JPH03141589A - 白熱電球用高周波点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

本発明は、白熱電球用高周波点灯」置に関するものであ
る。

【従来の技術】

近年、照明器具の小形化や配光制御の簡単化が要求され
ており、こうした要求を満たすために、小形かつ高効率
である低電圧の小形ハロゲン電球が広く用いられるよう
になってきた。この種のハロゲン電球の定格電圧は、た
とえば１２Ｖであり、商用電源に直接接続して点灯させ
ることはできないから降圧手段が必要である。商用電源
の降圧手段としては、商用電源周波数に対応した降圧ト
ランスが考えられるが、降圧トランスは比較的大形であ
るから、照明器具の小形化という要求が満足できなくな
る。このような問題を解決するために、ハロゲン電球の
ような白熱電球を高周波電力で点灯させることが提案さ
れている。 白熱電球を高周波電力で点灯させる点灯装置は、基本的
には、第１９図に示すように構成されている。この点灯
装置では、商用電源ＡＣを整流回路Ｒｅにより仝波整流
して高周波インバータ１の電源としており、高周波イン
バータ１は自動式のハーフブリッジ方式となるように構
成されている。 整流回路Ｒｅの出力端間には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
１との直列回路が接続され、電源を投入すると抵抗Ｒ１
を介してコンデンサＣ１が充電される。 また、直列接続されて整流回路Ｒｅの出力端間に挿入さ
れた一対のコンデンサＣ，，Ｃ２にも充電される。コン
デンサＣ１の両端電圧がＳＢＳよりなるトリガ素子Ｑ、
のブレークオーバ電圧（約８Ｖ）に達すると、トリガ素
子Ｑ、がオンになってトランジスタＱ、がオンになる。 トランジスタＱ１がオンになると、降圧トランスＴ、の
一次巻線、電流トランスＴ２の一次巻線、トランジスタ
Ｑ１、エミッタ抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ３の電荷
が放電される。すなわち、降圧トランスＴＩの二次巻線
に接続された白熱電球りに電流が流れるのである。 ここに、降圧トランスＴ、は非飽和型であり、電流トラ
ンスＴ２は飽和型である。しかるに、トランジスタＱ１
がオフからオンになると、電流トランスＴ２の二次巻線
にはトランジスタＱ１を順バイアスする方向に電圧が誘
起され、その後、電流トランスＴ２が飽和するか電流ト
ランスＴ２の一次巻線に流れる電流の変化が少なくなる
と、二次巻線に誘起される電圧が零になり、トランジス
タＱ１の蓄積時間が経過した後にトランジスタＱ１はオ
フに向かう、このとき、電流トランスＴ２の一次巻線に
流れる電流は急激に減少するから、二次巻線にはトラン
ジスタＱ１を逆バイアスし、トランジスタＱ２を順バイ
アスする電圧が誘起される。 こうして、トランジスタＱ１が完全にオフになり、トラ
ンジスタＱ２がオンになる。トランジスタＱ２がオンに
なれば、トランジスタＱ２、エミッタ抵抗Ｒ２、電流ト
ランスＴ２の一次巻線、降圧トランスＴ、の一次巻線を
通してコンデンサＣ２の電荷が放電される。すなわち、
電流トランスＴ２の二次巻線にトランジスタＱ２を順バ
イアスする電圧が誘起され、その後、トランジスタＱ、
の場合と同様にして、トランジスタＱ２がオフになり、
トランジスタＱ１がオンになる。この動作を繰り返すこ
とにより、高周波インバータ１は、数十ｋＨｚの発振動
作を行い、白熱電球りに高周波電力が供給される０発振
動作中には、降圧トランスＴ、の１次巻線の両端間に整
流回路Ｒｅの出力電圧（商用電源の電圧にほぼ等しい）
の２分の１の電圧が印加されることになるから、商用電
源ＡＣを直接降圧する場合に比較して降圧トランスＴ１
が小形化され、しかも、降圧トランスＴ、は高周波用で
あるから、ターン数が少なくなり小形化されるのである
。 ところで、白熱電球りを商用電源に接続して点灯させて
いる場合には、寿命末期における断線直前になると、ア
ーク放電が生じて短絡に近い状態になることが従来より
知られている。低電圧ハロゲン電球の場合には印加電圧
が低いから、商用電源周波数ではアーク放電が生じにく
いと考えられているが、上述したような高周波インバー
タ１では、数十ｋＨｚの高周波電力が供給されるから、
微小なアーク放電が継続しやすくなり、寿命末期では短
絡に近い状態が、約１秒かそれ以下の間、継続すること
がある（以後、二次短絡と称する）。 二次短絡が生じると、トランジスタＱ　１．　Ｑ　２に
過大な電流が流れて破壊されることがあった。 このような問題を解決するには、トランジスタＱ　１．
　Ｑ　２に流れる過大な電流を検出して、トランジスタ
Ｑ　１．　Ｑ　ｚが破壊に至る前に発振動作を停止させ
ることが考えられる。たとえば、第２０図に示すように
、第１９図の高周波インバータ１に保護回路２を付加す
ることが考えられる。この保護回路２は、トランジスタ
Ｑ１のエミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧を検出することでト
ランジスタＱ１に流れる電流を監視し、トランジスタＱ
１に過大な電流が流れると発振動作を停止させるように
しているものである。 すなわち、エミッタ抵抗Ｒ１の両端電圧は、整流回路Ｒ
ｅの出力電圧を一対の抵抗Ｒ４、Ｒｓの直列回路により
分圧した基準電圧とＰＵＴよりなる比較素子Ｑ４により
比較される。エミッタ抵抗Ｒ１の両端電圧が基準電圧よ
りも高くなると、比較素子Ｑ４がオンになり、サイリス
タよりなるスイッチ素子Ｑｓのゲートにトリガがかかっ
てスイッチ素子Ｑ５がオンになり、トランジスタＱ、が
オフになる。こうしてトランジスタＱ１がオフになると
、整流回路Ｒｅに対する負荷のインピーダンスが発振動
作中よりも大きくなるか、ら、発振動作中には脈流成分
が多かったコンデンサＣ＋　、　Ｃｔの直列回路の両端
電圧が平滑化されることになる。すなわち、スイッチ素
子Ｑ、の両端電圧は零にならず、オン状態が継続するか
ら、トランジスタＱ、はオンになることができず、発振
動作が停止する０発振動作を再開させるには、電源を遮
断した後、再投入すればよいのである。 一方、白熱電球りに用いられているフィラメントは抵抗
が正の温度特性を有しているものであって、点灯直後で
はフィラメントの温度が低く低抵抗であるから大きなラ
ンプ電流が流れ、その後、フィラメントの温度が上昇す
ると抵抗値も上昇してランプ電流が所定値に落ち着くと
いう性質を有している。このように点灯直後に流れる大
きなランプ電流をラッシュ電流と称している。ラッシュ
電流は定常点灯時のランプ電流に対して５〜１０倍にも
達することが知られている。すなわち、第２０図に示し
たような回路でも、電源投入後の数十〜数百ミリ秒の間
、ラッシュ電流が流れることになる。

【発明が解決しようとする課題】

上述したような保護回路２を設けている場合に、電源投
入時のラッシュ電流を保護回路２が検出してしまうと、
点灯装置が発振動作をすることができず、白熱電球りが
点灯できなくなる。したがって、保護回路１の判定レベ
ル（抵抗Ｒ４、Ｒｓの接続点の電位）を、白熱電球りの
寿命末期における過大な電流は検出するがラッシュ電流
は検出しない程度の大きさに設定しなければならない、
すなわち、保護回路２の判定レベルを比較的高く設定し
なければならないから、定格電力が大きい白熱電球りを
使用したような場合には、点灯装置にとって過負荷であ
る状態が継続することになる。 第２０図に示した回路の動作についてさらに詳説する。 保護回路２の判定レベルは整流回路Ｒｅの出力を分圧し
て得られるから、第２１図（ａ）に−点Ｍ！ｌで示すよ
うに、脈流状に変動し、また、エミッタ抵抗Ｒ１の両端
電圧の包路線も、第２１図（ａ）に実線で示すように脈
流状に変動する。高周波インバータ１は発振動作をして
いるから、エミッタ抵抗Ｒ１を通過する電流は、実際に
は、第２１　（ｂ）に示すような高周波電流となる。ト
ランジスタＱ＋に流れる電流は、電源投入時には白熱電
球りへのラッシュ電流となり、その後、減衰して定常点
灯電流になるから、エミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧も始め
は大きく、次第に減少することになる。一方、白熱電球
りの寿命末期になり、二次短絡が生じると、トランジス
タＱ、には過大な電流が流れるようになる。保護回路２
において、ラッシュ電流を検出せず、白熱電球りの寿命
末期における二次短絡での電流を検出できるようにする
には、保護回路２の判定レベルを、ラッシュ電流が流れ
ているときのエミッタ抵抗Ｒ１の両端電圧よりも大きく
、かつ、二次短絡における過大な電流が流れているとき
のエミッタ抵抗Ｒ２の両端電圧よりも小さく設定する必
要がある。説明を容易にするために、ピーク電圧に注目
するとすれば、第２１図（ａ）における２つの電圧レベ
ルＴ　ａ　、　Ｔ　ｂの間に判定レベルＴｓを設定しな
ければならないことになる（Ｔａ＜Ｔｓ＜Ｔｂ）、Ｌか
しながら、点灯装置の各部品や白熱電球りの特性のばら
つきや、環境条件の変化を考慮すると、両電圧Ｔａ。 Ｔｂの差を大きくとることができず、高精度の部品を用
いる必要が生じてコスト高になったり、調整が必要にな
って作業が増加するなどの問題が生じる。 ラッシュ電流に対応するエミッタ抵抗Ｒ７の両端電圧Ｔ
ａと、二次短絡時におけるエミッタ抵抗Ｒ５の過大電流
に対応するエミッタ抵抗Ｒ１の両端電圧Ｔｂと、エミッ
タ抵抗Ｒ１の両端電圧の変化傾向とを第２２図に示す、
第２０図に示した点灯装置では、第２２図における斜線
部の範囲に基準電圧を設定していたが、定常点灯状態で
は、エミッタ抵抗Ｒ１の両端電圧Ｔｃはラッシュ電流に
対応するエミッタ抵抗Ｒ３の両端電圧Ｔａよりもはるか
に小さいから、Ｔｃ＜Ｔｓ＜Ｔｂとなるように第２２図
に一点鎖線で示すような判定レベルＴＳを設定すること
ができれば、判定レベルＴｓの設定が容易になり、部品
の精度が問題にならなくなり調整も不要になると考えら
れる。本発明はこの点に着目してなされたものである。 本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、過
大な電流が流れる寿命末期や点灯中の過負荷状態を検出
して素子を破壊から保護し、がっ、電源投入初期のラッ
シュ電流による誤動作が生じないようにした白熱電球用
高周波点灯装置を提供しようとするものである。

【課題を解決するための手段】

本発明では、上記目的を達成するために、請求項１の構
成では、白熱電球に高周波電力を供給して点灯させる高
周波インバータと、ランプ電流が過大になったことを検
出すると高側、波インバータを停止させる保護回路とを
設けた白熱電球用高周波点灯装置において、白熱電球へ
の給電開始初期と定常点灯時とで保護回路におけるラン
プ電流の判定条件を変更する判定条件設定手段を設けて
いるのである。 請求項２の構成では、判定条件設定手段は、白熱電球へ
の給電開始から所定時間だけ、保護回路の機能を停止さ
せるようにしている。 請求項３の構成では、判定条件設定手段は、白熱電球へ
の給電開始から所定時間だけ、保護回路が高周波インバ
ータを停止させるランプ電流の判定レベルを定常点灯時
よりも高レベルに設定するようにしている。 請求項４の構成では、判定条件設定手段は、白熱電球へ
の給電開始初期には、保護回路が高周波インバータを停
止させるランプ電流の判定レベルを定常点灯時よりも高
レベルに設定し、判定レベルを徐々に低減するようにし
ている。 請求項５の構成では、白熱電球に高周波電力を供給して
点灯させる高周波インバータと、ランプ電流が過大にな
ったことを検出すると高周波インバータを停止させる保
護回路とを設けた白熱電球用高周波点灯装置において、
過大なランプ電流が継続している時間が所定時間以上に
なると高周波インバータを停止させるように保護回路を
構成している。

【作用】

請求項１の構成によれば、白熱電球への給電開始初期に
おける保護回路の判定条件を定常点灯時の判定条件とは
異なるようにしているから、白熱電球への給電開始初期
におけるラッシュ電流では保護回路によって高周波イン
バータが停止しないようにするのが容易であり、しかも
、定常点灯状態では過大電流を検出条件の設定範囲を広
くとることができるのである。その結果、保護回路に精
度の高い部品を用いることなく、過大電流が流れたとき
には高周波インバータを確実に停止させることができる
のである。 請求項２の構成によれば、白熱電球への給電開始から所
定時間は、保護回路の機能を停止しているのであって、
定常点灯状態のみを対象にして保護回路を動作させれば
よいから、保護回路の判定レベルの設定が容易になるの
である。 請求項３および請求項４の構成では、白熱電球への給電
開始初期に判定レベルを高くし、定常点灯時では判定レ
ベルを低くするから、給電開始初期におけるラッシュ電
流では保護回路を動作させずに、二次短絡等の過大電流
発生時にのみ保護回路を動作させて高周波インバータを
停止させることができるのである。 請求項５の構成では、過大電流が発生している継続時間
が所定時間以上になると高周波インバータを停止させる
ようにしているから、白熱電球への給電開始初期にのみ
短時間発生するラッシュ電流と、二次短絡時等の長時間
に互って継続する過大電流とを確実に識別することがで
きる。

【実施例１】 本実施例では、第２０図に示した回路におけるスイッチ
素子Ｑ、のカソードとゲートとの間にトランジスタより
なるスイッチ素子Ｑ・を挿入し、電源投入から一定時間
だけスイッチ素子Ｑ６をオンにする例を示す、他の構成
は第２０図に示した回路と同様である。 このスイッチ素子Ｑ６を付加したことにより、電源投入
からスイッチ素子Ｑ６がオンである期間は、スイッチ素
子Ｑ、は必ずオフ状態に保たれることになる。スイッチ
素子Ｑ、のオン期間を電源投入から定常点灯状態に移行
する程度の時間に設定しておけば、電源投入時にラッシ
ュ電流が流れて比較素子Ｑ４がオンとなる条件であって
も、スイッチ素子Ｑ、にトリガがかからない、したがっ
て、保護回路２の判定レベルがどのように設定されてい
たとしても、保護回路２は点灯装置の発振動作を停止さ
せないのであって、定常点灯状態でのエミッタ抵抗Ｒ１
の両端電圧と、寿命末期における二次短絡が生じている
状態でのエミッタ抵抗Ｒ８の両端電圧との間で判定レベ
ルを設定することができ、判定レベルの設定範囲を広く
することができるのである。その結果、設計の余裕度が
大きくなるという効果が得られる。また、判定レベルを
低く設定することができるから、定常点灯状態における
過負荷状態も検出できるようになるのである。さらに、
定常点灯状態であれば、ラッシュ電流が検出されるから
、電源投入後に、白熱電球りを装着したような場合には
、ラッシュ電流を検出して発振動作を停止させることが
できる。これにより、白熱電球りから発生する熱による
火傷などを防止することができる。

【実施例２】 本実施例では、第２図に示すように、実施例１では、ト
ランジスタＱ、に流れる電流をエミッタ抵抗Ｒ１の両端
電圧によって検出していたが、本実施例では電流トラン
スＴ２の２次巻線に誘起される電圧によって検出するよ
うにしている。 すなわち、整流回路Ｒｅの出力である直流電源Ｅの両端
間には抵抗Ｒ６とツェナーダイオードＺＤ、との直列回
路が接続され、ツェナーダイオードＺＤ、にはコンデン
サＣ４が並列接続される。保護回路２には、ツェナーダ
イオードＺＤ、の両端間より定電圧が供給される。 電源を投入すると、抵抗Ｒａ　、　Ｒ７を介してコンデ
ンサＣ５が充電される。コンデンサＣ３の両端電圧が抵
抗Ｒ，，Ｒ，の接続点の電圧より低い間は、第１の比較
回路ＣＰＩの出力レベルはＬ″であり、第１の比較回路
ＣＰ　＋はオープンコレクタであるから、第２の比較回
路ＣＰ２の非反転入力も“Ｌ”になる、すなわち、第２
の比較回路ＣＰ２の出力レベルも“Ｌ″であって、トラ
ンジスタＱ、はオフになる。したがって、抵抗Ｒ，，Ｒ
，，を介してコンデンサＣ６が充電され、コンデンサＣ
６の両端電圧がＳＢＳよりなるトリガ素子Ｑ、のブレー
クオーバ電圧を越えるとトリガ素子Ｑ、がオンになり、
トランジスタＱ、が順バイアスされて発振動作が開始さ
れる。このときトランジスタＱ、にラッシュ電流が流れ
るが、第１の比較回路ＣＰ、および第２の比較回路ＣＰ
２の出力レベルが“Ｌ”であり、トランジスタＱｔはオ
フになるから、発振動作は継続されることになる。 コンデンサＣ５の充電が進み両端電圧が抵抗Ｒ８゜Ｒ，
の接続点の電位よりも高くなると、第１の比較回路ＣＰ
Ｉの出力レベルは“Ｈ”になる、したがって、第２の比
較回路ＣＰ２の非反転入力に、電流トランスＴ２の２次
巻線の両端電圧を抵抗ＲＲＩ２により分圧した電圧が印
加される。ここで、白熱電球りが定常点灯状態になって
いれば、抵抗Ｒ，，，Ｒ目の接続点の電位は、抵抗Ｒ１
３，Ｒ１の接続点の電位よりも低くなるから、第２の比
較回路Ｃ２０の出力レベルは“Ｌ”に保たれる。すなわ
ち、発振動作が継続するのである。 次に、白熱電球りに二次短絡が生じたり過負荷であって
トランジスタＱ、に流れる電流が過大になると、電流ト
ランスＴ２の二次巻線に誘起される電圧も増加するから
、抵抗Ｒ，，，Ｒ，２の接続点の電位が上昇する。この
電位が、抵抗Ｒ１３，Ｒ，。 の接続点の電位である判定レベルを越えると、第２の比
較回路ＣＰ２の出力レベルは“Ｈ”になり、トランジス
タＱ、がオンになる。これにより、トランジスタＱ１に
ベース電流が流れなくなり、高周波インバータ１の発振
動作が停止する０発振が一旦停止すると、コンデンサＣ
６に充電されてトリガ素子Ｑ８がオンにな′っても、ト
ランジスタＱγがオンであるから、トランジスタＱ、は
オンになることができず、発振動作は再起動されないの
である。その後、抵抗Ｒ，，−）リガ素子Ｑ、−トラン
ジスタＱ７の経路を通してトリガ素子Ｑ、に保持電流が
流れ続ける。また、発振動作が停止しているときには、
第２の比較回路ＣＰ　２の出力レベルが“Ｈ”になるか
ら、ダイオードＤ、がオンになり、抵抗ＲＩ５、ダイオ
ードＤ１、抵抗Ｒ１２の直列回路がツェナーダイオード
ＺＤ、の両端間に接続されることになる。こうして、第
２の比較回路ＣＰ　２の非反転入力は“Ｈ”に保たれる
のであり、点灯装置の発振動作が停止して電流トランス
Ｔ２の２次巻線に電圧が誘起されなくなっても第２の比
較回路ＣＰ２の出力レベルは“Ｈ”に維持されることに
なる。すなわち、定常点灯状態で過大な電流を検出して
発振動作が一旦停止すると、以後は停止状態を保持する
のである。また、発振動作を再起動させるには電源を再
投入すればよい。 以上のようにして、抵抗Ｒａ　、　ＲｔとコンデンサＣ
３とにより設定される時間は保護回路２としての動作を
停止して高周波インバータ１の発振動作を継続させ、そ
の後、定常点灯状態になると保護回路２として動作する
ようにしているのである。 その結果、保護回路２が動作する判定レベル（抵抗Ｒ１
５、Ｒｌ　４の接続点の電位）を、抵抗Ｒ目、Ｒ，２の
接続点の定常点灯状態における電位と寿命末期の電位と
の間の範囲で設定することができ、判定レベルを比較的
広い範囲で選択することができるのである。すなわち、
設計の余裕度を大きくとることができるのである。

【実施例３】 上記各実施例では、電源投入後の一定時間は保護回路２
が機能しないようにして、保護回路２によるラッシュ電
流の検出を防止していたが、本実施例では、電源投入後
から保護回路２の判定レベルを変更することにより、ラ
ッシュ電流による保護回路２の誤動作を防止するように
した例を示している。 すなわち、第３図に示すように、第２０図に示した従来
回路に対して、抵抗Ｒ４に並列接続したコンデンサＣ１
と、抵抗Ｒ４、Ｒｓの直列回路に並列接続したコンデン
サＣＩＧと、整流回路Ｒｅの正出力端と抵抗Ｒ１の一端
との間に挿入された抵抗Ｒ１６およびダイオードＤ２と
を付加した構成を有している。 上述したように、高周波インバータ１が発振動作するか
どうかは、スイッチ素子Ｑｓのオン・オフにより決定さ
れるのであって、このスイッチ素子Ｑ、は、比較素子Ｑ
４がオンになるとオンになるようにしである。したがっ
て、比較素子Ｑ、をオンにするレベルが保護回路２の判
定レベルとなるのであって、本実施例では、第４図に一
点鎖線で示すように、判定レベル（ピーク値を示してい
る）が電源投入後から次第に小さくなるようにしている
のである。すなわち、電源投入直後には、ＰＵＴよりな
る比較素子Ｑ、への判定レベルを高くして、トランジス
タＱ、のエミッタ抵抗Ｒ１によりラッシュ電流が検出さ
れても比較素子Ｑ、がオンにならないようにしている。 その後、比較素子Ｑ。 の判定レベルを次第に下げ、白熱電球りが定常点灯状態
に達する頃には、ラッシュ電流よりも小さい過大電流で
も比較素子Ｑ、がオンになるようにしているのである。 ここに、第４図の実線は正常時のランプ電流を示し、破
線は二次短絡時のランプ電流を示す、他の動作について
は、従来回路と同様であるから説明を省略する。

【実施例４】 本実施例では、電源投入直後と白熱電球りの定常点灯時
とで保護回路２の判定レベルを変更するようにした例を
示す。 本実施例の保護回路２は、電源部３、過電流検出部４、
ラッチ回路部５、発振停止回路部６よりなる。電源部３
は、整流回路Ｒｅの出力をダイオードＤ、および抵抗Ｒ
″１．を介してツェナーダイオードＺＤ、の両端間に印
加し、コンデンサＣＩ＋により平滑化することにより、
保護回路２への直流電源を得ている。また、コンデンサ
Ｃ目の両端間には、抵抗Ｒ１ｍとツェナーダイオードＺ
Ｄ３との直列回路が接続される。 過電流検出部４は、高周波インバータ１における電流ト
ランスＴ２の二次巻線に誘起された電圧を抵抗Ｒ，！、
Ｒ，・により分圧した電圧を、第１の比較回路ＣＰ、に
より判定レベルと比較し、抵抗Ｒ，，，Ｒ，。の接続点
の電位が判定レベルよりも高くなると、第１の比較回路
ＣＰ３の出力を“Ｌ”にする、また、スイッチＳＷをオ
ンにして電源を投入すると（第６図（ａ）参照）、抵抗
Ｒ７，を介してコンデンサＣＩ２が充電されるようにな
っている（第６図（ｂ）参照）、コンデンサＣ＋Ｚの両
端電圧が低い間は、ツェナーダイオードＺＤ、がオフで
あり、トランジスタＱ、がオフ、トランジスタＱ、。が
オンとなって（第６図（ｃ）参照）トランジス７０口が
オンになる（第６図（ｄ）参照）ようにしである。ここ
に、第６図（ｂ）における−点鎖線はツェナーダイオー
ドＺＤ４のブレークオーバ電圧を示す。したがって、こ
のときには抵抗Ｒ２２の両端間が短絡され、抵抗Ｒ２３
の両端電圧である判定レベルは、ツェナーダイオードＺ
Ｄｊの両端電圧と等しくなる。また、コンデンサＣ１２
の両端電圧が上昇してツェナーダイオードＺＤ、がオン
になると、トランジスタＱ、がオフになり、判定レベル
は、ツェナーダイオードＺＤ、の両端電圧を抵抗Ｒ２，
、Ｒ２゜で分圧した電圧となる。このように、過電流検
出部４では、第６Ｑ？Ｉ（ｅ）に−点鎖線で示すように
、電源投入直後には判定レベルを高レベルとし、所定時
間が経過すると判定レベルを低レベルとするようにして
２段階の判定レベルを設定している。 ここに、第６図（ｅ）の実線は正常時のランプ電圧、破
線は二次短絡時のランプ電圧を示す。 ラッチ回路部５は、過電流検出部４の第１の比較回路Ｃ
Ｐ　３の出力レベルが“Ｌ”のときに出力レベルを“Ｈ
”にする第２の比較回路ＣＰ　４を備えている。第２の
比較回路ＣＰ、の非反転入力には、ツェナーダイオード
Ｚ　Ｄ　３の両端電圧を分圧する抵抗Ｒ，，，Ｒ，，の
接続点が接続され、反転入力には、トランジスタＱ　＋
　２のエミッターコレクタ間に接続された一対の抵抗Ｒ
，，，Ｒ，，の接続点と、第１の比較回路ＣＰ　’ｓの
出力が接続されている。すなわち、第２の比較回路ＣＰ
　＜の反転入力が“Ｈ”になることにより、第２の比較
回路ＣＰ、の出力レベルがＬ′″になると、トランジス
タＱ　Ｉ　２がオンになり、第２の比較回路ＣＰ　４の
反転入力を“Ｈ”にラッチするのである。 発振停止回路部６は、ラッチ回路部５の出力が“Ｈ″で
あるときに、トランジスタＱＩ３をオンにすることによ
って、トランジスタＱ　＋　４　、　Ｑ　＋　５をオフ
にする。トランジスタＱｚ、ＱＣｓがオンになれば、高
周波インバータ１のコンデンサＣ３が放電されるととも
に、トランジスタＱ、のベース−エミッタ間が短絡され
るから、高周波インバータ１の発振動作が停止する。 以上の構成によれば、電源投入後、抵抗Ｒ２＋とコンデ
ンサＣＩ２とにより設定された時間は、第１の比較回路
ＣＰ、の判定レベルが高い状態に保たれるから、ラッシ
ュ電流によって抵抗Ｒ，，，Ｒ，０の接続点の電位が高
くなっても第１の比較回路ＣＰ、の出力レベルは“Ｌ”
に保たれる。その結果、第２の比較回路ＣＰ、の出力レ
ベルは“Ｈ″であって、高周波インバータ１は発振動作
を継続する。 また、コンデンサＣＩ２が充電されると、第１の比較回
路ＣＰ、の判定レベルが下がり、二次短絡等によって電
流トランスＴ２の二次巻線に過大な電流が流れたときに
は、抵抗Ｒ＋　＊　、　Ｒ２゜の接続点の電位が上昇し
て第１の比較回路ＣＰ　ｙの出力レベルが“Ｈ”になる
、その結果、ラッチ回路部５の第２の比較回路ＣＰ４の
出力レベルがＬ”になり、発振停止回路６のトランジス
タＱ　＋　４１　Ｑ　＋　ｓがオンになって、高周波イ
ンバータ１の発振動作が停止するのである。 第７図は正常時の動作、第８図は二次短絡時の動作を示
す、ここに、各図（ａ）の実線はランプ電圧、−点鎖線
は判定レベルを示し、各図（ｂ）〜（ｆ）は、第１の比
較回路ＣＰ　ｚの出力レベル、第２の比較回路ＣＰ、の
出力レベル、トランジスタＱ　＋　３のオン・オフ状態
、トランジスタＱ、、、Ｑ口のオン、・オフ状態、高周
波インバータ１のトランジスタＱ１のコレクタ電流をそ
れぞれ示している。 以上の構成によれば、電源投入時には、ラッシュ電流を
゛検出しないように保護回路２の判定レベルを高く設定
し、その後、定常点灯状態に移行したと考えられる時間
が経過すると判定レベルを下げるから、ラッシュ電流に
よる誤動作を防止しながらも二次短絡時などの過電流を
確実に検出することができるのである。

【実施例５】 本実施例は、第５図に示した実施例４における過電流検
出部４の構成を変更したものである。過電流検出部４に
おける第１の比較回路ＣＰ　、ｌの反転入力には、第９
図のように、抵抗Ｒ，，，Ｒ，，の接続点が接続され、
抵抗Ｒ２２にはコンデンサＣ１１が並列接続される。 電源投入時（第１０図（ａ）参照）には、コンデンサＣ
Ｉ３の両端電圧は零であるから、第１０図（ｂ）に−点
鎖線で示すように、抵抗Ｒ２，の両端電圧はツェナーダ
イオードＺ　Ｄ　３の両端電圧に等しくなり、その後、
コンデンサＣ１ｆｆの充電が進むと、抵抗Ｒ２３の両端
電圧は徐々に低下する。コンデンサＣＩ３の充電完了時
には、抵抗Ｒ２３の両端電圧はツェナーダイオードＺ　
Ｄ　ｓの両端電圧を抵抗Ｒ２２゜Ｒ２３で分圧した電圧
になる。すなわち、第１の比較回路ＣＰ１の判定レベル
が電源投入後から徐々に低下するのであって、保護回路
２をラッシュ電流では動作せず、二次短絡等の過大電流
では動作するように設定できるのである。第１０図にお
いて、実線は正常時のランプ電圧、破線は二次短絡時の
ランプ電圧を示す。 第１１図は正常時の動作、第１２図は二次短絡時の動作
を示す。ここに、各図（ａ）の−点鎖線は判定レベル、
実線はランプ電圧を示し、各図（ｂ）〜（ｆ）は、第１
の比較回路ＣＰ１の出力レベル、第２の比較回路ＣＰ４
の出力レベル、トランジスタＱ　＋　ｆｆのオン・オフ
状態、トランジスタＱ　＋　４１　Ｑ　ｌｓのオン・オ
フ状態、高周波インバータ１のトランジスタＱ１のコレ
クタ電流をそれぞれ示すものである。

【実施例６】 本実施例では、第１３図に示すように、実施例５におけ
る過電流検出部４のコンデンサＣＩ３を外すとともにラ
ッチ回路部５における反転入力にコンデンサＣＩ４を接
続しているものである。このコンデンサＣＩ４は、抵抗
Ｒ２１と抵抗Ｒ２，との直列回路に並列接続されており
、抵抗Ｒ２，とともに第１の比較回路ＣＰ　３の出力を
積分する積分回路を構成している。 第１の比較回路ＣＰ３は、上述したように、抵抗Ｒ＋　
ｓ　、　Ｒ２゜の接続点の電位が、抵抗Ｒ２２，Ｒ２，
の接続点の電位より大きくなるという条件が成立すると
出力レベルを“Ｈ″にする。抵抗Ｒ，，，Ｒ２゜の接続
点での電圧波形は脈流状であるから、上記条件は、成立
するとしても商用電源ＡＣの半サイクル毎であり、この
とき、第１の比較回路ＣＰ、からは商用電源ＡＣの半サ
イクルに同期したパルス状の出力が得られることになる
。 電源投入直後のラッシュ電流は、比較的短時間で減少し
て定常点灯状態に移行するから、ラッシュ電流に対して
は短時間のうちにパルスは発生しなくなる。一方、二次
短絡時のような過大電流は長時間に互って継続するから
、この場合にはパルスは継続して出力されることになる
。 したがって、ラッシュ電流が発生しているときには、コ
ンデンサＣＩ４の両端電圧はあまり上昇せず、第２の比
較回路ＣＰ　４の出力レベルは“Ｈ”に保たれることに
なる。その結果、発振停止回路部６のトランジスタＱ　
＋　４１　Ｑ　＋　ｓはオフに保たれることになり、高
周波インバータ１の発振動作は継続される。一方、二次
短絡時のような過大電流が発生すると、パルスが多数個
発生するから、コンデンサＣＩ４の両端電圧が上昇し、
第２の比較回路ＣＰ、の出力レベルが“Ｌ”になる、こ
の時点で、トランジスタＱ、、、Ｑ、ｓがオンになり、
高周波インバータ１の発振動作は停止するのである。 第１４図に正常時の動作を示し、第１５図に二次短絡時
の動作を示す、ここに、各図ｂ）の−点鎖線は抵抗Ｒ２
□、Ｒ２，の接続点の電位を示し、実線は抵抗Ｒ，，，
Ｒ，。の接続点の電位を示す、また、各図（ｂ）は、第
１の比較回路ＣＰ３の出力を示し、各図（ｃ）の−点鎖
線は抵抗Ｒ２，、Ｒ２，の接続点の電位、実線はコンデ
ンサＣ１，の両端電圧を示し、各図（ｄ）〜（ｇ）は、
第２の比較回路ＣＰ　４の出力、トランジスタＱ　＋　
３のオン・オフ状態、トランジスタＱ　Ｉ　４１　Ｑ　
＋　ｓのオン・オフ状態、トランジスタＱ１のコレクタ
電流をそれぞれ示す。

【実施例７】 本実施例は、実施例４と比較すると、過電流検出部４と
ラッチ回路部５との構成が異なっているものである。 過電流検出部４は、電流トランスＴ２の二次巻線に誘起
される電圧を検出し、ツェナーダイオードＺＤ、がブレ
ークオーバすると、ダイオードＤ４と抵抗Ｒ７，を介し
てコンデンサＣＩ５を充電するようになっている。コン
デンサＣＩ５の両端電圧は、比較回路ＣＰ、により、ツ
ェナーダイオードＺ　Ｄ　３の両端電圧を分圧する抵抗
Ｒ１゜、Ｒ，、の接続点の電位と比較される。比較回路
ＣＰ、は、抵抗Ｒ１゜。 Ｒ３１の接続点の電位よりも、コンデンサＣＩ５の両端
電圧の方が高いと、出力レベルを″Ｌ”にし、発振停止
回路部６のトランジスタＱ　＋　３をオフにし、トラン
ジスタＱ　１４　、　Ｑ　Ｉｓをオンにする。このとき
、高周波インバータ１の発振動作は停止する。また、比
較回路ＣＰ、の出力レベルが“Ｌ”になると、ラッチ回
路部５のトランジスタＱ　＋　ｓをオンにし、比較回路
ＣＰ、の反転入力が、抵抗Ｒ１゜、Ｒ５，の接続点の電
位よりも高くなるようにする。すなわち、電源が切られ
るまで、比較回路ＣＰ、の出力レベルを“Ｌ″にラッチ
するのである。 以上の構成によれば、正常時には、第１７図＜ａ）に実
線で示すように、電流トランスＴ２の二次巻線の出力電
圧は電源投入後から徐々に減衰し、ツェナーダイオード
Ｚ　Ｄ　ｓのブレークオーバ電圧（−点鎖線で示す）を
越えてもその回数は少ない、したがって、コンデンサＣ
Ｉｓの両端電圧は第１７図（ｂ）のようにわずかに上昇
するが、抵抗Ｒ５゜、Ｒ，。 の接続点の電位（−点鎖線で示す）には至らない。 すなわち、比較回路ＣＰ、の出力レベルは“Ｈ”に保た
れ（第１７図（ｃ）参照）、第１７図（ｄ）に示すよう
にトランジスタＱ　Ｉｓはオンになり、第１７図（ｅ）
に示すようにトランジスタＱ　Ｉ　４１　Ｑ　＋　、は
オフになる。その結果、高周波インバータ１は発振動作
を継続し、トランジスタＱ＋のコレクタ電流は第１７図
（ｆ）のようになる、すなわち、ラッシュ電流では保護
回路２は高周波インバータ１の発振動作を停止させるこ
とはない。 一方、二次短絡時などの過大電流発生時には、第１８図
（ａ）に実線で示すように、電流トランスＴ２の二次巻
線の出力電圧は、ツェナーダイオードｚＤＳのブレーク
オーバ電圧（−点鎖線で示す）を何度も越えるから、コ
ンデンサＣＩ５の両端電圧は、第１８図（ｂ）に示すよ
うに徐々に上昇し、やがて抵抗Ｒ５゜、　Ｒｆｆｌの接
続点の電位（第１８図（ｂ）に−点鎖線で示す）を越え
るようになる。この状態になると、第１８図（ｃ）に示
すように、比較回路ＣＰ、の出力レベルは“Ｈ′からＩ
−”になり、第１８図（ｄ）のようにトランジスタＱ　
＋　３がオフになり、第１８図（ｅ）のようにトランジ
スタＱ　ｌ　４１　Ｑ　Ｉｓがオンになる。その結果、
第１８図（ｆ）に示すように、高周波インバータ１の発
振動作が停止するのである。 以上のように、電源投入直後のラッシュ電流では、高周
波インバータ１の発振動作を停止させることがなく、二
次短絡時のような過大電流に対しては発振動作を停止さ
せることができるのである。 また、実施例６と同様に、電流トランスＴ２の二次巻線
に誘起される電圧が、商用電源ＡＣの半サイクルに同期
して判定レベルを越える回数に基づいて、ラッシュ電流
と二次短絡時等の過大電流とを識別しているから、判定
条件に余裕を持たせることができるのである。 上記各実施例では、高周波インバータとしていわゆる自
励式のハーフブリッジ方式とした構成を示しているが、
他の構成でもよいのはもちろんのことである。

【発明の効果】

本発明は上述のように、請求項１の構成では、白熱電球
に高周波電力を供給して点灯させる高周波インバータと
、ランプ電流が過大になったことを検出すると高周波イ
ンバータを停止させる保護回路とを設けた白熱電球用高
周波点灯装置において、白熱電球への給電開始初期と定
常点灯時とで保護回路におけるランプ電流の判定条件を
変更する判定条件設定手段を設けているものであり、白
熱電球への給電開始初期における保護回路の判定条件を
定常点灯時の判定条件とは異なるようにしているから、
白熱電球への給電開始初期におけるラッシュ電流では保
護回路によって高周波インバータが停止しないようにす
るのが容易であり、しかも、定常点灯状態では過大電流
を検出条件の設定範囲を広くとることができるという利
点がある。 その結果、保護回路に精度の高い部品を用いることなく
、過大電流が流れたときには高周波インバータを確実に
停止させることができるという効果を奏するのである。 請求項２の構成では、判定条件設定手段は、白熱電球へ
の給電開始から所定時間だけ、保護回路の機能を停止さ
せるようにしているものであり、白熱電球への給ｔｒＭ
始から所定時間は、保護回路の機能を停止しているので
あって、定常点灯状態のみを対象にして保護回路を動作
させればよいから、保護回路の判定レベルの設定が容易
になるという利点がある。 請求項３の構成では、判定条件設定手段は、白熱電球へ
の給電開始から所定時間だけ、保護回路が高周波インバ
ータを停止させるランプ電流の判定レベルを定常点灯時
よりも高レベルに設定するようにし、また、請求項４の
構成では、判定条件設定手段は、白熱電球への給電開始
初期には、保護回路が高周波インバータを停止させるラ
ンプ電流の判定レベルを定常点灯時よりも高レベルに設
定し、判定レベルを徐々に低減するようにしているもの
であり、白熱電球への給電開始初期に判定レベルを高く
し、定常点灯時では判定レベルを低くするから、給電開
始初期におけるラッシュ電流では保護回路を動作させず
に、二次短絡等の過大電流発生時にのみ保護回路を動作
させて高周波インバータを停止させることができるとい
う利点がある。 請求項５の構成では、白熱電球に高周波電力を供給して
点灯させる高周波インバータと、ランプ電流が過大にな
ったことを検出すると高周波インバータを停止させる保
護回路とを設けた白熱電球用高周波点灯装置において、
過大なランプ電流が継続している時間が所定時間以上に
なると高周波インバータを停止させるように保護回路を
構成しているものであり、過大電流が発生している継続
時間が所定時間以上になると高周波インバータを停止さ
せるようにしているから、白熱電球への給電開始初期に
のみ短時間発生するラッシュ電流と、二次短絡時等の長
時間に互って継続する過大電流とを確実に識別すること
ができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１を示す回路図、第２図は本発
明の実施例２を示す回路図、第３図は本発明の実施例３
を示す回路図、第４図は同上の動作説明図、第５図は本
発明の実施例４を示す回路図、第６図ないし第８図は同
上の動作説明図、第９図は本発明の実施例５を示す回路
図、第１０図ないし第１２図は同上の動作説明図、第１
３図は本発明の実施例６を示す回路図、第１４図および
第１５図は同上の動作説明図、第１６図は本発明の実施
例７を示す回路図、第１７図および第１８図は同上の動
作説明図、第１９図は本発明に係る白熱電球用高周波点
灯装置に用いる高周波インバータの基本構成を示す回路
図、第２０図は従来例を示す回路図、第２１図および第
２２図は同上の動作説明図である。 １・・・高周波インバータ、２・・・保護回路、３・・
・電深部、 ４・・・過電流検出部、 ５・・・ラッチ回路部、 ・・・発振停止回路部。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）白熱電球に高周波電力を供給して点灯させる高周
   波インバータと、ランプ電流が過大になつたことを検出
   すると高周波インバータを停止させる保護回路とを備え
   た白熱電球用高周波点灯装置において、白熱電球への給
   電開始初期と定常点灯時とで保護回路におけるランプ電
   流の判定条件を変更する判定条件設定手段を具備して成
   ることを特徴とする白熱電球用高周波点灯装置。
2. （２）判定条件設定手段は、白熱電球への給電開始から
   所定時間だけ、保護回路の機能を停止させることを特徴
   とする請求項１記載の白熱電球用高周波点灯装置。
3. （３）判定条件設定手段は、白熱電球への給電開始から
   所定時間だけ、保護回路が高周波インバータを停止させ
   るランプ電流の判定レベルを定常点灯時よりも高レベル
   に設定することを特徴とする請求項１記載の白熱電球用
   高周波点灯装置。
4. （４）判定条件設定手段は、白熱電球への給電開始初期
   には、保護回路が高周波インバータを停止させるランプ
   電流の判定レベルを定常点灯時よりも高レベルに設定し
   、判定レベルを徐々に低減することを特徴とする請求項
   １記載の白熱電球用高周波点灯装置。
5. （５）白熱電球に高周波電力を供給して点灯させる高周
   波インバータと、ランプ電流が過大になったことを検出
   すると高周波インバータを停止させる保護回路とを備え
   た白熱電球用高周波点灯装置において、保護回路は、過
   大なランプ電流が継続している時間が所定時間以上にな
   ると高周波インバータを停止させることを特徴とする白
   熱電球用高周波点灯装置。