JPH01218364A

JPH01218364A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH01218364A
Application number: JP63044710A
Authority: JP
Inventors: Naokage Kishimoto; 直景岸本; Satoshi Teramoto; 寺本　悟志
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1988-02-24
Filing date: 1988-02-24
Publication date: 1989-08-31

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、例えばスイッチング電源装置や放電灯点灯
装置等に使用されるインバータ装置に関するものである
。

〔従来の技術〕

従来のインバータ装置は、第４図に示すように、交流電
源ＡＣに整流平滑回路１を接続した直流電源２と、この
直流電源２の出力端に例えばＮＰＮ型のトランジスタか
らなるスイッチング素子Ｑ１゜Ｑ２と抵抗Ｒ１を直列に
接続し、スイッチング素子であるトランジスタＱ、、Ｑ
、のそれぞれのコレクタ・エミッタ間にそれぞれダイオ
ードＤ＋、Ｄｚを逆並列接続している。

そして、直流電源２の出力端に接続した発振駆動回路３
の出力端にスイッチング素子ＱＩ、Ｑ！であるトランジ
スタのそれぞれのベースを接続し、スイッチング素子Ｑ
８と抵抗Ｒ，との接続点から直流型ａ２の低電位側端に
ダイオードＤ、′を介し抵抗Ｒ，／　とコンデンサＣ，
ｌの並列回路を直列接続した電流検出回路４′を接続し
ている。

また、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、の接続点より直流電
源２の低電位側端に限流用のチョークコイルからなるイ
ンダクタンス素子り、と共振に寄与しない大容量の電源
用のコンデンサＣ１および共振用のコンデンサＣ！の直
列回路を接続し、コンデンサＣ！の両端に例えば放電灯
からなる負荷ＤＬＩを接続している。この場合、インダ
クタンス素子ＬＩとコンデンサＣ！とで共振回路６を構
成している。

そして、電流検出回路４′のダイオードＤ、′と抵抗Ｒ
，ＩとコンデンサＣ，Ｉの共通接続点を保護回路５′内
の比較回路ＣＰの非反転入力端子に接続し、また、比較
回路ＣＰの反転入力端子に閾値Ｅを加え、保護回路５′
の出力端を発振駆動回路３の入力端に接続している。

このインバータ装置によると、直流電源２は、交流電源
ＡＣが投入されると、整流平滑回路１を介し整流平滑し
た直流電源電圧を発振駆動回路３に印加する。

発振駆動回路３は、直流電源電圧が直流電源２から印加
されるとスイッチング素子Ｑ、、Ｑ、に交　　　　′互
に高レベルとなる駆動信号を出力し、スイッチング素子
Ｑ、、Ｑ、は発振駆動回路３の駆動信号により交互にオ
ン・オフを繰り返す。

これにより、スイッチング素子Ｑ１．Ｑｔの接続点Ａの
電圧は矩形波状の電圧となり、この電圧がインダクタン
ス素子り、とコンデンサＣ２からなる共振回路６に印加
される。そして、発振駆動回路３より出力される駆動信
号の周波数を徐々に共振回路６の共振周波数に近づける
ことによりコンデンサＣ８に共振電流が多く流れ、コン
デンサＣ２の両端電圧が上昇して放電灯からなる負荷Ｄ
Ｌ。

が点灯する。

また、抵抗Ｒ，には、スイッチング素子Ｑ、およびダイ
オードＤ、に流れる電流が流れる。そして、電流検出回
路４′は、ダイオードＤ、′を介しコンデンサＣ，ｌを
スイッチング素子Ｑ２に流れる電流のピーク値に対応し
た電圧Ｖ　Ｃ３’に充電する。

保護回路５′は、コンデンサ０３′の充電電圧ＶＣ！’
を保護回路５′内の比較器ＣＰに入力し、閾値Ｅと充電
電圧ｖｃｓ’とを比較し、充電電圧ＶＣ，’が閾値Ｅを
超えた時に、比較器ＣＰから過電流検出信号を発生して
発振駆動回路３へ与える。

この結果、発振駆動回路３は、駆動信号の出力を停止し
、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のスイッチング動作を停
止し、それらの過電流による破損を防止する。

ここで、放電灯からなる負荷ＤＬ、が正常点灯している
場合または負荷ＤＬ、が正常であって駆動信号の周波数
を共振周波数に近づけたときに負荷ＤＬ、が始動する場
合には、スイッチング素子Ｑ２には過電流が流れないの
で、コンデンサＣ３の充電電圧ＶＣ２′は低いレベルで
あって比較回路ＣＰの閾値Ｅを越えない、したがって、
比較回路ＣＰの出力は低レベルの状態を維持し、保護回
路５′は過電流検出信号を発振駆動回路３に与えない、
この結果、発振駆動回路３は、駆動信号をスイッチング
素子Ｑ１．Ｑ！に与えて放電灯からなる負荷ＤＬ、の点
灯を維持させることになる。

また、放電灯からなる負荷ＤＬ、が寿命末期の半波放電
状態であったり、負荷ＤＬ、が取り外されて無負荷状態
である場合や、放電灯からなる負荷ＤＬ、が寿命末期に
なり一対のフィランメントの活性物質が剥がれ発振駆動
回路３の駆動信号の周波数を共振周波数に近づけても放
電灯からなる負荷ＤＬ、が始動１点灯を開始しない場合
等においては、スイッチング素子Ｑ２に過電流が流れる
ため、電流検出回路４′のコンデンサＣ２’の充電電圧
ＶＣ！’は高いレベルとなって閾値Ｅよりも高くなり、
比較回路ＣＰの出力は高レベルとなる。

これにより、保護回路５′は過電流検出信号を発振駆動
回路３に与え、発振駆動回路３が駆動信号の出力を停止
して過電流によるスイッチング素子Ｑｌ、（ｈの破損を
防止する。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記した従来のインバータ装置は、単に、スイッチング
素子Ｑ８の導通時に流れる電流のピーク値を単一の電流
検出回路４′で検出し、電流検出回路４′から出力され
るピーク電流値に相当する電圧、すなわちコンデンサＣ
，ｌの充電電圧ＶＣＳを閾値Ｅと比較し、Ｙｅｓ’　＞　　Ｅのときに、過電流検出信号を発生させてスイッチング素
子Ｑ＋、Ｑ−のスイッチング動作を停止させるだけの構
成であったため、つぎに述べるような問題があった。

以下、この点について具体的に説明する。

上記インバータ装置を構成するスイ・ノチング素子Ｑ、
、Ｑ、には、異常時の状況により、進相過電流（ターン
オン直後に流れる過電流）が流れる場合と遅相過電流が
流れる場合とがある。

スイッチング素子Ｑ、に進相過電流が流れるというのは
、第５図（Ｃ）に示す駆動信号に対し、第５図（ａ）に
示すような波形の過電流が流れることであり、スイッチ
ング素子Ｑ、に遅相過電流が流れるというの、は第５図
（Ｃ）に示す駆動信号に対し、第５図（ロ）に示すよう
な波形の過電流が流れることである。

過電流により、スイッチング素子Ｑ２．Ｑｔに加えられ
るストレスは、一般に、ピーク電流値が同じである場合
に、第５図（ハ）の波形の遅相過電流が流れる場合より
第５図（ａ）の波形の進相過電流が流れる場合の方が大
きいと言われている。

しかし、上記電流検出回路４′では、例えばスイッチン
グ素子Ｑｔに流れる電流のピーク値を検出すると、第５
図（ａ）の進相過電流と第５図（ロ）の遅相過電流とで
、ピーク値が同じであれば、コンデンサＣｓ′の充電電
圧ｖｃｓ’が第５図（ｄ）、　（ｅ）に示“すように当
然同じになり、ストレスの大きさの異なる進相過電流と
遅相過電流とを区別して検出することはできず、両過電
流によるピーク電流値に相当する充電電圧ｖｃｓ’を同
一の閾値Ｅと比較することになる。

いま、閾値Ｅを遅相過電流に対して最適な値に設定する
と、進相過電流に対しては閾値Ｅが高くなりすぎ、スイ
ッチング素子Ｑ１．Ｑｔが過電流によるストレスで破壊
されてしまうおそれがある。

一方、閾値Ｅを進相過電流に対して最適な値に設定する
と、遅相過電流に対しては閾値が低くなりすぎ、スイッ
チング素子Ｑ１．Ｑｘがストレスで破壊されることが全
くない電流値であるにもかかわらず、スイッチング素子
Ｑ１．Ｑｔのスイッチング動作が停止して、負荷Ｄ　Ｌ
　＋に安定して給電することができない。

したがって、この発明の目的は、ストレスの大きい進相
過電流とストレスの小さい遅相過電流の両方に対してス
イッチング素子を最適に保護することができるインバー
タ装置を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明のインバータ装置は、直流電源と、この直流電
源の電圧を断続するスイッチング素子と、前Ｍｄ直流電
源から前記スイッチング素子を通して給電され負荷に共
振電力を供給する共振回路と、前記スイッチング素子を
周期的に導通させる駆動信号を前記スイッチング素子に
与える発振駆動回路と、前記駆動信号の立ち上がり後の
所定期間に前記スイッチング素子に流れる電流を検出す
る第１の電流検出回路と、前記駆動信号の立ち上がり後
の所定期間の経過後前記駆動信号が立ち下がるまでの期
間に前記スイッチイブ素子に流れる電流を検出する第２
の電流検出回路と、前記第１の電流検出回路の出力が第
１の闇値を超えた時に第１の過電流検出信号を発生する
第１の比較器と、前記第２の電流検出回路の出力が第２
の閾値を超えた時に第２の過電流検出信号を発生する第
２の比較器とを含み、前記第１および第２の比較器から
出力される第１および第２の過電流検出信号の各々に応
答して前記スイッチング素子の電流を減少させる方向に
前記発振駆動回路から出力される駆動信号を変化させる
保護回路とを備え、前記第１の闇値を前記第２の閾値よ
り低く設定している。

〔作　用〕

この発明の構成によれば、第１の電流検出回路によって
駆動信号の立ち上がり後の所定期間にスイッチング素子
に流れる電流が検出され、また第２の電流検出回路によ
って駆動信号の立ち上がり後の所定期間の経過後駆動信
号が立ち下がるまでの期間にスイッチング素子に流れる
電流が検出される。そして、第１および第２の電流検出
回路の出力が保護回路内の第１および第２の比較器にて
第１および第２の闇値と各々個別に比較され、第１の電
流検出回路の出力が第１の闇値を超えた時に第１の比較
器が第１の過電流検出信号を出力し、第′２の電流検出
回路の出力が第２の闇値を超えた時に第２の比較器が第
２の過電流検出信号を出力することになる。保護回路で
は、第１および第２の過電流検出信号の何れか一方が出
力された時に、発振駆動回路から出力される駆動信号を
スイッチング素子の電流を減少させる方向に変化させる
ことになる。

いま、スイッチング素子に進相過電流が流れたとき、す
なわち駆動信号の立ち上がり後の所定期間にスイッチン
グ素子に流れる電流値が過大となったときには、第１の
電流検出回路の出力が第１の閾値を越え、第１の比較器
から第１の過電流検出信号が出力され、保護回路の動作
によりスイッチング素子に流れる電流が減少し、スイッ
チング素子が保護される。

また、スイッチング素子に遅相過電流が流れたとき、す
なわち駆動信号の立ち上がり後の所定期間の経過後駆動
信号が立ち上がるまでの期間にスイッチング素子に流れ
る電流が過大となったときには、第２の電流検出回路の
出力が第２の闇値を越え、第２の比較器から第２の過電
流検出信号が出力され、上記と同様の動作によりスイッ
チング素子に流れる電流が減少し、スイッチング素子が
保護される。

この際、第１の闇値と第２の闇値とは各々独立して設定
され、第１の闇値は第２の闇値より低く設定してあり、
ストレスの大きい進相過電流に対しては小さい電流値で
保護動作が始まり、ストレスの小さい遅相過電流に対し
ては大きい電流値になるまで保護動作が始まらないこと
になる。

〔実　施　例〕

この発明の一実施例を第１図ないし第３図に基づいて説
明する。

このインバータ装置は、第１図に示すように、交流電源
ＡＣに整流平滑回路ｌを接続した直流電源２と、この直
流電源２の電圧を断続する例えばＮＰＮ型のトランジス
タからなるスイッチング素子Ｑ、、Ｑ、と、直流電源２
からスイッチング素子Ｑ１．Ｑｔを通して給電される例
えば放電灯からなる負荷ＤＬ、に共振電力を供給する共
振回路６と、スイッチング素子Ｑ１．Ｑｔを周期的に導
通させる駆動信号をスイッチング素子Ｑ１．Ｑｔに与え
る発振駆動回路３と、駆動信号の立ち上がり後の所定期
間にスイッチング素子Ｑ８に流れる電流を検出する第１
の電流検出回路４ａと、駆動信号の立ち上がり後の所定
期間の経過後駆動信号が立ち下がるまでの期間にスイッ
チング素子Ｑ雪に流れる電流を検出する第２の電流検出
回路４ｂと、第１の電流検出回路４ａの出力が第１の閾
値Ｅ１を超えた時に第１の過電流検出信号を発生する第
１の比較器ＣＰｌと２第２の電流検出回路４ｂの出力が
第２の閾値Ｅ、を超えた時に第２の過電流検出信号を発
生する第２の比較器ＣＰ２とを含み、比較器ＣＰ、、Ｃ
Ｐ、のそれぞれから出力される第１および第２の過電流
検出信号の各々に応答してスイッチング素子Ｑ、、Ｑ、
の電流を減少させる方向に発振駆動回路３から出力され
る駆動信号を変化させる保護回路５とを備え、第１の閾
値Ｅ、を第２の閾値Ｅ、より低く設定している。

また、トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ、、Ｑ
、のそれぞれのコレクタ・エミッタ間には、従来例と同
様に、ダイオードＤ、、Ｄ、をそれぞれ逆並列接続し、
スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のそれぞれのベースを発振
駆動回路３のそれぞれの出力端に接続している。また、
スイッチング素子Ｑ２のエミッタから直流電源２の低電
位側端に抵抗Ｒ＋を接続している。

そして、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ！の接続点より直流
電源２の低電位側端に限流用のチタークコイルからなる
インダクタンス素子り、と共振に寄与しない大容量の電
源用コンデンサＣ１および共振用のコンデンサＣ２の直
列回路を接続し、コンデンサＣ２の両端に例えば放電灯
からなる負荷Ｄ　Ｌ　＋を接続している。この場合、イ
ンダクタンス素子Ｌ＋　とコンデンサＣｔとで共振回路
６を構成している。

また、トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ２のベ
ースと発振駆動回路３との接続点に抵抗Ｒ４とコンデン
サＣ５の時定数回路とタイマ用集積回路ＩＣ１（例えば
μＰＣｌ５５５等）とコンデンサＣＳからなるタイマ回
路Ａを接続している。

電流検出回路４ａは、トランジスタＱ３と抵抗Ｒｔの直
列回路と、抵抗Ｒ２に並列接続されたコンデンサＣ３と
からなる。そして、トランジスタＱ、のベースをタイマ
回路Ａのタイマ用集積回路ＩＣ，の出力端に接続してい
る。トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ１とトラン
ジスタＱ３との接続点にアノード側を共通接続したダイ
オードＤ。

のカソード側に接続している。トランジスタＱ。

のエミッタは、保護回路５内の比較器ＣＰ１の非反転入
力端子に接続している。

また、電流検出回路４ｂは、トランジスタＱ４と抵抗Ｒ
３の直列回路と、抵抗Ｒ１に並列接続されたコンデンサ
Ｃ４とトランジスタＱ４のベースに出力端を接続した反
転回路ＮＴとからなる０反転回路ＮＴの入力端は、タイ
マ回路Ａのタイマ用集積回路■Ｃ１の出力端に接続して
いる。トランジスタＱ４のコレクタは、ダイオードＤ３
のカソード側とトランジスタＱ、の接続点に共通接続し
ている。トランジスタＱ４のエミッタは、電流検出回路
４ａと同様に、保護回路５の比較器ＣＰ富の非反転入力
端子に接続している。

保護回路５は、比較器ｃｐ、ｃｐｇおよび比較器ｃｐ＋
、ｃｐｓの出力を合成するオア回路ＯＲとからなる。そ
して、比較器ＣＰ、、ＣＰ、のそれぞれの反転入力端子
に閾値Ｅ＋および閾値Ｅｌを入力し、比較器ＣＰ、、Ｃ
Ｐ、のそれぞれの出力端をオア回路ＯＲのそれぞれの入
力端に接続している。

そして、オア回路ＯＲの出力端から発振駆動回路３の入
力端に接続している。

つぎに、この実施例のインバータ装置の動作を説明する
。

交流電源ＡＣが投入されると、直流電源２は、整流平滑
回路１を介し整流平滑した直流電源電圧を発振駆動回路
３に印加する。そして、発振駆動回路３は、直流電源２
から直流電源電圧が印加されると動作を開始し、ＮＰＮ
型のトランジスタからなるスイッチング素子Ｑ＋、（ｈ
のベースに交互に高レベルとなる駆動信号を与える。こ
の結果、スイッチング素子Ｑ１．Ｑｚが交互にオン・オ
フを繰り返すことになる。

これにより、スイッチング素子Ｑ１．Ｑｘの接続点の電
圧は矩形波状の電圧となり、この電圧が共振回路６に印
加されることになる。この場合、発振駆動回路３の駆動
信号の周波数を共振回路６の共振周波数に近づけること
により、コンデンサＣ２に共振電流が多く流れ、コンデ
ンサＣ８の両端電圧が上昇し、放電灯からなる負荷ＤＬ
＋が点灯す負荷ＤＬ、が正常に点灯している場合には、
例えばスイッチング素子Ｑｔに対し第２図（ａ）に示す
ような駆動信号が加えられたときに、駆動信号が立ち上
がった直後から期間Ｔａは第２図（ロ）に示すようにダ
イオードＤ８を通して抵抗Ｒ１にダンパ電流が流れ、こ
のときスイッチング素子Ｑｔには電流は流れない、そし
て、期間Ｔａの経過後にダイオードＤ茸を通るダンパ電
流がなくなると、スイッチング素子Ｑｇを通して抵抗Ｒ
１に電流が流れ始めることになる。すなわち、負荷ＤＬ
、が正常に点灯しているときは、スイッチング素子Ｑ：
に遅相電流が流れることになる。スイッチング素子Ｑ、
の電流波形についても上記と同様である。

一方、タイマ回路Ａは、スイッチング素子Ｑ。

に対する駆動信号が入力され、スイッチング素子Ｑ３に
対する駆動信号が立ち上がった後所定期間Ｔが経過する
まで高レベルの信号を出力し、この所定期間Ｔの経過後
上記駆動信号が立ち下がるまで低レベルの信号を出力す
る。なお、タイマ回路Ａは、駆動信号が立ち下がったの
ち次に立ち上がるまでの期間中も低レベルの信号を出力
する。

電流検出回路４ａのトランジスタＱ３には、タイマ回路
Ａの出力が直接加えられるので、トランジスタＱ、は、
スイッチング素子Ｑ２に対する駆動信号が立ち上がると
導通し、その後所定期間Ｔ経過すると遮断することにな
る。また、電流検出回路４ｂのトランジスタＱ４には、
タイマ回路Ａの出力が反転回路ＮＴを介して加えられる
ので、トランジスタＱ４は、所定期間Ｔの経過後導通し
、上記駆動信号が立ち上がると遮断することになる。

なお、スイッチング素子Ｃｂの駆動信号が低レベルの期
間は、スイッチング素子Ｑ２が導通せず、トランジスタ
Ｑ４は実質遮断状態になっている。

なお、所定期間Ｔは、例えば上記した期間Ｔａと等しい
長さに設定される。

抵抗Ｒ１の両端間には、従来例と同様に、スイッチング
素子Ｑ２およびダイオードＤ２に流れる電流に比例した
電圧が現れる。電流検出回路４ａのコンデンサＣ３は、
トランジスタＱ３の導通期間、すなわちスイッチング素
子Ｑ！に対する駆動信号の立ち上がり後所定期間Ｔが経
過するまでの間にスイッチング素子Ｑ、に流れる電流の
ピーク値に相当する電圧値に充電される。また、電流検
出回路４ｂのコンデンサＣ４は、トランジスタＱ４の導
通期間、すなわち所定期間Ｔの経過後スイッチング素子
Ｑ、の駆動信号が立ち下がるまでの間にスイッチング素
子Ｑ３に流れる電流のピーク値に相当する電圧値に充電
される。そして、電流検出回路４ａの出力電圧が保護回
路５の比較器ＣＰ。

にて第１の閾値Ｅ、と比較され、電流検出回路４ａの出
力電圧が第１の閾値Ｅ、を越えたときに第１の過電流検
出信号が出力される。また、電流検出回路４ｂの出力電
圧が保護回路５の比較器ＣＰ、にて第２の閾値Ｅｔと比
較され、電流検出回路４ｂの出力電圧が第２の閾値Ｅ２
を越えたときに第２の過電流検出信号が出力される。

さらに、第１および第２の過電流検出信号がオア回路Ｏ
Ｒを介して発振駆動回路３に加えられ、第１および第２
の過電流検出信号の何れか一方が発生したときに発振駆
動回路３からスイッチング素子Ｑ１．Ｑｔに対する駆動
信号の発生を停止させる。

この結果、スイッチング素子Ｑ１．（ｂのスイッチング
動作が停止して、スイッチング素子ＱＩ。

Ｑ！に流れる電流がなくなり、スイッチング素子Ｑｌ、
Ｑ！が保護される。

上記において、第１の過電流検出信号が出力されるのは
、スイッチング素子Ｑ３に進相過電流が流れたとき、す
なわち駆動信号の立ち上がり後の所定期間にスイッチン
グ素子Ｑ８に流れる電流が過大となったときである。

また、第２の過電流検出信号が出力されるのは、スイッ
チング素子Ｑ、に遅相過電流が流れたとき、すなわち駆
動信号の立ち上がり後の所定期間Ｔの経過後駆動信号が
立ち下がるまでの期間にスイッチング素子Ｑｔに流れる
電流が過大になったときである。

この際、第１の閾値Ｅｌと第２の閾値Ｅ８とは各々独立
して設定され、第１の閾値Ｅ＋は第２の閾値Ｅ、より低
く設定してあり、ストレスの大きい進相過電流に対して
は小さい電流値で保護動作が始まり、ストレスの小さい
遅相過電流に対しては大きい電流値になるまで保護動作
が始まらないことになる。

ここで、第１図のインバータ装置において、先行予熱時
、正常点灯時、進相過電流時および遅相過電流時の抵抗
Ｒ＋に流れる電流と電流検出回路４ａ、４ｂのコンデン
サＣｓ、Ｃａの充電電圧ＶＣ！＋ＶＣ４と第１および第
２の閾値Ｂ、、Ｅ、との関係を第３図に示す。

第３図において、（ａ）は先行予熱時に抵抗Ｒ，に流れ
る電流の波形を示し、（ロ）は正常点灯時に抵抗Ｒ１に
流れる電流の波形を示し、（Ｃ）は進相過電流時に抵抗
Ｒ＋に流れる電流の波形を示し、（ロ）は遅相過電流時
に抵抗Ｒ＋に流れる電流の波形を示している。（ｅ）は
スイッチング素子Ｑ２に対する駆動信号の波形を示し、
（０はタイマ回路Ａの出力波形を示している。

まず、先行予熱時においては、電流検出回路４ａのコン
デンサＣ３の充電電圧ＶＣ３は、第３図（ｇ）に示すよ
うに、ｅｔ（＝０３であって第１の閾値Ｅｔより低いの
で、第１の過電流検出信号は出力されない、また、電流
検出回路４ｂのコンデンサＣ４の充電電圧ＶＣ４は、第
３図（ロ）に示すように、ある値ｅ　、　Ｉになるが、
この値ｅ１′も第２の閾値Ｅ２より低いので、第２の過
電流検出信号は出力されない。

つぎに、正常点灯時においては、コンデンサＣ３の充電
電圧ＶＣａは、第３図（ｉ）に示すように、ｅ。

（！＝ｉ０）であって第１の閾値Ｅ１より低いので、第
１の過電流検出信号は出力されない、また、コンデンサ
Ｃ４の充電電圧ＶＣ４は、第３図Ｕ）に示すように、あ
る値ｅ　ｔｌになるが、この値ｅ　、　ｌも第２の閾値
Ｅ２より低いので、第２の過電流検出信号は出力されな
い。

つぎに、進相過電流時においては、コンデンサＣ２の充
電電圧Ｖ＜２は、第３図（ト）に示すように、ある値ｅ
、になって第１の閾値Ｅ１より高いので、第１の過電流
検出信号は出力される。また、コンデンサＣ４の充電電
圧Ｖｃａは、第３図（１）に示すように、ある値ｅ、Ｉ
になるが、この値ｅ　、　Ｊは第２の閾値Ｅｘより低い
ので、第２の過電流検出信号は出力されない、なお、電
流波形によっては、値ｅ３′が第２の閾値Ｅｌを越える
こともある。

つぎに、遅相過電流時においては、コンデンサＣ２の充
電電圧ｖ０は、第３図（ホ）に示すように、ｅ４　　（
ζ０）であって第１の閾値Ｅ、より低いので、第１の過
電流検出信号は出力されない、また、コンデンサＣ４の
充電電圧ＶＣ４は、第３図（ｎ）に示すように、ある値
ｅａ’になって第２の閾値Ｅ２より高いので、第２の過
電流検出信号は出力される。

なお、上記においては、第１の閾値Ｅ１をｅ２　＞ＥＩ
＞６１．ｅ瀧、ｅａと設定し、第２の閾値Ｅヨをｅ２　’　＞Ｅｌ　＞ｅｔ　’　、　　ｅｘ　’と設定
している。

これらの状態をまとめると、つぎのことがいえる。

（１）比較回路ＣＰｌの出力が低レベルでかつ、比較器
ｊｌＩｃＰ、の出力が低レベルの時は、スイッチング素
子Ｑ２に流れる電流は正常である。

（２）比較回路ＣＰ、の出力が低レベルでかつ、比較回
路ＣＰ、の出力が高レベルの時は、スイッチング素子Ｑ
！に遅相過電流が流れている。

（３）比較回路ＣＰ、の出力が高レベルでかつ、比較回
路ＣＰ、の出力が低レベルの時は、スイッチング素子Ｑ
、に進相過電流が流れている。

（４）比較回路ＣＰ、の出力が高レベルでかつ、比較回
路ＣＰ、の出力が高レベルの時は、スイッチング素子Ｑ
！に進相過電流が流れている。

この実施例のインバータ装置によれば、駆動信号の立ち
上がり後の所定期間Ｔにスイッチング素子Ｑ、に流れる
電流と、駆動信号の立ち上がり後、の所定期間Ｔの経過
後駆動信号が立ち下がるまでの期間にスイッチング素子
Ｑ！に流れる電流を第１および第２の電流検出回路４ａ
、４ｂで個別に検出し、第１および第２の電流検出回路
４ａ。

４ｂの出力を第１および第２の比較器ｃｐ、ｃｐｚで第
１および第２の閾値Ｅ＋、Ｅｚと各々比較し、各々の出
力が第１および第２の閾値Ｅ、、Ｅ、を趙えたときに第
１および第２の過電流検出信号をそれぞれ発生させ、か
つ第１の閾値Ｅｔを第２の閾値Ｅｌより低く設定してい
るので、駆動信号の立ち上がり後の所定期間Ｔにスイッ
チング素子Ｑ２に流れる電流値が過大となってスイッチ
ング素子Ｑ２に大きいストレスを加える進相過電流に対
しては、小さい電流値で保護動作を始めることになる。

また、駆動信号の立ち上がり後の所定期間Ｔの経過後駆
動信号が立ち下がるまでの期間にスイッチング素子Ｑ、
に流れる電流値が過大になる遅相過電流に対しては、大
きい電流値になるまで保護動作を始めない、この結果、
ストレスの大きい進相過電流とストレスの小さい遅相過
電流の両方に対してスイッチング素子Ｑ１．Ｑ！を最適
に保護することができる。

また、上記のことにより、進相過電流および遅相過電流
によるストレスを個別に判定できるので、スイッチング
素子Ｑ６．Ｑｔに進相過電流が流れる場合の例えば放電
灯ＤＬ、が取り外されて無負荷の状態や放電灯ＤＬ＋の
寿命末期の半波放電状態といった状態を検出する回路は
不要となり、インバータ装置の構成を簡素化でき、コス
トも低減できる。

なお、この実施例では、出力段にスイッチング素子Ｑ、
、Ｑ、にＮＰＮ型のトランジスタを用いているが、この
発明は、ＮＰＮ型のトランジスタの代わりにＭＯＳ　−
ＦＥＴを使用したインバータ装置の時に有用である。

また、タイマ回路Ａにタイマ用集積回路ＩＣＩと、抵抗
Ｒ４とコンデンサＣ６の時定数回路を用いて所定期間を
設定しているが、同じ出力を得られる回路であれば他の
ものでもよい。

また、スイッチング素子Ｑ８に流れる電流を検出するた
めに抵抗Ｒ＋を用いているが、この抵抗Ｒ，の代わりに
カレント・トランスを用いて電流検出を行う構成でもよ
い。

この発明は、共振回路を介して負荷に給電しているもの
であれば、実施例のような２石式のインバータ装置に限
らず、１石式など、どのような形式のインバータ装置に
も適用できる。

〔発明の効果〕

この発明のインバータ装置によれば、駆動信号の立ち上
がり後の所定期間にスイッチング素子に流れる電流と駆
動信号の立ち上がり後の所定期間の経過後駆動信号が立
ち下がるまでの期間にスイッチング素子に流れる電流を
第１および第２の電流検出回路で個別に検出し、第１お
よび第２の電流検出回路の出力を第１および第２の比較
器で第１および第２の閾値と各々比較し、各々の出力が
第１および第２の閾値を超えたときに第１および第２の
過電流検出信号をそれぞれ発生させ、かつ第１の闇値を
第２の闇値より低く設定しているので、駆動信号の立ち
上がり後の所定期間にスイッチング素子に流れる電流値
が過大となってスイッチング素子に大きいストレスを加
える進相過電流に対しては、小さい電流値で保護動作を
始めることになる。また、駆動信号の立ち上がり後の所
定期間の経過後駆動信号が立ち下がるまでの期間にスイ
ッチング素子に流れる電流値が過大になる遅相過電流に
対しては、大きい電流値になるまで保護動作を始めない
、この結果、ストレスの大きい進相過電流とストレスの
小さい遅相過電流の両方に対してスイッチング素子を最
適に保護することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は第１図の抵抗Ｒ，を流れる電流の波形図、第３
図は第１図の各状態における各点での電流および電圧の
波形図、第４図は従来例の構成を示すブロック図、第５
図は第４図の各点での電流および電圧の波形図である。２・・・直流電源、３・・・発振駆動回路、４ａ・・・
第１の電流検出回路、４ｂ・・・第２の電流検出回路、
５・・・保護回路、６・・・共振回路、Ｑ、〜Ｑ！・・
・スイッチング素子、ＣＰＩ・・・第１の比較器、ＣＰ
、・・・第２の比較器、Ｅｌ・・・第１の闇値、Ｅ、・
・・第２の闇値、ＤＬ、・・・負荷第２図

Claims

【特許請求の範囲】

直流電源と、この直流電源の電圧を断続するスイッチン
グ素子と、前記直流電源から前記スイッチング素子を通
して給電され負荷に共振電力を供給する共振回路と、前
記スイッチング素子を周期的に導通させる駆動信号を前
記スイッチング素子に与える発振駆動回路と、前記駆動
信号の立ち上がり後の所定期間に前記スイッチング素子
に流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、前記駆
動信号の立ち上がり後の所定期間の経過後前記駆動信号
が立ち下がるまでの期間に前記スイッチング素子に流れ
る電流を検出する第２の電流検出回路と、前記第１の電
流検出回路の出力が第１の閾値を超えた時に第１の過電
流検出信号を発生する第１の比較器と、前記第２の電流
検出回路の出力が第２の閾値を超えた時に第２の過電流
検出信号を発生する第２の比較器とを含み、前記第１お
よび第２の比較器から出力される前記第１および第２の
過電流検出信号の各々に応答して前記スイッチング素子
の電流を減少させる方向に前記発振駆動回路から出力さ
れる駆動信号を変化させる保護回路とを備え、前記第１
の闇値を前記第２の閾値より低く設定したインバータ装
置。