ｒは、同一周波数で１８０度位相をずらし、かつ固定ＤＵＴＹ幅で駆動信号を印加している。スイッチ素子８、９の駆動信号Ｑ’、Ｑは、同一周波数で１８０度位相をずらす。出力電圧Ｖ２は電圧検出回路５０によって検出され、検出電圧をヒステリシスコンパレータ６０の第１の閾値と比較し、検出電圧が第１の閾値を超えた際に、ヒステリシスコンパレータ６０の出力を反転する。ヒステリシスコンパレータ６０の出力が反転すると、基準電圧を設定したい出力電圧ヒステリシス分低下させ、第２の閾値とし、チャタリングを防止する。この結果、ヒステリシスコンパレータ６０出力が駆動回路７０を停止させる事で、駆動回路７０の信号Ｑ，Ｑ’ともにオフとなり、バーストオフ期間となる。その後、出力電圧Ｖ２が低下し、電圧検出回路５０によって検出された検出電圧がヒステリシスコンパレータ６０の第２の閾値と比較され、検出電圧が、第２の閾値を下回った際に、ヒステリシスコンパレータ６０の出力を非反転状態に戻す。ヒステリシスコンパレータ６０が非反転状態に戻ることで、基準電圧も設定したヒステリシス幅分、元の状態に戻り、第１の閾値となって、チャタリングを防止する。この結果、ヒステリシスコンパレータ６０出力が駆動回路７０を動作させることで、駆動回路７０の信号Ｑ，Ｑ’を交互にオンするようにバーストオン期間となる。このバーストオン期間からバーストオフ期間までの時間をバーストオン期間ｔとし、１周期のバーストオン期間とバーストオフ期間の和をバースト周期Ｔとする。
出力電圧Ｖ２を制御しているバースト周期Ｔは、降圧コンバータ４ａを駆動している駆動周期２Ｆｓよりも長くなる。バースト周波数は、人間の可聴周波数よりも高い周波数に設定する必要がある。例えば、１３．５６ＭＨｚの駆動周波数の場合、１パルスの周期は、７３．７４６ｎｓｅｃとなる。一方で２０ｋＨｚのバースト周波数を考えた場合、バースト周期Ｔは、５０ｕｓｅｃになる。
以上のように、降圧コンバータ４ａをバースト制御で駆動することにより、出力電圧Ｖ２を制御することが可能になる。また、この際、共振インバータ５ａの入力電圧ＶＤＤを低く設定できるため、耐圧の低いスイッチ素子を用いることが可能になる。耐圧の低いスイッチ素子は、オン抵抗が低く、スイッチング速度も速い為、効率の良い、共振インバータを設計できる。
（実施形態２）
図４は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａの構成を示す回路図である。実施形態１との相違点は、共振インバータ５ａを構成する第３、第４の共振回路をインバータセクション間で共用した第５の共振回路としたものである。具体的には、図１に示した第２のチョークコイル１４、第３の共振コンデンサ１５、第４の共振コイル１８、第４の共振コンデンサ１９に変えてスイッチ素子１２のドレイン端子とスイッチ素子１３のドレイン端子間に、直列接続された第５の共振コイル２５、第５の共振コンデンサ２６を接続する。この第５の共振コイル２５、第５の共振コンデンサ２６により第５の共振回路を構成する。その他の構成は、実施形態１と同じであり、降圧コンバータ４ａをバースト制御で駆動することにより、出力電圧Ｖ２を制御することが可能になる。また、共振インバータ５ａの入力電圧ＶＤＤを低く設定できる為、耐圧の低いスイッチ素子１２、１６を用いることが可能となる。耐圧の低いスイッチ素子１２、１６は、オン抵抗が低く、スイッチング速度も速い為、効率の良い、共振インバータを提供できる。また、第２の共振器を２つのインバータセクション間で共有するため、第５の共振回路の共振点の調整が１ヶ所で済むので、調整が容易で、安価な共振インバータを提供できる。
(実施形態３）
図５は、本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａの構成を示す回路図である。第１の実施形態との相違点は、トランス１１を共振インバータ５ａと共振整流器６ａとの間に設けるのではなく、共振整流器６ａに設けたものである。また、第１の共振コイル１０に相当する共振コイルを２個配置している。以下に回路構成を説明する。
降圧コンバータ４ａは、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、スイッチ素子９を備えている。スイッチ素子８のドレイン端子は、第１の入力端子２ａと入力コンデンサ７の一端に接続され、スイッチ素子８のソース端子は、第６の共振コイル３０の一端と、第７の共振コイル２０の一端と、スイッチ素子９のドレイン端子に接続されている。スイッチ素子９のソース端子は、入力コンデンサ７の他端と、第２の入力端子２ｂに接続されている。スイッチ素子８とスイッチ素子９は、それぞれソースードレイン間に寄生ダイオードを有しており、それぞれ、２ｂの方向にアノード、２ａの方向にカソードを有している。共振インバータ５ａは、２つのインバータセクションを有する。第１のインバータセクションは、第６の共振コイル３０、スイッチ素子１２、第１の共振コンデンサ１３、第２の共振チョークコイル１４、第３の共振コンデンサ１５を備える。第２のセクションは、第７の共振コイル２０、スイッチ素子１６、第２の共振コンデンサ１７、第４の共振コイル１８、第４の共振コンデンサ１９を備える。スイッチ素子１２のドレイン端子は、第６の共振コイル３０の他端と第１の共振コンデンサ１３の一端と第２の共振コイル１４の一端、共振整流器６ａの共振コンデンサ３１に接続され、第２の共振コイル１４の他端は、第３の共振コンデンサ１５の一端に接続され、第３の共振コンデンサ１５の他端は、第１の共振コンデンサ１３の他端とスイッチ素子１２のソース端子及び第２の入力端子２ｂに接続されている。また、スイッチ素子１６のドレイン端子は、第７の共振コイル２０の他端と第２の共振コンデンサ１７の一端と第４の共振コイル１８の一端と共振整流器６ａの共振コンデンサ３３に接続され、第４の共振コイル１８の他端は、第４の共振コンデンサ１９の一端に接続され、第４の共振コンデンサ１９の他端は、第２の共振コンデンサ１７の他端とスイッチ素子１６のソース端子及び第２の入力端子２ｂに接続される。
また、共振インバータ５ａは、各インバータセクションに２つの共振回路を有している。第１のインバータセクションの第１の共振回路は、第６の共振コイル３０、第１の共振コンデンサ１３を含んで構成している。第１の共振回路を経由する電流ルートは、第６の共振コイル３０、第１の共振コンデンサ１３、スイッチ素子９のルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第６の共振コイル３０、第１の共振コンデンサ１３のルートである。第３の共振回路は、第２のチョークコイル１４、第３の共振コンデンサ１５を含んで構成している。第３の共振回路を経由する電流ルートは、第６の共振コイル３０、第２のチョークコイル１４、第３の共振コンデンサ１５、スイッチ素子９のルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第６の共振コイル３０、第２のチョークコイル１４、第３の共振コンデンサ１５のルートである。同様の共振構成が第２のインバータセクションにも構成されており、第２のインバータセクションの第２の共振回路は、第７の共振コイル２０、第２の共振コンデンサ１７を含んで構成している。第２の共振回路を経由する電流ルートは、第７の共振コイル２０、第２の共振コンデンサ１７、スイッチ素子９ルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第７の共振コイル２０、第２の共振コンデンサ１７のルートである。第４の共振回路は、第４のチョークコイル１８、第４の共振コンデンサ１９を含んで構成している。第４の共振回路を経由する電流ルートは、第７の共振コイル２０、第４のチョークコイル１８、第４の共振コンデンサ１９、スイッチ素子９のルートや、入力コンデンサ７、スイッチ素子８、第７の共振コイル２０、第４のチョークコイル１８、第４の共振コンデンサ１９のルートである。第３の実施形態におけるスイッチング電源装置１ａは、一例として、共振降圧型コンバータの回路方式で構成されており、入力端子２から入力される入力電圧Ｖ１を降圧型コンバータ４ａで降圧し、共振インバータ５ａで交流電圧に変換して共振整流器６ａに伝送する。スイッチ素子８、９、１２、１６には、入力端子２ｂから２ａの方向に電流が流れるよう逆方向導通ダイオードが備えられている。また、スイッチ素子１２、１３には、ドレインーソース端子間容量が備えられている。第３の実施形態では、この端子間容量について、共振コンデンサ１３、１７にそれぞれ含まれるものとして考えることとする。スイッチ素子８、９には、インバータの駆動周波数Ｆｓの２倍の周波数の駆動回路７０が接続されており、この駆動回路からの駆動信号により、固定デューティサイクルで、スイッチ素子８、９を交互にオン、オフしている。また、スイッチ素子１２、１６には、駆動周波数Ｆｓの周波数の駆動回路７１が接続されており、スイッチ素子１２、１６を固定デューティサイクルで交互にオン、オフしている。また、共振インバータのオンデューティｄｉｎｖは、通常は、５０％であるが、スイッチオフの共振時間が長くなる場合、５０％よりも低く設定する。
共振整流器６ａは、共振インバータ５ａの第１のインバータセクションと第２のインバータセクションに接続されている。第１のインバータセクションにあるスイッチ１２のドレイン端子は、共振コンデンサ３１の一端に接続され、共振コンデンサ３１の他端と共振コイル３２の一端とが接続され、共振コイル３２の他端がトランス１１の１次側第１巻線の一端に接続され、トランス１１の１次側第１巻線の他端は、スイッチ素子１２のソース端子に接続される。また、スイッチ素子１６のドレイン端子は、共振コンデンサ３３の一端に接続され、共振コンデンサ３３の他端は、共振コイル３４の一端に接続され、共振コイル３４の他端は、トランス１１の１次側第２巻線の一端に接続され、１次側第２巻線の他端は、スイッチ素子１６のソース端子に接続される。トランス１１は共振整流器６ａ内に設けられ、１次側と２次側を絶縁する。このようにトランス１１は１次側に第１巻線と第２巻線の２巻線を備え、２次側も第３巻線と第４巻線の２巻線を備える。トランス１１の２次側第３巻線の一端は、共振コンデンサ３５の一端と、共振コイル３６の一端と整流ダイオード４０のアノードと共振コンデンサ３９の一端に接続され、共振コンデンサ３５の他端と共振コイル３６の他端と、トランス１１の２次側第３巻線の他端と第２の出力端子３ｂが接続される。整流ダイオード４０のカソードは、共振コンデンサ３９の他端と、出力コンデンサ４３の一端と、出力端子３ａと接続される。従って、整流ダーオード４０と共振コンデンサ３９は並列に接続されている。出力コンデンサ４３の他端は、第２の出力端子３ｂと２次側第３巻線の他端と接続される。
また、トランス１１の２次側第４巻線の一端は、２次側第３巻線の他端と、共振コンデンサ３７の一端と、共振コイル３８の一端と、出力コンデンサ４３の他端と、第２の出力端子３ｂに接続される。２次側第４巻線の他端は、共振コンデンサ３７の他端と共振コイル３８の他端と、整流ダイオード４１のアノードと、共振コンデンサ４２の一端が接続される。整流ダイオード４１のカソードは、共振コンデンサ４２の他端と接続され、出力コンデンサ４３の一端と第１の出力端子３ａと接続される。従って、整流ダーオード４１と共振コンデンサ４２は並列に接続されている。共振整流器６ａは、共振インバータ５ａで生成された交流電圧が入力され、整流、平滑して出力電圧Ｖ２に変換し、出力端子３ａ、３ｂに出力する。また、出力電圧Ｖ２は、電圧検出回路５０で検出され、ヒステリシスコンパレータ６０によって、基準電圧と比較される。ヒステリシスコンパレータ６０によって生成されたバースト制御信号を降圧コンバータ４ａの駆動回路に送り、ヒステリシスコンパレータがオフ信号を送信した場合は、スイッチ素子８、９のゲートに接続された駆動信号Ｑ、Ｑ’をともにオフにし、ヒステリシスコンパレータ６０がオン信号を送信した場合は、駆動信号Ｑ、Ｑ’は、交互にオン、オフする。この時、共振インバータ５ａのスイッチ素子１２、１６のゲートに接続された駆動信号Ｒ、Ｒ’は制御しない。
以上のように、降圧コンバータ４ａをバースト制御で駆動することにより、出力電圧Ｖ２を制御することが可能になる。また、この際、共振インバータ５ａの入力電圧ＶＤＤを低く設定できるため、耐圧の低いスイッチ素子を用いることが可能になる。耐圧の低いスイッチ素子は、オン抵抗が低く、スイッチング速度も速い為、効率の良い、共振インバータ及びスイッチング電源装置を提供できる。
（実施形態４）
図６は、本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａの構成を示す回路図である。第２の実施形態との相違点は、第１の共振コイル１０を削除し、トランス１１の第１巻線２１と第２巻線２２のリーケージインダクタンスを第１の共振コイルとして回路構成したものである。その他の構成は、図４に示された実施形態２と同じである。これにより、スイッチ素子の動作電圧を低減することができると共に、搭載部品の少ない安価な共振コンバータを実現できる。
（実施形態５）
図７は、本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａの構成を示す回路図である。第３の実施形態との相違点は、トランス１１を無くして、非絶縁の回路構成としたものである。その他の構成は、図５に示された実施形態３と同じである。回路構成は、絶縁型に限定されず、非絶縁の回路構成であるスイッチング電源装置にも適用することができる。
１ａ 共振コンバータ（スイッチング電源装置）
２ａ 入力端子（正極）
２ｂ 入力端子（負極）
３ａ 出力端子（正極）
３ｂ 出力端子（負極）
４ａ 降圧コンバータ
５ａ 共振インバータ
６ａ 共振整流器
７ 入力コンデンサ
８ スイッチ素子
９ スイッチ素子
１０ 第１の共振コイル
１１ トランス
１２ 第１のスイッチ素子
１３ 第１の共振コンデンサ
１４ 第２の共振コイル
１５ 第３の共振コンデンサ
１６ 第２のスイッチ素子
１７ 第２の共振コンデンサ
１８ 第４の共振コイル
１９ 第４の共振コンデンサ
２０ 第７の共振コイル
２１ トランスの１次側第１巻線
２２ トランスの１次側第２巻線
２３ トランスの２次側第１巻線
２４ トランスの２次側第２巻線
３０ 第６の共振コイル
３１、３３、３５、３７、３９、４０ 共振コンデンサ
３２、３４ 、３６、３８ 共振コイル
４０、４１ 整流ダイオード
４３ 出力コンデンサ
５０ 電圧検出回路
６０ ヒステリシスコンパレータ
７０ 降圧チョッパー駆動回路（駆動周波数：２Ｆｓ）
７１ インバータ駆動回路（駆動周波数：Ｆｓ）
Ｖ１ 入力電圧
ＶＤＤ 共振インバータ入力電圧
Ｖ２ 出力電圧
ｉ１ 入力電流
ｉ２ 出力電流
Ｑ 降圧コンバータ ハイサイドスイッチゲート信号
Ｑ’ 降圧コンバータ ローサイドスイッチゲート信号
Ｒ 共振インバータ 第１のインバータセクション スイッチゲート電圧
Ｒ’ 共振インバータ 第２のインバータセクション スイッチゲート電圧

Claims (5)

  1. 降圧コンバータと共振インバータを備え、
    前記降圧コンバータは、
    少なくとも２つのスイッチ素子と、このスイッチ素子に接続された第１のコイルを備え、
    前記共振インバータは、
    交互にオンオフする第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子と、
    前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子にそれぞれ並列に接続された、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、
    前記第１のスイッチ素子と前記第１のコンデンサを含む第１のインバータセクションと、
    前記第２のスイッチ素子と前記第２のコンデンサを含む第２のインバータセクションと、を有し、
    前記第１のコイルと前記第１のコンデンサにより前記第１のインバータセクションが備える第１の共振回路を構成し、
    前記第１のコイルと前記第２のコンデンサにより前記第２のインバータセクションが備える第２の共振回路を構成し、
    前記第１のスイッチ素子の一端と、前記第２のスイッチ素子の一端に直列に接続された第５のコイル及び第５のコンデンサを含む第５の共振回路を有すること、
    を特徴とする共振コンバータ。
  2. 前記降圧コンバータが備える少なくとも２つのスイッチ素子と接続されたトランスを備え、前記第１のコイルは前記トランスのリーケージインダクタンスにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の共振インバータ。
  3. 前記降圧コンバータが備える少なくとも２つのスイッチ素子、及び共振インバータが備える第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子は、固定デューティで駆動することを特徴とする請求項１または２に記載の共振コンバータ。
  4. 前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子を駆動する駆動周波数をＦｓとしたときに、前記降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を駆動する駆動周波数は２Ｆｓであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の共振コンバータ。
  5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の共振コンバータと、
    この共振コンバータに接続された共振整流器と、
    前記共振整流器の出力電圧を検出する電圧検出回路と、
    前記出力電圧の検出値が第１の閾値に達すると前記降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を駆動する制御信号を出力し、前記検出値が第２の閾値に達すると前記降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を停止する制御信号を出力するヒステリシスコンパレータと、
    前記制御信号に基づいて前記降圧コンバータが備える２つのスイッチ素子を制御する駆動回路とを備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104539165B (zh) * 2014-12-31 2017-06-23 杭州茂力半导体技术有限公司 用于谐振变换器的容性模式检测电路和方法及谐振变换器
JP2018164391A (ja) * 2017-03-24 2018-10-18 株式会社デンソー 共振インバータ
US11054457B2 (en) 2017-05-24 2021-07-06 Cisco Technology, Inc. Safety monitoring for cables transmitting data and power
US10809134B2 (en) 2017-05-24 2020-10-20 Cisco Technology, Inc. Thermal modeling for cables transmitting data and power
EP3447895B1 (en) 2017-08-21 2024-04-03 Flex, Ltd. Adaptive resonant frequency converter
TWI830705B (zh) * 2017-08-21 2024-02-01 新加坡商偉創力有限公司 重建性線調變共振轉換器
US11431420B2 (en) 2017-09-18 2022-08-30 Cisco Technology, Inc. Power delivery through an optical system
US10541758B2 (en) 2017-09-18 2020-01-21 Cisco Technology, Inc. Power delivery through an optical system
US11093012B2 (en) 2018-03-02 2021-08-17 Cisco Technology, Inc. Combined power, data, and cooling delivery in a communications network
US10281513B1 (en) 2018-03-09 2019-05-07 Cisco Technology, Inc. Verification of cable application and reduced load cable removal in power over communications systems
US10732688B2 (en) 2018-03-09 2020-08-04 Cisco Technology, Inc. Delivery of AC power with higher power PoE (power over ethernet) systems
US10631443B2 (en) 2018-03-12 2020-04-21 Cisco Technology, Inc. Splitting of combined delivery power, data, and cooling in a communications network
US10672537B2 (en) 2018-03-30 2020-06-02 Cisco Technology, Inc. Interface module for combined delivery power, data, and cooling at a network device
US10958471B2 (en) 2018-04-05 2021-03-23 Cisco Technology, Inc. Method and apparatus for detecting wire fault and electrical imbalance for power over communications cabling
US10735105B2 (en) 2018-05-04 2020-08-04 Cisco Technology, Inc. High power and data delivery in a communications network with safety and fault protection
US11038307B2 (en) 2018-05-25 2021-06-15 Cisco Technology, Inc. Cable power rating identification for power distribution over communications cabling
JP7066538B2 (ja) * 2018-06-07 2022-05-13 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
US10594205B2 (en) * 2018-08-01 2020-03-17 Newvastek Co., Ltd. High-frequency half-wave rectifier system of low-harmonicity and high-efficiency
CN108880273B (zh) * 2018-09-19 2023-11-28 重庆线易电子科技有限责任公司 推挽式电力转换器控制电路
US10763749B2 (en) 2018-11-14 2020-09-01 Cisco Technology, Inc Multi-resonant converter power supply
US10790997B2 (en) 2019-01-23 2020-09-29 Cisco Technology, Inc. Transmission of pulse power and data in a communications network
US11061456B2 (en) 2019-01-23 2021-07-13 Cisco Technology, Inc. Transmission of pulse power and data over a wire pair
US10680836B1 (en) 2019-02-25 2020-06-09 Cisco Technology, Inc. Virtualized chassis with power-over-Ethernet for networking applications
WO2020179484A1 (ja) * 2019-03-06 2020-09-10 メタウォーター株式会社 電源装置、制御プログラム、及び制御方法
US11456883B2 (en) 2019-03-13 2022-09-27 Cisco Technology, Inc. Multiple phase pulse power in a network communications system
US10849250B2 (en) 2019-03-14 2020-11-24 Cisco Technology, Inc. Integration of power, data, cooling, and management in a network communications system
US11063630B2 (en) 2019-11-01 2021-07-13 Cisco Technology, Inc. Initialization and synchronization for pulse power in a network system
US11252811B2 (en) 2020-01-15 2022-02-15 Cisco Technology, Inc. Power distribution from point-of-load with cooling
US11853138B2 (en) 2020-01-17 2023-12-26 Cisco Technology, Inc. Modular power controller
US11088547B1 (en) 2020-01-17 2021-08-10 Cisco Technology, Inc. Method and system for integration and control of power for consumer power circuits
US11411510B2 (en) * 2020-01-24 2022-08-09 Lear Corporation DC/AC inverter resonance topology
US11438183B2 (en) 2020-02-25 2022-09-06 Cisco Technology, Inc. Power adapter for power supply unit
US11637497B2 (en) 2020-02-28 2023-04-25 Cisco Technology, Inc. Multi-phase pulse power short reach distribution
US11320610B2 (en) 2020-04-07 2022-05-03 Cisco Technology, Inc. Integration of power and optics through cold plate for delivery to electronic and photonic integrated circuits
US11307368B2 (en) 2020-04-07 2022-04-19 Cisco Technology, Inc. Integration of power and optics through cold plates for delivery to electronic and photonic integrated circuits
TWI772016B (zh) * 2021-05-07 2022-07-21 群光電能科技股份有限公司 變壓裝置
JP2024068094A (ja) * 2022-11-04 2024-05-17 ダイオーズ インコーポレイテッド 力率改善コンバータおよびその動作方法

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5159541A (en) * 1991-10-31 1992-10-27 Northern Telecom Limited Asymmetrical pulse width modulated resonant DC/DC converter
JPH05304775A (ja) * 1992-04-27 1993-11-16 Yamaha Corp 電源回路
KR960025829U (ko) 1994-12-21 1996-07-22 인버터 회로
JP3042602B2 (ja) * 1996-12-06 2000-05-15 日本電気株式会社 共振型インバータ電源回路
JP2001045749A (ja) * 1999-07-29 2001-02-16 Canon Inc スイッチング電源装置およびその動作方法
US6992902B2 (en) * 2003-08-21 2006-01-31 Delta Electronics, Inc. Full bridge converter with ZVS via AC feedback
PL2102978T3 (pl) 2006-12-20 2016-12-30 Aparat zasilający do obciążenia pojemnościowego
JP5434371B2 (ja) * 2009-08-26 2014-03-05 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
US7924580B2 (en) * 2009-08-28 2011-04-12 General Electric Company Switching inverters and converters for power conversion
US8717783B2 (en) * 2009-10-30 2014-05-06 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Method and apparatus for regulating gain within a resonant converter
JP2011139587A (ja) * 2009-12-28 2011-07-14 Ricoh Co Ltd 多重電流共振型コンバータ、及び画像形成装置
CN105703617A (zh) 2010-08-18 2016-06-22 芬斯克斯有限公司 多路径功率因数校正的方法及功率变换器
EP2670038B1 (en) * 2011-01-26 2020-04-22 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply device
KR101439495B1 (ko) * 2011-01-26 2014-09-11 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 스위칭 전원장치
JPWO2012153799A1 (ja) * 2011-05-12 2014-07-31 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
KR101228797B1 (ko) * 2011-05-30 2013-01-31 한국과학기술원 전원 공급 장치
CN202282743U (zh) * 2011-09-29 2012-06-20 南京博兰得电子科技有限公司 一种谐振变换器控制装置
WO2013058174A1 (ja) * 2011-10-21 2013-04-25 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
GB2508775B (en) * 2011-10-21 2018-09-19 Murata Manufacturing Co Switching power supply device
US9178438B2 (en) * 2012-04-05 2015-11-03 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus for resonant converters
TWI495246B (zh) * 2012-10-24 2015-08-01 Nat Univ Tsing Hua 諧振直流轉換器
TWI466425B (zh) * 2012-11-14 2014-12-21 Ind Tech Res Inst 直流轉換電路
TWI458242B (zh) * 2012-11-16 2014-10-21 Ind Tech Res Inst 直流轉換電路
US20140153289A1 (en) * 2012-11-30 2014-06-05 Chung-Shan Institute Of Science And Technology Secondary Side Serial Resonant Full-Bridge DC/DC Converter
US8929109B2 (en) * 2012-11-30 2015-01-06 Chung-Shan Institute Of Science And Technology Double-output half-bridge LLC serial resonant converter
US20140211515A1 (en) * 2013-01-25 2014-07-31 Tdk Corporation Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter
US20150055374A1 (en) * 2013-08-22 2015-02-26 Fujitsu Telecom Networks Limited Switching power supply apparatus corresponding to zero voltage switching system
CA2935004A1 (en) * 2014-01-22 2015-07-30 Danmarks Tekniske Universitet Resonant step-down dc-dc power converters
US9502987B1 (en) * 2014-02-06 2016-11-22 Pai Capital Llc Circuit and method for managing common mode noise in isolated resonant DC-DC power converters
US9473036B2 (en) * 2014-06-05 2016-10-18 Lite-On Electronics (Guangzhou) Limited Direct current voltage conversion device
JP2016152640A (ja) * 2015-02-16 2016-08-22 Tdk株式会社 共振インバータおよび共振型電源装置
JP6467967B2 (ja) * 2015-02-16 2019-02-13 Tdk株式会社 共振インバータおよびスイッチング電源装置
JP6460403B2 (ja) * 2015-05-12 2019-01-30 Tdk株式会社 共振インバータおよび絶縁型共振電源装置
JP6485198B2 (ja) * 2015-05-12 2019-03-20 Tdk株式会社 共振インバータおよび共振型電源装置
CN106329895B (zh) * 2015-06-17 2020-10-27 雅达电子国际有限公司 Llc谐振变换器和抑制其输出电压中的纹波的方法
CN105375768B (zh) * 2015-10-19 2018-03-06 成都芯源系统有限公司 一种谐振变换器的容性模式保护方法和容性模式控制电路

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