JPH0773983A - 蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラスト - Google Patents

蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラスト

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JPH0773983A
JPH0773983A JP6140507A JP14050794A JPH0773983A JP H0773983 A JPH0773983 A JP H0773983A JP 6140507 A JP6140507 A JP 6140507A JP 14050794 A JP14050794 A JP 14050794A JP H0773983 A JPH0773983 A JP H0773983A
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transistor
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達榮 全
Kyungha Jee
京夏 池
Nak-Choon Choi
洛春 崔
Bok-Ki Song
▲福▼起 宗
Dong-Myeong Shin
東明 申
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 集積回路化が容易で、かつ安定した周波数で
信頼性ある蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バ
ラストを提供する。 【構成】 電源4 の端子5,7 の間に連結された容量44,4
6 と、前記端子の間に連結されたスイッチング素子24,2
8 と、前記容量の接続点45と前記スイッチング素子の接
続点25の間で放電灯42を含む共振負荷回路と、前記各ス
イッチング素子の電流通路に連結された容量34,36 と、
前記スイッチング素子に２次側巻線が結合されたトラン
ス200 と、高周波数の比較信号と基準信号を比較してス
イッチング制御信号を発生し、前記トランスの１次側第
４巻線22を駆動する集積回路100 とを具備する電子式バ
ラスト。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は蛍光灯用零電圧スイッチ
ング方式の電子式バリスターに係り、特にスイッチング
素子の両端電圧がゼロの瞬間にスイッチング動作が成さ
れる蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリスタ
ーにおいてスイッチング制御信号を発生する信号発生回
路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】蛍光灯用バリスターは、大きくて重いコ
イル方式から小さくて軽い電子式バリスターに代替され
ている。既存の電子式バリスターは図１に示したように
主に自励式（Self-oscillation）で構成している。図１
の自励式バリスターは、交流電圧を電波整流および平滑
化して得た直流電圧を抵抗Ｒ１を通じてキャパシターＣ
２に充電し、この充電電圧がダイアク（diac）ＤＡＣの
導通電圧と等しくなれば、ダイアクを通じて瞬間的にト
ランジスタＱ２に直流バイアスが印加されるようになり
ターンオンされながら自己発振が始まる。トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２は、ベースエミッター電圧が互いに反対に印
加されるため、交互にスイッチング動作を遂行する。し
かしながら、このような自励方式の電子式バリスター
は、次のような問題点を有する。
【０００３】（１）電源電圧の微小変動に対してエネル
ギー節約の効果が喪失される。
【０００４】（２）電子式安定器で最も基本的な高周波
動作によるスイッチング素子の電力損失が多くてエネル
ギー節約効果が低いだけでなくスイッチング素子の発熱
現象による信頼性が低い。
【０００５】（３）スイッチング動作による高調波成分
によって電気的干渉および雑音源の原因となっている。
（参照文献：K.H. Jee, E.C. Nho, and G.H. Cho, “Hi
ghfrequency resonant inverter for group dimming
control of fluorescentlamp lighting systems", IE
EE TES Annual Meeting Conf., Rec., PP149〜154, 1
989）。
【０００６】（４）蛍光ランプの放電初期に高電圧がフ
ィラメントに印加されるため、スパッタリング現象によ
る黒化現象が生じてランプの寿命を短縮させる。
【０００７】したがって、本出願の発明者は、韓国特許
公告番号９１−５１１８で放電開始前に駆動電流を検出
してそのサイズが設定値より大きければ、スイッチング
素子のターンオン時点を遅延させて共振回路に蓄積され
たエネルギーの一部を電源として回生させることによ
り、放電灯の両端に誘導されるサージ電圧の発生を抑制
して放電灯の寿命を延長させる技術を提案し、次いで、
韓国特許公告番号９２−４９９５号では零電圧スイッチ
ング方式を適用してスイッチング素子の両端の電圧の傾
きを減少させることにより、高調波ノイズが除去できる
零電圧スイッチング方式の電流制御型インバーター回路
を提案したことがある。
【０００８】しかしながら、前記後者の特許は電流トラ
ンスフォーマを通じて負荷電流の大きさと位相を検出
し、この検出信号を正帰還させてスイッチング素子を交
互に零電圧スイッチング制御している。それで、自己共
振による発振周波数に依存してスイッチング動作がなさ
れるため、周辺条件や部品の特性に従い周波数特性が変
動される問題があり、電流トランスフォーマ、擬似飽和
領域動作用の巻線および負荷電流検出用の巻線などが必
要であるため、駆動用のトランスフォーマの巻線構造が
複雑になる欠点があった。また、スイッチング素子の過
熱および過電流による破損に対する防止策がないという
問題点があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、この
ような従来技術の問題点を解決するために、スイッチン
グ周波数を安定に維持するスイッチング制御信号発生集
積回路を有する蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子
式バリスターを提供することである。
【００１０】本発明の他の目的は、スイッチング制御信
号発生回路の電源を共振回路の電力を回生させて用いる
ことにより、電力損失が減らせ、回路構成の簡単な蛍光
灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリスターを提供
することである。
【００１１】本発明の又他の目的は、初期に放電灯のフ
ィラメントを予熱させ放電開始することにより、黒化現
象を防止させ寿命を延長させうる蛍光灯用零電圧スイッ
チング方式の電子式バリスターを提供することである。
【００１２】本発明の又他の目的は、周波数変化を緩慢
にすることにより、雑音除去および信頼性を向上させう
る蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリスター
を提供することである。
【００１３】本発明の又他の目的は、周囲温度変化によ
り適応的に予熱時間を調整することにより、低い温度で
予熱時間が短くて黒化現象が発生することを防止しうる
蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリスターを
提供することである。
【００１４】本発明の又他の目的は、周囲の明るさによ
り自動的に明るさが調節される蛍光灯用零電圧スイッチ
ング方式の電子式バリスターを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明の蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バ
リスターは、直流電源の第１および第２端子の間に直列
に連結された一対のキャパシターと、前記直流電源の第
１および第２端子の間に電流通路が直列に連結された一
対のスイッチング素子と、前記一対のキャパシターの接
続点と前記一対のスイッチング素子の接続点の間に直列
共振回路を構成し放電灯を含む共振負荷回路と、前記各
スイッチング素子の電流通路に並列に連結されたキャパ
シターと前記一対のスイッチング素子の各ゲートに結合
され、相異なる極性を有する第１および第２巻線と前記
第１巻線と同一極性を有し前記一対のスイッチング素子
の接続点と前記共振負荷回路の間に連結される第３巻線
を含む２次側巻線と、所定高周波数のスイッチング制御
信号が印加される第４巻線を含む１次側巻線を有する駆
動用トランスフォーマと、一つのチップ上に集積回路化
され所定高周波数の比較信号と第１および第２基準信号
と比べて所定のデッドタイムを介して前記スイッチング
素子が電流通路に印加される電圧がゼロである時点で交
代にスイッチングされるように、前記駆動用トランスフ
ォーマの第４巻線を駆動するスイッチング制御信号発生
回路とを具備することを特徴とする。
【００１６】前記スイッチング制御信号発生回路は、電
源投入時所定時間の間第１周波数の比較信号を発生し前
記所定時間以後には第２周波数の比較信号を発生するの
こぎり波信号発生部と、前記比較信号を基準信号と比べ
て矩形波信号を発生する矩形波信号発生部と、前記矩形
波信号を入力して駆動信号を発生する駆動信号発生部
と、前記駆動信号により前記駆動用トランスフォーマの
１次側の第４巻線を正逆方向へ交代に駆動するが、正パ
ルスと負パルスの間に前記スイッチング素子の零電圧ス
イッチングを保障するための所定のデッドタイムを介し
て駆動する駆動回路部とを具備することを特徴とする。
【００１７】また、前記スイッチング制御信号発生回路
は、入力電圧の変動により入力電圧を一定に維持するた
めに所定電圧より入力電圧が上昇すれば前記のこぎり波
信号発生部の比較信号の周波数を高め、電圧が下降すれ
ば周波数を低める入力電圧変動検出部を更に具備するこ
とを特徴とする。
【００１８】また、前記スイッチング制御信号発生回路
は、前記駆動回路部をフル・ブリッジ形に構成し、前記
第４巻線に誘導される回生電流を整流して動作電源とし
て再使用することを特徴とする。
【００１９】また、前記スイッチング制御信号発生回路
は、スイッチング素子の温度を検出して所定温度以上な
ら前記矩形波信号をシャットダウンさせる過熱防止部と
前記第４巻線を通じて回生される電流を検出して所定値
以上の過電流が検出されれば前記矩形波信号をシャット
ダウンさせる過電流防止部を更に具備することを特徴と
する請求項２記載の蛍光灯用零電圧スイッチング方式の
電子式バリスター。
【００２０】また、前記スイッチング信号発生回路は、
電源投入時周囲温度の変動により初期予熱時間を適応的
に調節する温度時間調整部と、前記温度時間調整部で設
定される時間の間比較信号を第１周波数に制御し、第２
周波数に変化時緩慢に周波数が変わるように制御する周
波数制御部を更に具備し、前記のこぎり波信号発生部は
前記周波数制御部の制御による可変周波数を有する比較
信号を発生することを特徴とする。
【００２１】さらに、前記周波数制御部は、第２周波数
から第３周波数に緩慢に変わるように周波数を可変して
所定の第３周波数に照光電流を保つための照光回路部を
更に具備したことを特徴とする。
【００２２】また、前記スイッチング制御信号発生部
は、前記周波数制御部の制御によるのこぎり波信号発生
部の周波数が可変されることに対応して前記矩形波信号
発生部の基準信号の電位を可変制御する可変基準電圧発
生部を更に具備したことを特徴とする。
【００２３】
【作用】したがって、本発明はスイッチング制御信号発
生回路で設定された高周波数の比較信号と基準信号の比
較によりスイッチング制御信号を発生することによっ
て、スイッチング駆動信号の周波数が安定し、システム
構成が簡単で集積化しやすい。また、基準信号の設定に
より零電圧スイッチング条件を設計段階で最適化させう
るため、スイッチング素子の両端電圧がゼロの最適条件
でスイッチング制御が可能である。
【００２４】本発明は２次側の第３巻線を通じて１次側
の第４巻線に共振電流の一部が回生され該回生電流が駆
動回路部を通じてスイッチング制御信号発生回路の動作
電源として提供されるため、集積回路の動作電源を別に
構成する必要がなくなる。よって、回路の構成を簡略化
させ、電力消耗が減らせる。
【００２５】また、本発明は入力電源の変動を電流変動
により検出し、この検出結果に応答して前記比較信号の
周波数を可変させることにより、幅広い入力電圧に対し
ても一定の入力電力が得られ、均一な光出力が維持でき
る。
【００２６】また、本発明はスイッチング素子の過熱状
態を検出したり過電流状態を検出し、この検出結果に応
じて前記駆動信号発生部をリセットさせることにより、
システムの信頼性を向上させうる。
【００２７】また、本発明は各請求項ごとに以下のよう
に作用する。まず、請求項１は、零電圧スイッチング信
号を発生するスイッチング制御信号発生回路を集積化す
ることによりスイッチング周波数を安定的に保てる。請
求項２は、集積回路内から発生されたのこぎり波と基準
信号とを比較して安定したスイッチング制御信号を発生
する。請求項３は、入力電圧の変動によりスイッチング
制御信号の周波数が変わることを防止する。請求項４
は、スイッチング制御信号発生回路の電源を負荷で回生
される電流を整流して用いる。請求項５は、スイッチン
グ素子の加熱を検出し、回生される電流の過電流状態を
検出してスイッチング制御信号発生回路の出力をかかる
異常状態が回復されるまで遮断する。請求項６は、蛍光
灯予熱時間を周辺温度に応じてソフト（緩慢および適応
的に）制御して黒化現象を防止する。請求項７は、照光
時周波数変化を緩慢に制御する。請求項８は、基準信号
の電位を周波数の可変に対応して可変的に制御する。
【００２８】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に
説明する。
【００２９】図２は本発明による望ましい一実施例の蛍
光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリスターの回
路構成図である。図２で常用電流２はブリッジ整流およ
び平坦化回路から構成された直流電源回路４に結合さ
れ、直流電源回路４の第１および第２端子５、７の間に
は抵抗６，８が直列に連結され、また、抵抗１０，１２
が直列に連結される。抵抗１２の両端にはキャパシター
１４が並列に連結される。スイッチング制御信号発生回
路（以下、集積回路と称する）１００は抵抗６，８の接
続点９と抵抗１０，１２の接続点１１に連結され駆動用
トランスフォーマ２００の第４巻線２２に結合される。
集積回路１００の詳細な回路構成は後述する。一対のス
イッチング素子２４，２８はフィールド効果トランジス
タで構成され、各スイッチング素子２４，２８は各ドレ
インソース間に接続された逆方向ダイオード２６，３０
を含む。第１スイッチング素子２４のドレインは、直流
電源回路４の第１端子５に連結されゲートとソースの間
には第１巻線１６が連結される。第２スイッチング素子
２８のソースは、直流電源回路４の第２端子７に連結さ
れゲートとソースの間には第２巻線１８が連結される。
第１スイッチング素子２４のソースと第２スイッチング
素子２８のドレインは接続点２５に共通接続される。そ
れで、第１端子５と第２端子７の間に第１および第２ス
イッチング素子２４，２８の電流通路が直列に連結され
た構成を有する。第１および第２スイッチング素子２
４，２８は放熱板５２上に結合されるが、該放熱板５２
には温度センサー３２が結合され、該温度センサー３２
の温度検出信号は過熱防止のために集積回路１００に提
供される。接続点２５と第１スイッチング素子２４のド
レインの間に第１キャパシター３４が連結され接続点２
５と第２スイッチング素子２８のソースの間に第２キャ
パシター３６が連結される。接続点２５には第３巻線２
０の一側が連結され、第３巻線２０の他側と接続点４５
の間には共振インダクター３８、放電灯４２の一側フィ
ラメント、共振キャパシター４０、放電灯４２の他側フ
ィラメントが直列に連結される。第１端子５と接続点４
５の間には第２キャパシター４４と逆方向ダイオード４
８が並列に連結され接続点４５と第２端子７の間には第
３キャパシター４６と逆方向ダイオード５０が並列に連
結される。駆動用トランスフォーマ２００は２次側の第
１巻線１６と第３巻線２０および１次側の第４巻線２２
の極性は示したドット表示で分かるように同一であり、
第２巻線１８のみ反対の極性を有する。それで、第４巻
線２２にドット表示に電流が流入されれば第１巻線１６
と第３巻線２０には同一の極性を有する電圧が誘導され
第１スイッチング素子２４がオンされ、第２巻線１８に
は反対の極性を有する電圧が誘導され第２スイッチング
素子２８はオープン状態を保つ。第４巻線２２に流れる
電流の方向が変われば、反対に動作してスイッチング素
子は交代にオン／オフスイッチング動作をする。
【００３０】図３および図４を参照すれば、第１実施例
の集積回路１００は大きく入力電圧変動検出部１００
Ａ、のこぎり波信号発生部１００Ｂ、過熱防止部１００
Ｃ、矩形波信号発生部１００Ｄ、駆動信号発生部１００
Ｅ、過電流防止部１００Ｆ、駆動回路部１００Ｇから構
成される。
【００３１】直流電源回路４の出力電圧Ｅは、抵抗６，
８により分圧され、接続点９に分圧された信号は、トラ
ンジスタ６０のベースに入力し、この入力に対応するコ
レクター電流は、電流ミラー５４，５６を通じてトラン
ジスタ５８のエミッター電流に出力する。トランジスタ
６０のエミッターにはダイオード６２と抵抗６４が直列
に連結される。エミッター出力電流はのこぎり波信号発
生部の充電電流の一部１００ｂとして提供される。
【００３２】のこぎり波信号発生部１００Ｂは、所定高
周波数の比較信号をのこぎり波に発生するために予熱回
路部Ｂ１、充電回路部Ｂ２、放電回路部Ｂ３から構成さ
れる。
【００３３】予熱回路部Ｂ１は、ソース電流ミラーを構
成するトランジスタ６６，６８、トランジスタ６８のコ
レクターと第２端子７の間に連結されたキャパシター７
４、シンク電流ミラーを構成するトランジスタ７２，７
３、トランジスタ６６、７２の接続点とキャパシター７
４の間に連結され第１放電ルートを形成するダイオード
７０、およびキャパシター７４とトランジスタ７３のコ
レクターの間に連結され第２放電ルートを形成するダイ
オード７６から構成される。
【００３４】したがって、電圧印加初期には、トランジ
スタ６６がターンオンされ、これによりトランジスタ６
８を通じて充電電流がキャパシター７４に供給され充電
され始める。また、トランジスタ７２もターンオンさ
れ、これによりトランジスタ７３もターンオンされるた
め、外部から印加される電流がトランジスタ７３を通じ
てシンクされる。キャパシター７４の充電電圧がトラン
ジスタのベースエミッター電圧およびダイオードの順方
向電圧より高くなれば、ダイオード７０，７６を通じて
キャパシターの放電ルートが形成され放電がなされ充電
電流の量が減少するため、トランジスタ７３を通じてシ
ンクされる外部電流量も減少する。
【００３５】充電回路部Ｂ２は接続点１１と第２端子７
の間に抵抗８０，８２が直列に連結され抵抗８０，８２
の接続点にベースが連結されたトランジスタ８４のエミ
ッターは抵抗９６を経て第２端子７に連結される。ま
た、トランジスタ８４のエミッターはダイオード７８を
通じてトランジスタ７３のコレクターに連結されそのエ
ミッター電流を予熱回路部の電流に追加する。トランジ
スタ８４のコレクターはシンク電流ミラーを構成するト
ランジスタ９０，９２のトランジスタ９０のコレクター
に連結される。トランジスタ９０，９２のエミッターに
はそれぞれエミッター抵抗８６，８８が連結され、トラ
ンジスタ９２のコレクターにはトランジスタ９４のコレ
クターが連結される。トランジスタ９４のエミッターは
キャパシター９８に連結され、ベースはトランジスタ８
４のコレクターに連結される。
【００３６】それで、充電回路部Ｂ２は、電源投入初期
にはトランジスタ８４のエミッター電位にダイオード７
８およびトランジスタ７３のコレクターエミッターオン
抵抗による電位差が印加されるため、コレクター電流が
大きく流れ、これにより、トランジスタ９４のコレクタ
ー電流も大きく流れるので充電時間が速くなる。しかし
ながら、キャパシター７３の電位が増加しダイオード７
８を逆方向へバイアスすればトランジスタ８４のエミッ
ター電位が増加するので、トランジスタ９４のコレクタ
ー電流も減少してキャパシター９８の充電時間が長くな
る。
【００３７】放電回路部Ｂ３はキャパシター９８の電位
を非反転端子に入力する第１比較器１１０、反転端子に
入力する第２比較器１１２、キャパシター９８の両端に
ドレインソース両端が連結された電圧制御トランジスタ
１０８、および接続点１１と第２端子の間に直列に連結
された抵抗１０４，１０６，１０８とゲート１１４，１
１６，１１８，１２０を含む。
【００３８】放電回路部Ｂ３は、充電電圧が第１基準電
圧より高くなれば第１比較器１１０の出力がハイ状態に
転換され、ゲート１１６，１１８から構成されるラッチ
の出力がロー状態となり、これによりゲート１２０を通
じてトランジスタ１０８がターンオンされるため、キャ
パシター９８はトランジスタ１０２を通じて放電され
る。キャパシター９８の電位差が減少し第２基準電圧よ
り低くなれば第２比較器１１２の出力がハイ状態に転換
され、ラッチの出力がハイ状態となり、これによりゲー
ト１２０を通じてトランジスタ１０８がターンオフされ
るため、放電動作が終了する。
【００３９】過熱防止部１００Ｃは、ソース電流ミラー
を構成するトランジスタ１２２，１２４、トランジスタ
１２２のコレクターと第２端子の間に連結された抵抗１
２８、トランジスタ１２４のコレクターと第２端子の間
に直列に連結される抵抗１２６、温度検出用ダイオード
３２、抵抗１３０、非反転端子に基準電圧源１３４が連
結され反転端子にトランジスタ１２４のコレクターが連
結される比較器１３６、および前記抵抗１３０の両端に
コレクターエミッター両端が連結され抵抗１３８を通じ
て比較器１３６の出力がベースに連結されるトランジス
タ１３２を含む。それで、過熱防止部は比較器を通じて
トランジスタ１３２を制御して検出温度とリセット温度
の間の所定温度区間を有するようにヒステリシス的に温
度制御をする。
【００４０】矩形波信号発生部１００Ｄは、接続点１１
と第２端子の間に直列に連結される抵抗１４０，１４
２，１４４、抵抗１４０，１４２の接続点に反転端子が
連結され非反転端子にはのこぎり波信号出力端子９９が
連結される第１比較器１４６、および抵抗１４２，１４
４の接続点に反転端子が連結され非反転端子にはのこぎ
り波信号出力端子９９が連結される第２比較器１４８を
含む。
【００４１】駆動信号発生部１００Ｅは、比較器１４６
の出力をクロック入力する第１Ｄ型フリップフロップ１
５０、比較器１４８の出力をクロック入力する第２Ｄ型
フリップフロップ１５２、および第１フリップフロップ
１５０のリセット端子と第２フリップフロップ１５２の
セット端子の共通接続点と第２端子の間に連結される抵
抗１５４を含む。第１フリップフロップ１５０は、第２
フリップフロップ１５２の正出力をデータ入力して正出
力を第１駆動信号として発生する。第２フリップフロッ
プ１５２は、第１フリップフロップ１５０の負出力をデ
ータ入力して負出力を第２駆動信号として出力する。リ
セットおよびセットの共通接続点には過熱防止部の出力
信号および過電流防止部の出力信号が供給される。
【００４２】過電流防止部１００Ｆは、接続点１１と接
続点１８１の間に介在された抵抗１５８、接続点１１と
第２端子７の間に直列連結された抵抗１６０，１６４、
接続点１８１と第２端子７の間に直列連結された抵抗１
６２，１６６、および前記抵抗１６２，１６６の接続点
に反転端子が連結され抵抗１６２，１６６の接続点に非
反転端子が連結された比較器１５６を含む。
【００４３】抵抗１５８に流れる回生電流が非正常的に
増加すれば、比較器１５６の両入力端子の間に抵抗１５
８の両端でかかる電圧降下に比例する差電圧が印加さ
れ、その差電圧が所定スレショルド値以上なら比較器１
５６の出力がハイ状態となり駆動信号発生部１００Ｅを
リセットさせる過熱防止信号を発生する。
【００４４】駆動回路部１００Ｇは、第１と第２駆動信
号をそれぞれ反転するインバーター１６８，１７０、第
１と第２駆動信号および第１と第２反転駆動信号をバッ
ファリングするバッファー１７２，１７４，１７６，１
７８、接続点１８１と第４巻線２２の一側端の間にコレ
クターエミッターが連結されバッファー１７２を通過し
た第１駆動信号がベースに印加される第１トランジスタ
１８０、接続点１８１と第４巻線２２の他側端の間にコ
レクターエミッターが連結されバッファー１７６を通過
した第２駆動信号がベースに印加される第２トランジス
タ１８８、第４巻線２２の一側端んと第２端子７の間に
コレクターエミッターが連結されバッファー１７４を通
過した第１反転駆動信号がベースに印加される第３トラ
ンジスタ１８２、第４巻線２２の他側端と第２端子７の
間にコレクターエミッターが連結されバッファー１７８
を通過した第２反転駆動信号がベースに印加される第４
トランジスタ１９０、および第１ないし第４トランジス
タ１８０，１８２，１８８，１９０のコレクターエミッ
ター間にそれぞれ連結された逆方向ダイオード１８４，
１８６，１９２，１９４を含む。
【００４５】それで、第１および第４トランジスタ１８
０，１９０のターンオンにより１次側巻線は、ドット表
示に電流が流入されドット表示がポジティブとなる電圧
が誘導され、反対に第２および第３トランジスタ１８
８，１８２のターンオンにより４次側巻線２２は、反対
方向へ電圧が誘導される。すなわち、第４巻線２２はフ
ル・ブリッジ方式で駆動される。
【００４６】一方、１次側巻線に誘導される回生電流は
接続点１８１および第２端子７の間にブリッジ構造で接
続されたダイオード１８４，１８６，１９２、１９４に
より整流され抵抗１５８を経て図２に示したキャパシタ
ー１４に充電される。それで、スイッチング制御信号発
生回路１００は、直流電源回路４から初期電源が供給さ
れ起動されているが、正常動作中には回生電流を動作電
源として用いるため、電力使用が節減できる。また、前
記ダイオードは駆動回路部のトランジスタを保護する機
能を兼ねることができるため、回路構成を簡略にする。
【００４７】このように構成した本発明の動作を図５お
よび図６を参照して説明すれば次の通りである。
【００４８】電源が投入されれば、初期には予熱回路部
Ｂ１でキャパシター７４の両端電圧が抵抗８２の両端電
圧以上に充電される前までは、トランジスタ９４のコレ
クター電流を増加させキャパシター９８の充電時間を短
縮させることにより、のこぎり波発生回路１００Ｂのの
こぎり波信号の周波数を正常動作時より高くして共振負
荷回路のエネルギー蓄積を減少させ、放電が開始されず
放電灯のフィラメントを予熱させる。それで、予熱時間
はキャパシター７４の充電時間で設定できる。
【００４９】抵抗８２の両端電圧以上にキャパシター７
４の両端電圧が上昇すれば充電回路部Ｂ２は、正常的な
充電電流をキャパシター９８に供給し放電回路部Ｂ３と
連動して所定の高周波数でのこぎり波信号を発生させ
る。
【００５０】キャパシター９８の両端電圧は、矩形波信
号発生部１００Ｄで図５Ａに示したように第１および第
２基準信号と比較され、図５Ｂおよび５Ｃに示したよう
な第１および第２矩形波信号をそれぞれ発生する。
【００５１】駆動信号発生部１００Ｅでは、第１および
第２矩形波信号を入力してこれをクロック信号として使
用して図５Ｄないし図５Ｇに示した第１ないし第４駆動
信号を発生する。この駆動信号により第４巻線はフル・
フリッジ方式で駆動され図５Ｈに示したスイッチング制
御信号を発生する。スイッチング制御信号は、第１およ
び第２基準信号の間の区間ではデッドタイムを有し、デ
ッドタイムを介してポジティブとネガチブ区間が交代に
現れる波形をなす。
【００５２】したがって、スイッチング制御信号に応答
してポジティブ区間では第１巻線に同極性の電圧が、図
６Ａに示したように現れこれにより第１スイッチング素
子はポジティブ波形区間でのみターンオンされ、図６Ｂ
に示したようにスイッチング制御信号のネガチブ波形で
は第２スイッチング素子がターンオンされる。まず、第
２スイッチング素子がターンオンされてからターンオフ
される時点ｔ０で、第１スイッチング素子の両端に連結
された第１キャパシター３４の電圧が図６Ｃに示した通
り直流電源電圧Ｅからゼロ電圧に所定の時間を置いてダ
ウンされ、反対に、第２キャパシター３６の電圧は図６
Ｄに示した通り直流電源電圧に上昇する。第２キャパシ
ターの電圧が直流電源電圧より高くなる時点ｔ１でダイ
オード２６が導通され図６Ｇに示したようにダイオード
を通じて電流が流れる。それで、駆動用トランスフォー
マの磁化方向の極性が反転され始め、ダイオードを通じ
て流れる電流がゼロとなる時点ｔ２で第１スイッチング
素子をターンオンさせるため、零電圧でスイッチング動
作が成される。
【００５３】そして、図６Ｅおよび図６Ｊに示した通り
共振負荷回路に流れる電流波形を合成した第６Ｋに示し
た共振電流波形がサイン波形に構成されるため、高調波
成分が除去され電磁気波の発生が最小化でき、電磁気干
渉現象による被害が減らせる。
【００５４】前述した一実施例では入力電圧変動検出部
を具備し入力電圧が上昇すれば、のこぎり波信号発生部
の充電回路部の充電電流を増加させ周波数を高めるた
め、共振回路にエネルギー蓄積量を減少させ、入力電圧
が下降されれば充電電流を減少させ周波数を低めるた
め、共振回路のエネルギー蓄積量を増加させ入力電圧の
変動に構わず常に一定した光出力を維持させる。
【００５５】次の表１は入力電圧が１７０〜２７０Ｖの
間で変動される際、入力電力がどのように維持されるか
を従来の方式と比べたものである。
【００５６】
【表１】
【００５７】前記表１の数値は従来場合と本発明の場合
を正常点火された条件で電力測定装備であるディジタル
パワーメートルを回路の入力側に装置した後、入力電圧
可変装置であるスライド型トランスフォーマ（Slide-ty
pe transformer）を利用して入力電圧を１７０〜２７０
Ｖまで変化させながら、入力電力の変化を測定したもの
である。実験結果、本発明の一実施例は入力電圧の変動
に構わずほぼ一定の入力電力を維持することが分かる。
【００５８】また、一実施例では過熱防止部および過電
流防止部を具備して駆動信号発生部をリセットさせるこ
とにより、放電灯の老化、放電灯の誤結線、システムの
老化などでシステム自体の特性が変わった場合に発生す
る過電流によるスイッチング素子の破損や火災の危険性
からシステムを保護し、非正常的なスイッチング動作や
定格電流以上の電流供給でスイッチング素子の過熱によ
るスイッチング素子の破損が防止できる。それで、シス
テムの信頼性を向上させうる。
【００５９】図７および図８は本発明によるスイッチン
グ制御信号発生回路の他の実施例の回路図である。前記
実施例は、予熱時間が一定した場合、周辺温度が高い夏
には必要以上に予熱時間が長くなるため、相対的に放電
開始時間が遅くなる問題点があり、周辺温度が低い冬に
は予熱時間が短くてフィラメントが十分に予熱されない
状態で高圧が印加されるので、放電灯の黒化現象による
寿命短縮の問題があった。それで、他の実施例ではこの
ような問題を解決するために周辺温度の変化に対応して
適応的に予熱時間を調節させ、黒化現象による放電灯の
寿命短縮が防止できるようにスイッチング制御信号発生
回路を構成する。
【００６０】他の実施例は大きく過熱防止部４００Ａ、
温度時間調整部４００Ｂ、周波数制御部４００Ｃ、のこ
ぎり波信号発生部４００Ｄ、可変基準信号発生部４００
Ｅ、矩形波信号発生部４００Ｆ、駆動信号発生部４００
Ｇ、および駆動回路部４００Ｈを含む。
【００６１】過熱防止部４００Ａは、駆動電圧Ｖ１が印
加される第１端子２０１と第２端子２０５の間にトラン
ジスタ２０２と抵抗２０６を直列に連結し、トランジス
タ２０２とソース電流ミラーを構成するトランジスタ２
０４のコレクターと第２端子の間にトランジスタ２０８
を連結し、該トランジスタ２０８とシンク電流ミラーを
形成するトランジスタ２２７によりエミッター定電流源
を形成する。温度検出用基準信号を発生するために、ソ
ース電流源２１０および抵抗２１２を直列に連結し、こ
の直列連結の接続点２１３は抵抗２１４を通じてトラン
ジスタ２２２のベースに連結する。
【００６２】エミッター結合差動増幅器を構成するトラ
ンジスタ２２４，２２６のエミッター接続点は前記エミ
ッター定電流源に連結される。トランジスタ２２４のベ
ースにはトランジスタ２２２のエミッターが連結され、
また、ソース電流源２２０を通じた第１端子に連結され
る。スイッチング素子の温度を検出するための温度検出
素子２３２は、トランジスタ２２８のベースと第２端子
の間に連結され、第１端子とベースの間にはダイオード
２３４，２３６，２３８および抵抗２４０が直列に連結
され、トランジスタ２２６のベースにはトランジスタ２
２８のエミッターが連結され、ソース電流源２３０を通
じて第１端子が連結される。トランジスタ２２６のコレ
クターは、第１端子に連結され、トランジスタ２２４の
コレクター電流は、ソース電流ミラーを構成するトラン
ジスタ２１８およびトランジスタ２４２を通じて過熱検
出信号として出力され、また、トランジスタ２１８を通
じてはトランジスタ２２２のベースにフィードバックさ
れる。ソース電流源２４８、シンク電流ミラーを構成す
るトランジスタ２４４，２４６は、過熱検出信号の出力
端に連結されシンク電流源として機能する。すなわち、
過熱防止部４００Ａは、温度検出素子２３２の両端電圧
が接続点２１３の電位より高ければ、すなわち検出され
た温度が設定された温度以下なので、出力をロー状態に
維持する。しかしながら、検出された温度が上昇して接
続点２３３の電位が下降して前記接続点２１３の電位よ
り低くなれば、トランジスタ２１８を通じて出力信号を
ハイ状態にしてリセット信号を出力する。この時、ま
た、トランジスタ２１６を通じてトランジスタのベース
電位が更に高く上昇されるため、スイッチング素子の動
作停止状態により検出された温度が更に低くなって増加
された電位以上に接続点２３３の電位が上昇されるべき
である。そうして、出力リセットが解除されるようにヒ
ステリシス特性を保つ。
【００６３】温度時間調整部４００Ｂは、温度検出素子
２３２により検出される周辺温度の変化によりトランジ
スタ２５０のエミッター電流を可変させ抵抗２５２、ト
ランジスタ２５４，２５６を経てシンク電流源２５８に
供給される電流信号を制御する。初期電源投入時、抵抗
２６４により設定される電流としてソース電流ミラー２
６２，２６６を通じてキャパシター２７０を充電する
が、該キャパシターの充電時間をダイオード２６０を通
じてシンク電流源２５８にバイパスさせる電流量を温度
変化に応じて減することにより調整する。 それで、検
出された温度が上昇すればトランジスタ２５０のエミッ
ター電流が増加してバイパスされる充電電流量が減少す
るため、キャパシターが速く充電され、反対に温度が下
がると、トランジスタ２５０のエミッター電流が減少
し、これによりバイパスされる充電電流量が増加するた
め、キャパシターの充電時間がそれほど遅延される。そ
れで、冬季には周辺温度が下がっても充電時間が長くな
り初期予熱時間がそれほど長くなるため、十分にフィラ
メントが過熱され、反対に夏季には初期予熱時間が短く
なる。
【００６４】キャパシター２７０の両端に連結されたト
ランジスタ２６８のベースには、過熱防止部４００Ａの
出力リセット信号が供給され、過熱検出時にはトランジ
スタ２６８が導通されキャパシター２７０を放電させ温
度時間調整部４００Ｂをリセットさせ再駆動時に初期動
作がなされるようにする。
【００６５】周波数制御部４００Ｃは、前記温度時間調
整部４００Ｂで設定される予熱時間の間にのこぎり波信
号発生部４００Ｄの周波数を高めて放電開始前に放電灯
のフィラメントを十分に過熱させ、高放電電圧印加時に
黒化現象が発生しないようにするためのものであり、特
に予熱モードから発光モードに転換時に急激に周波数が
可変されれば大きい放電電流が流れて共振インダクター
に可聴雑音を発生したりシステム素子に無理なパワーが
瞬間的に伝達される問題を発生したりすることを防止す
るために、周波数を緩慢に変わるように可変する。
【００６６】周波数制御部４００Ｃは、設定された初期
予熱時間が終了されればターンオンされるトランジスタ
２７２により初期予熱電流源２７６がのこぎり波信号発
生部４００Ｄに電流源として動作することを緩慢に遮断
する。すなわち、接続点２７５の電位を抵抗２７４を通
じて上昇させトランジスタ２９６を遮断させ、これによ
りトランジスタ２９６と電流ミラーを形成するトランジ
スタ２９４が遮断され、電流源２７６がのこぎり波信号
発生部４００Ｄと連結されることを遮断する。この遮断
動作がキャパシター２７０の充電動作によりなされるた
め、急激に遮断されず緩慢に遮断される。
【００６７】抵抗３０８、トランジスタ３１０，３１２
で構成されたソース電流ミラー、トランジスタ３１４，
３１６で構成されたシンク電流ミラーから構成された照
光電流源がダイオード３２０を通じてのこぎり波信号発
生部４００Ｄに連結される。
【００６８】トランジスタ３１４と電流ミラーを構成す
るトランジスタ２８２がターンオンされトランジスタ２
９０，２８８が導通され、これによりトランジスタ２８
４，２８６が導通されダイオード３２０のカソード端子
電位が高くなりダイオードは遮断状態に維持される。キ
ャパシター２７０の電位が上昇してトランジスタ２７８
がターンオンされれば抵抗２８０を通じて接続点２８１
の電位が高くなるため、これによりトランジスタ２８
８，２９０が遮断され、次いでトランジスタ２８４，２
８６が遮断されダイオード３２０が導通されるため、照
光電流源がのこぎり波信号発生部４００Ｄに電流源とし
て提供される。
【００６９】この時にもトランジスタ２７８がキャパシ
ター２７０の充電電位により緩慢に動作される。すなわ
ち、図９に示したようにｔ０〜ｔ１の初期予熱時には予
熱電流源がのこぎり波信号発生部４００Ｄに提供され、
のこぎり波周波数がｆ１に最も高くなるようにする。次
いでｔ１〜ｔ２で予熱電流源が遮断されるようにする
が、周波数がｆ１からｆ２に緩慢に変化させる。ｔ２〜
ｔ３の電光時にはのこぎり波周波数がｆ２に最も低く維
持する。ｔ３〜ｔ４では照光電流源が緩慢に連結される
ようにするが、ｆ２からｆ３に緩慢に変化させる。ｔ４
の後には照光周波数ｆ３に保つ。抵抗３０２，３０４，
３０６の調整によりｔ１およびｔ３の時間が調整でき
る。そして、ｔ２およびｔ４の抵抗２７４，２８０によ
り調整できる。
【００７０】のこぎり波信号発生部４００Ｄは、充電回
路部Ｄ１と放電回路部Ｄ２とを含む。放電回路部Ｄ２
は、一実施例と同一に構成されうるため、ブロック３４
０として表示し詳細な回路構成は略する。
【００７１】充電回路部Ｄ１は、抵抗３２４、トランジ
スタ３２２，３２４で構成されたソース電流ミラー、お
よびトランジスタ３２８，３３０で構成されたシンク電
流ミラーからのこぎり波電流源を構成し、トランジスタ
３３２，３３４，３３６からソース電流源を構成し該ソ
ース電流源は、トランジスタ３３２のコレクター３２１
に接続される予熱電流源、照光電流源、およびのこぎり
波電流源のシンク電流に応答してトランジスタ３３６の
コレクター電流でキャパシター３３８を充電させる。そ
れで、充電電流の増減により充電時間が長くなったり短
くなったりしてのこぎり波信号の周波数が可変される。
【００７２】可変基準信号発生部４００Ｅは、充電電流
源に電流ミラー結合されたトランジスタ３４２とトラン
ジスタ３４４，３４６とから構成されたシンク電流ミラ
ー、第３端子２０３とトランジスタ３４６のコレクター
の間に連結されたダイオード３５０，３５２および抵抗
３４８から構成される。それで、充電電流が増加すれば
基準電圧が下降し、充電電流が減少すれば基準電圧が増
加する。
【００７３】矩形波信号発生部４００Ｆは、のこぎり波
信号を反転端子に入力し基準信号を非反転端子に入力し
て比較出力する比較器３５４と過熱防止部４００Ａのリ
セット信号に応答して比較器３５４の出力を遮断するト
ランジスタ３５６を含む。それで、のこぎり波の周波数
が高くなれば充電電流が増加するため、基準電位は低く
なりスイッチング素子のオン／オフの間のデッドタイム
を矩形波信号発生部が減らせ、周波数が低くなれば充電
電流が減少するため、基準電位は高くなりスイッチング
素子のオン／オフの間のデッドタイムを長くして、スイ
ッチング素子のスイッチング動作が零電圧でスイッチン
グされるように保障する。
【００７４】駆動信号発生部４００Ｇおよび駆動回路部
４００Ｈは、一実施例と構成において些か差があるが動
作が類似しているため、具体的な説明は略する。
【００７５】以上のように本発明の他の実施例では周囲
温度により予熱時間を適応的に制御することにより、周
囲温度が低くても十分にフィラメントが予熱することが
でき、黒化現象が防止でき、かつ周波数可変を階段式で
急激に変化させず緩慢に変化させることにより、可聴雑
音の発生およびシステムに加えられる電気的衝撃が防止
でき、信頼性を向上させうる。また、周波数可変に対応
して基準信号の電位を可変させることにより、スイッチ
ング素子の零電圧スイッチングが保障できる。
【００７６】図１０は、本発明によるスイッチング制御
信号発生回路の周波数制御部の他の実施例の部分回路図
である。図１０で５００Ａは時間設定部で、５００Ｂは
周波数制御部で、５００Ｃはのこぎり波信号発生部であ
る。
【００７７】時間設定部５００Ａは電流源４０６、トラ
ンジスタ４０２，４０４から構成されたソース電流ミラ
ー、キャパシター４０１、およびリセットトランジスタ
４０８を含む。それで、電流源４０６により設定された
電流によりキャパシター４１０を充電する。
【００７８】周波数制御部５００Ｂは、キャパシター４
１０の両端電圧が所定電位に上昇すればターンオンされ
るトランジスタ４１２、抵抗４１６、電流源４２０およ
びダイオード４２６で構成される第１スロープ形成部、
トランジスタ４１４、抵抗４１８、電流源４２２および
ダイオード４２４で構成される第２スロープ形成部、電
流源４２８、トランジスタ４３０，４３２から構成され
たシンク電流ミラー、トランジスタ４３４，４３８，４
３６から構成されたソース電流ミラー、抵抗４４０、ダ
イオード４４２、抵抗４４３、ダイオード４４６、およ
び光センサー４４４から構成された照光部を含む。
【００７９】のこぎり波信号発生部５００Ｃは、トラン
ジスタ４４８，４５０，４５２から構成されたソース電
流源、抵抗４５４，４６０、キャパシター４５６、およ
び放電回路４５８を含む。
【００８０】図１１を参照して説明すれば、キャパシタ
ー４１０の両端電圧Ｖ４１０が抵抗４６０の両端電圧Ｖ
４５５より小さい区間であるｔ０〜ｔ１区間ではトラン
ジスタ４１２が遮断状態であるため、ダイオード４２６
を通じて電流源４２０が接続点４５５に結合される。キ
ャパシター４５６に充電される電流が多くて充電時間が
短くなるため、のこぎり波信号の周波数はｆ１を有す
る。それで、共振回路に蓄積されるエネルギーが小さく
て放電が開始されていないが、フィラメントが予熱され
る。
【００８１】ｔ１でキャパシター４１０の電位がＶ４５
５と等しくなればトランジスタ４１２がターンオンされ
電流が流れ始めて電流源４２０の電流と等しくなればダ
イオード４２０が遮断されるため、周波数はｆ１からｆ
２に低くなりながら放電開始が成され、ｔ２以後にはｆ
２に保たれ放電灯が電光モードに駆動される。
【００８２】トランジスタ４１４が遮断された状態で
は、ダイオード４２４を通じて電流源４２２が接続点４
４１に連結され、トランジスタ４３６のコレクター電流
がトランジスタ４３２のコレクター電流より大きいた
め、ダイオード４４６が遮断されｆ２周波数を維持す
る。次いで、キャパシター４１０の電位が増加して接続
点の電位Ｖ４４１と等しくなるｔ３ではトランジスタ４
１４がターンオンされ電流が流れ始めるとダイオード４
４６を通じて電流が流れ始めるため、ｔ３からのこぎり
波信号の周波数が高くなり始める。トランジスタ４１４
のエミッター電流が電流源４２２の電流と等しくなれ
ば、ｔ４でダイオード４２４が遮断され、これによりダ
イオード４４６を通じて電流が多く流れるため、のこぎ
り波信号の周波数がｆ３に維持される。
【００８３】光センサー４４４によりｆ２からｆ３の間
の照光電力で外部の明るさに従い放電灯の明るさが制御
できる。すなわち、外部が暗い時は接続点４４５の電位
が増加し電力供給が多くなり明るく光るように周波数を
落とす。明るい時は接続点４５５の電位が低くて周波数
が高くなり照光動作が成される。
【００８４】図１２は本発明による周波数制御部の又他
の実施例を示した回路図である。又他の実施例では、予
熱動作から電光動作に切り換える際に緩慢に周波数が変
わるように多段階に周波数を減少させるものであり、前
述した他の実施例と同一の部分は同一符合で処理し、詳
細な説明は略する。異なる点はトランジスタ４６４、抵
抗４６６、電流源４６８、およびダイオード４７０より
なる第３スロープ形成部を更に具備する。そして、のこ
ぎり波信号発生部に抵抗４６２が追加された。
【００８５】それで、又他の実施例では第１スロープ形
成部による図１３の第１傾斜部４７２と第３スロープ形
成部にる第２傾斜部４７４とが形成されるため、より緩
慢に周波数変化を進行させうる。キャパシター４１０の
電位が電圧Ｖ４６０と同一になるｔ１で第１傾斜部が始
まり、電圧Ｖ４６２と同一になるｔ３で第２傾斜部が始
まるようにする。前記又他の実施例では２段傾斜区間を
例示したが、同一の構成を追加することにより２段以上
の多段傾斜区間の形成も可能である。
【００８６】図１４は本発明によるスイッチング制御信
号発生回路の又他の実施例を示した回路図である。図１
４の実施例では、スイッチング制御信号発生回路の駆動
回路部の構成が４つのトランジスタでフル・フリッジ方
式で駆動用トランスフォーマの１次側巻線２２を駆動す
るため、直列に連結されるトランジスタが瞬間的に同時
に導通され大きい短絡電流が発生し該短絡電流が回路の
雑音として作用し誤動作のおそれがあり、電力損失の問
題がある点を補完するために、駆動回路部の構成を改善
した。また、ここでは発生回路の電源電圧を回生電流に
用いるための安定化回路を更に具備する。
【００８７】また、他の実施例のスイッチング制御信号
発生回路は、大きく電源安定化部６００Ａ、矩形波信号
発生部６００Ｂ、駆動信号発生部６００Ｃ、および駆動
回路部６００Ｄを含む。
【００８８】電源安定化部６００Ａは、直流電源５０２
の両端に連結された抵抗５０４，５０８，５１０、前記
抵抗５１０の両端に連結されたトランジスタ５１２、抵
抗５０８，５１０の両端に連結されたツェナーダイオー
ド５０６、ゲートが抵抗５０４，５０６の接続点に連結
されドレインが抵抗５１４を通じて直流電源に連結さ
れ、ソースが提供５１８，５２０を通じて直流電源の他
側に連結された電界効果トランジスタ５１６、キャパシ
ター５２２、およびツェナーダイオード５２４を含む。
【００８９】電源投入の初期には抵抗５０４を通じて電
界効果トランジスタ５１４がターンオンされ、キャパシ
ター５２２はツェナーダイオード５２４のツェナー電圧
で充電される。抵抗５１８，５２０によりトランジスタ
５１２がターンオンされればトランジスタ５１６のゲー
ト電位が低くなり遮断状態となるため、直流電源からキ
ャパシター５２２に電力供給が遮断され、以後には駆動
用トランスフォーマの第４巻線２２を通じて回生される
電流を充電して動作電源として使用する。それで、電源
安定化部６００Ａは、回生電流をツェナー電圧に制限し
てキャパシター５２２に充電することにより、安定した
電源電圧を提供する。
【００９０】矩形波信号発生部６００Ｂおよび駆動信号
発生部６００Ｃは、前述した実施例の構成と類似してい
るため、具体的な回路構成と動作説明は略する。
【００９１】駆動回路部６００Ｄは、第１端子５６１お
よび第２端子５６３の間にダイオード５５４，５５２が
逆方向へ直列連結され、同様にダイオード５５６，５６
０が逆方向へ直列連結され、トランジスタ５５０がダイ
オード５５２の両端に連結され、ベースには抵抗５４８
を通じて第２駆動信号が結合される。第４巻線２２のド
ット表示端子は、ダイオード５５４，５５２の接続点に
連結され、他側端子はダイオード５５６，５６０の接続
点に連結される。トランジスタ５５８をダイオード５６
０の両端に連結し、ベースには抵抗５４６を通じて第１
駆動信号が結合される。直流電源のポジティブ端子とネ
ガチブ端子との間に逆方向ダイオード５６２およびキャ
パシター５６４を連結し、トランジスタ５６８のエミッ
ターは抵抗５６６を通じてポジティブ端子に連結し、ベ
ースはダイオード５６２とキャパシター５６４との接続
点に連結し、コレクターはトランジスタ５５０のコレク
ターに連結して初期電供給誤には遮断する。すなわち、
キャパシター５６４が充電される前まではトランジスタ
５６８を通じて直流電源が供給され第４巻線２２にエネ
ルギーが蓄積される。キャパシター５６４が充電されれ
ば、トランジスタ５６８が遮断され直流電源の供給が遮
断される。
【００９２】図１５Ａに示したように、キャパシター５
２８の両端電圧信号であるのこぎり波信号と基準信号５
３２とが比較され、図１５Ｂに示した矩形波信号が比較
器５３４から出力される。この矩形波信号がフリップフ
ロップ５３８のクロック端子にゲート５３６を通じて印
加され、フリップフロップ５４０のクロック端子に印加
されれば、第１５Ｃないし図１５Ｆに示した矩形波信号
が出力され、ゲート５４２およびゲート５４４を通じて
図１５Ｇおよび図１５Ｈに示した第１および第２駆動信
号を発生する。それで、第１および第２駆動信号が全部
ハイの区間ではトランジスタ５５０，５５８が導通され
るため、第４巻線２２に蓄積された電流はフリーホイー
ルされトランジスタ５５８がターンオフされれば図１５
Ｉに示したスイッチング制御信号が第１巻線２２に誘導
され、該スイッチング制御信号が２次側巻線に伝達され
る。共振回路で回生される電流は図１５Ｊに示したよう
に第４巻線に誘導され、この誘導された回生電流はブリ
ッジダイオード５５２，５５４，５５６，５６０を通じ
て電波整流され動作電流として提供され、図１５Ｋに示
した共振電流が直列共振回路に流れる。
【００９３】
【発明の効果】前述した通り、本発明はスイッチング駆
動信号の周波数が安定し、システム構成が簡単であって
集積化することを容易にする。また、基準信号の設定に
より零電圧スイッチング条件を設計段階で最適化させう
るため、スイッチング素子の両端電圧がゼロの最適条件
でスイッチング制御が可能である。
【００９４】また、本発明は各請求項ごとに以下のよう
な効果がある。請求項１および２は、スイッチング周波
数の安定化により信頼性の向上及び均一な光出力が保て
る。請求項３は、スイッチング周波数の安定により蛍光
灯の寿命が延びる。請求項４は、電力消費量を減少させ
得る。請求項５は、スイッチング素子の破損及び蛍光灯
の破損を防止し、寿命を延ばす。請求項６は、黒化現象
を防止して、蛍光灯寿命の延長、ノイズ発生を抑制す
る。請求項７は、ノイズ発生を抑制する。請求項８は、
確実な零電圧スイッチングを保障し、スイッチング素子
の保護及び高調波ノイズ発生を抑制する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の蛍光灯用自励式バリスターの回路図で
ある。
【図２】 本発明による蛍光灯用零電圧スイッチング方
式の電子式バリスターの構成図である。
【図３】 本発明による電子式バリスターのスイッチン
グ制御信号発生回路の望ましい一実施例の回路図であ
る。
【図４】 本発明による電子式バリスターのスイッチン
グ制御信号発生回路の望ましい一実施例の回路図であ
る。
【図５】 一実施例の動作を説明するための波形図であ
る。
【図６】 一実施例の動作を説明するための波形図であ
る。
【図７】 本発明による電子式バリスターのスイッチン
グ制御信号発生回路の他の実施例の回路図である。
【図８】 本発明による電子式バリスターのスイッチン
グ制御信号発生回路の他の実施例の回路図である。
【図９】 周波数可変動作を説明するための図面であ
る。
【図１０】 本発明による電子式バリスターのスイッチ
ング制御信号発生回路の又他の実施例の部分回路図であ
る。
【図１１】 図１０の動作を説明するための図面であ
る。
【図１２】 本発明による電子式バリスターのスイッチ
ング制御信号発生回路の又他の実施例の部分回路図であ
る。
【図１３】 図１２の動作を説明するための図面であ
る。
【図１４】 本発明による電子バリスターのスイッチン
グ制御信号発生回路の又他の実施例の回路図である。
【図１５】 図１４の各部の波形図である。
【符号の説明】
２…常用電流、４…直流電源回路、 ５…第１端子、６、８、１０、１２…抵抗、 ７…第２端子、９、２５、４５…接続点、 １４、３４、３６、４４、４６…キャパシター、 ２４、２８…スイッチング素子、 １００…スイッチング制御信号発生回路、 ２００…駆動用トランスフォーマ。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年８月３１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 蛍光灯用零電圧スイッチング方式
の電子式バラスト
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は蛍光灯用零電圧スイッチ
ング方式の電子式バラストに係り、特にスイッチング素
子の両端電圧がゼロの瞬間にスイッチング動作が成され
る蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラスト(b
allast) においてスイッチング制御信号を発生する信号
発生回路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】蛍光灯用バラストは、大きくて重いコイ
ル方式から小さくて軽い電子式バラストに代替されてい
る。既存の電子式バラストは図１に示したように主に自
励式（Self-oscillation）で構成している。図１の自励
式バラストは、交流電圧を電波整流および平滑化して得
た直流電圧を抵抗Ｒ１を通じてキャパシターＣ２に充電
し、この充電電圧がダイアク（diac）ＤＡＣの導通電圧
と等しくなれば、ダイアクを通じて瞬間的にトランジス
タＱ２に直流バイアスが印加されるようになりターンオ
ンされながら自己発振が始まる。トランジスタＱ１，Ｑ
２は、ベースエミッター電圧が互いに反対に印加される
ため、交互にスイッチング動作を遂行する。しかしなが
ら、このような自励方式の電子式バラストは、次のよう
な問題点を有する。
【０００３】（１）電源電圧の微小変動に対してエネル
ギー節約の効果が喪失される。
【０００４】（２）電子式安定器で最も基本的な高周波
動作によるスイッチング素子の電力損失が多くてエネル
ギー節約効果が低いだけでなくスイッチング素子の発熱
現象による信頼性が低い。
【０００５】（３）スイッチング動作による高調波成分
によって電気的干渉および雑音源の原因となっている。
（参照文献：K.H. Jee, E.C. Nho, and G.H. Cho, “Hi
ghfrequency resonant inverter for group dimming co
ntrol of fluorescent lamp lighting systems", IEEE
TES Annual Meeting Conf., Rec., PP149 〜 154, 19
89）。
【０００６】（４）蛍光ランプの放電初期に高電圧がフ
ィラメントに印加されるため、スパッタリング現象によ
る黒化現象が生じてランプの寿命を短縮させる。
【０００７】したがって、本出願の発明者は、韓国特許
公告番号９１−５１１８で放電開始前に駆動電流を検出
してそのサイズが設定値より大きければ、スイッチング
素子のターンオン時点を遅延させて共振回路に蓄積され
たエネルギーの一部を電源として回生させることによ
り、放電灯の両端に誘導されるサージ電圧の発生を抑制
して放電灯の寿命を延長させる技術を提案し、次いで、
韓国特許公告番号９２−４９９５号では零電圧スイッチ
ング方式を適用してスイッチング素子の両端の電圧の傾
きを減少させることにより、高調波ノイズが除去できる
零電圧スイッチング方式の電流制御型インバーター回路
を提案したことがある。
【０００８】しかしながら、前記後者の特許は電流トラ
ンスフォーマを通じて負荷電流の大きさと位相を検出
し、この検出信号を正帰還させてスイッチング素子を交
互に零電圧スイッチング制御している。それで、自己共
振による発振周波数に依存してスイッチング動作がなさ
れるため、周辺条件や部品の特性に従い周波数特性が変
動される問題があり、電流トランスフォーマ、擬似飽和
領域動作用の巻線および負荷電流検出用の巻線などが必
要であるため、駆動用のトランスフォーマの巻線構造が
複雑になる欠点があった。また、スイッチング素子の過
熱および過電流による破損に対する防止策がないという
問題点があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、この
ような従来技術の問題点を解決するために、スイッチン
グ周波数を安定に維持するスイッチング制御信号発生集
積回路を有する蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子
式バラストを提供することである。
【００１０】本発明の他の目的は、スイッチング制御信
号発生回路の電源を共振回路の電力を回生させて用いる
ことにより、電力損失が減らせ、回路構成の簡単な蛍光
灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラストを提供す
ることである。
【００１１】本発明の又他の目的は、初期に放電灯のフ
ィラメントを予熱させ放電開始することにより、黒化現
象を防止させ寿命を延長させうる蛍光灯用零電圧スイッ
チング方式の電子式バラストを提供することである。
【００１２】本発明の又他の目的は、周波数変化を緩慢
にすることにより、雑音除去および信頼性を向上させう
る蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラストを
提供することである。
【００１３】本発明の又他の目的は、周囲温度変化によ
り適応的に予熱時間を調整することにより、低い温度で
予熱時間が短くて黒化現象が発生することを防止しうる
蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラストを提
供することである。
【００１４】本発明の又他の目的は、周囲の明るさによ
り自動的に明るさが調節される蛍光灯用零電圧スイッチ
ング方式の電子式バラストを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明の蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バ
ラストは、直流電源の第１および第２端子の間に直列に
連結された一対のキャパシターと、前記直流電源の第１
および第２端子の間に電流通路が直列に連結された一対
のスイッチング素子と、前記一対のキャパシターの接続
点と前記一対のスイッチング素子の接続点の間に直列共
振回路を構成し放電灯を含む共振負荷回路と、前記各ス
イッチング素子の電流通路に並列に連結されたキャパシ
ターと前記一対のスイッチング素子の各ゲートに結合さ
れ、相異なる極性を有する第１および第２巻線と前記第
１巻線と同一極性を有し前記一対のスイッチング素子の
接続点と前記共振負荷回路の間に連結される第３巻線を
含む２次側巻線と、所定高周波数のスイッチング制御信
号が印加される第４巻線を含む１次側巻線を有する駆動
用トランスフォーマと、一つのチップ上に集積回路化さ
れ所定高周波数の比較信号と第１および第２基準信号と
比べて所定のデッドタイムを介して前記スイッチング素
子が電流通路に印加される電圧がゼロである時点で交代
にスイッチングされるように、前記駆動用トランスフォ
ーマの第４巻線を駆動するスイッチング制御信号発生回
路とを具備することを特徴とする。
【００１６】前記スイッチング制御信号発生回路は、電
源投入時所定時間の間第１周波数の比較信号を発生し前
記所定時間以後には第２周波数の比較信号を発生するの
こぎり波信号発生部と、前記比較信号を基準信号と比べ
て矩形波信号を発生する矩形波信号発生部と、前記矩形
波信号を入力して駆動信号を発生する駆動信号発生部
と、前記駆動信号により前記駆動用トランスフォーマの
１次側の第４巻線を正逆方向へ交代に駆動するが、正パ
ルスと負パルスの間に前記スイッチング素子の零電圧ス
イッチングを保障するための所定のデッドタイムを介し
て駆動する駆動回路部とを具備することを特徴とする。
【００１７】また、前記スイッチング制御信号発生回路
は、入力電圧の変動により入力電圧を一定に維持するた
めに所定電圧より入力電圧が上昇すれば前記のこぎり波
信号発生部の比較信号の周波数を高め、電圧が下降すれ
ば周波数を低める入力電圧変動検出部を更に具備するこ
とを特徴とする。
【００１８】また、前記スイッチング制御信号発生回路
は、前記駆動回路部をフル・ブリッジ形に構成し、前記
第４巻線に誘導される回生電流を整流して動作電源とし
て再使用することを特徴とする。
【００１９】また、前記スイッチング制御信号発生回路
は、スイッチング素子の温度を検出して所定温度以上な
ら前記矩形波信号をシャットダウンさせる過熱防止部と
前記第４巻線を通じて回生される電流を検出して所定値
以上の過電流が検出されれば前記矩形波信号をシャット
ダウンさせる過電流防止部を更に具備することを特徴と
する。
【００２０】また、前記スイッチング信号発生回路は、
電源投入時周囲温度の変動により初期予熱時間を適応的
に調節する温度時間調整部と、前記温度時間調整部で設
定される時間の間比較信号を第１周波数に制御し、第２
周波数に変化時緩慢に周波数が変わるように制御する周
波数制御部を更に具備し、前記のこぎり波信号発生部は
前記周波数制御部の制御による可変周波数を有する比較
信号を発生することを特徴とする。
【００２１】さらに、前記周波数制御部は、第２周波数
から第３周波数に緩慢に変わるように周波数を可変して
所定の第３周波数に照光電流を保つための照光回路部を
更に具備したことを特徴とする。
【００２２】また、前記スイッチング制御信号発生部
は、前記周波数制御部の制御によるのこぎり波信号発生
部の周波数が可変されることに対応して前記矩形波信号
発生部の基準信号の電位を可変制御する可変基準電圧発
生部を更に具備したことを特徴とする。
【００２３】
【作用】したがって、本発明はスイッチング制御信号発
生回路で設定された高周波数の比較信号と基準信号の比
較によりスイッチング制御信号を発生することによっ
て、スイッチング駆動信号の周波数が安定し、システム
構成が簡単で集積化しやすい。また、基準信号の設定に
より零電圧スイッチング条件を設計段階で最適化させう
るため、スイッチング素子の両端電圧がゼロの最適条件
でスイッチング制御が可能である。
【００２４】本発明は２次側の第３巻線を通じて１次側
の第４巻線に共振電流の一部が回生され該回生電流が駆
動回路部を通じてスイッチング制御信号発生回路の動作
電源として提供されるため、集積回路の動作電源を別に
構成する必要がなくなる。よって、回路の構成を簡略化
させ、電力消耗が減らせる。
【００２５】また、本発明は入力電源の変動を電流変動
により検出し、この検出結果に応答して前記比較信号の
周波数を可変させることにより、幅広い入力電圧に対し
ても一定の入力電力が得られ、均一な光出力が維持でき
る。
【００２６】また、本発明はスイッチング素子の過熱状
態を検出したり過電流状態を検出し、この検出結果に応
じて前記駆動信号発生部をリセットさせることにより、
システムの信頼性を向上させうる。
【００２７】また、本発明は各請求項ごとに以下のよう
に作用する。まず、請求項１は、零電圧スイッチング信
号を発生するスイッチング制御信号発生回路を集積化す
ることによりスイッチング周波数を安定的に保てる。請
求項２は、集積回路内から発生されたのこぎり波と基準
信号とを比較して安定したスイッチング制御信号を発生
する。請求項３は、入力電圧の変動によりスイッチング
制御信号の周波数が変わることを防止する。請求項４
は、スイッチング制御信号発生回路の電源を負荷で回生
される電流を整流して用いる。請求項５は、スイッチン
グ素子の加熱を検出し、回生される電流の過電流状態を
検出してスイッチング制御信号発生回路の出力をかかる
異常状態が回復されるまで遮断する。請求項６は、蛍光
灯予熱時間を周辺温度に応じてソフト（緩慢および適応
的に）制御して黒化現象を防止する。請求項７は、照光
時周波数変化を緩慢に制御する。請求項８は、基準信号
の電位を周波数の可変に対応して可変的に制御する。
【００２８】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に
説明する。
【００２９】図２は本発明による望ましい一実施例の蛍
光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラストの回路
構成図である。図２で常用電流２はブリッジ整流および
平坦化回路から構成された直流電源回路４に結合され、
直流電源回路４の第１および第２端子５、７の間には抵
抗６，８が直列に連結され、また、抵抗１０，１２が直
列に連結される。抵抗１２の両端にはキャパシター１４
が並列に連結される。スイッチング制御信号発生回路
（以下、集積回路と称する）１００は抵抗６，８の接続
点９と抵抗１０，１２の接続点１１に連結され駆動用ト
ランスフォーマ２００の第４巻線２２に結合される。集
積回路１００の詳細な回路構成は後述する。一対のスイ
ッチング素子２４，２８はフィールド効果トランジスタ
で構成され、各スイッチング素子２４，２８は各ドレイ
ンソース間に接続された逆方向ダイオード２６，３０を
含む。第１スイッチング素子２４のドレインは、直流電
源回路４の第１端子５に連結されゲートとソースの間に
は第１巻線１６が連結される。第２スイッチング素子２
８のソースは、直流電源回路４の第２端子７に連結され
ゲートとソースの間には第２巻線１８が連結される。第
１スイッチング素子２４のソースと第２スイッチング素
子２８のドレインは接続点２５に共通接続される。それ
で、第１端子５と第２端子７の間に第１および第２スイ
ッチング素子２４，２８の電流通路が直列に連結された
構成を有する。第１および第２スイッチング素子２４，
２８は放熱板５２上に結合されるが、該放熱板５２には
温度センサー３２が結合され、該温度センサー３２の温
度検出信号は過熱防止のために集積回路１００に提供さ
れる。接続点２５と第１スイッチング素子２４のドレイ
ンの間に第１キャパシター３４が連結され接続点２５と
第２スイッチング素子２８のソースの間に第２キャパシ
ター３６が連結される。接続点２５には第３巻線２０の
一側が連結され、第３巻線２０の他側と接続点４５の間
には共振インダクター３８、放電灯４２の一側フィラメ
ント、共振キャパシター４０、放電灯４２の他側フィラ
メントが直列に連結される。第１端子５と接続点４５の
間には第２キャパシター４４と逆方向ダイオード４８が
並列に連結され接続点４５と第２端子７の間には第３キ
ャパシター４６と逆方向ダイオード５０が並列に連結さ
れる。駆動用トランスフォーマ２００は２次側の第１巻
線１６と第３巻線２０および１次側の第４巻線２２の極
性は示したドット表示で分かるように同一であり、第２
巻線１８のみ反対の極性を有する。それで、第４巻線２
２にドット表示に電流が流入されれば第１巻線１６と第
３巻線２０には同一の極性を有する電圧が誘導され第１
スイッチング素子２４がオンされ、第２巻線１８には反
対の極性を有する電圧が誘導され第２スイッチング素子
２８はオープン状態を保つ。第４巻線２２に流れる電流
の方向が変われば、反対に動作してスイッチング素子は
交代にオン／オフスイッチング動作をする。
【００３０】図３および図４を参照すれば、第１実施例
の集積回路１００は大きく入力電圧変動検出部１００
Ａ、のこぎり波信号発生部１００Ｂ、過熱防止部１００
Ｃ、矩形波信号発生部１００Ｄ、駆動信号発生部１００
Ｅ、過電流防止部１００Ｆ、駆動回路部１００Ｇから構
成される。
【００３１】直流電源回路４の出力電圧Ｅは、抵抗６，
８により分圧され、接続点９に分圧された信号は、トラ
ンジスタ６０のベースに入力し、この入力に対応するコ
レクター電流は、電流ミラー５４，５６を通じてトラン
ジスタ５８のエミッター電流に出力する。トランジスタ
６０のエミッターにはダイオード６２と抵抗６４が直列
に連結される。エミッター出力電流はのこぎり波信号発
生部の充電電流の一部１００ｂとして提供される。
【００３２】のこぎり波信号発生部１００Ｂは、所定高
周波数の比較信号をのこぎり波に発生するために予熱回
路部Ｂ１、充電回路部Ｂ２、放電回路部Ｂ３から構成さ
れる。
【００３３】予熱回路部Ｂ１は、ソース電流ミラーを構
成するトランジスタ６６，６８、トランジスタ６８のコ
レクターと第２端子７の間に連結されたキャパシター７
４、シンク電流ミラーを構成するトランジスタ７２，７
３、トランジスタ６６、７２の接続点とキャパシター７
４の間に連結され第１放電ルートを形成するダイオード
７０、およびキャパシター７４とトランジスタ７３のコ
レクターの間に連結され第２放電ルートを形成するダイ
オード７６から構成される。
【００３４】したがって、電圧印加初期には、トランジ
スタ６６がターンオンされ、これによりトランジスタ６
８を通じて充電電流がキャパシター７４に供給され充電
され始める。また、トランジスタ７２もターンオンさ
れ、これによりトランジスタ７３もターンオンされるた
め、外部から印加される電流がトランジスタ７３を通じ
てシンクされる。キャパシター７４の充電電圧がトラン
ジスタのベースエミッター電圧およびダイオードの順方
向電圧より高くなれば、ダイオード７０，７６を通じて
キャパシターの放電ルートが形成され放電がなされ充電
電流の量が減少するため、トランジスタ７３を通じてシ
ンクされる外部電流量も減少する。
【００３５】充電回路部Ｂ２は接続点１１と第２端子７
の間に抵抗８０，８２が直列に連結され抵抗８０，８２
の接続点にベースが連結されたトランジスタ８４のエミ
ッターは抵抗９６を経て第２端子７に連結される。ま
た、トランジスタ８４のエミッターはダイオード７８を
通じてトランジスタ７３のコレクターに連結されそのエ
ミッター電流を予熱回路部の電流に追加する。トランジ
スタ８４のコレクターはシンク電流ミラーを構成するト
ランジスタ９０，９２のトランジスタ９０のコレクター
に連結される。トランジスタ９０，９２のエミッターに
はそれぞれエミッター抵抗８６，８８が連結され、トラ
ンジスタ９２のコレクターにはトランジスタ９４のコレ
クターが連結される。トランジスタ９４のエミッターは
キャパシター９８に連結され、ベースはトランジスタ８
４のコレクターに連結される。
【００３６】それで、充電回路部Ｂ２は、電源投入初期
にはトランジスタ８４のエミッター電位にダイオード７
８およびトランジスタ７３のコレクターエミッターオン
抵抗による電位差が印加されるため、コレクター電流が
大きく流れ、これにより、トランジスタ９４のコレクタ
ー電流も大きく流れるので充電時間が速くなる。しかし
ながら、キャパシター７３の電位が増加しダイオード７
８を逆方向へバイアスすればトランジスタ８４のエミッ
ター電位が増加するので、トランジスタ９４のコレクタ
ー電流も減少してキャパシター９８の充電時間が長くな
る。
【００３７】放電回路部Ｂ３はキャパシター９８の電位
を非反転端子に入力する第１比較器１１０、反転端子に
入力する第２比較器１１２、キャパシター９８の両端に
ドレインソース両端が連結された電圧制御トランジスタ
１０８、および接続点１１と第２端子の間に直列に連結
された抵抗１０４，１０６，１０８とゲート１１４，１
１６，１１８，１２０を含む。
【００３８】放電回路部Ｂ３は、充電電圧が第１基準電
圧より高くなれば第１比較器１１０の出力がハイ状態に
転換され、ゲート１１６，１１８から構成されるラッチ
の出力がロー状態となり、これによりゲート１２０を通
じてトランジスタ１０８がターンオンされるため、キャ
パシター９８はトランジスタ１０２を通じて放電され
る。キャパシター９８の電位差が減少し第２基準電圧よ
り低くなれば第２比較器１１２の出力がハイ状態に転換
され、ラッチの出力がハイ状態となり、これによりゲー
ト１２０を通じてトランジスタ１０８がターンオフされ
るため、放電動作が終了する。
【００３９】過熱防止部１００Ｃは、ソース電流ミラー
を構成するトランジスタ１２２，１２４、トランジスタ
１２２のコレクターと第２端子の間に連結された抵抗１
２８、トランジスタ１２４のコレクターと第２端子の間
に直列に連結される抵抗１２６、温度検出用ダイオード
３２、抵抗１３０、非反転端子に基準電圧源１３４が連
結され反転端子にトランジスタ１２４のコレクターが連
結される比較器１３６、および前記抵抗１３０の両端に
コレクターエミッター両端が連結され抵抗１３８を通じ
て比較器１３６の出力がベースに連結されるトランジス
タ１３２を含む。それで、過熱防止部は比較器を通じて
トランジスタ１３２を制御して検出温度とリセット温度
の間の所定温度区間を有するようにヒステリシス的に温
度制御をする。
【００４０】矩形波信号発生部１００Ｄは、接続点１１
と第２端子の間に直列に連結される抵抗１４０，１４
２，１４４、抵抗１４０，１４２の接続点に反転端子が
連結され非反転端子にはのこぎり波信号出力端子９９が
連結される第１比較器１４６、および抵抗１４２，１４
４の接続点に反転端子が連結され非反転端子にはのこぎ
り波信号出力端子９９が連結される第２比較器１４８を
含む。
【００４１】駆動信号発生部１００Ｅは、比較器１４６
の出力をクロック入力する第１Ｄ型フリップフロップ１
５０、比較器１４８の出力をクロック入力する第２Ｄ型
フリップフロップ１５２、および第１フリップフロップ
１５０のリセット端子と第２フリップフロップ１５２の
セット端子の共通接続点と第２端子の間に連結される抵
抗１５４を含む。第１フリップフロップ１５０は、第２
フリップフロップ１５２の正出力をデータ入力して正出
力を第１駆動信号として発生する。第２フリップフロッ
プ１５２は、第１フリップフロップ１５０の負出力をデ
ータ入力して負出力を第２駆動信号として出力する。リ
セットおよびセットの共通接続点には過熱防止部の出力
信号および過電流防止部の出力信号が供給される。
【００４２】過電流防止部１００Ｆは、接続点１１と接
続点１８１の間に介在された抵抗１５８、接続点１１と
第２端子７の間に直列連結された抵抗１６０，１６４、
接続点１８１と第２端子７の間に直列連結された抵抗１
６２，１６６、および前記抵抗１６２，１６６の接続点
に反転端子が連結され抵抗１６２，１６６の接続点に非
反転端子が連結された比較器１５６を含む。
【００４３】抵抗１５８に流れる回生電流が非正常的に
増加すれば、比較器１５６の両入力端子の間に抵抗１５
８の両端でかかる電圧降下に比例する差電圧が印加さ
れ、その差電圧が所定スレショルド値以上なら比較器１
５６の出力がハイ状態となり駆動信号発生部１００Ｅを
リセットさせる過熱防止信号を発生する。
【００４４】駆動回路部１００Ｇは、第１と第２駆動信
号をそれぞれ反転するインバーター１６８，１７０、第
１と第２駆動信号および第１と第２反転駆動信号をバッ
ファリングするバッファー１７２，１７４，１７６，１
７８、接続点１８１と第４巻線２２の一側端の間にコレ
クターエミッターが連結されバッファー１７２を通過し
た第１駆動信号がベースに印加される第１トランジスタ
１８０、接続点１８１と第４巻線２２の他側端の間にコ
レクターエミッターが連結されバッファー１７６を通過
した第２駆動信号がベースに印加される第２トランジス
タ１８８、第４巻線２２の一側端と第２端子７の間にコ
レクターエミッターが連結されバッファー１７４を通過
した第１反転駆動信号がベースに印加される第３トラン
ジスタ１８２、第４巻線２２の他側端と第２端子７の間
にコレクターエミッターが連結されバッファー１７８を
通過した第２反転駆動信号がベースに印加される第４ト
ランジスタ１９０、および第１ないし第４トランジスタ
１８０，１８２，１８８，１９０のコレクターエミッタ
ー間にそれぞれ連結された逆方向ダイオード１８４，１
８６，１９２，１９４を含む。
【００４５】それで、第１および第４トランジスタ１８
０，１９０のターンオンにより１次側巻線は、ドット表
示に電流が流入されドット表示がポジティブとなる電圧
が誘導され、反対に第２および第３トランジスタ１８
８，１８２のターンオンにより４次側巻線２２は、反対
方向へ電圧が誘導される。すなわち、第４巻線２２はフ
ル・ブリッジ方式で駆動される。
【００４６】一方、１次側巻線に誘導される回生電流は
接続点１８１および第２端子７の間にブリッジ構造で接
続されたダイオード１８４，１８６，１９２、１９４に
より整流され抵抗１５８を経て図２に示したキャパシタ
ー１４に充電される。それで、スイッチング制御信号発
生回路１００は、直流電源回路４から初期電源が供給さ
れ起動されているが、正常動作中には回生電流を動作電
源として用いるため、電力使用が節減できる。また、前
記ダイオードは駆動回路部のトランジスタを保護する機
能を兼ねることができるため、回路構成を簡略にする。
【００４７】このように構成した本発明の動作を図５お
よび図６を参照して説明すれば次の通りである。
【００４８】電源が投入されれば、初期には予熱回路部
Ｂ１でキャパシター７４の両端電圧が抵抗８２の両端電
圧以上に充電される前までは、トランジスタ９４のコレ
クター電流を増加させキャパシター９８の充電時間を短
縮させることにより、のこぎり波発生回路１００Ｂのの
こぎり波信号の周波数を正常動作時より高くして共振負
荷回路のエネルギー蓄積を減少させ、放電が開始されず
放電灯のフィラメントを予熱させる。それで、予熱時間
はキャパシター７４の充電時間で設定できる。抵抗８２
の両端電圧以上にキャパシター７４の両端電圧が上昇す
れば充電回路部Ｂ２は、正常的な充電電流をキャパシタ
ー９８に供給し放電回路部Ｂ３と連動して所定の高周波
数でのこぎり波信号を発生させる。
【００４９】キャパシター９８の両端電圧は、矩形波信
号発生部１００Ｄで図５Ａに示したように第１および第
２基準信号と比較され、図５Ｂおよび５Ｃに示したよう
な第１および第２矩形波信号をそれぞれ発生する。
【００５０】駆動信号発生部１００Ｅでは、第１および
第２矩形波信号を入力してこれをクロック信号として使
用して図５Ｄないし図５Ｇに示した第１ないし第４駆動
信号を発生する。この駆動信号により第４巻線はフル・
フリッジ方式で駆動され図５Ｈに示したスイッチング制
御信号を発生する。スイッチング制御信号は、第１およ
び第２基準信号の間の区間ではデッドタイムを有し、デ
ッドタイムを介してポジティブとネガチブ区間が交代に
現れる波形をなす。
【００５１】したがって、スイッチング制御信号に応答
してポジティブ区間では第１巻線に同極性の電圧が、図
６Ａに示したように現れこれにより第１スイッチング素
子はポジティブ波形区間でのみターンオンされ、図６Ｂ
に示したようにスイッチング制御信号のネガチブ波形で
は第２スイッチング素子がターンオンされる。まず、第
２スイッチング素子がターンオンされてからターンオフ
される時点ｔ０で、第１スイッチング素子の両端に連結
された第１キャパシター３４の電圧が図６Ｃに示した通
り直流電源電圧Ｅからゼロ電圧に所定の時間を置いてダ
ウンされ、反対に、第２キャパシター３６の電圧は図６
Ｄに示した通り直流電源電圧に上昇する。第２キャパシ
ターの電圧が直流電源電圧より高くなる時点ｔ１でダイ
オード２６が導通され図６Ｇに示したようにダイオード
を通じて電流が流れる。それで、駆動用トランスフォー
マの磁化方向の極性が反転され始め、ダイオードを通じ
て流れる電流がゼロとなる時点ｔ２で第１スイッチング
素子をターンオンさせるため、零電圧でスイッチング動
作が成される。
【００５２】そして、図６Ｅおよび図６Ｊに示した通り
共振負荷回路に流れる電流波形を合成した第６Ｋに示し
た共振電流波形がサイン波形に構成されるため、高調波
成分が除去され電磁気波の発生が最小化でき、電磁気干
渉現象による被害が減らせる。
【００５３】前述した一実施例では入力電圧変動検出部
を具備し入力電圧が上昇すれば、のこぎり波信号発生部
の充電回路部の充電電流を増加させ周波数を高めるた
め、共振回路にエネルギー蓄積量を減少させ、入力電圧
が下降されれば充電電流を減少させ周波数を低めるた
め、共振回路のエネルギー蓄積量を増加させ入力電圧の
変動に構わず常に一定した光出力を維持させる。
【００５４】次の表１は入力電圧が１７０〜２７０Ｖの
間で変動される際、入力電力がどのように維持されるか
を従来の方式と比べたものである。
【００５５】
【表１】
【００５６】前記表１の数値は従来場合と本発明の場合
を正常点火された条件で電力測定装備であるディジタル
パワーメートルを回路の入力側に装置した後、入力電圧
可変装置であるスライド型トランスフォーマ（Slide-ty
pe transformer）を利用して入力電圧を１７０〜２７０
Ｖまで変化させながら、入力電力の変化を測定したもの
である。実験結果、本発明の一実施例は入力電圧の変動
に構わずほぼ一定の入力電力を維持することが分かる。
【００５７】また、一実施例では過熱防止部および過電
流防止部を具備して駆動信号発生部をリセットさせるこ
とにより、放電灯の老化、放電灯の誤結線、システムの
老化などでシステム自体の特性が変わった場合に発生す
る過電流によるスイッチング素子の破損や火災の危険性
からシステムを保護し、非正常的なスイッチング動作や
定格電流以上の電流供給でスイッチング素子の過熱によ
るスイッチング素子の破損が防止できる。それで、シス
テムの信頼性を向上させうる。
【００５８】図７および図８は本発明によるスイッチン
グ制御信号発生回路の他の実施例の回路図である。前記
実施例は、予熱時間が一定した場合、周辺温度が高い夏
には必要以上に予熱時間が長くなるため、相対的に放電
開始時間が遅くなる問題点があり、周辺温度が低い冬に
は予熱時間が短くてフィラメントが十分に予熱されない
状態で高圧が印加されるので、放電灯の黒化現象による
寿命短縮の問題があった。それで、他の実施例ではこの
ような問題を解決するために周辺温度の変化に対応して
適応的に予熱時間を調節させ、黒化現象による放電灯の
寿命短縮が防止できるようにスイッチング制御信号発生
回路を構成する。
【００５９】他の実施例は大きく過熱防止部４００Ａ、
温度時間調整部４００Ｂ、周波数制御部４００Ｃ、のこ
ぎり波信号発生部４００Ｄ、可変基準信号発生部４００
Ｅ、矩形波信号発生部４００Ｆ、駆動信号発生部４００
Ｇ、および駆動回路部４００Ｈを含む。
【００６０】過熱防止部４００Ａは、駆動電圧Ｖ１が印
加される第１端子２０１と第２端子２０５の間にトラン
ジスタ２０２と抵抗２０６を直列に連結し、トランジス
タ２０２とソース電流ミラーを構成するトランジスタ２
０４のコレクターと第２端子の間にトランジスタ２０８
を連結し、該トランジスタ２０８とシンク電流ミラーを
形成するトランジスタ２２７によりエミッター定電流源
を形成する。温度検出用基準信号を発生するために、ソ
ース電流源２１０および抵抗２１２を直列に連結し、こ
の直列連結の接続点２１３は抵抗２１４を通じてトラン
ジスタ２２２のベースに連結する。
【００６１】エミッター結合差動増幅器を構成するトラ
ンジスタ２２４，２２６のエミッター接続点は前記エミ
ッター定電流源に連結される。トランジスタ２２４のベ
ースにはトランジスタ２２２のエミッターが連結され、
また、ソース電流源２２０を通じた第１端子に連結され
る。スイッチング素子の温度を検出するための温度検出
素子２３２は、トランジスタ２２８のベースと第２端子
の間に連結され、第１端子とベースの間にはダイオード
２３４，２３６，２３８および抵抗２４０が直列に連結
され、トランジスタ２２６のベースにはトランジスタ２
２８のエミッターが連結され、ソース電流源２３０を通
じて第１端子が連結される。トランジスタ２２６のコレ
クターは、第１端子に連結され、トランジスタ２２４の
コレクター電流は、ソース電流ミラーを構成するトラン
ジスタ２１８およびトランジスタ２４２を通じて過熱検
出信号として出力され、また、トランジスタ２１８を通
じてはトランジスタ２２２のベースにフィードバックさ
れる。ソース電流源２４８、シンク電流ミラーを構成す
るトランジスタ２４４，２４６は、過熱検出信号の出力
端に連結されシンク電流源として機能する。すなわち、
過熱防止部４００Ａは、温度検出素子２３２の両端電圧
が接続点２１３の電位より高ければ、すなわち検出され
た温度が設定された温度以下なので、出力をロー状態に
維持する。しかしながら、検出された温度が上昇して接
続点２３３の電位が下降して前記接続点２１３の電位よ
り低くなれば、トランジスタ２１８を通じて出力信号を
ハイ状態にしてリセット信号を出力する。この時、ま
た、トランジスタ２１６を通じてトランジスタのベース
電位が更に高く上昇されるため、スイッチング素子の動
作停止状態により検出された温度が更に低くなって増加
された電位以上に接続点２３３の電位が上昇されるべき
である。そうして、出力リセットが解除されるようにヒ
ステリシス特性を保つ。
【００６２】温度時間調整部４００Ｂは、温度検出素子
２３２により検出される周辺温度の変化によりトランジ
スタ２５０のエミッター電流を可変させ抵抗２５２、ト
ランジスタ２５４，２５６を経てシンク電流源２５８に
供給される電流信号を制御する。初期電源投入時、抵抗
２６４により設定される電流としてソース電流ミラー２
６２，２６６を通じてキャパシター２７０を充電する
が、該キャパシターの充電時間をダイオード２６０を通
じてシンク電流源２５８にバイパスさせる電流量を温度
変化に応じて減することにより調整する。 それで、検
出された温度が上昇すればトランジスタ２５０のエミッ
ター電流が増加してバイパスされる充電電流量が減少す
るため、キャパシターが速く充電され、反対に温度が下
がると、トランジスタ２５０のエミッター電流が減少
し、これによりバイパスされる充電電流量が増加するた
め、キャパシターの充電時間がそれほど遅延される。そ
れで、冬季には周辺温度が下がっても充電時間が長くな
り初期予熱時間がそれほど長くなるため、十分にフィラ
メントが過熱され、反対に夏季には初期予熱時間が短く
なる。
【００６３】キャパシター２７０の両端に連結されたト
ランジスタ２６８のベースには、過熱防止部４００Ａの
出力リセット信号が供給され、過熱検出時にはトランジ
スタ２６８が導通されキャパシター２７０を放電させ温
度時間調整部４００Ｂをリセットさせ再駆動時に初期動
作がなされるようにする。
【００６４】周波数制御部４００Ｃは、前記温度時間調
整部４００Ｂで設定される予熱時間の間にのこぎり波信
号発生部４００Ｄの周波数を高めて放電開始前に放電灯
のフィラメントを十分に過熱させ、高放電電圧印加時に
黒化現象が発生しないようにするためのものであり、特
に予熱モードから発光モードに転換時に急激に周波数が
可変されれば大きい放電電流が流れて共振インダクター
に可聴雑音を発生したりシステム素子に無理なパワーが
瞬間的に伝達される問題を発生したりすることを防止す
るために、周波数を緩慢に変わるように可変する。
【００６５】周波数制御部４００Ｃは、設定された初期
予熱時間が終了されればターンオンされるトランジスタ
２７２により初期予熱電流源２７６がのこぎり波信号発
生部４００Ｄに電流源として動作することを緩慢に遮断
する。すなわち、接続点２７５の電位を抵抗２７４を通
じて上昇させトランジスタ２９６を遮断させ、これによ
りトランジスタ２９６と電流ミラーを形成するトランジ
スタ２９４が遮断され、電流源２７６がのこぎり波信号
発生部４００Ｄと連結されることを遮断する。この遮断
動作がキャパシター２７０の充電動作によりなされるた
め、急激に遮断されず緩慢に遮断される。
【００６６】抵抗３０８、トランジスタ３１０，３１２
で構成されたソース電流ミラー、トランジスタ３１４，
３１６で構成されたシンク電流ミラーから構成された照
光電流源がダイオード３２０を通じてのこぎり波信号発
生部４００Ｄに連結される。トランジスタ３１４と電流
ミラーを構成するトランジスタ２８２がターンオンされ
トランジスタ２９０，２８８が導通され、これによりト
ランジスタ２８４，２８６が導通されダイオード３２０
のカソード端子電位が高くなりダイオードは遮断状態に
維持される。キャパシター２７０の電位が上昇してトラ
ンジスタ２７８がターンオンされれば抵抗２８０を通じ
て接続点２８１の電位が高くなるため、これによりトラ
ンジスタ２８８，２９０が遮断され、次いでトランジス
タ２８４，２８６が遮断されダイオード３２０が導通さ
れるため、照光電流源がのこぎり波信号発生部４００Ｄ
に電流源として提供される。
【００６７】この時にもトランジスタ２７８がキャパシ
ター２７０の充電電位により緩慢に動作される。すなわ
ち、図９に示したようにｔ０〜ｔ１の初期予熱時には予
熱電流源がのこぎり波信号発生部４００Ｄに提供され、
のこぎり波周波数がｆ１に最も高くなるようにする。次
いでｔ１〜ｔ２で予熱電流源が遮断されるようにする
が、周波数がｆ１からｆ２に緩慢に変化させる。ｔ２〜
ｔ３の電光時にはのこぎり波周波数がｆ２に最も低く維
持する。ｔ３〜ｔ４では照光電流源が緩慢に連結される
ようにするが、ｆ２からｆ３に緩慢に変化させる。ｔ４
の後には照光周波数ｆ３に保つ。抵抗３０２，３０４，
３０６の調整によりｔ１およびｔ３の時間が調整でき
る。そして、ｔ２およびｔ４の抵抗２７４，２８０によ
り調整できる。
【００６８】のこぎり波信号発生部４００Ｄは、充電回
路部Ｄ１と放電回路部Ｄ２とを含む。放電回路部Ｄ２
は、一実施例と同一に構成されうるため、ブロック３４
０として表示し詳細な回路構成は略する。
【００６９】充電回路部Ｄ１は、抵抗３２４、トランジ
スタ３２２，３２４で構成されたソース電流ミラー、お
よびトランジスタ３２８，３３０で構成されたシンク電
流ミラーからのこぎり波電流源を構成し、トランジスタ
３３２，３３４，３３６からソース電流源を構成し該ソ
ース電流源は、トランジスタ３３２のコレクター３２１
に接続される予熱電流源、照光電流源、およびのこぎり
波電流源のシンク電流に応答してトランジスタ３３６の
コレクター電流でキャパシター３３８を充電させる。そ
れで、充電電流の増減により充電時間が長くなったり短
くなったりしてのこぎり波信号の周波数が可変される。
【００７０】可変基準信号発生部４００Ｅは、充電電流
源に電流ミラー結合されたトランジスタ３４２とトラン
ジスタ３４４，３４６とから構成されたシンク電流ミラ
ー、第３端子２０３とトランジスタ３４６のコレクター
の間に連結されたダイオード３５０，３５２および抵抗
３４８から構成される。それで、充電電流が増加すれば
基準電圧が下降し、充電電流が減少すれば基準電圧が増
加する。
【００７１】矩形波信号発生部４００Ｆは、のこぎり波
信号を反転端子に入力し基準信号を非反転端子に入力し
て比較出力する比較器３５４と過熱防止部４００Ａのリ
セット信号に応答して比較器３５４の出力を遮断するト
ランジスタ３５６を含む。それで、のこぎり波の周波数
が高くなれば充電電流が増加するため、基準電位は低く
なりスイッチング素子のオン／オフの間のデッドタイム
を矩形波信号発生部が減らせ、周波数が低くなれば充電
電流が減少するため、基準電位は高くなりスイッチング
素子のオン／オフの間のデッドタイムを長くして、スイ
ッチング素子のスイッチング動作が零電圧でスイッチン
グされるように保障する。
【００７２】駆動信号発生部４００Ｇおよび駆動回路部
４００Ｈは、一実施例と構成において些か差があるが動
作が類似しているため、具体的な説明は略する。
【００７３】以上のように本発明の他の実施例では周囲
温度により予熱時間を適応的に制御することにより、周
囲温度が低くても十分にフィラメントが予熱することが
でき、黒化現象が防止でき、かつ周波数可変を階段式で
急激に変化させず緩慢に変化させることにより、可聴雑
音の発生およびシステムに加えられる電気的衝撃が防止
でき、信頼性を向上させうる。また、周波数可変に対応
して基準信号の電位を可変させることにより、スイッチ
ング素子の零電圧スイッチングが保障できる。図１０
は、本発明によるスイッチング制御信号発生回路の周波
数制御部の他の実施例の部分回路図である。図１０で５
００Ａは時間設定部で、５００Ｂは周波数制御部で、５
００Ｃはのこぎり波信号発生部である。
【００７４】時間設定部５００Ａは電流源４０６、トラ
ンジスタ４０２，４０４から構成されたソース電流ミラ
ー、キャパシター４０１、およびリセットトランジスタ
４０８を含む。それで、電流源４０６により設定された
電流によりキャパシター４１０を充電する。
【００７５】周波数制御部５００Ｂは、キャパシター４
１０の両端電圧が所定電位に上昇すればターンオンされ
るトランジスタ４１２、抵抗４１６、電流源４２０およ
びダイオード４２６で構成される第１スロープ形成部、
トランジスタ４１４、抵抗４１８、電流源４２２および
ダイオード４２４で構成される第２スロープ形成部、電
流源４２８、トランジスタ４３０，４３２から構成され
たシンク電流ミラー、トランジスタ４３４，４３８，４
３６から構成されたソース電流ミラー、抵抗４４０、ダ
イオード４４２、抵抗４４３、ダイオード４４６、およ
び光センサー４４４から構成された照光部を含む。
【００７６】のこぎり波信号発生部５００Ｃは、トラン
ジスタ４４８，４５０，４５２から構成されたソース電
流源、抵抗４５４，４６０、キャパシター４５６、およ
び放電回路４５８を含む。
【００７７】図１１を参照して説明すれば、キャパシタ
ー４１０の両端電圧Ｖ４１０が抵抗４６０の両端電圧Ｖ
４５５より小さい区間であるｔ０〜ｔ１区間ではトラン
ジスタ４１２が遮断状態であるため、ダイオード４２６
を通じて電流源４２０が接続点４５５に結合される。キ
ャパシター４５６に充電される電流が多くて充電時間が
短くなるため、のこぎり波信号の周波数はｆ１を有す
る。それで、共振回路に蓄積されるエネルギーが小さく
て放電が開始されていないが、フィラメントが予熱され
る。
【００７８】ｔ１でキャパシター４１０の電位がＶ４５
５と等しくなればトランジスタ４１２がターンオンされ
電流が流れ始めて電流源４２０の電流と等しくなればダ
イオード４２０が遮断されるため、周波数はｆ１からｆ
２に低くなりながら放電開始が成され、ｔ２以後にはｆ
２に保たれ放電灯が電光モードに駆動される。
【００７９】トランジスタ４１４が遮断された状態で
は、ダイオード４２４を通じて電流源４２２が接続点４
４１に連結され、トランジスタ４３６のコレクター電流
がトランジスタ４３２のコレクター電流より大きいた
め、ダイオード４４６が遮断されｆ２周波数を維持す
る。次いで、キャパシター４１０の電位が増加して接続
点の電位Ｖ４４１と等しくなるｔ３ではトランジスタ４
１４がターンオンされ電流が流れ始めるとダイオード４
４６を通じて電流が流れ始めるため、ｔ３からのこぎり
波信号の周波数が高くなり始める。トランジスタ４１４
のエミッター電流が電流源４２２の電流と等しくなれ
ば、ｔ４でダイオード４２４が遮断され、これによりダ
イオード４４６を通じて電流が多く流れるため、のこぎ
り波信号の周波数がｆ３に維持される。
【００８０】光センサー４４４によりｆ２からｆ３の間
の照光電力で外部の明るさに従い放電灯の明るさが制御
できる。すなわち、外部が暗い時は接続点４４５の電位
が増加し電力供給が多くなり明るく光るように周波数を
落とす。明るい時は接続点４５５の電位が低くて周波数
が高くなり照光動作が成される。
【００８１】図１２は本発明による周波数制御部の又他
の実施例を示した回路図である。又他の実施例では、予
熱動作から電光動作に切り換える際に緩慢に周波数が変
わるように多段階に周波数を減少させるものであり、前
述した他の実施例と同一の部分は同一符合で処理し、詳
細な説明は略する。異なる点はトランジスタ４６４、抵
抗４６６、電流源４６８、およびダイオード４７０より
なる第３スロープ形成部を更に具備する。そして、のこ
ぎり波信号発生部に抵抗４６２が追加された。それで、
又他の実施例では第１スロープ形成部による図１３の第
１傾斜部４７２と第３スロープ形成部にる第２傾斜部４
７４とが形成されるため、より緩慢に周波数変化を進行
させうる。キャパシター４１０の電位が電圧Ｖ４６０と
同一になるｔ１で第１傾斜部が始まり、電圧Ｖ４６２と
同一になるｔ３で第２傾斜部が始まるようにする。前記
又他の実施例では２段傾斜区間を例示したが、同一の構
成を追加することにより２段以上の多段傾斜区間の形成
も可能である。
【００８２】図１４は本発明によるスイッチング制御信
号発生回路の又他の実施例を示した回路図である。図１
４の実施例では、スイッチング制御信号発生回路の駆動
回路部の構成が４つのトランジスタでフル・フリッジ方
式で駆動用トランスフォーマの１次側巻線２２を駆動す
るため、直列に連結されるトランジスタが瞬間的に同時
に導通され大きい短絡電流が発生し該短絡電流が回路の
雑音として作用し誤動作のおそれがあり、電力損失の問
題がある点を補完するために、駆動回路部の構成を改善
した。また、ここでは発生回路の電源電圧を回生電流に
用いるための安定化回路を更に具備する。
【００８３】また、他の実施例のスイッチング制御信号
発生回路は、大きく電源安定化部６００Ａ、矩形波信号
発生部６００Ｂ、駆動信号発生部６００Ｃ、および駆動
回路部６００Ｄを含む。
【００８４】電源安定化部６００Ａは、直流電源５０２
の両端に連結された抵抗５０４，５０８，５１０、前記
抵抗５１０の両端に連結されたトランジスタ５１２、抵
抗５０８，５１０の両端に連結されたツェナーダイオー
ド５０６、ゲートが抵抗５０４，５０６の接続点に連結
されドレインが抵抗５１４を通じて直流電源に連結さ
れ、ソースが提供５１８，５２０を通じて直流電源の他
側に連結された電界効果トランジスタ５１６、キャパシ
ター５２２、およびツェナーダイオード５２４を含む。
【００８５】電源投入の初期には抵抗５０４を通じて電
界効果トランジスタ５１４がターンオンされ、キャパシ
ター５２２はツェナーダイオード５２４のツェナー電圧
で充電される。抵抗５１８，５２０によりトランジスタ
５１２がターンオンされればトランジスタ５１６のゲー
ト電位が低くなり遮断状態となるため、直流電源からキ
ャパシター５２２に電力供給が遮断され、以後には駆動
用トランスフォーマの第４巻線２２を通じて回生される
電流を充電して動作電源として使用する。それで、電源
安定化部６００Ａは、回生電流をツェナー電圧に制限し
てキャパシター５２２に充電することにより、安定した
電源電圧を提供する。
【００８６】矩形波信号発生部６００Ｂおよび駆動信号
発生部６００Ｃは、前述した実施例の構成と類似してい
るため、具体的な回路構成と動作説明は略する。
【００８７】駆動回路部６００Ｄは、第１端子５６１お
よび第２端子５６３の間にダイオード５５４，５５２が
逆方向へ直列連結され、同様にダイオード５５６，５６
０が逆方向へ直列連結され、トランジスタ５５０がダイ
オード５５２の両端に連結され、ベースには抵抗５４８
を通じて第２駆動信号が結合される。第４巻線２２のド
ット表示端子は、ダイオード５５４，５５２の接続点に
連結され、他側端子はダイオード５５６，５６０の接続
点に連結される。トランジスタ５５８をダイオード５６
０の両端に連結し、ベースには抵抗５４６を通じて第１
駆動信号が結合される。直流電源のポジティブ端子とネ
ガチブ端子との間に逆方向ダイオード５６２およびキャ
パシター５６４を連結し、トランジスタ５６８のエミッ
ターは抵抗５６６を通じてポジティブ端子に連結し、ベ
ースはダイオード５６２とキャパシター５６４との接続
点に連結し、コレクターはトランジスタ５５０のコレク
ターに連結して初期電供給誤には遮断する。すなわち、
キャパシター５６４が充電される前まではトランジスタ
５６８を通じて直流電源が供給され第４巻線２２にエネ
ルギーが蓄積される。キャパシター５６４が充電されれ
ば、トランジスタ５６８が遮断され直流電源の供給が遮
断される。
【００８８】図１５Ａに示したように、キャパシター５
２８の両端電圧信号であるのこぎり波信号と基準信号５
３２とが比較され、図１５Ｂに示した矩形波信号が比較
器５３４から出力される。この矩形波信号がフリップフ
ロップ５３８のクロック端子にゲート５３６を通じて印
加され、フリップフロップ５４０のクロック端子に印加
されれば、第１５Ｃないし図１５Ｆに示した矩形波信号
が出力され、ゲート５４２およびゲート５４４を通じて
図１５Ｇおよび図１５Ｈに示した第１および第２駆動信
号を発生する。それで、第１および第２駆動信号が全部
ハイの区間ではトランジスタ５５０，５５８が導通され
るため、第４巻線２２に蓄積された電流はフリーホイー
ルされトランジスタ５５８がターンオフされれば図１５
Ｉに示したスイッチング制御信号が第１巻線２２に誘導
され、該スイッチング制御信号が２次側巻線に伝達され
る。共振回路で回生される電流は図１５Ｊに示したよう
に第４巻線に誘導され、この誘導された回生電流はブリ
ッジダイオード５５２，５５４，５５６，５６０を通じ
て電波整流され動作電流として提供され、図１５Ｋに示
した共振電流が直列共振回路に流れる。
【００８９】
【発明の効果】前述した通り、本発明はスイッチング駆
動信号の周波数が安定し、システム構成が簡単であって
集積化することを容易にする。また、基準信号の設定に
より零電圧スイッチング条件を設計段階で最適化させう
るため、スイッチング素子の両端電圧がゼロの最適条件
でスイッチング制御が可能である。
【００９０】また、本発明は各請求項ごとに以下のよう
な効果がある。請求項１および２は、スイッチング周波
数の安定化により信頼性の向上及び均一な光出力が保て
る。請求項３は、スイッチング周波数の安定により蛍光
灯の寿命が延びる。請求項４は、電力消費量を減少させ
得る。請求項５は、スイッチング素子の破損及び蛍光灯
の破損を防止し、寿命を延ばす。請求項６は、黒化現象
を防止して、蛍光灯寿命の延長、ノイズ発生を抑制す
る。請求項７は、ノイズ発生を抑制する。請求項８は、
確実な零電圧スイッチングを保障し、スイッチング素子
の保護及び高調波ノイズ発生を抑制する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の蛍光灯用自励式バラストの回路図であ
る。
【図２】 本発明による蛍光灯用零電圧スイッチング方
式の電子式バラストの構成図である。
【図３】 本発明による電子式バラストのスイッチング
制御信号発生回路の望ましい一実施例の回路図である。
【図４】 本発明による電子式バラストのスイッチング
制御信号発生回路の望ましい一実施例の回路図である。
【図５】 一実施例の動作を説明するための波形図であ
る。
【図６】 一実施例の動作を説明するための波形図であ
る。
【図７】 本発明による電子式バラストのスイッチング
制御信号発生回路の他の実施例の回路図である。
【図８】 本発明による電子式バラストのスイッチング
制御信号発生回路の他の実施例の回路図である。
【図９】 周波数可変動作を説明するための図面であ
る。
【図１０】 本発明による電子式バラストのスイッチン
グ制御信号発生回路の又他の実施例の部分回路図であ
る。
【図１１】 図１０の動作を説明するための図面であ
る。
【図１２】 本発明による電子式バラストのスイッチン
グ制御信号発生回路の又他の実施例の部分回路図であ
る。
【図１３】 図１２の動作を説明するための図面であ
る。
【図１４】 本発明による電子バラストのスイッチング
制御信号発生回路の又他の実施例の回路図である。
【図１５】 図１４の各部の波形図である。
【符号の説明】 ２…常用電流、４…直流電源回路、 ５…第１端子、６、８、１０、１２…抵抗、 ７…第２端子、９、２５、４５…接続点、 １４、３４、３６、４４、４６…キャパシター、 ２４、２８…スイッチング素子、 １００…スイッチング制御信号発生回路、 ２００…駆動用トランスフォーマ。
フロントページの続き (31)優先権主張番号 ９３Ｐ２８８９９ (32)優先日 1993年12月21日 (33)優先権主張国 韓国（ＫＲ） (72)発明者 宗 ▲福▼起 大韓民国京畿道富川市吾丁區如月洞３−76 番地 (72)発明者 申 東明 大韓民国京畿道富川市遠美區陶唐洞82−３ 番地

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源の第１および第２端子の間に直
    列に連結された一対のキャパシターと、 前記直流電源の第１および第２端子の間に電流通路が直
    列に連結された一対のスイッチング素子と、 前記一対のキャパシターの接続点と前記一対のスイッチ
    ング素子の接続点の間に直列共振回路を構成し放電灯を
    含む共振負荷回路と、 前記各スイッチング素子の電流通路に並列に連結された
    キャパシターと、 前記一対のスイッチング素子の各ゲ
    ートに結合され、相異なる極性を有する第１および第２
    巻線と前記第１巻線と同一極性を有し前記一対のスイッ
    チング素子の接続点と前記共振負荷回路の間に連結され
    る第３巻線を含む２次側巻線と、所定高周波数のスイッ
    チング制御信号が印加される第４巻線を含む１次側巻線
    を有する駆動用トランスフォーマと、 一つのチップ上に集積回路化され所定高周波数の比較信
    号と第１および第２基準信号と比べて所定のデッドタイ
    ムを介して前記スイッチング素子が電流通路に印加され
    る電圧がゼロである時点で交代にスイッチングされるよ
    うに、前記駆動用トランスフォーマの第４巻線を駆動す
    るスイッチング制御信号発生回路とを具備することを特
    徴とする蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリ
    スター。
  2. 【請求項２】 前記スイッチング制御信号発生回路は、 電源投入時所定時間の間第１周波数の比較信号を発生し
    前記所定時間以後には第２周波数の比較信号を発生する
    のこぎり波信号発生部と、 前記比較信号を基準信号と比べて矩形波信号を発生する
    矩形波信号発生部と、 前記矩形波信号を入力して駆動信号を発生する駆動信号
    発生部と、 前記駆動信号により前記駆動用トランスフォーマの１次
    側の第４巻線を正逆方向へ交代に駆動するが、正パルス
    と負パルスの間に前記スイッチング素子の零電圧スイッ
    チングを保障するための所定のデッドタイムを介して駆
    動する駆動回路部とを具備することを特徴とする請求項
    １記載の蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バリ
    スター。
  3. 【請求項３】 前記スイッチング制御信号発生回路は、
    入力電圧の変動により入力電圧を一定に維持するために
    所定電圧より入力電圧が上昇すれば前記のこぎり波信号
    発生部の比較信号の周波数を高め、電圧が下降すれば周
    波数を低める入力電圧変動検出部を更に具備することを
    特徴とする請求項２記載の蛍光灯用零電圧スイッチング
    方式の電子式バリスター。
  4. 【請求項４】 前記スイッチング制御信号発生回路は、
    前記駆動回路部をフル・ブリッジ形に構成し、前記第４
    巻線に誘導される回生電流を整流して動作電源として再
    使用することを特徴とする請求項２記載の蛍光灯用零電
    圧スイッチング方式の電子式バリスター。
  5. 【請求項５】 前記スイッチング制御信号発生回路は、
    スイッチング素子の温度を検出して所定温度以上なら前
    記矩形波信号をシャットダウンさせる過熱防止部と前記
    第４巻線を通じて回生される電流を検出して所定値以上
    の過電流が検出されれば前記矩形波信号をシャットダウ
    ンさせる過電流防止部を更に具備することを特徴とする
    請求項２記載の蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子
    式バリスター。
  6. 【請求項６】 前記スイッチング信号発生回路は、電源
    投入時周囲温度の変動により初期予熱時間を適応的に調
    節する温度時間調整部と、 前記温度時間調整部で設定される時間の間比較信号を第
    １周波数に制御し、第２周波数に変化時緩慢に周波数が
    変わるように制御する周波数制御部を更に具備し、 前記のこぎり波信号発生部は前記周波数制御部の制御に
    よる可変周波数を有する比較信号を発生することを特徴
    とする請求項２記載の蛍光灯用零電圧スイッチング方式
    の電子式バリスター。
  7. 【請求項７】 前記周波数制御部は、第２周波数から第
    ３周波数に緩慢に変わるように周波数を可変して所定の
    第３周波数に照光電流を保つための照光回路部を更に具
    備したことを特徴とする請求項６記載の蛍光灯用零電圧
    スイッチング方式の電子式バリスター。
  8. 【請求項８】 前記スイッチング制御信号発生部は、前
    記周波数制御部の制御によるのこぎり波信号発生部の周
    波数が可変されることに対応して前記矩形波信号発生部
    の基準信号の電位を可変制御する可変基準電圧発生部を
    更に具備したことを特徴とする請求項７記載の蛍光灯用
    零電圧スイッチング方式の電子式バリスター。
JP6140507A 1993-06-24 1994-06-22 蛍光灯用零電圧スイッチング方式の電子式バラスト Pending JPH0773983A (ja)

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KR93P28899 1993-12-21
KR93P24241 1993-12-21
KR93P11624 1993-12-21
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