KR960003949B1 - 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터

제 1 도는 본 발명에 따른 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터의 회로 구성도,

제 2 도 (a) 내지 (h)는 제 1 도의 주요부분에 대한 파형도,

제 3 도는 제 1 도의 제어부에 대한 블록도,

제 4 도 (a) 내지 (h)는 제 3 도의 각 부 파형도,

제 5 도는 제 3 도의 각 블록에 대한 상세한 회로 구성도,

제 6 도 (a), (b)는 초기 예열 동작을 보이는 동작 파형도,

제 7 도 (a), (b)는 과열 방지 회로 동작을 설명하는 파형도,

제 8 도 (a), (b)는 과전류 방지 회로 동작을 설명하는 파형도,

제 9 도 (a), (c)는 입력 전압 유지 회로에 대한 동작 파형도,

제 10 도는 톱니파 발생회로에 대한 개략적인 회로 구성도,

제 11 도는 구형파 발생회로에 대한 개략적인 회로 구성도,

제 12 도는 구동회로에 대한 개략적인 회로 구성도,

제 13 도는 종래의 전자식 안정기 회로 구성도.

본 발명은 형광 램프와 같은 방전부하를 동작시키는데 적합한 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터에 관한 것이다.

안정기는 형광등을 비롯한 모든 방전등(discharge lamp)에 있어서 방전후의 전류를 제한해 주는 목적으로 반드시 필요한 장치이다. 전자식 안정기의 수요가 최근 들어서 급속히 확산 및 보급되면서 안정기의 효율에 관심을 갖게 되고 이에 따라서 많은 기술적 문제점들이 발견되었다. 왜냐하면 안정기로서 종래에는 주로 쵸크코일(choke coil)을 이용하였기 때문에 무겁고 부피가 크며 가청 소음 발생 및 시스템 효율등이 낮다는 등의 단점이 있었던 것이다. 이러한 문제의 발견과 그 해결책으로서 보완된 것이 고주파 스위칭 방식의 DC/AC 콘버어터를 이용한 전자식 안정기이다.

제 13 도는 보완된 기존의 전자식 안정기 회로를 보인 것이다. 안정기는 전원 전압을 전파정류 및 평탄화한 직류전압으로부터 저항(R₁)과 캐패시터(C₁)를 통해 전류가 흘러서 캐패시터(C₁)의 전압이 다이액(DIAC)소자의 도통 전압과 같아질때 캐패시터(C₁)에 충전된 에너지가 다이액을 통해 순간적으로 방전하여 트랜지스터(Q₁)가 온되면서부터 자기 발진(self-oscillation)이 시작된다. 전압(Vbe₁)과 (Vbe₂)는 트랜스포머의 도트(dot)의 방향이 서로 반대이므로 트랜지스터(Q₁)과 (Q₂)의 온/오프 동작은 항상 교대로 일어나게 된다. 이와 같은 자려방식의 경우 트랜지스터(Q₁), (Q₂) 및 다이오드(D₂), (D₃)의 동작은 Q₁→D₂→Q₂→D₃→Q₁… 순서로 된다.

기존의 전자식 안정기는 설명한 바와 같이 주로 자려식으로 전체 시스템의 구성이 간단할 뿐만 아니라, 전력 변환 효율, 램프 발광 효율, 깜박임, 그리고 크기나 무게 등으로 재래의 코일 방식에 대해 여러 장점이 있긴 하지만, 미소 입력 전압 변동에 대한 심한 광출력의 변화, 과열이나 과전류 등 비정상적인 동작에 대한 시스템 보호기능 부재, 스위칭 잡음에 의한 전자기파 간섭문제, 스위칭 손실의 발생 및 초기 고압 방전에 의한 랩프 수명 단축등의 문제점등을 내포하고 있다.

또한 쵸크코일 방식에 비해 형광램프의 수명이 훨씬 짧기 때문에 램프비용에 대한 소비자의 부담이 커졌으며, 고주파 스위칭 동작때 발생하는 심한 고조파 성분들로 인한 텔레비젼의 리모콘 오동작이나 정밀 측정을 필요로 하는 실험 장비등의 실측치 오류등이 있다.

더우기 기존의 전자식 안정기는 방전초기 램프 양단의 높은 전압으로 인해 램프 필라멘트에 덮혀 있는 코팅물질이 떨어지면서 발생하는 빠른 램프 흑화 현상 등의 문제가 있는 것이다.

본 발명의 목적은 제기된 문제점을 해결하는 것으로 개선된 영전압 방식의 공진형 컨버터를 제공하는 것으로 제 1 목적은 비선형 부성 저항 특성의 형광등류를 점등하기 위하여 스위칭 방식을 채용함이 있어 주스위칭 소자 양단의 전압이 제로인 상태에서 항상 온,오프 동작되도록 하여 요구되는 최적조건의 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 2 목적은 부하의 상태를 항상 감지하여 노화램프, 램프 오결선, 시스템노화등의 비정상 상태에서도 신뢰성을 향상시키는 보호회로가 포함된 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 3 목적은 폭넓은 입력 전압에 대해서도 일정한 입력 전력을 얻도록 한 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터를 제공하는 것이다.

본 발명의 제 4 목적은 부하로서 방전램프의 필라멘트를 충분히 예열시킨 후 방전시켜 램프의 수명을 연장시키게 한 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터를 제공하는 것이다.

상기의 제 1 목적을 달성하는 본 발명의 장치 구성은 제 1 및 제 2 전원공급라인을 통해 공급되는 직류전압에 따라 제로 레벨 구간을 갖는 양, 부로 교번하는 스위칭 구동펄스를 생성하는 제어회로와 ; 상기 제어회로 출력에 따라 교번하여 스위칭하는 스위칭 수단과 ; 스위칭된 신호에 따라 부하에 고주파 스위칭 신호를 전달하는 인덕터와 ; 부하에 병렬 연결된 캐패시터와 ; 부하의 일단과 제 1 및 제 2 전원공급라인간에 각각 연결된 캐패시터를 구성되고, 상기 제어회로는 인가된 직류신호에 따라 전압레벨이 증가하는 캐패시터를 갖는 동작 초기 주파수 제어회로와, 상기 동작 초기 주파수 제어회로의 출력에 따라 주파수가 결정되는 톱니파 발생회로와, 톱니파에 기초하여 두개의 다른 폭을 갖는 구형파를 생성하는 구형파 발생회로와, 상기 구형파 발생회로의 출력을 받아 발생시점이 다른 동일폭의 구형파를 출력하는 구동회로와, 상기 구동회로의 출력에 따라 제로 레벨을 갖는 구동펄스를 생성하는 제로 레벨 구동 펄스 생성회로로 이루어진 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명의 또 다른 목적에 따라서, 상기 구성의 회로에 더욱 포함되는 요소로서, 제어회로 출력 전압이 과도하게 상승할 경우 제어회로 내의 대응하는 2차 전류의 대응 전압과, 과전류 감지저항(496)에 의한 전압을 비교하는 비교기를 갖는 구동회로를 동작 차단시키는 과전류 보호회로를 포함하고, 또한 상기 제어회로는 과열 방지회로를 더욱 포함하며, 이 회로는 스위칭 수단의 방열판에 설치된 온도센싱 다이오드를 갖는 저항회로에 대한 검출 전압과 비교 기준 전압을 비교하는 비교기로 구성되어 비교기 출력은 구동회로를 동작/차단시키도록 연결됨을 특징으로 한다.

또한 본 발명의 상기 제어회로는 일정 입력 전력 유지 회로를 더욱 포함하며, 이 회로는 입력 직류 전압의 일부분을 트랜지스터가 받아 전류미러회로를 통해 대응하는 전류로 변환하여 톱니파 발생회로에 대한 전류원이 되어 변동되는 입력직류 전압에 대하여 입력 전력을 일정하게 유지하도록 하고 있다.

다음에 상기 구성의 본 발명에 대해 첨부한 도면을 사용하여 보다 상세히 설명한다.

제 1 도는 본 발명의 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터의 구성을 보인 것이다.

회로에서 직류 전원으로 표시된 Ed 직류전원(1)은 상용교류전원을 정류하여 평활화시켜 얻어진 직류 전압을 나타내고 있다. 직류전원(1)은 저항으로 된 제 1 및 제 2 전압분배회로(500), (600)에 의해서 그 일부분이 제어회로(400)로 인가된다.

직렬 연결된 저항(30, 40)에 인가된 직류전원(1)의 일부분은 저항(40)에 의해 검출되어 제어회로(400)에 인가되면서 본 발명의 회로가 동작 개시된다. 그리고 제 1 전압 분배회로(600)에 대해선 후술한다.

직류전원(1)의 전압은 주전력 스위칭부(200)에 의해서 고주파 교류신호로 변화되어 부하인 형광램프(330)에 인가된다. 제어회로(400)는 제 2 전압분배회로 출력(b)에 의해 인에이블되어 상기 주전력 스위칭부(200)의 스위칭소자(242), (282)를 교대로 온·오프시키는데 적합하며 또한 영전압 레벨을 갖는 구동신호를 생성해 낸다. 이것에 의해서 본 발명의 목적들이 달성될 수 있다.

다음에 기술되는 바는 제어회로(400)의 동작에 관한 것으로 제 3 도 내지 제 9 도를 참조하여 상세히 설명한다. 그런 연후에 스위칭 구동신호를 받는 블록(100), (200), (300)에 대해서 동작 설명한다.

제 3 도는 제어회로(400)에 대한 내부 블록도로서 본 발명의 목적을 달성하는 다수의 기능 블록들이 포함되어 있다. 먼저 정상 상태에서의 동작을 설명한다.

전원 투입에 의해 신호라인(b)에서 전압이 나타나서 제어회로부 전원 전압 공급부(405)에 인가되어 제어회로의 각 블록에 필요한 전원(Vcc)을 공급한다. 그러면 전원(Vcc)을 받은 동작초기 주파수 제어회로(470)가 먼저 동작개시된다.

동작 초기 주파수 제어회로(470)는 제 5 도에 보듯이 트랜지스터(472), (473)으로 구성된 제 1 전류미러 회로와, 상기 트랜지스터(473)의 에미터와 접지(G)간에 연결된 캐패시터(477)와, 상기 제 1 전류미터 회로 연결된 트랜지스터(474), (476) 구성의 제 2 전류미러회로와, 상기 캐패시터와 상기 트랜지스터(476)의 콜렉터간에 연결된 다이오드(478)와, 상기 트랜지스터(472)와 (474)간 연결점과 상기 다이오드(478) 간에 연결된 다이오드(479)로 구성되고 있다. 초기에 캐패시터(477)에는 재 6 도(a)와 같이 전하에 축적되지 않으나 서서히 전하가 축적되어 전압이 상승된다.

상기 캐패시티(477)의 양단전압은 다이오드(478)과 이에 역방향으로 연결된 다이오드(475)를 거쳐 톱니파 발생회로(410)와 관계되고 있다. 그러나 캐패시터(477)의 양단전압이 톱니파 발생회로(410)측의 라인(C)전압보다 작을 때, 다이오드(478)은 오프상태에 있고 다이오드(475)는 온상태에 있으므로 이 기간 동안에는 톱니파 발생회로로부터 다이오드(475)를 통해 전류가 유출되어 트랜지스터(476)으로 흐르게 된다. 이 경우에는 톱니파 발생회로의 주파수가 증가하여 제 6 도(b)의 구간 I와 같이 제 1 도의 공진전류(iL)는 본 실시예에서 80∼90㎑의 높은 주파수로 나타난다. 이때에는 약 0.1A 크기의 높은 주파수 신호로서 램프의 필레멘트를 방전시키지는 못하나 예열을 시키게 된다. 이 구간은 캐패시터 전압이 충분히 상승될 때까지 지속되고 그 시간은 본 예에서 약 800msec로 주어진다.

캐패시터(477)는 전하를 계속하여 축적하여 그 양단 전압이 라인(C)의 전압보다 커지게 되면 다이오드(475)는 오프 상태가 되고 반대로 다이오드(478)는 온 상태가 되므로 트랜지스터(473)와 다이오드(478)를 통해 흐르는 모든 전류량은 트랜지스터(476)로 흐르게 된다. 이로써 톱니파 발생회로(410)의 내부에 있는 톱니파 발생용 캐패시터를 충전하는 전류량이 감소되며 따라서 톱니파 발생 주파수는 이미 정한바 정상 주파수로 회복된다. 이 주파수는 공지 전류(iL)의 주파수를 제 6 도 (b)와 같이 구간 Ⅱ에서 50㎑로 하고 크기는 0.5A의 크기로 하여 형광램프를 방전시키게 된다.

이와 같은 공진전류(iL)의 발생은 다음의 과정에 따라 생성되는 것이지만 초기 동작 과정은 상기 동작 초기 주파수 제어회로에 영향을 받는 것이다.

정상 동작시 톱니파 신호 파형은 제 4 도(a)에 나타낸 바와 같다. 톱니파 발생회로는 잘 알려진 회로 구성으로부터 구현될 수 있고 주변 조건에 따라 주파수 생성을 위해서 약간의 수정을 필요로 한다. 그것은 후술되는 바와 같이 신호라인(b)의 신호에 따라서 톱니파 주파수를 가변시키는 것을 포함한다.

제 4 도(a)와 같은 톱니파를 발생하는 톱니파 발생회로(410)의 출력은 구형파 발생회로(415)에 인가되어 구형파 발생회로(415)는 제 4 도(b)와 (c)와 같은 2개의 다른 펄스폭을 갖는 구형파를 출력한다.

제 4 도(b)는 구형파 발생기의 첫번째 출력파형이며, 제 4 도(c)는 구형파 발생기의 두번째 출력파형으로 제 11 도의 구성도로부터 명백하다.

제 11 도는 구형파 발생기에 대한 구체적인 회로도를 나타낸 것이다. 이 회로는 2개의 비교기(661), (662)으로 구성되고, 제 1 비교기(661)에 대한 기준전압(Vref₁)은 전원전압(Vcc)을 분배하는 저항(657), (659)에 의해 설정되고, 제 2 비교기(663)에 대한 기준전압(Vref₂)은 상기 전원전압(Vcc)을 분해하는 저항(659)에 의해 설정되므로 제 1 기준전압(Vref₁)이 제 1 기준전압(Vref₂) 보다 높게 되어 있다. 기준전압은 톱니파 발생회로의 출력신호와 비교되어 제 4 도(b)의 신호(α)와, 제 4 도(c)의 신호(β)를 각각 출력한다. 그리고, 제 4 도(a)의 2개의 기준전압(Vref₁), (Vref₂)는 구형파 발생기(415)의 기준접압으로서 이에 준하여 구형파 발생시점이 결정된다.

상기 구형파는 구동회로(420)에 가해져 제 4 도(d)와 (e)와 같은 구동신호를 생성한다. 이 회로에 대한 구체예는 제 12 도에 나타낸 바와 같다.

제 12 도에 도시한 구동회로(420)는 구형파 발생기(415)의 출력(α)을 클럭신호로 받는 제1D플립플롭(680)과, 구형파 발생기(415)의 또 다른 출력(β)을 클럭 신호로 받는 제2D플립플롭(682)으로 구성되며, 제1D플립플롭(680)의 반전 출력은 제2D플립플롭(682)의 입력에 연결되고 제2D플립플롭(682)의 출력(Q)은 제1D플립플롭(680)의 입력에 연결되며, 상기 제1D플립플롭(680)의 출력(Q)은 구동회로의 출력(01)이 되고, 상기 제2D플립플롭(682)의 반전출력은 구동회로의 제 2 출력(02)이 되도록 하고 있다. 이러한 구동회로의 제 1 출력(01)과 이의 반전된 출력 그리고 구동회로의 제 2 출력(02)과 이의 반전된 출력이 각각 영전압 구동펄스 생성회로(700)로 인가되고 있다.

그리고 다음에 설명되겠지만 제1D플립플롭의 리셋단자(R)와 제2D플립플롭의 셋단자(S)는 저항(R)을 거쳐 접지(G)에 연결되고 이 저항에는 제 5 도의 과열 방지회로 및 과전류 방전회로의 출력이 연결된다.

상기 구동회로(420)는 구형파 발생회로(415)의 출력에 따라 출력신호를 생성하지만 제 5 도와 같이 과열 방지회로(490)와 과전류 방지회로(495)의 검출된 신호를 인가받아 적절히 동작된다. 그러나 이에 대해선 후술한다.

제 4 도(d)와 (e)와 같은 동작회로(420)의 출력(O₁), (O₂)은 영전압 구동 펄스 생성회로(700)에 의해서 출력(A), (B)간에는 V_t라는 전압 파형이 출력되고 제 3 도(f)에 이것이 도시되었다. 양(+) 전위 구형펄스와 음(-)전위 구형펄스가 교번하여 나타나면서 또는 2개의 파형간에서 제로 레벨 구간이 삽입되어 있어 영전압 구동 펄스를 이루고 있다.

영접압 구동펄스 생성회로(700)는 구동회로의 하나의 출력에 대해 푸쉬-풀 구동회로를 구성하고 있고 이것의 각 출력간 전압(V_t)이 제어회로(400)의 최종 출력이 된다. 회로(700)는 4개의 트랜지스터(425), (430)과 (435), (440)로 구성되고 각각의 트랜지스터에 에미터와 콜렉터를 잇는 4개의 다이오드(445), (450)과 (455), (460)을 갖는다.

제어회로(400)의 출력은 제 1 도의 게이트 구동회로(100)의 제어권선에 나타나 제 2 권선에는 제 4 도(g), (h)와 같은 펄스로 나타난다.

반복하여 제 1 도 회로에 대한 각부 파형도를 나타낸 제 2 도(a), (b)에 V_gs1과 V_gs2전압 파형을 다시 도시하였다. 게이트 구동회로부는 제어회로(400)에 의해 서로 반전된 형태의 영전압 구동 펄스 신호를 주전력 스위칭부(200) 에 인가하여 스위칭 동작을 행하게 한다. 주전력 스위칭부(200)는 2개의 전원공급라인(E₁), (E₂)간에 MOS트랜지스터(242)와 (282)를 연결하고 있고 제 2 도(a)의 V_gs1전압은 제1MOS트랜지스터(242)의 게이트와 소오스간에 인가하고 제 2 도(b)의 V_gs2전압은 제 2 도의 MOS트랜지스터(282)의 게이트와 소오스간에 인가한다. 제1MOS트랜지스터의 소오스와 제2MOS트랜지스터의 드레인은 서로 연결되어 있고, 제1MOS트랜지스터의 드레인은 제 1 전원 공급 라인(E₁)에, 그리고 제2MOS트랜지스터(282)의 소오스는 제 2 전원 공급라인(E₂)에 연결하고 있으며, MOS트랜지스터의 소오스와 드레인에 다이오드로 연결하고 있다.

주전력 스위칭부(200)의 동작은 다음과 같다. 제어회로부에서 제어신호가 게이트 구동회로를 통해 주전력 스위치의 게이트-소오스 양단에 인가되면서부터 동작은 시작된다. 게이트-소오스의 양단에 연결된 게이트 구동회로부의 게이트 권선(120), (140)은 서로가 반대 방향으로 감겨져 있으므로, 제 1 스위칭부와 제 2 스위칭부는 교대로 온/오프 동작을 한다. 만약 게이트 구동 회로의 제어권선(110)에 양의 전압, V_t가 인가되면 제 1 게이트 권선(120)에는 양의 전압, V_gs1이, 제 2 게이트권선(140)에는 음의 전압, V_gs2가 각각 유지된다. 제1MOS트랜지스터(242)의 게이트와 소오스간에 양의 V_gs1전압이 인가되어 상기 주스위칭 소자인 제1MOS트랜지스터(242)는 온상태가 되지만 아직은 다이오드(244)가 온되어 있어 공진전류(iL)가 프리휠(freewheel)하고 있으므로 MOS트랜지스터의 드레인 전류(iD)는 흐르지 않게 된다. 이때 제 2 도(f)의 't1'의 시점에서 다이오드 전류(id)가 제로가 되면 드레인 전류(iD)는 제 2 도(e)가 같이 공진을 하면서 증가하기 시작한다. 전류가 공진을 하고 있는 도중인 시간 't2'에서 V_gs1이 제로가 되면 MOS트랜지스터의 드레인 전류(iD)는 제로가 되고 제 2 도(h)와 같은 공지전류 i1은 iD+id+iC로서 영전압 스위칭용 캐패시터(246) 및 (286)을 통해 흐르게 된다. 이때의 각 스위치의 양단 전압은 제 2 도(c)와 제 2 도(d)에 나타난 바와 같이 시간(t2)∼(t3)에서 선형 상승, 하강하는 형태로 취한다. 시간(t3)에서 영전압 캐패시터(246)의 양단전압(V_s1)이 직류전압(Ed)와 같아지면 다이오드(284)가 온되어 공진전류(iL)는 프리휠하게 된다. 이 다이오드(284)의 도통이 완료되기 전에 제 2 게이트 권선(140)에 양의 전압(V_gs2)를 제 2 도(b)와 같이 인가하면 영전압 스위칭 동작을 할 수 있고 이와 같이하여 다음의 반주기 동작이 계속된다.

제로 전압 구간에서 제 2 도(c), (d)의 파형은 선형 상승, 하강하여 펄스는 사다리 형태로서 구형파보다 고조파를 함유하지 않는다. 따라서 종래와 같이 주변의 전자기기와의 전자기파 간섭 문제가 발생하지 않게 된다. 더욱이 종래에서와 같이 전류 전압 성분이 스위칭시 공존하므로 인가 전력손실이 커서 주스위칭 소자의 발열등의 문제가 있으나 제로 저압 스위칭 구동방식에 의해 전력손실이 없어 발열량도 급격히 감소한다.

다음에 본 발명의 또 다른 목적의 달성을 위해 제 5 도를 참조하여 미설명된 블록에 대해 다음에 설명한다.

본 발명의 하나의 목적은 폭넓은 입력전압에 대해서도 일정한 입력전압을 얻도록 하는 수단을 제공하는 것이다. 이것은 제 5 도의 블록(480)에 의해서 달성된다. 이 블록의 기능은 입력전압(Ed)의 변동분을 감지하여 일정한 입력전력을 유지하게 하는 것이다. 입력전압을 센싱하기 위해서 제 1 도의 제 1 전압분배회로로부터 입력직류전압(Ed)의 일부분을 블록(480)이 받아들인다.

블록(480)은 △Ed/△i 변환회로로서 직류전압(Ed)을 저항(10)과 (20)으로 분압한 전압이 신호라인(a)을 통해 △Ed/△i 변환회로(480)내의 트랜지스터(481)의 베이스에 인가되어 이 트랜지스터를 활성영역에서 동작하도록 작용한다. 따라서 전류는 트랜지스터(486), (481), 다이오드(482), 저항(483)을 통해 흐르게 되며 이 전류량은 입력전압의 크기에 따라 변화한다. 즉 Ed의 변동은 대응하여 전류의 변동으로 나타나는 것이다. 트랜지스터(486)과 (487)은 전류미러회로를 구성하고 있으므로 변환된 전류 크기가 똑같이 트랜지스터 (487), (488)을 통해 흘러 신호라인(b)를 통해 톱니파 발생회로(410)에 인가한다.

이와같이 하여 Ed의 변화성분, △Ed는 △i로 선형 비례 변환되어 톱니파 발생회로(410)의 전류원으로 작용한다.

제 1 도는 본 실시예에서 채택한 톱니파 발생회로(410)에 대한 회로 구성을 보인 것이다. 여기 보여진 톱니파 발생회로는 본 회로의 출력 라인에 연결된 전하 축적/방전을 위한 캐패시터(618)의 전압을 2개의 기준 전압으로 각각 비교하는 2개의 제 1, 제 2 비교기(626), (628)와, 이들 비교기의 출력에 따라 셋, 리셋되는 래치를 구성하는 NAND게이트(632), (634)와, 래치 출력에 따라 스위칭되고 그 출력은 상기 캐패시터에 인가되게 하는 MOS소자(638)를 가지며, 상기 캐패시터(618)에는 다수의 트랜지스터(608), (610), (612), (614)로 구성된 전류원이 연결되고 있으며, 또한 △Ed/△i 변환회로(480)의 출력(b)이 연결되며, 상기 전류원은 주파수 제어회로(470)의 신호라인(c)이 연결되어 있다.

Ed가 일정하면 톱니파 발생회로는 일정 주파수의 톱니파를 발생하나 Ed의 변동시에는 주파수를 가변시키게 된다. 제 10 도에 보인 톱니파 발생회로와 같이 Ed가 증가하면 신호라인(b)를 통해 더 많은 양의 △i가 톱니파 발생회로내의 캐패시터(618)에 전하축적함으로써 톱니파의 주파수가 증가되고, △i가 감소하면 더 적은 양의 △i가 전하축적되어 주파수도 함께 감소되므로 입력전력을 일정하게 유지하도록 한다. 제 9 도(a)∼(c)는 △Ed/△i 변환회로(480)에 의한 일정 전력유지에 대한 설명도이다.

한편, 방전램프가 점화되어 정상 동작중에 있을 때, 입력전력은 제 9 도(a)와 같이 입력전압에 비례하여 나타나게 된다. 그리고 스위칭 주파수(fs)를 주전력 공진회로부(30)에 의해서 결정된 자연공진 주파수(f0)보다 높은 주파수 영역에서 동작하도록 설계하면 제 9 도(b)와 같이 입력전력(Pin)이 스위칭 주파수(fs)에 선형 반비례하는 주파수 영역이 존재하게 된다. 이와같은 제 9 도 (a), (b)의 특성을 조합하여 회로 구성한 것이 △Ed/△i 변환회로이다. 즉 입력 전압이 변환되면 그 변동분율을 스위칭 주파수(fs)로 변환하여 입력전력의 변화를 최소화 하도록 작용한다.

다음의 표 1은 입력전압이 170∼270V까지 변할때 입력전력이 어떻게 유지되고 있는지를 종래예와 비교한 것이다.

[표 1]

[전압단위 : [V], 전력단위 : [W]]

상기 표 1 의 수치는 종래의 경우와 본 발명의 경우를 정상 점화된 조건에서 전력 측정 장비인 디지탈 파워 미터를 회로의 입력측에 장치한 후, 입력 전압 가변 장비인 슬라이닥스를 이용하여 입력전압을 170V에서 270V까지 변화시키면서 입력전력의 변화를 측정한 것이다.

다음에, 제 5 도는 과열 방지회로(490)의 과전류 방지회로(495) 동작에 관련하에 설명한다.

과열방지회로(490)는 제 1 도의 주스위칭소자의 과열을 감지하여 온도를 적정수준으로 제어하도록 하기 위한 회로로서 주스위칭 소자에는 여기 도시는 없으나 방열판을 설치하고 있으며 이 방열판에 부착된 온도 센싱 다이오드(500)에 의해 온도를 감지토록 한다. 트랜지스터(491), (492)는 전류미러 회로이고, 트랜지스터(491)과 이에 연결된 저항(493)에 흐르는 전류는 똑같이 트랜지스터(492), 저항(494), 다이오드(500), 그리고 저항(496)에 흐른다. 그러나 저항(494)와 트랜지스터(492)의 에미터간 노드점에서 취한 전압(V_T)은 다이오드(500)의 순방향 바이어스 전압, Vbe에 따라서 가변되고 이 전압은 비교기(499)에 인가되며, 기준전압(Vref)과 비교된다. 만약 주전력 스위치의 발열로 인해 센서다이오드의 온전압(Vbe)이 낮아지면 센싱전압(V_t) 또한 낮아진다. 이때, 계속된 발열로 인하여 센싱전압(V_T)가 계속 감소하여 기준전압(Vref)와 같아질때, 비교기(499)는 하이레벨의 신호를 출력하여 구동회로(420)를 디저블(disable)시킨다. 이와 동시에 비교기 출력에 연결된 저항(497)과 트랜지스터(498)에 있어서 비교기의 하이레벨 신호는 트랜지스터(498)를 온시키므로 저항(496)의 전압은 트랜지스터(498)의 포화전압까지 감소하게 되어, 결국, V_T전압이 저항(496)의 전압변환량 만큼 감소한다. 이 전압은 방열판의 온도가 서서히 식으면서 온도 히스테리시스 역할을 하게 된다. 제 7 도(a), (b)는 상기 동작을 그래프적으로 설명하는 도면이다. 주스위치의 온도에 따라서 과열 방지회로의 출력이 나타나 온도를 T1[℃]이상 올라하는 것을 제한해 주는 한편, 자연 방열 효과에 의해 T2[℃]까지 전압이 감소한 후에 다시 정상동작함을 보이고 있다. 2[℃]에서 인에이블한 후, 발열 발생 원인이 제거될 경우의 정상 동작 온도는 T2[℃]이하를 유지하게 된다.

다음에 과전류 방지회로(495)에 대해서 설명한다.

이미 설명하였듯이 제 3 도의 트랜지스터(425) 및 (440)이 함께 온되면, 제 1 도의 트랜지스터 구성의 게이트 구동회로부(110)의 제어권선(110)에는 양의 전압(V_t)이 발생되는데, 이로써 제 1 주전력 스위칭 수단(240)이 동작하여 주전력 공진회로부(300)의 공진전류(iL)는 1차권선(130), 인덕터(310), 형광램프(330) 및 캐패시터(320)를 지나서 캐패시터(360)를 충전하게 된다.

이와같이하여 1차 권선의 전압(V₁)은 공진전류와 함께 증가하게 되며, 따라서 동일한 코어(core)에 감겨있는 제어권선의 전압(V_t)도 증가하게 된다.

이때 상기 전압(V_t)이 제어회로부(400)의 전원전압(Vcc)보다 크게 되면 2차전류(iS)는 접지(G)→다이오드(460)→제어권선(110)→다이오드(445)를 통해 전원(Vcc)쪽으로 회생된다. 이 회생전류의 파형은 제 8 도(a)와 같다.

만약 주전력 공진회로부에 과전류가 흘러서 전류감지저항(496)에 과전압이 걸리면 Vf 전압의 첨두치(peak value)가 Voc(ref) 보다 커지게 되어 비교기(550)의 출력은 하이레벨이 된다. 따라서, 비교기(550)의 출력(e)은 구동회로(420)에 가해서 구동회로를 동작정지(shut-down)시킨다. 제 8 도(a), (b)의 그래프가 이를 잘 설명해 주고 있다.

본 발명은 스위칭 주파수를 제어하고 방전초기에 나타나는 램프의 혹화 현상의 최소화는 물론, 정격입력 대비 입력전압의 변동분에 대해 스위칭 주파수 보상을 통해 램프의 소비전력을 항상 일정하게 유지할 수 있다. 또한 주 스위치(power MOSFET)의 드레인-소오스간 전압이 영인 순간에 스위칭을 행하는 영전압 스위칭 제어를 함으로서 스위치의 온/오프 발생하는 고조파 성분(HARMONICS)를 현저히 억제할 수 있을 뿐만 아니라 스위칭 손실을 최소화할 수 있다.

또한 본 발명에서는 전력용 MOS 트랜지스터 게이트 구동용 트랜스포머를 통해 주전력부의 공진전류(Resonant Current)를 제어회로부쪽으로 회생된 전류량을 감지하여 콘버어터의 동작을 제어하는 특징이 있다. 이로써 주스위칭 소자의 파괴 또는 소손을 방지할 수 있다. 또한 주 스위치의 방열판 온도를 반도체 소자로 감지하여 일정온도 이상에 대해서 콘버어터의 동작을 멈추게 한다. 즉 주 스위칭 소자의 파괴 또는 소손을 방지할 수 있는 기능을 포함하고 있다.

상술한 특징을 갖는 본 발명은 램프 수명연장 기능, 과열 방지회로, 전자파 장해(EMI) 최소한 특징이 있을 뿐만 아니라, 과전압에서도 에너지 절약효과가 유지되는 최적제어시스템을 적용한 공진형 전자식 안정기를 제공함으로써 종래에 비해 신뢰성면에서도 현저히 향상시킨 특징이 있다.

본 발명에 의하면, 첫째 입력전압이 폭넓게 변해도 입력전력을 일정하게 유지할 수 있다.

둘째, 동작초기 주파수제어회로(470)에 의해 형광램프의 필라멘트를 충분히 예열시킨후 방전이 되기 때문에 종래의 방식에 비해 램프의 수명이 장시간 보장된다.

셋째, 노화램프, 램프 오결선 및 시스템의 노화로 인한 시스템 자체의 특성이 변했을 경우 등의 주스위치(240, 280)에 과전류가 흘러 시스템의 소손 및 화재의 위험성이 있을 경우 과전류 방지회로(495)는 제어회로부의 전류검출저항(496)을 통해 과전류를 감지하여 주스위치(240, 280)를 차단시킴으로서 주스위치와 시스템을 보호할 수 있다. 이로써 시스템의 신뢰성이 향상된다.

넷째, 비정상적인 스위칭 동작이나 정격전류 이상의 전류가 주스위치(240, 280)에 흐를 경우에는 주스위치의 온도가 상승하여 주스위치가 파괴되는 데에 이른다. 주스위치가 과열되면 과열 방지회로(490)는 방열판 온도를 센서 다이오드로써 감지하여 일정온도 이상에 대해서는 시스템을 동작차단시키고 임의의 온도 히스테리 시스를 가진후 방열판의 온도가 일정온도 이하로 떨어지면 다시 시스템이 동작되어진다. 이로써 시스템의 신뢰성이 향상된다.

Claims (17)

1. 제 1 및 제 2 전원공급라인을 통해 공급되는 직류전압에 따라서 제로 레벨 구간을 갖는 양, 부로 교번하는 스위칭 구동펄스를 생성하는 제어회로와 ; 상기 제어회로를 출력에 따라 교번하여 스위칭하는 스위칭 수단과 : 스위칭된 신호에 따라 부하에 고주파 스위칭 신호를 전달하는 인덕터와 ; 부하에 병렬 연결된 캐패시터와 ; 부하의 일단과 제 1 및 제 2 전원공급라인간에 각각 연결된 캐패시터로 구성되고, 상기 제어회로는, 인가된 직류신호에 따라 전압레벨이 증가하는 캐패시터를 갖는 동작초기 주파수 제어회로와, 상기 동작초기 주파수 제어회로의 출력에 따라 주파수가 결정되는 톱니파 발생회로와, 톱니파에 기초하여 두개의 다른폭을 갖는 구형파를 생성하는구형파 발생회로와, 상기 구형파 발생 회로의 출력을 받아 발생시점이 다른 동일폭의 구형파를 출력하는 구동회로와 상기 구동회로의 출력에 따라 제로 레벨을 갖는 구동펄스를 생성하는 제로 레벨 구동 펄스 생성회로로 이루어진 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 전원 공급라인에 공급되는 전원은 교류전원을 대응하는 직류전원으로 변환되어 공급되는 전원인 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 제어부에 인가되는 직류신호는 저항으로 구성된 전압 분배회로로부터 제공됨을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 제로 레벨 구동펄스 생성회로는 구동회로의 2개의 구형파에 따라 동작되는 푸쉬풀 구성의 프랜지스터 회로로 된 것임을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
5. 제 1 항에 있어서, 스위칭 수단은 제 1 및 제 2 전원 공급라인 연이어 연결된 MOS트랜지스터(242), (282)로 구성되고, 이들 MOS 트랜지스터의 드레인과 소오스는 다이오드로 연결되며, 상기 제 1 및 제 2 전원 공급라인간에는 캐패시터(246), (286)가 설치됨을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
6. 제 5 항에 있어서, 상기 제어회로 출력은 트랜스포머를 거쳐 스위칭 수단에 펄스신호를 공급함을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
7. 제 1 항에 있어서, 상기 동작 초기 주파수 제어회로는 트랜지스터(472), (473)으로 구성된 제 1 전류미러 회로와, 상기 트랜지스터(473)의 에미터와 접지(G)간에 연결된 톱니파 주파수를 제어하는 상기한 캐패시터(477)와, 상기 제 1 전류미러 회로에 연결된 트래지스터(474), (47)으로 구성된 제 2 전류미러회로와, 상기 캐패시터와 상기 트랜지스터(476)의 콜렉터간에 연결된 다이오드(478)와, 상기 트랜지스터(472)와 (474)간 연결점과 상기 다이오드(478)간에 연결된 다이오드(479)와 상기 다이오드(478)의 캐소드와 톱니파회로간에 연결된 다이오드(475)로 구성됨을 특징으로 하는 영접압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 톱니파 회로는 톱니파 출력라인에 연결된 전하 충/방전을 위한 캐패시터(618)의 전압을 2개의 기준 전압으로 각각 비교하는 2개의 제 1, 제 2 비교기(626), (628)와 이들 비교기의 출력에 따라 셋, 리셋되는 래치를 구성하는 NAND게이트(632), (634)와 래치 출력에 따라 스위칭되고 그 출력은 상기 캐패시터에 인가되게 하는 MOS소자(638)를 가지며, 상기 캐패시터(618)에는 다수의 트랜지스터(608), (610), (612), (614)로 구성된 전류원이 연결되며, 상기 전류원은 주파수 제어회로(470)의 신호라인(c)이 연결된 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
9. 제 1 항에 있어서, 상기 구동회로는 구형파 발생기(415)의 출력을 클럭신호로 받는 제1D플립플롭(680)과, 구형파 발생기(415)의 또 다른 출력을 클럭신호로 받는 제2D플립플롭(682)으로 구성되며, 제1D플립플롭(680)의 반전 출력(Q)은 제2D플립플롭(682)의 입력에 연결되고 제2D플립플롭(682)의 출력(1)은 제1D플립플롭(680)의 입력에 연결되며, 상기 제1D플립플롭(680)의 출력(Q)은 구동회로의 출력(O1)이 되고, 상기 제2D플립플롭(682)의 반전출력(Q)은 구동회로의 제 2 출력(O2)이 되도록 하고 이 구동회로의 제 1 출력(O1)과 이의 반전된 출력 및 구동회로의 제 2 출력(O2)과 이의 반전된 출력이 각각 영전압 구동펄스 생성회로(700)로 인가되도록 연결됨을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
10. 제 1 항에 있어서, 상기 제어회로는 일정 입력 전력 유지 회로를 더욱 포함하며, 이 회로는 입력 직류 전압의 일부분을 트랜지스터(481)가 받아 전류미러 회로를 통해 대응하는 전류로 변환하여 톱니파 발생회로에 대한 전류원이 되어 변동되는 입력직류 전압에 대하여 입력 전력을 일정하게 유지하도록 한 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
11. 제 10 항에 있어서, 상기 일정 입력 전력 유지 회로의 출력(b)은 상기 톱니파 발생회로의 캐패시터(618)에 연결되어 톱니파 주파수를 제어하는 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
12. 제 1 항에 있어서, 상기 구형파 발생회로는 상기 톱니파 발생회로의 출력을 정(+)입력단에 각각 받는 비교기로 구성되고, 상기 비교기의 부(-)입력단에는 제 1 기준전압과, 제 2 기준전압이 각각 인가되어 서로 다른 폭의 구형파신호를 발생하는 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
13. 제 1 및 제 2 전원공급라인을 통해 공급되는 직류전압에 따라 제로 레벨구간을 갖는 양, 부로 교번하는 스위칭 구동펄스를 생성하는 제어회로와 ; 상기 제어회로 출력에 따라 교번하여 스위칭하는 스위칭 수단과 ; 스위칭된 신호에 따라 부하에 고주파 스위칭 신호를 전달하는 인덕터와 ; 부하에 병렬 연결된 캐패시터와 ; 부하의 일단과 제 1 및 제 2 전원공급라인간에 각각 연결된 캐패시터로 구성되고, 상기 제어회로는, 인가된 직류신호에 따라 전압레벨이 증가하는 캐패시터를 갖는 동작초기 주파수 제어회로와, 상기 동작초기 주파수 제어회로의 출력에 따라 주파수가 결정되는 톱니파 발생회로와, 톱니파에 기초하여 두개의 다른 폭을 갖는 구형파를 생성하는 구형파 발생회로와,상기 구형파 발생회로의 출력을 받아 발생시점이 다른 동일폭의 구형파를 출력하는 구동회로와, 상기 구동회로의 출력에 따라 제로 레벨을 갖는 구동펄스를 생성하는 제로 레벨 구동 펄스 생성회로와, 제어회로 출력 전압이 과도하게 상승할 경우 제어회로 내의 대응하는 2차 전류의 대응 전압과, 과전류 감지저항(496)에 의한 전압을 비교하는 비교기를 갖고 상기 구동회로를 동작/차단시키는 과전류 보호회로와, 상기 스위칭 수단의 방열판에 설치된 온도센싱 다이오드를 갖는 저항회로에 대한 검출 전압과 비교 기준 전압을 비교하는 비교기를 가지며 이 비교기 출력은 상기 구동회로를 동작/차단시키도록 연결된 과열방지회로로 이루어진 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
14. 제 13 항에 있어서, 상기 구동회로는 구형파 발생기(415)의 출력을 클럭신호로 받는 제1D플립플롭(680)과, 구형파 발생기(415)의 또 다른 출력을 클럭 신호로 받는 제2D플립플롭(682)으로 구성되며, 제1D플립플롭(680)의 반전 출력(Q)은 제2D플립플롭(682)의 입력에 연결되고 제2D플립플롭(682)의 출력(1)은 제1D플립플롭(680)의 입력에 연결되며, 상기 제1D플립플롭(680)의 출력(Q)은 구동회로의 출력(O1)이 되고, 상기 제2D플립플롭(682)의 반전출력(Q)은 구동회로의 제 2 출력(O2)이 되도록 하고 이 구동회로의 제 1출력(O1)과 이의 반전된 출력 그리고 구동회로의 제 2 출력(O2)과 이의 반전된 출력이 각각 영전압 구동펄스 생성회로(700)로 인가되도록 연결됨을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 및 제2D플립플롭의 셋, 리셋 단자에 과전류 보호회로 및 과열방지회로의 출력을 연결한 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
16. 제 13 항에 있어서, 상기 제어회로는 일정 입력 전력 유지 회로를 더욱 포함하여, 이 회로는 입력 직류 전압의 일부분을 트랜지스터(481)가 받아 전류미러 회로를 통해 대응하는 전류로 변환하여 톱니파 발생회로에 대한 전류원이 되어 변동되는 입력직류 전압에 대하여 입력 전력을 일정하게 유지하도록 한 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.
17. 제 16 항에 있어서, 상기 일정 입력 전력 유지 회로의 출력(b)은 상기 톱니파 발생회로에 연결되어 톱니파 주파수를 제어하는 것을 특징으로 하는 영전압 스위칭 방식의 공진형 컨버터.