JP3399239B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明に係る第１従来例を図７に示す。
【０００３】本回路は、交流電源Ｖａｃを全波整流する
整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力端に接続されたコンデ
ンサＣ１と、コンデンサＣ１の両端に接続された第１、
第２の電解効果トランジスタ（以下、スイッチング素子
と呼ぶ。）Ｑ１，Ｑ２の直列接続と、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列接続の両端に接続されたコンデンサＣ
２と、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続された第１、
第２のダイオ−ド（以下、ダイオードと呼ぶ。）Ｄ１，
Ｄ２の直列接続と、ダイオ−ドＤ２を介してスイッチン
グ素子Ｑ１の両端に接続されたインダクタンス素子Ｌ１
及び平滑コンデンサＣ３の直列接続と、スイッチング素
子Ｑ２の両端に接続されたカップリングコンデンサＣ４
及び負荷Ｚの直列接続とから構成されると共に、２石の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返
すことにより負荷Ｚに交流の高周波電力を供給する電源
装置である。また、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コン
デンサＣ３とダイオ−ドＤ１，Ｄ２とから成る回路で
は、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、交流電源Ｖａｃ
→整流器ＤＢ→インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデン
サＣ３→ダイオ−ドＤ２→スイッチング素子Ｑ２→整流
器ＤＢ→交流電源Ｖａｃの経路で電流を供給することに
より、平滑コンデンサＣ３に所定値の充電電圧（交流電
源Ｖａｃのピーク値より低い直流電圧）を発生させ、整
流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ３の充電電圧よ
り低下すると、平滑コンデンサＣ３の充電電圧がスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２等から成るハーフブリッジ式のイ
ンバータ回路の電源となる。つまり、インダクタンス素
子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３とダイオ−ドＤ１，Ｄ２と
から成る回路は、所謂部分平滑電源として動作する。
整流器ＤＢと、整流器ＤＢの出力端に接続されたコンデ
ンサＣ１と、コンデンサＣ１の両端に接続された第１、
第２の電解効果トランジスタ（以下、スイッチング素子
と呼ぶ。）Ｑ１，Ｑ２の直列接続と、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列接続の両端に接続されたコンデンサＣ
２と、スイッチング素子Ｑ２の両端に接続された第１、
第２のダイオ−ド（以下、ダイオードと呼ぶ。）Ｄ１，
Ｄ２の直列接続と、ダイオ−ドＤ２を介してスイッチン
グ素子Ｑ１の両端に接続されたインダクタンス素子Ｌ１
及び平滑コンデンサＣ３の直列接続と、スイッチング素
子Ｑ２の両端に接続されたカップリングコンデンサＣ４
及び負荷Ｚの直列接続とから構成されると共に、２石の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返
すことにより負荷Ｚに交流の高周波電力を供給する電源
装置である。また、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コン
デンサＣ３とダイオ−ドＤ１，Ｄ２とから成る回路で
は、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、交流電源Ｖａｃ
→整流器ＤＢ→インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデン
サＣ３→ダイオ−ドＤ２→スイッチング素子Ｑ２→整流
器ＤＢ→交流電源Ｖａｃの経路で電流を供給することに
より、平滑コンデンサＣ３に所定値の充電電圧（交流電
源Ｖａｃのピーク値より低い直流電圧）を発生させ、整
流器ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ３の充電電圧よ
り低下すると、平滑コンデンサＣ３の充電電圧がスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２等から成るハーフブリッジ式のイ
ンバータ回路の電源となる。つまり、インダクタンス素
子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３とダイオ−ドＤ１，Ｄ２と
から成る回路は、所謂部分平滑電源として動作する。
【０００４】しかし上記第１従来例に於ては、以下に示
す様な第１の問題点が生じてしまう。
す様な第１の問題点が生じてしまう。
【０００５】電源投入時に平滑コンデンサＣ３に電荷が
無い状態では、スイッチング素子Ｑ２がオンすると同時
に、上述の様に、交流電源Ｖａｃ→整流器ＤＢ→インダ
クタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオ−ドＤ
２→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源Ｖａ
ｃの経路で平滑コンデンサＣ３に充電電流が流れ始め
る。そして、スイッチング素子Ｑ２がオンした時に流れ
る平滑コンデンサＣ３の充電電流によりインダクタンス
素子Ｌ１にはエネルギーが蓄積され、スイッチング素子
Ｑ２がオフするとインダクタンス素子Ｌ１のエネルギー
は、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダ
イオ−ドＤ２→スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオード
→インダクタンス素子Ｌ１の経路で放出される。ところ
が電源投入初期においては、平滑コンデンサＣ３に電荷
がほとんど無いので、スイッチング素子Ｑ２のターンオ
フ時にインダクタンス素子Ｌ１を流れている電流値は大
きくなり、且つ平滑コンデンサＣ３の充電電圧も低くな
る。その為に、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コンデン
サＣ３とによる振動周期が非常に長くなり、つまり、イ
ンダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオ−
ドＤ２→スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオード→イン
ダクタンス素子Ｌ１の経路によるインダクタンス素子Ｌ
１のエネルギーの放出時間が非常に長くなり、従って、
スイッチング素子Ｑ２が次にターンオンした際に、まだ
スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードに電流が流れて
いることになる。よって、スイッチング素子Ｑ１の内蔵
ダイオードの逆回復時間の間、図８（ｃ）と図８（ｄ）
とのＡとＢとの部分に示す様に、スイッチング素子Ｑ１
とスイッチング素子Ｑ２とに瞬間的に過大な短絡電流が
発生してしまう。
無い状態では、スイッチング素子Ｑ２がオンすると同時
に、上述の様に、交流電源Ｖａｃ→整流器ＤＢ→インダ
クタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオ−ドＤ
２→スイッチング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源Ｖａ
ｃの経路で平滑コンデンサＣ３に充電電流が流れ始め
る。そして、スイッチング素子Ｑ２がオンした時に流れ
る平滑コンデンサＣ３の充電電流によりインダクタンス
素子Ｌ１にはエネルギーが蓄積され、スイッチング素子
Ｑ２がオフするとインダクタンス素子Ｌ１のエネルギー
は、インダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダ
イオ−ドＤ２→スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオード
→インダクタンス素子Ｌ１の経路で放出される。ところ
が電源投入初期においては、平滑コンデンサＣ３に電荷
がほとんど無いので、スイッチング素子Ｑ２のターンオ
フ時にインダクタンス素子Ｌ１を流れている電流値は大
きくなり、且つ平滑コンデンサＣ３の充電電圧も低くな
る。その為に、インダクタンス素子Ｌ１と平滑コンデン
サＣ３とによる振動周期が非常に長くなり、つまり、イ
ンダクタンス素子Ｌ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオ−
ドＤ２→スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオード→イン
ダクタンス素子Ｌ１の経路によるインダクタンス素子Ｌ
１のエネルギーの放出時間が非常に長くなり、従って、
スイッチング素子Ｑ２が次にターンオンした際に、まだ
スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードに電流が流れて
いることになる。よって、スイッチング素子Ｑ１の内蔵
ダイオードの逆回復時間の間、図８（ｃ）と図８（ｄ）
とのＡとＢとの部分に示す様に、スイッチング素子Ｑ１
とスイッチング素子Ｑ２とに瞬間的に過大な短絡電流が
発生してしまう。
【０００６】上記第１の問題点を解決する手段として、
本発明出願人出願の特願平７−２５４２１０号に示した
ものがあり、本発明に係る第２従来例として、その回路
図を図９に示す。
本発明出願人出願の特願平７−２５４２１０号に示した
ものがあり、本発明に係る第２従来例として、その回路
図を図９に示す。
【０００７】図７に示した第１従来例と異なる点は、ダ
イオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ２と並列に、
インピーダンス素子（例えば抵抗）Ｒ１及び第３の電解
効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）
Ｑ３の直列接続からなる平滑コンデンサＣ３の充電回路
を接続すると共に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３
を駆動する制御回路１を設けたことであり、その他の第
１従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明
を省略する。
イオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ２と並列に、
インピーダンス素子（例えば抵抗）Ｒ１及び第３の電解
効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）
Ｑ３の直列接続からなる平滑コンデンサＣ３の充電回路
を接続すると共に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３
を駆動する制御回路１を設けたことであり、その他の第
１従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明
を省略する。
【０００８】次に動作を簡単に説明する。電源投入時
は、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にすると共にスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振を停止させる、つまりイ
ンバータ回路の発振を停止させる。そして、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が発振停止している期間中に抵抗Ｒ１
及びスイッチング素子Ｑ３を介して平滑コンデンサＣ３
に充電電荷を蓄積させ、その後スイッチング素子Ｑ３を
オフし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振開始を行
う。
は、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にすると共にスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振を停止させる、つまりイ
ンバータ回路の発振を停止させる。そして、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が発振停止している期間中に抵抗Ｒ１
及びスイッチング素子Ｑ３を介して平滑コンデンサＣ３
に充電電荷を蓄積させ、その後スイッチング素子Ｑ３を
オフし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振開始を行
う。
【０００９】この様に構成することにより、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が発振開始する際には、平滑コンデン
サＣ３には充分な電荷が充電されているため、インダク
タンス素子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３とによる振動周期
が短くなり、第１従来例で述べた様なスイッチング素子
などへの過大な電流ストレスの発生を防止することがで
きる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振開始後
はスイッチング素子Ｑ３をオフするので、抵抗Ｒ１での
不要な電力消費も生じることはない。
グ素子Ｑ１，Ｑ２が発振開始する際には、平滑コンデン
サＣ３には充分な電荷が充電されているため、インダク
タンス素子Ｌ１と平滑コンデンサＣ３とによる振動周期
が短くなり、第１従来例で述べた様なスイッチング素子
などへの過大な電流ストレスの発生を防止することがで
きる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振開始後
はスイッチング素子Ｑ３をオフするので、抵抗Ｒ１での
不要な電力消費も生じることはない。
【００１０】なお、抵抗Ｒ１及びスイッチング素子Ｑ３
から成る平滑コンデンサＣ３の充電回路は、例えばサー
ミスタの様な温度依存性抵抗を用いても良く、つまり充
電電流による自己発熱により平滑コンデンサＣ３が充分
充電された際にはその抵抗値が非常に大きくなる素子を
用いても良い。
から成る平滑コンデンサＣ３の充電回路は、例えばサー
ミスタの様な温度依存性抵抗を用いても良く、つまり充
電電流による自己発熱により平滑コンデンサＣ３が充分
充電された際にはその抵抗値が非常に大きくなる素子を
用いても良い。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第２従来
例では、以下に示す様な第２の問題点が生じる。
例では、以下に示す様な第２の問題点が生じる。
【００１２】電源投入後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
が安定動作している際に、Ｖａｃが瞬間的に低下して再
び復帰することが発生、つまり瞬時的な停電あるいは降
電圧が発生しても、（１）の制御用電源は充分に確保さ
れている為、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態を継続し
ている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は発振動作
を継続しているので、瞬時的な停電あるいは降電圧が発
生している間、平滑コンデンサＣ３の電荷は放電され
る。この状態で電源が復帰すると、平滑コンデンサＣ３
の電圧が低下しており、且つＶａｃの急峻な変化に対し
ては充電回路の動作は追従できないので、上記第１従来
例で述べたのと同様に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に
瞬間的に過大な短絡電流が発生してしまう。
が安定動作している際に、Ｖａｃが瞬間的に低下して再
び復帰することが発生、つまり瞬時的な停電あるいは降
電圧が発生しても、（１）の制御用電源は充分に確保さ
れている為、スイッチング素子Ｑ３はオフ状態を継続し
ている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は発振動作
を継続しているので、瞬時的な停電あるいは降電圧が発
生している間、平滑コンデンサＣ３の電荷は放電され
る。この状態で電源が復帰すると、平滑コンデンサＣ３
の電圧が低下しており、且つＶａｃの急峻な変化に対し
ては充電回路の動作は追従できないので、上記第１従来
例で述べたのと同様に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に
瞬間的に過大な短絡電流が発生してしまう。
【００１３】本発明は上記全ての問題点に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、スイッチング素子
等に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源
装置を提供することである。
たもので、その目的とするところは、スイッチング素子
等に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源
装置を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の両端に並列接続される、第１のス
イッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路
を含んでなると共に、第１あるいは第２のスイッチング
素子の交互のオンオフにより交流の高周波電圧を負荷に
供給するインバータ回路と、第１あるいは第２のスイッ
チング素子の一方のオンにより充電されるコンデンサを
含んでなると共に、整流器の直流電圧出力を部分平滑し
てインバータ回路の電源とする部分平滑電源と、インバ
ータ回路の発振開始前にコンデンサの充電を開始する充
電回路と、インバータ回路の発振動作中にコンデンサの
両端電圧が一定値以下になると、インバータ回路の発振
を停止すると共に、充電回路を動作させてコンデンサを
充電する制御回路とを設けたことを特徴とする。
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の両端に並列接続される、第１のス
イッチング素子及び第２のスイッチング素子の直列回路
を含んでなると共に、第１あるいは第２のスイッチング
素子の交互のオンオフにより交流の高周波電圧を負荷に
供給するインバータ回路と、第１あるいは第２のスイッ
チング素子の一方のオンにより充電されるコンデンサを
含んでなると共に、整流器の直流電圧出力を部分平滑し
てインバータ回路の電源とする部分平滑電源と、インバ
ータ回路の発振開始前にコンデンサの充電を開始する充
電回路と、インバータ回路の発振動作中にコンデンサの
両端電圧が一定値以下になると、インバータ回路の発振
を停止すると共に、充電回路を動作させてコンデンサを
充電する制御回路とを設けたことを特徴とする。
【００１５】請求項２記載の発明によれば、交流電源を
整流する整流器と、整流器の高圧側に一端を接続された
第１のスイッチング素子及び整流器の低圧側に一端を接
続された第２のスイッチング素子の直列回路を含んでな
るインバータ回路と、第１のスイッチング素子及び第２
のスイッチング素子を駆動する制御回路と、第１のスイ
ッチング素子の高圧側端子に一端を接続された、コンデ
ンサとインダクタンス素子とからなる直列回路と、第１
のスイッチング素子の低圧側端子にカソード端子を接続
し、コンデンサとインダクタンス素子とからなる直列回
路の他端にアノード端子を接続した第２のダイオード
と、第２のダイオードを介して第２のスイッチング素子
に逆向きに並列接続される第１のダイオードと、第１の
ダイオードに並列接続される、インピーダンス素子と第
３のスイッチング素子との直列回路からなり、第１及び
第２のスイッチングの発振開始前にコンデンサの充電を
開始する充電回路と、第２のスイッチングに並列接続さ
れる負荷とを備え、制御回路は、第１及び第２のスイッ
チング素子の発振動作中にコンデンサの両端電圧が一定
値以下になると、第１及び第２のスイッチング素子の発
振を停止すると共に、第３のスイッチング素子をオンさ
せてコンデンサを充電するものであることを特徴とす
る。
整流する整流器と、整流器の高圧側に一端を接続された
第１のスイッチング素子及び整流器の低圧側に一端を接
続された第２のスイッチング素子の直列回路を含んでな
るインバータ回路と、第１のスイッチング素子及び第２
のスイッチング素子を駆動する制御回路と、第１のスイ
ッチング素子の高圧側端子に一端を接続された、コンデ
ンサとインダクタンス素子とからなる直列回路と、第１
のスイッチング素子の低圧側端子にカソード端子を接続
し、コンデンサとインダクタンス素子とからなる直列回
路の他端にアノード端子を接続した第２のダイオード
と、第２のダイオードを介して第２のスイッチング素子
に逆向きに並列接続される第１のダイオードと、第１の
ダイオードに並列接続される、インピーダンス素子と第
３のスイッチング素子との直列回路からなり、第１及び
第２のスイッチングの発振開始前にコンデンサの充電を
開始する充電回路と、第２のスイッチングに並列接続さ
れる負荷とを備え、制御回路は、第１及び第２のスイッ
チング素子の発振動作中にコンデンサの両端電圧が一定
値以下になると、第１及び第２のスイッチング素子の発
振を停止すると共に、第３のスイッチング素子をオンさ
せてコンデンサを充電するものであることを特徴とす
る。
【００１６】請求項３記載の発明によれば、整流器の直
流出力端子と負荷及び第２のスイッチング素子の低圧側
端子の接点との間に、且つ整流器の直流出力端子からの
入力電流が流れる向きに第３のダイオードを接続し、負
荷を介して第２のスイッチング素子の両端に、且つ整流
器の直流出力端子からの入力電流が流れる向きに第４の
ダイオードを接続し、第４のダイオードの両端にインピ
ーダンス要素を並列接続したことを特徴とする。
流出力端子と負荷及び第２のスイッチング素子の低圧側
端子の接点との間に、且つ整流器の直流出力端子からの
入力電流が流れる向きに第３のダイオードを接続し、負
荷を介して第２のスイッチング素子の両端に、且つ整流
器の直流出力端子からの入力電流が流れる向きに第４の
ダイオードを接続し、第４のダイオードの両端にインピ
ーダンス要素を並列接続したことを特徴とする。
【００１７】請求項４記載の発明によれば、第１あるい
は第２のスイッチング素子の少なくとも一方に流れる過
電流を検出して制御回路に信号を出力することにより、
第１及び第２のスイッチング素子の発振を停止すると共
に充電回路を動作させてコンデンサを充電する、電流検
出回路を設けたことを特徴とする。
は第２のスイッチング素子の少なくとも一方に流れる過
電流を検出して制御回路に信号を出力することにより、
第１及び第２のスイッチング素子の発振を停止すると共
に充電回路を動作させてコンデンサを充電する、電流検
出回路を設けたことを特徴とする。
【００１８】請求項５記載の発明によれば、交流電源の
電圧降下を検出して制御回路に信号を出力することによ
り、インバータ回路の発振を停止すると共に充電回路を
動作させてコンデンサを充電する、電源検出回路を設け
たことを特徴とする。
電圧降下を検出して制御回路に信号を出力することによ
り、インバータ回路の発振を停止すると共に充電回路を
動作させてコンデンサを充電する、電源検出回路を設け
たことを特徴とする。
【００１９】請求項６記載の発明によれば、充電回路
は、インバータ回路の発振動作中にコンデンサの両端電
圧が一定値以下になると、少なくともコンデンサを一定
の電圧値まで徐々に充電することを特徴とする。
は、インバータ回路の発振動作中にコンデンサの両端電
圧が一定値以下になると、少なくともコンデンサを一定
の電圧値まで徐々に充電することを特徴とする。
【００２０】請求項７記載の発明によれば、第１ないし
第３のスイッチング素子は、電解効果トランジスタであ
ることを特徴とする。
第３のスイッチング素子は、電解効果トランジスタであ
ることを特徴とする。
【００２１】請求項８記載の発明によれば、負荷は、放
電灯を含んでなることを特徴とする
電灯を含んでなることを特徴とする
【００２２】。
（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に示す。
図を図１に示す。
【００２３】図９に示した第２従来例と異なる点は、ス
イッチング素子Ｑ２のソース端子と整流器ＤＢの負の出
力端子との間に接続された抵抗Ｒ２と、スイッチング素
子Ｑ２及び抵抗Ｒ２の接点にアノード端子を接続された
ダイオードＤ３と、ダイオードＤ３を介して抵抗Ｒ２の
両端に並列接続されたコンデンサＣ５と、コンデンサＣ
５の両端に並列接続された抵抗Ｒ３と、コンデンサＣ５
の両端電圧及び基準電圧ＶＲＥＦを比較して制御回路１
に信号を出力する比較器Ｃｏｍｐ１とで構成して、スイ
ッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流検出回路
を設けたことであり、その他の第２従来例と同一構成に
は同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、制
御回路１は、比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハイレベルにな
ると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を停止
し、スイッチング素子Ｑ３をオン状態とする様に、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を制御する。
イッチング素子Ｑ２のソース端子と整流器ＤＢの負の出
力端子との間に接続された抵抗Ｒ２と、スイッチング素
子Ｑ２及び抵抗Ｒ２の接点にアノード端子を接続された
ダイオードＤ３と、ダイオードＤ３を介して抵抗Ｒ２の
両端に並列接続されたコンデンサＣ５と、コンデンサＣ
５の両端に並列接続された抵抗Ｒ３と、コンデンサＣ５
の両端電圧及び基準電圧ＶＲＥＦを比較して制御回路１
に信号を出力する比較器Ｃｏｍｐ１とで構成して、スイ
ッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流検出回路
を設けたことであり、その他の第２従来例と同一構成に
は同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、制
御回路１は、比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハイレベルにな
ると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を停止
し、スイッチング素子Ｑ３をオン状態とする様に、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を制御する。
【００２４】次に、動作を簡単に説明する。本実施の形
態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作してい
る際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生し、電源復帰時にスイッチング素子Ｑ２に過電流
が流れると、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５の
両端に電圧が発生する。そして、コンデンサＣ５の両端
電圧が基準電圧ＶＲＥＦを越えると、比較器Ｃｏｍｐ１
の出力がハイレベルとなり、制御回路１は、その出力を
受けてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を停止
し、スイッチング素子Ｑ３をオンする。スイッチング素
子Ｑ３がオンすることにより、上記第２従来例で述べた
様に平滑コンデンサＣ３を充電するため、瞬時的な停電
あるいは降電圧が発生時に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２に瞬間的に過大な短絡電流が発生することを防止でき
る。
態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作してい
る際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生し、電源復帰時にスイッチング素子Ｑ２に過電流
が流れると、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５の
両端に電圧が発生する。そして、コンデンサＣ５の両端
電圧が基準電圧ＶＲＥＦを越えると、比較器Ｃｏｍｐ１
の出力がハイレベルとなり、制御回路１は、その出力を
受けてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を停止
し、スイッチング素子Ｑ３をオンする。スイッチング素
子Ｑ３がオンすることにより、上記第２従来例で述べた
様に平滑コンデンサＣ３を充電するため、瞬時的な停電
あるいは降電圧が発生時に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２に瞬間的に過大な短絡電流が発生することを防止でき
る。
【００２５】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図２に、その動作波形図を図３に示
す。
の形態の回路図を図２に、その動作波形図を図３に示
す。
【００２６】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、比較器Ｃｏｍｐ１の正の入力端子に基準電圧ＶＲＥ
Ｆを入力し、負の入力端子にコンデンサＣ５の両端電圧
を入力すると共に、比較器Ｃｏｍｐ１の出力端子及びグ
ランド間に接続されたコンデンサＣ６と、制御電源Ｖｃ
ｃ及び比較器Ｃｏｍｐ１の出力端子間に接続された抵抗
Ｒ４と、コンデンサＣ６の両端電圧及び基準電圧ＶＲＥ
Ｆを比較して制御回路１に信号を出力する比較器Ｃｏｍ
ｐ２とから構成されるタイマー回路を設けたことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、図２に示す回
路では、図１に示す交流電源Ｖａｃ、整流器ＤＢ、コン
デンサＣ１，Ｃ２，カップリングコンデンサＣ４、平滑
コンデンサＣ３、インダクタンス素子Ｌ１、ダイオード
Ｄ１，Ｄ２、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３、抵抗Ｒ１、
負荷Ｚは図示していない。
は、比較器Ｃｏｍｐ１の正の入力端子に基準電圧ＶＲＥ
Ｆを入力し、負の入力端子にコンデンサＣ５の両端電圧
を入力すると共に、比較器Ｃｏｍｐ１の出力端子及びグ
ランド間に接続されたコンデンサＣ６と、制御電源Ｖｃ
ｃ及び比較器Ｃｏｍｐ１の出力端子間に接続された抵抗
Ｒ４と、コンデンサＣ６の両端電圧及び基準電圧ＶＲＥ
Ｆを比較して制御回路１に信号を出力する比較器Ｃｏｍ
ｐ２とから構成されるタイマー回路を設けたことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、図２に示す回
路では、図１に示す交流電源Ｖａｃ、整流器ＤＢ、コン
デンサＣ１，Ｃ２，カップリングコンデンサＣ４、平滑
コンデンサＣ３、インダクタンス素子Ｌ１、ダイオード
Ｄ１，Ｄ２、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３、抵抗Ｒ１、
負荷Ｚは図示していない。
【００２７】次に、図３を参照して動作を簡単に説明す
る。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
安定動作している際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電
あるいは降電圧が発生し、電源復帰時にスイッチング素
子Ｑ２に過電流が流れると、ダイオードＤ３を介してコ
ンデンサＣ５の両端に電圧が発生する。そして、図３
（ｂ）に示す様に、コンデンサＣ５の両端電圧が基準電
圧ＶＲＥＦ１を越えると比較器Ｃｏｍｐ１の出力がロー
レベルとなる。すると、コンデンサＣ６の充電電荷が比
較器Ｃｏｍｐ１の出力を介して放電されるため、その瞬
間に、比較器Ｃｏｍｐ２の出力がローレベルとなる。制
御回路１は、その出力を受けてスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２を停止し、図３（ｄ）に示す様にスイッチング素子
Ｑ３をオンする。スイッチング素子Ｑ２がオフすること
によりコンデンサＣ５の充電電荷は抵抗Ｒ３を介して放
電される。そして、コンデンサＣ５の両端電圧が基準電
圧ＶＲＥＦ１を下回ると比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハイ
レベルとなり、コンデンサＣ６が抵抗Ｒ４を介して徐々
に充電される。図３（ｃ）に示す様に、コンデンサＣ６
の両端電圧、つまり比較器Ｃｏｍｐ２の入力電圧が基準
電圧ＶＲＥＦ２を越えると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２が発振開始すると共に、図３（ｄ）に示す様にスイッ
チング素子Ｑ３がオフする。すなわち、スイッチング素
子Ｑ２に１パルスでも過電流が流れると、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を停止させてスイッチング素
子Ｑ３をオンすることにより、上記第２従来例で述べた
様に平滑コンデンサＣ３を充電し、また、その充電が充
分に行われる様に、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ６とでタイ
マー時間を設定している。
る。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
安定動作している際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電
あるいは降電圧が発生し、電源復帰時にスイッチング素
子Ｑ２に過電流が流れると、ダイオードＤ３を介してコ
ンデンサＣ５の両端に電圧が発生する。そして、図３
（ｂ）に示す様に、コンデンサＣ５の両端電圧が基準電
圧ＶＲＥＦ１を越えると比較器Ｃｏｍｐ１の出力がロー
レベルとなる。すると、コンデンサＣ６の充電電荷が比
較器Ｃｏｍｐ１の出力を介して放電されるため、その瞬
間に、比較器Ｃｏｍｐ２の出力がローレベルとなる。制
御回路１は、その出力を受けてスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２を停止し、図３（ｄ）に示す様にスイッチング素子
Ｑ３をオンする。スイッチング素子Ｑ２がオフすること
によりコンデンサＣ５の充電電荷は抵抗Ｒ３を介して放
電される。そして、コンデンサＣ５の両端電圧が基準電
圧ＶＲＥＦ１を下回ると比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハイ
レベルとなり、コンデンサＣ６が抵抗Ｒ４を介して徐々
に充電される。図３（ｃ）に示す様に、コンデンサＣ６
の両端電圧、つまり比較器Ｃｏｍｐ２の入力電圧が基準
電圧ＶＲＥＦ２を越えると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２が発振開始すると共に、図３（ｄ）に示す様にスイッ
チング素子Ｑ３がオフする。すなわち、スイッチング素
子Ｑ２に１パルスでも過電流が流れると、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を停止させてスイッチング素
子Ｑ３をオンすることにより、上記第２従来例で述べた
様に平滑コンデンサＣ３を充電し、また、その充電が充
分に行われる様に、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ６とでタイ
マー時間を設定している。
【００２８】よって、瞬時的な停電あるいは降電圧が発
生時に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な
短絡電流が発生することを防止できる。
生時に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な
短絡電流が発生することを防止できる。
【００２９】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図４に示す。
の形態の回路図を図４に示す。
【００３０】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流
検出回路の代わりに、交流電源Ｖａｃの両端に接続され
た整流器ＤＢ２と、整流器ＤＢ２の直流出力端子間に並
列接続されたコンデンサＣ７と、コンデンサＣ７の両端
に並列接続された抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の直列接続と、
コンデンサＣ７の両端電圧を抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６で分
圧した電圧Ｖ１（以下、電圧Ｖ１と呼ぶ。）と基準電圧
ＶＲＥＦとを比較して、制御回路１に信号を出力する比
較器Ｃｏｍｐ１とから構成される、交流電源Ｖａｃの瞬
間的な変化を検出する電源検出回路を設けたことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の正の入力端子に基準電圧ＶＲＥＦを入力し、負の
入力端子に電圧Ｖ１を入力する。
は、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流
検出回路の代わりに、交流電源Ｖａｃの両端に接続され
た整流器ＤＢ２と、整流器ＤＢ２の直流出力端子間に並
列接続されたコンデンサＣ７と、コンデンサＣ７の両端
に並列接続された抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の直列接続と、
コンデンサＣ７の両端電圧を抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６で分
圧した電圧Ｖ１（以下、電圧Ｖ１と呼ぶ。）と基準電圧
ＶＲＥＦとを比較して、制御回路１に信号を出力する比
較器Ｃｏｍｐ１とから構成される、交流電源Ｖａｃの瞬
間的な変化を検出する電源検出回路を設けたことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の正の入力端子に基準電圧ＶＲＥＦを入力し、負の
入力端子に電圧Ｖ１を入力する。
【００３１】次に、動作を簡単に説明する。本実施の形
態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作してい
る際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生した場合、それに伴い電圧Ｖ１が低下して基準電
圧ＶＲＥＦを下回る為、比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハイ
レベルとなり、制御回路１は、その出力を受けてスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２を停止し、スイッチング素子Ｑ３
をオンする。スイッチング素子Ｑ３がオンすることによ
り、上記第２従来例で述べた様に平滑コンデンサＣ３を
充電するため、瞬時的な停電あるいは降電圧が発生時
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡
電流が発生することを防止できる。なお、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の負の入力端子への入力信号は、コンデンサＣ１の
両端電圧から得るように構成してもよい。
態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作してい
る際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生した場合、それに伴い電圧Ｖ１が低下して基準電
圧ＶＲＥＦを下回る為、比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハイ
レベルとなり、制御回路１は、その出力を受けてスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２を停止し、スイッチング素子Ｑ３
をオンする。スイッチング素子Ｑ３がオンすることによ
り、上記第２従来例で述べた様に平滑コンデンサＣ３を
充電するため、瞬時的な停電あるいは降電圧が発生時
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡
電流が発生することを防止できる。なお、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の負の入力端子への入力信号は、コンデンサＣ１の
両端電圧から得るように構成してもよい。
【００３２】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図５に示す。
の形態の回路図を図５に示す。
【００３３】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流
検出回路の代わりに、平滑コンデンサＣ３及びダイオー
ドＤ１の直列回路の両端に接続された抵抗Ｒ７及び抵抗
Ｒ８の直列接続と、平滑コンデンサＣ３及びダイオード
Ｄ１の直列回路の両端電圧を抵抗Ｒ７及び抵抗Ｒ８で分
圧した電圧Ｖ２（以下、電圧Ｖ２と呼ぶ。）と基準電圧
ＶＲＥＦとを比較して、制御回路１に信号を出力する比
較器Ｃｏｍｐ１とから構成される、平滑コンデンサＣ３
の電圧変化を検出する電圧検出回路を設けたことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の正の入力端子に基準電圧ＶＲＥＦを入力し、負の
入力端子に電圧Ｖ２を入力する。
は、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流
検出回路の代わりに、平滑コンデンサＣ３及びダイオー
ドＤ１の直列回路の両端に接続された抵抗Ｒ７及び抵抗
Ｒ８の直列接続と、平滑コンデンサＣ３及びダイオード
Ｄ１の直列回路の両端電圧を抵抗Ｒ７及び抵抗Ｒ８で分
圧した電圧Ｖ２（以下、電圧Ｖ２と呼ぶ。）と基準電圧
ＶＲＥＦとを比較して、制御回路１に信号を出力する比
較器Ｃｏｍｐ１とから構成される、平滑コンデンサＣ３
の電圧変化を検出する電圧検出回路を設けたことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の正の入力端子に基準電圧ＶＲＥＦを入力し、負の
入力端子に電圧Ｖ２を入力する。
【００３４】次に、動作を簡単に説明する。本実施の形
態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作してい
る際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生した場合、平滑コンデンサＣ３の充電電荷は、イ
ンダクタンス素子Ｌ１及びダイオードＤ１を介して放電
される為に、平滑コンデンサＣ３の両端電圧が低下す
る。このとき、ダイオードＤ１がオン状態であるので、
抵抗Ｒ７及び抵抗Ｒ８は平滑コンデンサＣ３の両端電圧
を検出している状態である。平滑コンデンサＣ３の両端
電圧が所定値以下になると、それに伴い電圧Ｖ２が基準
電圧ＶＲＥＦを下回る為、比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハ
イレベルとなり、制御回路１は、その出力を受けてスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を停止し、スイッチング素子Ｑ
３をオンする。スイッチング素子Ｑ３がオンすることに
より、上記第２従来例で述べた様に平滑コンデンサＣ３
を充電するため、瞬時的な停電あるいは降電圧が発生時
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡
電流が発生することを防止できる。なお、第２の実施の
形態で示した様なタイマー回路を設けて、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の出力によって、一定期間スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２をオフ、スイッチング素子Ｑ３をオンとする様に構
成してもよい。
態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作してい
る際に、交流電源Ｖａｃの瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生した場合、平滑コンデンサＣ３の充電電荷は、イ
ンダクタンス素子Ｌ１及びダイオードＤ１を介して放電
される為に、平滑コンデンサＣ３の両端電圧が低下す
る。このとき、ダイオードＤ１がオン状態であるので、
抵抗Ｒ７及び抵抗Ｒ８は平滑コンデンサＣ３の両端電圧
を検出している状態である。平滑コンデンサＣ３の両端
電圧が所定値以下になると、それに伴い電圧Ｖ２が基準
電圧ＶＲＥＦを下回る為、比較器Ｃｏｍｐ１の出力がハ
イレベルとなり、制御回路１は、その出力を受けてスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を停止し、スイッチング素子Ｑ
３をオンする。スイッチング素子Ｑ３がオンすることに
より、上記第２従来例で述べた様に平滑コンデンサＣ３
を充電するため、瞬時的な停電あるいは降電圧が発生時
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡
電流が発生することを防止できる。なお、第２の実施の
形態で示した様なタイマー回路を設けて、比較器Ｃｏｍ
ｐ１の出力によって、一定期間スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２をオフ、スイッチング素子Ｑ３をオンとする様に構
成してもよい。
【００３５】なお、上記全ての実施の形態に於て、スイ
ッチング素子Ｑ３はリレー等の機械的スイッチを用いて
も良く、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振開始前に平
滑コンデンサＣ３を充電する要素であれば何でも良い。
更に、上記全ての実施の形態に於ては、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２からなるハーフブリッジ式インバータ回路
を用いたが、２石式以外に１石式あるいは４石式などの
他のインバータ回路を用いても良い。更にまた、スイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ３は段階効果トランジスタトランジ
スタとしたが、バイポーラトランジスタとそれに逆並列
接続されたダイオードとからなるものであってもよく、
負荷Ｚは放電灯であってもよい。
ッチング素子Ｑ３はリレー等の機械的スイッチを用いて
も良く、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振開始前に平
滑コンデンサＣ３を充電する要素であれば何でも良い。
更に、上記全ての実施の形態に於ては、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２からなるハーフブリッジ式インバータ回路
を用いたが、２石式以外に１石式あるいは４石式などの
他のインバータ回路を用いても良い。更にまた、スイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ３は段階効果トランジスタトランジ
スタとしたが、バイポーラトランジスタとそれに逆並列
接続されたダイオードとからなるものであってもよく、
負荷Ｚは放電灯であってもよい。
【００３６】また、上記全ての実施の形態に於て、図６
に示す様に、整流器ＤＢの負の出力端子にカソード端子
を接続すると共に負荷Ｚの一端にアノード端子を接続す
る第３のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ。）Ｄ４
と、ダイオードＤ４及び負荷Ｚの接点にカソード端子を
接続すると共にスイッチング素子Ｑ２のソース端子にア
ノード端子を接続する第４のダイオード（以下、ダイオ
ードと呼ぶ。）Ｄ５と、ダイオードＤ５の両端に並列接
続するインピーダンス要素２とを設けてもよく、この様
に構成することで、交流電源Ｖａｃのゼロクロス近傍で
も入力電流を流すことが可能になる、つまり入力電流歪
みを改善することが可能となる。
に示す様に、整流器ＤＢの負の出力端子にカソード端子
を接続すると共に負荷Ｚの一端にアノード端子を接続す
る第３のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ。）Ｄ４
と、ダイオードＤ４及び負荷Ｚの接点にカソード端子を
接続すると共にスイッチング素子Ｑ２のソース端子にア
ノード端子を接続する第４のダイオード（以下、ダイオ
ードと呼ぶ。）Ｄ５と、ダイオードＤ５の両端に並列接
続するインピーダンス要素２とを設けてもよく、この様
に構成することで、交流電源Ｖａｃのゼロクロス近傍で
も入力電流を流すことが可能になる、つまり入力電流歪
みを改善することが可能となる。
【００３７】
【発明の効果】請求項１、請求項２、請求項４から請求
項７に記載の発明によれば、交流電源の瞬時的な停電あ
るいは降電圧が発生する場合含めて、スイッチング素子
等に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源
装置を提供することができる。
項７に記載の発明によれば、交流電源の瞬時的な停電あ
るいは降電圧が発生する場合含めて、スイッチング素子
等に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源
装置を提供することができる。
【００３８】請求項３記載の発明によれば、入力電流歪
みを改善可能であると共に、交流電源の瞬時的な停電あ
るいは降電圧が発生する場合含めて、スイッチング素子
等に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源
装置を提供することができる。
みを改善可能であると共に、交流電源の瞬時的な停電あ
るいは降電圧が発生する場合含めて、スイッチング素子
等に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源
装置を提供することができる。
【００３９】請求項８記載の発明によれば、放電灯を安
定点灯可能であると共に、交流電源の瞬時的な停電ある
いは降電圧が発生する場合含めて、スイッチング素子等
に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源装
置を提供することができる。
定点灯可能であると共に、交流電源の瞬時的な停電ある
いは降電圧が発生する場合含めて、スイッチング素子等
に過大なストレスが印加されることを防止可能な電源装
置を提供することができる。
【図１】本発明に係る第１実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明に係る第２実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図３】上記実施の形態に係る動作波形図である。
【図４】本発明に係る第３実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】本発明に係る第４実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図６】上記第１〜第４実施の形態に係る別のインバー
タ回路構成を示す回路図である。
タ回路構成を示す回路図である。
【図７】本発明に係る第１従来例を示す回路図である。
【図８】上記従来例に係る動作波形図である。
【図９】本発明に係る第２従来例を示す回路図である。
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
ＤＢ 整流器
Ｌ インダクタンス素子
Ｑ スイッチング素子
Ｒ 抵抗
Ｖａｃ 交流電源
Ｚ 負荷
１ 制御回路
２ インピーダンス要素
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02H 7/122
H02M 7/538
H05B 41/24
Claims (8)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の両端に並列接続される、第１のスイッチング素子及
び第２のスイッチング素子の直列回路を含んでなると共
に、前記第１あるいは第２のスイッチング素子の交互の
オンオフにより交流の高周波電圧を負荷に供給するイン
バータ回路と、前記第１あるいは第２のスイッチング素
子の一方のオンにより充電されるコンデンサを含んでな
ると共に、前記整流器の直流電圧出力を部分平滑して前
記インバータ回路の電源とする部分平滑電源と、前記イ
ンバータ回路の発振開始前に前記コンデンサの充電を開
始する充電回路とから構成される電源装置に於て、 前記インバータ回路の発振動作中に前記コンデンサの両
端電圧が一定値以下になると、前記インバータ回路の発
振を停止すると共に、前記充電回路を動作させて前記コ
ンデンサを充電する制御回路を設けたことを特徴とする
電源装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の高圧側に一端を接続された第１のスイッチング素子
及び前記整流器の低圧側に一端を接続された第２のスイ
ッチング素子の直列回路を含んでなるインバータ回路
と、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッ
チング素子を駆動する制御回路と、前記第１のスイッチ
ング素子の高圧側端子に一端を接続された、コンデンサ
とインダクタンス素子とからなる直列回路と、前記前記
第１のスイッチング素子の低圧側端子にカソード端子を
接続し、前記コンデンサと前記インダクタンス素子とか
らなる直列回路の他端にアノード端子を接続した第２の
ダイオードと、前記第２のダイオードを介して前記第２
のスイッチング素子に逆向きに並列接続される第１のダ
イオードと、前記第１のダイオードに並列接続される、
インピーダンス素子と第３のスイッチング素子との直列
回路からなり、前記第１及び第２のスイッチングの発振
開始前に前記コンデンサの充電を開始する充電回路と、
前記第２のスイッチングに並列接続される負荷とを備え
る電源装置において、 前記制御回路は、前記第１及び前記第２のスイッチング
素子の発振動作中に前記コンデンサの両端電圧が一定値
以下になると、前記第１及び前記第２のスイッチング素
子の発振を停止すると共に、前記第３のスイッチング素
子をオンさせて前記コンデンサを充電するものであるこ
とを特徴とする電源装置。 - 【請求項３】 前記整流器の直流出力端子と前記負荷及
び前記第２のスイッチング素子の低圧側端子の接点との
間に、且つ前記整流器の直流出力端子からの入力電流が
流れる向きに第３のダイオードを接続し、前記負荷を介
して前記第２のスイッチング素子の両端に、且つ前記整
流器の直流出力端子からの入力電流が流れる向きに第４
のダイオードを接続し、前記第４のダイオードの両端に
インピーダンス要素を並列接続したことを特徴とする請
求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記第１あるいは第２のスイッチング素
子の少なくとも一方に流れる過電流を検出して前記制御
回路に信号を出力することにより、前記第１及び前記第
２のスイッチング素子の発振を停止すると共に前記充電
回路を動作させて前記コンデンサを充電する、電流検出
回路を設けたことを特徴とする請求項１または請求項２
に記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記交流電源の電圧降下を検出して前記
制御回路に信号を出力することにより、前記インバータ
回路の発振を停止すると共に前記充電回路を動作させて
前記コンデンサを充電する、電源検出回路を設けたこと
を特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装
置。 - 【請求項６】 前記充電回路は、前記インバータ回路の
発振動作中に前記コンデンサの両端電圧が一定値以下に
なると、少なくとも前記コンデンサを一定の電圧値まで
徐々に充電することを特徴とする請求項１から請求項５
のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項７】 前記第１ないし第３のスイッチング素子
は、電解効果トランジスタであることを特徴とする請求
項１から請求項６のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項８】 前記負荷は、放電灯を含んでなることを
特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19677896A JP3399239B2 (ja) | 1996-07-25 | 1996-07-25 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19677896A JP3399239B2 (ja) | 1996-07-25 | 1996-07-25 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1042572A JPH1042572A (ja) | 1998-02-13 |
| JP3399239B2 true JP3399239B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=16363484
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19677896A Expired - Fee Related JP3399239B2 (ja) | 1996-07-25 | 1996-07-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3399239B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100359936B1 (ko) * | 1997-07-22 | 2003-01-15 | 삼성전기주식회사 | 전원공급장치의주파수변환회로 |
| CN108123554B (zh) * | 2018-01-15 | 2024-04-12 | 华南理工大学 | 一种基于低应力逆变器的无线输电系统 |
-
1996
- 1996-07-25 JP JP19677896A patent/JP3399239B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1042572A (ja) | 1998-02-13 |
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