JPH1126177A

JPH1126177A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH1126177A
Application number: JP17262697A
Authority: JP
Inventors: Koji Saeki; 浩司佐伯; Hiroshi Seike; 宏清家; Shinji Tomomatsu; 真次友松; Koji Fujimoto; 幸司藤本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-06-27
Filing date: 1997-06-27
Publication date: 1999-01-29
Anticipated expiration: 2017-06-27
Also published as: JP3915178B2

Abstract

(57)【要約】【課題】使用素子数が少なく、制御も簡単でありなが
ら、インバータ回路の出力２次電圧を所定電圧以上に上
昇させず、電気的、温度的に回路部品にストレスを与え
ることが無い放電灯点灯装置を提供することにある。【解決手段】エミレス検出回路８の出力はツェナーダイ
オードＺＤ₁を介してＶ_dc検出回路９の出力側に接続さ
れており、ツェナーダイオードＺＤ₁のツェナー電圧を
放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時のエミレ
ス検出電圧以下及び通常の放電灯のエミレス検出電圧以
上に設定することにより、放電灯ＬＡの破壊等による２
次電圧異常上昇時にはツェナーダイオードＺＤ₁に逆方
向の電流が流れる。制御回路４はこの電流を受けてチョ
ッパ回路３を出力電圧Ｖ_dcを低下させるように制御し、
２次電圧の異常上昇を抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ回路の出
力をインバータ回路にて高周波に変換し、放電灯を点灯
制御する放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来の放電灯点灯装置の回路構
成を図１６に示す。この従来例の放電灯点灯装置は、直
流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１の出力
を放電灯ＬＡに印加して、放電灯ＬＡを高周波点灯する
ものである。上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオー
ドブリッジからなる整流回路２で整流し、この整流出力
を昇圧型のチョッパ回路３で昇圧して得るものである。
チョッパ回路３は、スイッチング素子Ｑ₁、チョークコ
イルＬ₁、ダイオードＤ₁、コンデンサＣ₃及び制御回
路４で構成され、制御回路４によってスイッチング素子
Ｑ₁を高周波でスイッチングして整流回路２の出力をチ
ョッピングし、スイッチング素子Ｑ₁のオンのときにチ
ョークコイルＬ₁に蓄積されたエネルギーをスイッチン
グ素子Ｑ₁のオフのときにダイオードＤ₁を介して放出
すると共に、ダイオードＤ₁を介して出力されるチョッ
ピング電圧をコンデンサＣ₃で平滑するものである。な
お、制御回路４には主としてアクティブフィルター制御
用１Ｃが用いられる。

【０００３】この放電灯点灯装置では、インバータ回路
１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用い、チ
ョッパ回路３の出力に直列に接続された主スイッチング
素子Ｑ₂、Ｑ₃、これら主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃
を駆動する為の駆動回路５、主スイッチング素子Ｑ₂、
Ｑ₃を交互にオンオフ制御する為の制御回路６で構成し
てある。なお、主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃には、主
スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃の夫々両端に還流用のダイ
オードＤ₂、Ｄ₃が逆並列に接続されている。このイン
バータ回路１の出力には、チョークコイルＬ₂とコンデ
ンサＣ₂からなる共振回路７が接続してあり、この共振
回路７をインバータ回路１で励振してその電圧で放電灯
ＬＡを始動点灯するようになっている。また、コンデン
サＣ₁は直流カット用のコンデンサであると共に、主ス
イッチング素子Ｑ₂のオン時に充電された電荷が主スッ
チング素子Ｑ₃のオン時の電源として用いられるもので
ある。制御回路６からはパルス信号からなるインバータ
駆動信号が駆動回路５に与えられ、駆動回路５ではイン
バータ駆動信号信号のオンデューティに対応した駆動信
号を一方の主スイッチング素子に、オフデューティに対
応した駆動信号を他方の主スイッチング素子に与えて交
互にオン、オフさせて、インバータ回路１を発振動作さ
せるようになっており、周波数、或いはデューティ比を
制御することにより共振回路７の出力電圧（以下２次電
圧と称する）を制御するようになっている。

【０００４】共振回路７はインバータ回路１が発振する
と発振周波数に共振して放電灯ＬＡの両端に２次電圧を
印加し、放電灯ＬＡを点灯する。以後、制御回路６によ
って主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃のオンオフ制御を所
定の周期で行なうことにより放電灯ＬＡの点灯を維持す
る。また放電灯ＬＡが寿命末期状態（以下エミレス状態
と呼ぶ）となり、放電灯ＬＡの両端に過大な２次電圧が
印加され、回路部品に電気的あるいは温度的ストレスが
生じるのを回避するためのエミレス検出回路８を共振回
路７に付加しており、エミレス検出回路８は放電灯ＬＡ
に印加される２次電圧を検出することにより放電灯ＬＡ
のエミレス状態を検出し、エミレス状態が検出された場
合、制御回路６にて回路部品の電気的或いは温度的スト
レスを低減するように主スイッング素子Ｑ₂，Ｑ₃のス
イッチングを制御する。

【０００５】従来の放電灯点灯装置の放電灯ＬＡの点灯
始動制御を図１７及び図１８にて説明する。図１７は共
振回路７における発振周波数と、放電灯ＬＡに印加され
る２次電圧の関係を示し、図１８に共振回路７の等価回
路を示す。放電灯ＬＡが点灯するまでの共振カーブは共
振カーブとなり、放電灯点灯後の共振カーブは共振カ
ーブへ移行する。共振カーブは主にチョークコイル
Ｌ₂と、コンデンサＣ ₂により決定される共振周波数ｆ
₀を持ち、共振カーブは主にチョークコイルＬ₂と、
コンデンサＣ₂と、放電灯インピーダンスＲ₁により決
定される共振周波数を持つ。従来の制御回路６による放
電灯ＬＡの点灯制御では、まず初めに発振周波数を共振
周波数より高くなるように設定し、放電灯ＬＡが点灯し
ない程度の２次電圧を印加することにより放電灯ＬＡの
フィラメントに充分な予熱を与え、後に発振周波数を共
振周波数に近付けるように移行し、発振周波数を放電灯
ＬＡを確実に点灯させ、後に希望の放電灯出力が得られ
る発振周波数へと移行させる制御を行っている。以下、
放電灯ＬＡを確実に点灯させるために固定する発振周波
数を始動周波数と称する。尚図１８中Ｒａはランプ抵
抗、Ｒｂ，Ｒｃはフィラメント抵抗を示す。

【０００６】ここで、実際の放電灯ＬＡが装着されてい
る状態での共振カーブは、放電灯ＬＡが点灯状態でない
場合（発振周波数が高いとき）においても、放電灯ＬＡ
には若干の放電現象が生じるため、放電灯ＬＡのインピ
ーダンスＲ₁は無限大なインピーダンスではない。この
ことはエミレス状態における放電灯インピーダンスＲ ₁
にも言えることで、放電灯ＬＡのインピーダンスは無限
大とはならない。つまり、放電灯ＬＡが装着されている
状態での共振カーブは共振周波数ｆ₀’より低い共振周
波数ｆ₀を持つ共振カーブとなる。この場合、放電灯
ＬＡの始動電圧Ｖｓ以上の２次電圧Ｖ₁が印加されるに
は始動周波数をｆ₁としなけれぱならない。つまり、放
電灯ＬＡを確実に点灯始動させるには放電灯ＬＡのイン
ピーダンスＲ₁を考慮した始動周波数の設定が必要とな
り、始動周波数ｆ₁はｆ₁’よりも低く設定する必要が
ある。しかしながら、放電灯ＬＡの破損等の放電経路が
絶たれた状態においては、放電灯インピーダンスＲ₁が
完全に無限大となる場合も存在する。この場合共振カー
ブは’となるため、始動周波数ｆ₁における２次電圧
はＶ₁’となり、必要以上の過大な電圧が印加されるた
め、回路部品の電気的及び温度的ストレスが増大する。
この２次電圧Ｖ₁とＶ₁’の差は始動周波数が共振周波
数に近いほど大きくなるため、共振周波数に近い周波数
にて点灯始動を行う構成においては大きな問題となる。
またチョークコイルＬ₂に流れる電流もそれに伴い増加
するため、チョークコイルＬ₂の飽和とともに共振カー
ブは”へと移行して行く。そのため、更なる回路部品
の電気的及び温度的ストレスが増大し、更に発振周波数
ｆ₁よりも共振周波数ｆ₀”が高くなり進相領域でのス
イッチング動作による過大なストレスが発生し、スイッ
チング素子の破壊となる恐れがある。これらの問題を回
避するには（１）始動周波数ｆ₁を高めに設定（２）チョッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcを上げる。（３）チョークコイルＬ₂の大型化が考えられる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、（１）
の方法においては、放電灯ＬＡの始動に必要な２次電圧
が得られない恐れがある。（２）の方法においては、チ
ョッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcを上げることにより共振作
用による高電圧生成を補うことができるため、始動周波
数ｆ₁を高く設定することができるが、チョッパ回路３
及びインバータ回路１の部品耐圧を上げねばならずコス
トアッブとなる。

【０００８】（３）の方法においては、チョークコイル
Ｌ₂の飽和を防ぐために形状が大型化してしまい、コス
トアッブ及び実装スベースのアッブとなる。また、図１
９に示すように２次電圧がＶ₃のように異常上昇した場
合の検出にはエミレス検出回路８を用いているが、誤検
出防止のため、例えば予熱モードＭ ₁の期間と、予熱か
ら始動へのスイープＭ₂と、始動モードＭ₃とを含む一
定期間をエミレス検出禁止期間Ｔ₁としているため、上
記のような問題を解決するには別の検出回路及び制御回
路が必要となる。そして２次電圧がＶ₂のようにしきい
値電圧Ｖａ以上であれぱ保護モードＭ₄’へ移行して２
次電圧を低減させた保護時出力とし、２次電圧がＶ₁
のようにしきい値電圧Ｖａ以下であれば所定の点灯時出
力とする所定の点灯モードＭ₄へと移行する動作とな
る。

【０００９】本発明は上述のような点に鑑みて為された
ものであり、その目的とするところは、使用素子数が少
なく、制御も簡単でありながら、インバータ回路の出力
２次電圧を所定電圧以上に上昇させず、電気的、温度的
に回路部品にストレスを与えることが無い放電灯点灯装
置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明では、交流電源に接続される整流回路
の出力電圧をスイッチング素子のオンオフによってチョ
ッピングすると共に、このチョッピング電圧を整流平滑
し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッ
パ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによっ
て高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する
共振回路を有するインバータ回路と、電源投入から一定
期間経過後にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一
定電圧以上になるとインバータ回路の共振回路の出力電
圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護
手段とを備えた放電灯点灯装置において、上記一定期間
内において上記インバータ回路に設けた共振回路の出力
電圧が上昇傾向である場合、上記インバータ回路の共振
回路の出力電圧を所定電圧以上に上昇させない制御手段
を備えたことを特徴とする。

【００１１】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記制御手段が上記インバータ回路の共振回路の
出力が上記所定電圧以上にならないように上記チョッパ
回路の出力を制御することを特徴とする。請求項３の発
明では、請求項１の発明において、上記制御手段が上記
インバータ回路の共振回路の出力電圧が所定電圧以上に
ならないように上記インバータ回路の発振周波数を制御
することを特徴とする。

【００１２】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記制御手段が上記インバータ回路の共振回路の
出力電圧が所定電圧以上にならないように上記インバー
タ回路のスイッチング素子のスイッチングのデューティ
比を制御することを特徴とする。請求項５の発明では、
請求項請求項２乃至４の発明において、上記チョッパ回
路のスイッチング動作と上記インバータ回路のスイッチ
ング動作を同一周波数にて連動制御することを特徴とす
る。

【００１３】請求項６の発明では、請求項１乃至５の発
明において、上記制御手段が、インバータ回路の共振回
路の出力が上昇傾向である場合、上記共振回路の出力電
圧を所定範囲内に保持させ、一定期間以上出力電圧が所
定範囲内であれば、上記インバータ回路の共振回路の出
力電圧を所定電圧以上に上昇させない制御を行うことを
特徴とする。

【００１４】請求項７の発明では、請求項１乃至５の発
明において、上記制御手段が、インバータ回路の共振回
路の出力が一定電圧以上であれば、上記インバータ回路
の共振回路の出力電圧を所定電圧以上に上昇させない制
御を即時に行うことを特徴とする。請求項８の発明で
は、請求項６又は７の発明において、上記インバータ回
路が、複数個の放電灯を並列に一括点灯させるものであ
って、上記制御手段によりインバータ回路の共振回路の
出力電圧を所定電圧以上に上昇させない制御が為されて
いるときに放電灯のフィラメントに流れる電流を当該放
電灯の定格電流の１．１倍以下とすることを特徴とす
る。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明を実施形態により説
明する。（実施形態１）図１は本実施形態の回路構成を示してお
り、図示する本実施形態の放電灯点灯装置は、図１５に
示す従来例の放電灯点灯装置と基本的には同じ構成とな
っており、エミレス検出回路８から出力される検出信号
が制御回路６と制御回路４に印加される構成となってい
る。また、制御回路４の入力にはチョッパ回路３の出力
をモニターするためのＶ_dc検出回路９が接続され、また
前記検出信号がツェナーダイオードＺＤ₁を介して接続
されている。

【００１６】制御回路４はミラー回路１０、コンパレー
タＣＰ₁、ＲＳ型のフリップフロップＦＦ、ドライバ回
路１２等によりＰＷＭ制御回路を構成しており、図２に
示すようにチョッパ回路３の出力に抵抗Ｒ₁，Ｒ₂を介
して、ミラー回路１０のトランジスタＱ₄と抵抗Ｒ₃と
の直列回路を接続し、ミラー回路１０のトラジンスタＱ
₅と抵抗Ｒ₄の直列回路に電源Ｖｃｃに接続された定電
流源１１を直列に接続するとともに、コンデンサＣ₅及
びトランジスタＱ₆を夫々並列接続している。

【００１７】コンパレータＣＰ₁はコンデンサＣ₅の両
端電圧を非反転端子に接続し、コンパレータＣＰ₁の反
転端子に接続した基準電圧Ｖ_ref1と比較するようになっ
ており、その出力をフリップフロップＦＦのセット端子
Ｓに接続するとともに、トランジスタＱ₆のベースに接
続している。フリップフロップＦＦ₁のリセット端子Ｒ
には発振器（図示せず）から所定幅の所定周波数のパル
ス信号Ｐが入力され、Ｑ出力によりドライバ回路１２を
介してスイッチング素子Ｑ₁へ駆動信号を与えるように
なっている。

【００１８】制御回路４は次のように動作する。Ｖ_dc検
出回路９から得られる電流値が大きくなると、ミラー回
路１０によりコンデンサＣ₅に定電流源１１から流れる
充電電流が少なくなり、そのためコンデンサＣ₅の充電
電圧の上昇が遅くなり、基準電圧Ｖ_ref1以上となるタイ
ミングが遅れることなる。そしてコンパレータＣＰ₁の
出力が”Ｈ”となると、フリップフロップＦＦ₁をセッ
トするとともにトランジスタＱ₆をオンしてコンデンサ
Ｃ₅の電荷をトランジスタＱ₆により放電させる。フッ
プフロップＦＦ₁は上記パルス信号Ｐでリセットされる
までの期間、Ｑ出力を”Ｈ”とする。つまりＱ出力の”
Ｈ”期間の幅はコンデンサＣ₅の電圧がコンパレータＣ
Ｐ₁の基準電圧Ｖ_ref1以上となるタイミングにより決定
され、上記のように充電電圧の上昇が遅くなる場合には
幅は狭くなり、結果Ｑ出力がドライバ回路１２を通じて
ベースに印加されて駆動されるチョッパ回路３のスイッ
チング素子Ｑ₁のオンデューティの幅が狭くなってチョ
ッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcは低下することになる。出力
電圧Ｖ_dcが低下すると、Ｖ_dc検出回路９から得られる電
流値が小さくなる。従ってミラー回路１０の働きにより
コンデンサＣ₅に定電流源１１から流れる充電電流が大
きくなる。従ってコンパレータＣＰ₁の出力が”Ｈ”と
なってフリップフロップＦＦ₁をセットし、上記パルス
信号でリセットされるまでの期間、つまりＱ出力の”
Ｈ”となる期間の幅が広くなる。その結果Ｑ出力がドラ
イバ回路１２を通じてベースに印加されて駆動されるチ
ョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ₁のオンデューティ
は広くなり、チョッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcが上昇する
ことになる。

【００１９】このようにしてチョッパ回路３の出力電圧
Ｖ_dcは一定に制御されることになる。エミレス検出回路
８の出力はツェナーダイオードＺＤ₁を介してＶ_dc検出
回路９の出力側に接続されており、エミレス検出回路８
はエミレスにより放電灯ＬＡに印加される２次電圧が上
昇すると、その２次電圧を抵抗Ｒ₅，Ｒ₆で分圧した電
圧で充電される出力側のコンデンサＣ₄の両端電圧、つ
まり検出信号のレベルも上昇することになり、この検出
信号のレベルがツェナーダイオードＺＤ₁のツェナー電
圧以上となるとツェナーダイオードＺＤ₁に逆方向電流
が流れ、ミラー回路１０の働きによりコンデンサＣ₅の
充電電流はチョッパ回路３の出力電圧Ｖ _dcが上昇した場
合と同様に少なくなる。コンデンサＣ₅の充電電流が少
なくなると、上述の同様にスイッチング素子Ｑ₁のオン
デューティが小さくなり、チョッパ電圧Ｖ_dcを低下させ
るという動作となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ
₁のツェナー電圧を放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧
異常上昇時のエミレス検出電圧以下及び通常の放電灯
（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状
態）でのエミレス検出電圧以上に設定することにより、
放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはチョ
ッパ電圧Ｖ_dcを低下させ、２次電圧の異常上昇を抑制す
ることができる。

【００２０】このエミレス検出回路８の検出信号は制御
回路６にも入力しており、制御回路６は内蔵したコンパ
レータ（図示せず）で検出信号のレベルと所定のしきい
値電圧とを比較し、検出信号のレベルがしきい値電圧Ｖ
ａ以上となったときにコンパレータの出力により制御回
路６内のモード切り換え回路（図示せず）を制御して保
護モードの動作に移行し、例えばインバータ回路１の発
振周波数を高くするように駆動回路５へ出力するインバ
ータ駆動信号の周波数を制御してインバータ回路１の出
力を制限する動作を行う。

【００２１】図３にて以上の動作を説明する。図３
（ａ）には各点灯モードにおける２次電圧の変化を示
し、図３（ｂ）には各点灯モードにおけるチョッパ電圧
Ｖ_dcの変化を示す。まず電源を投入すると、制御回路６
のモード切り換え回路（図示せず）はエミレス検出禁止
期間Ｔ₁を設定し、この期間Ｔ₁において、通常の放電
灯ＬＡが接続されている状態（放電灯の破壊等がなく、
２次電圧の異常上昇がない状態）では、予熱モード
Ｍ₁、予熱から始動へのスイーブＭ₂、始動モード
Ｍ₃、点灯モードＭ₄へと動作モードを移行させる。こ
の場合の正常点灯時及びエミレス時の２次電圧の推移は
図３（ａ）のＶ₁，Ｖ₂に示すようになり、正常時は所
定の点灯時出力へ移行し、エミレス時は２次電圧がＶ
₂のようにしきい値電圧Ｖａ以上となるため、保護モー
ドＭ₄’に動作モードを設定し、保護時出力へと移行
する。このとき、チョッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcは図３
（ｂ）に示すように略ー定の値を保つ。放電灯ＬＡの破
壊等による２次電圧の異常上昇時には２次電圧は通常の
放電灯の時に比べて高い２次電圧となる。ここで２次電
圧がＶ₃のようにしきい値電圧Ｖｂを越えたときに、エ
ミレス検出回路８の検出信号がツェナー電圧を越えてツ
ェナーダイオードＺＤ₁に逆方向電流が流れるようにツ
ェナー電圧を設定すれば、２次電圧がしきい値電圧Ｖｂ
以上となるとチョッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcはＶ_dc’に
低下し、同時に２次電圧も低下する。２次電圧低下によ
りツェナーダイオードＺＤ₁に逆方向電流が流れなくな
ってチョッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcは再度上昇するが、
再度２次電圧がＶ₃のようにしきい値電圧Ｖｂ以上とな
ると、またチョッパ回路３の出力Ｖ_dcを低下させる。

【００２２】以下、この動作を繰り返し、エミレス検出
禁止期間Ｔ₁を過ぎると保護モードＭ₄’の動作に制御
回路６は移行し、２次電圧をエミレス時と同様に保護時
出力に設定する。尚図３（ｂ）中Ｔ₂は負荷異常検出
動作期間を示す。このように本実施形態では、放電灯Ｌ
Ａの破壊等による２次電圧の異常上昇時にはチョッパ回
路３の出力電圧Ｖ_dcをＶ_dc’に低減させ、インバータ回
路１の２次電圧が所定値以上にならないように制御する
ことにより、使用素子数が少なく、制御も簡単でありな
がら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的ある
いは温度的ストレスを低減することができる。

【００２３】本実施形態のエミレス検出回路８は電圧検
出を行うものであるが、電流検出を行うもので構成して
も良い。尚電源Ｖｃｃは整流回路２の出力を平滑して所
定電圧とする等により得る。（実施形態２）本実施形態は、図４に示すように図１５
に示す従来例の放電灯点灯装置の回路と基本的に同様な
構成となっているが制御回路６の構成が図５に示す構成
となっている点で特徴がある。

【００２４】つまり本実施形態ではエミレス検出回路８
から出力される検出信号、つまりコンデンサＣ₄の電圧
が制御回路６に２経路で入力される構成となっており、
一方の経路は実施形態１で説明したようにエミレス時の
保護モード動作の制御に移行するためのコンパレータ
（図示せず）によるしきい値電圧Ｖａとの比較を行いモ
ード切り換え回路１３を制御する保護回路６ａに入力す
る経路であり、他方の経路は負荷異常を検出してインバ
ータ回路１へのインバータ駆動信号を制御するための回
路に入力するようになっている。

【００２５】尚制御回路４には実施形態１と同様にチョ
ッパ回路３の出力をモニターしてチョッパ回路３の出力
電圧Ｖ_dcを制御回路４により一定に制御するためのＶ_dc
検出回路９が接続されている。図５の回路ではエミレス
検出回路８の検出信号はツェナーダイオードＺＤ₂を介
して制御回路６のコンデンサＣ₆に接続されている。制
御回路６はモード切り換え回路１３にて電流源１４を制
御することによりコンデンサＣ₆の充電電流を制御して
該コンデンサＣ₆の充電電圧の上昇速度を変化させ、変
化によりこのコンデンサＣ₆を時定数とする発振器１５
の発振周波数を制御し、各動作のモード毎にインバー夕
回路１のスイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃の発振周波数を設
定するようになっている。発振器１５はコンデンサＣ₆
の電圧上昇が早いと、発振周波数を高く、また電圧上昇
が遅いと発振周波数を低くするように発振動作を行うも
のである。

【００２６】そして本実施形態の負荷異常検出のための
回路では、エミレス検出回路８の検出信号のレベルがツ
ェナーダイオードＺＤ₂のツェナー電圧以上となるとツ
ェナーダイオードＺＤ₂に逆方向電流が流れて、コンデ
ンサＣ₆への充電電流を多くして、発振器１５の発振周
波数、つまりインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ
₂、Ｑ₃の発振周波数を高くし、２次電圧を低下させる
ようになっている。

【００２７】ここで、ツェナーダイオードＺＤ₂のツェ
ナー電圧を放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上
昇時のエミレス検出電圧以下及び通常の放電灯（放電灯
の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状態）での
エミレス検出電圧以上に設定することにより、放電灯Ｌ
Ａの破壊等による２次電圧異常上昇時にインバータ回路
１の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃の発振周波数を高く
し、２次電圧の異常上昇を抑制することができる。

【００２８】図６にて以上の動作を説明する。図６
（ａ）には各点灯モードにおける２次電圧の変化を示
し、図６（ｂ）には各点灯モードにおけるインバータ回
路１の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃の発振周波数の変
化を示す。まず電源を投入すると、制御回路６のモード
切り換え回路１３はエミレス検出禁止期間Ｔ₁を設定
し、この期間Ｔ₁において、通常の放電灯ＬＡが接続さ
れている状態（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常
上昇がない状態）では、予熱モードＭ₁、予熱から始動
へのスイーブＭ₂、始動モードＭ₃、点灯モードＭ₄へ
と動作モードを移行させる。この場合、正常点灯時及び
エミレス時の２次電圧の推移は図６（ａ）のＶ₁，Ｖ₂
に示すようになり、正常時は所定の点灯時出力へ移行
し、エミレス時は２次電圧がＶ₂のようにしきい値電圧
Ｖａ以上となるため、保護モードＭ₄’の動作となり保
護時出力へと移行する。このとき、インバータ回路１
の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃の発振周波数、つまり
発振器１５の発振周波数は図６（ｂ）に示すように点灯
時にはｆａとなり、保護時には２次電圧を低減させるよ
うに点灯時よりも高いｆｂとなる。ここで放電灯ＬＡの
破壊等による異常負荷状態にて２次電圧がＶ₃のように
しきい値電圧Ｖｂ以上となったときに、ツェナーダイオ
ードＺＤ₂に逆方向電流が流れるようにツェナー電圧を
設定すれば、２次電圧がしきい値電圧Ｖｂ以上となると
発振器１５の発振周波数、つまりインバータ回路１の発
振周波数は高くなり、同時に２次電圧も保護時出力と
同様に低下する。２次電圧がしきい値電圧Ｖｂより低く
なってエミレス検出回路８の検出信号のレベルがツェナ
ー電圧以下になり、ツェナーダイオードＺＤ₂の逆方向
電流が流れなくなると、発振周波数はまた低くなるが、
再度２次電圧がしきい値電圧Ｖｂ以上となると、また発
振周波数は高くなる。以下、この動作を繰返し、エミレ
ス検出禁止期間Ｔ₂を過ぎると保護モードＭ₄’へと移
行することになる。尚図６（ｂ）中Ｔ₂は負荷異常検出
動作期間を示す。

【００２９】このように本実施形態では、放電灯ＬＡの
破壊等による２次電圧異常上昇時にはインバータ回路１
の発振周波数を高くし、２次電圧を所定値以上にならな
いように制御することにより、使用素子数が少なく、制
御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路
部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することが
できる。

【００３０】（実施形態３）本実施形態は図７に示すよ
うに基本的な構成は、図１５に示す従来例の放電灯点灯
装置と同じ構成で、実施形態２と同様にエミレス検出回
路８から出力される検出信号が制御回路６に２経路で印
加される構成となっているが、実施形態２ではインバー
タ回路１の発振周波数を制御するのに対して、本実施形
態ではインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ
₃のスイッチングのデューティ比を制御するようになっ
ている。

【００３１】つまり本実施形態の制御回路６は図８に示
すようにモード切り換え回路１６により制御される電流
源１８からの電流により充電されるコンデンサＣ₇と、
このコンデンサＣ₇の両端電圧と基準電圧Ｖ_ref2とを比
較するコンパレータＣＰ₂と、このコンパレータＣＰ₂
の出力をセット端子Ｓに入力するとともに、発振器（図
示せず）から出力される所定幅で所定周波数のパルス信
号Ｐをリセット端子Ｓに入力するＲＳ型のフリップフロ
ップＦＦ₂と、このフリップフロップＦＦ₂のＱ出力を
入力して駆動回路５に対してインバータ駆動信号を出力
するドライバ回路１７等で構成され、エミレス検出回路
８の検出信号をツェナーダイオードＺＤ ₂を介してコン
デンサＣ₇に接続してある。

【００３２】通常のこの回路構成においては、モード切
り換え回路１６にてコンデンサＣ₇の充電電流を各モー
ドに応じて変化させ、発振周波数が高いときは充電電流
を多くし、発振周波数が低いときは充電電流を少なくす
ることにより各モードのデューティ比を略５０％にして
いる。またエミレス検出回路８の検出信号を保護回路６
ａに入力してコンパレータ（図示せず）でしきい値電圧
Ｖａと比較し、その比較出力によりモード切り換え回路
１６を制御し、動作モードを保護モードへ移行させるよ
うになっている。

【００３３】そして上記の実施形態２と同様に異常負荷
時において、エミレス検出回路８からの検出信号、つま
りコンデンサＣ₄の電圧がツェナーダイオードＺＤ₂の
ツェナー電圧以上となると、ツェナーダイオードＺＤ₂
に逆方向電流が流れ、この電流が定電流源１８からの電
流に加わることになってコンデンサＣ₇への充電電流が
多くなり、その結果コンデンサＣ₇の電圧上昇が早くな
って、基準電圧Ｖ_ref2以上となるタイミングが早くな
る。従ってコンパレータＣＰ₂の出力が”Ｈ”になるタ
イミングが早まり、フリップフロップＦＦ₂をセットす
るタイミングが早くなる。つまりフリップフロップＦＦ
₂がセットされてからパルス信号Ｐによりリセットされ
るまでの期間が長くなり、従ってＱ出力の”Ｈ”期間の
幅が”Ｌ”期間の幅より大きくなる。このためドライバ
回路１７を通じて駆動回路５へ出力されるインバータ駆
動信号のデューティ比がアンバランスとなり、その結果
インバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃のデ
ューティ比がアンバランスとなって２次電圧を低下させ
るという動作となる（所定の周波数においてデューティ
比５０％のときがインバータ回路１の出力が実効値的に
最も高くなるため）。ここで、ツェナーダイオードＺＤ
₂のツェナー電圧を放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧
異常上昇時のエミレス検出電圧以下及び通常の放電灯
（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状
態）でのエミレス検出電圧以上に設定することにより、
放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはイン
バータ回路１の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃のデュー
ティ比をアンバランスにし、２次電圧の異常上昇を抑制
することができる。

【００３４】図９にて以上の動作を説明する。図９
（ａ）には各点灯モードにおける２次電圧の変化を示
し、図９（ｂ）には各点灯モードにおけるインバータ回
路１の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃のデューティ比の
変化を示す。まず電源を投入すると、制御回路６のモー
ド切り換え回路１３はエミレス検出禁止期間Ｔ₁を設定
し、この期間Ｔ₁において、通常の放電灯ＬＡが接続さ
れている状態（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常
上昇がない状態）では、予熱モードＭ₁、予熱から始動
へのスイーブＭ₂、始動モードＭ₃、点灯モードＭ₄へ
と動作モードを移行させる。この場合、正常点灯時及び
エミレス時の２次電圧の推移は図９（ａ）のＶ ₁，Ｖ₂
に示すようになり、正常時は所定の点灯時出力へ移行
し、エミレス時は２次電圧がＶ₂のようにしきい値電圧
Ｖａ以上となるため、保護モードＭ₄’の動作となり保
護時出力へと移行する。このとき、インバータ回路１
の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃のデューティ比は図９
（ｂ）に示すように一定となる。つまり正常時及びエミ
レス時のデューティ比は略５０％で一定である。ここで
放電灯ＬＡの破壊等による異常負荷状態にて２次電圧が
Ｖ₃のようにしきい値電圧Ｖｂ以上になったときに、ツ
ェナーダイオードＺＤ₂に逆方向電流が流れるようにツ
ェナー電圧を設定すれば、２次電圧がしきい値電圧Ｖｂ
を超えると、上述のようにフリップフロップＦＦ₂のＱ
出力の”Ｈ”期間が”Ｌ”期間の幅より大きくなる。従
ってドライバ回路１７を通じてインバータ回路１の駆動
回路５へ出力されるインバータ駆動信号のデューティが
アンバラスとなり、デューティ比が図９（ｂ）に示すよ
うに小さくなる。従ってインバータ回路１の主スイッチ
ング素子Ｑ₂，Ｑ₃のスイッチングのデューティ比がア
ンバランスとなり、２次電圧が低下する。この低下によ
りエミレス検出回路８の検出信号のレベルがツェナー電
圧よりも低くなり、ツェナーダイオードＺＤ₂に逆方向
の電流が流れなくなって、再びデューティ比はまた５０
％へ近づき、２次電圧が上昇する。そして２次電圧がし
きい値電圧Ｖｂ以上となるとまたデューティ比はアンバ
ランスとなる。以下、この動作を繰り返しエミレス検出
禁止期間Ｔ₁を過ぎると保護モードＭ₄’へと移行させ
る。

【００３５】このように本実施形態では、放電灯ＬＡの
破壊等による２次電圧の異常上昇時にはインバータ回路
１のスイッチング素子Ｑ₂、Ｑ₃のデューティ比をアン
バランスにし、２次電圧を所定値以上にならないように
制御することにより、使用素子数が少なく、制御も簡単
でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電
気的あるいは温度的ストレスを低滅することができる。

【００３６】（実施形態４）図１０及び図１１に本実施
形態の回路構成を示す。本実施形態の放電灯点灯装置
は、チョッパ回路３の制御回路４とインバータ回路１の
制御回路６とを一つの制御部１９として備えたもので、
制御部１９の構成は図１１に示すように、実施形態１の
制御回路４と略同じ構成の制御回路４’と、インバータ
回路１の制御回路６’とを備えたものである。

【００３７】制御回路６’はモード切り換え回路１６に
より制御される電流源１８により充電されるコンデンサ
Ｃ₇の電圧と、基準電圧Ｖ_ref2とを比較してコンデンサ
Ｃ₇の電圧が基準電圧Ｖ_ref2を越えたときにフリップフ
ロップＦＦ₂をセットするようになっているもので、フ
リップフロップＦＦ₂のリセット端子Ｒにはモード切り
換え回路１６’により制御される電流源２０により充電
されるコンデンサＣ₈の電圧上昇に応じて発振周波数を
変化させる発振器２１の出力パルス信号Ｐが接続されて
いる。

【００３８】つまり図１２（ａ）に示すようにコンデン
サＣ₈の電圧が所定レベルに達するたびに図１２（ｂ）
に示すようにパルス信号Ｐが出力されてフリップフロッ
プＦＦ₂をリセットする。一方コンデンサＣ₇の電圧が
図１２（ｃ）に示すように基準電圧Ｖ_ref2以上となる
と、コンパレータＣＰ₂から”Ｈ”の出力が出てコンデ
ンサＣ₇の電荷を放出させるとともにフリップフロップ
ＦＦ₂をセットし、Ｑ出力を図１２（ｄ）に示すよう
に”Ｈ”とする。従ってこの”Ｈ”期間はパルス信号Ｐ
でリセットされまで継続することになる。そしてドライ
バ回路１７を通じてインバータ回路１の駆動回路５へ出
力されるインバータ駆動信号の周波数はパルス信号Ｐの
発振周波数と同じ周波数となる。制御回路４’のフリッ
プフロップＦＦ₁は上記コンパレータＣＰ₂の出力をリ
セット端子Ｒに入力しており、図１２（ｅ）に示すよう
にコンデンサＣ₅の電圧が基準電圧Ｖ_ref1を越えてセッ
トされ、フリップフロップＦＦ₂がセットされるのに同
期してリセットされるようになっている。図１２（ｆ）
はフリップフロップＦＦ₁のＱ出力を示しており、この
Ｑ出力はフリップフロップＦＦ₂がセットされるのに同
期しているため、そのドライバ回路１２を通じてチョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ₁を駆動する駆動信号の
周波数はインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ₃、
Ｑ₄を駆動する駆動信号の周波数と同じとなる。

【００３９】制御回路４’は実施形態１の制御回路４と
基本的には全く同じ構成であるので、その動作について
はここでは説明は省略する。またエミレス検出時の保護
モードの動作及びその他の動作モードについても上記実
施形態１、２を参照し、ここでは説明は省略する。而し
て本実施形態は、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ
₁と、インバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ₂、Ｑ
₃を共通の発振器２１を用いて同一周波数にて連動制御
することができるもので、各スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ
₃を同一の周波数にて駆動させているため、回路構成を
簡略化でき、使用素子数も少ないのでコストの削減が可
能となる。なお、本実施形態では実施形態１と同様に、
放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはチョ
ッパ回路３の出力電圧Ｖ_dcを低減させ２次電圧を所定値
以上にならないように制御する構成となっているが、実
施形態２又は実施形態３の構成を用いて２次電圧を所定
値以上にならないように制御してもよい。また、実施形
態１〜３の２次電圧を所定値以上にならないようにする
制御を組み合わせて用いてもよい。例えぱ、実施形態１
と実施形態２の制御回路４、６を組み合わせることによ
り、チョッパ電圧Ｖ_dcを低減するとともに発振周波数を
高くするため、２次電圧異常上昇時の保護性がさらに向
上する。

【００４０】このように本実施形態では、放電灯ＬＡの
破壊等による２次電圧を所定値以上にならないように制
御し、かつ、チョッパ回路３とインバータ回路１の各ス
イッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₃を同一周波数にて連動制御す
る構成なので、使用素子数が少なく、制御も簡単であり
ながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的あ
るいは温度的ストレスを低減することができる。

【００４１】（実施形態５）図１３は本実施形態の動作
モードを示す。本実施形態においては放電灯ＬＡの破壊
等による２次電圧の異常上昇時には２次電圧を所定範囲
内にて保持させ、一定期間以上その所定範囲内に２次電
圧があれば、保護モードへと移行するようにしたもので
ある。

【００４２】この図１３に基づいて本実施形態の動作を
説明する。放電灯ＬＡの破壊等によよる２次電圧が異常
上昇時に、その２次電圧が異常上昇を検出するために設
定したしきい値電圧Ｖｂ以上になると実施形態１〜３の
制御回路４又は６にて２次電圧を低減させるが、本実施
形態では２次電圧低減時のしきい値電圧Ｖｃを設け、２
次電圧がしきい値電圧Ｖｃ以下となると２次電圧を低減
させる制御回路４又は６の動作を解除するようにする。

【００４３】またしきい値電圧Ｖｃはエミレスを検出す
るためのしきい値電圧Ｖａよりも高く設定してある。こ
うすることにより、異常上昇時の２次電圧はしきい値電
圧Ｖｂからしきい値電圧Ｖｃの間にて保持される。本実
施形態の検出構成においては、保護モードＭ₄’への移
行制御を別構成のモード切り換え回路（図示せず）にて
行い、エミレス検出回路（図示せず）からの検出信号に
よって２次電圧がしきい値電圧Ｖａ以上となった場合に
保護モードＭ₄’へと移行して保護時出力とする制御
手段（図示せず）を用いている。

【００４４】しかしながら、放電灯ＬＡの破壊等による
２次電圧異常上昇時に２次電圧を低減させる場合、しき
い値電圧Ｖａを下回ると保護モードＭ₄’へ移行する制
御が動作せず、点灯時出力とする点灯モードＭ₄の発
振周波数に移行してしまう恐れがある。このとき発振周
波数が共振周波数よりも低くなる制御が行われるとイン
バータ回路１の主スイッチン素子Ｑ₂，Ｑ₃に過大なス
トレスがかかり、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃の破壊等
の問題がある。そこで、本実施形態のようにあ異常上昇
時の２次電圧を上述のようにしきい値電圧Ｖｂからしき
い値電圧Ｖｃの間にて保持することにより保護モードＭ
₄’への切り換えを確実に行うことができる。

【００４５】尚図１３中Ｍ₁は予熱モード、Ｍ₂は予熱
から始動へのスイープ、Ｍ₃は始動モードを夫々示し、
Ｖ₁は正常時の２次電圧を、Ｖ₂はエミレス時の２次電
圧を夫々示す。またＴ₁はエミレス検出検出期間を示
す。本実施形態を実現するための回路としては、実施形
態１乃至４の制御回路４，６或いは制御部１９を用いて
上述の条件で動作するように回路を設定して実現する。

【００４６】（実施形態６）図１４は本実施形態の動作
モードを示す。本実施形態においては放電灯ＬＡの破壊
等による２次電圧が異常上昇して所定の２次電圧以上と
なった時にエミレス検出禁止期間Ｔ₁を解除し、即座に
保護モードへと移行させるようにしたものである。

【００４７】以下本実施形態の動作を図１４に基づいて
説明する。本来のエミレス検出動作においては、誤検出
を防止するため一定期間検出動作を禁止するエミレス検
出期間Ｔ₁が設けられているが、放電灯ＬＡの破壊等に
よる２次電圧の異常上昇時に２次電圧がＶ₃のようにし
きい値電圧Ｖｂ以上となると、エミレス検出禁止期間Ｔ
₁の設定を解除し、即座に保護モードＭ₄へと移行させ
る。こうすることにより、放電灯ＬＡの破壊等による２
次電圧異常上昇時の回路部品の電気的あるいは温度的ス
トレスを低減することができる。

【００４８】尚図１４中Ｍ₁は予熱モード、Ｍ₂は予熱
から始動へのスイープ、Ｍ₃は始動モード、Ｍ₄は点灯
モードを夫々示し、Ｖ₁は正常時の２次電圧を、Ｖ₂は
エミレス時の２次電圧を夫々示す。または点灯時出力
を、は保護時出力を示す。更にＶａはエミレス時の２
次電圧の検出のためのしきい値電圧Ｖａを示す。Ｔ₁’
はエミレス検出禁止解除されるまでのエミレス検出期間
を示す。

【００４９】本実施形態を実現するための回路として
は、実施形態１乃至４の制御回路４，６或いは制御部１
９を用いて上述の条件で動作するように回路を設定して
実現する。（実施形態７）本実施形態は図１５に示すように、複数
個の放電灯ＬＡ₁，ＬＡ₂を並列に一括点灯制御する場
合において、エミレス検出時の保護モード動作時に放電
灯ＬＡ ₁，ＬＡ₂のフィラメント部に流れる電流を当該
放電灯の定格電流の１．１倍以下とするものである。

【００５０】そして図１５に示すようにインバータ回路
１の出力にチョークコイルＬ₂₁とコンデンサＣ₂₁からな
る共振回路７₁と、チョークコイルＬ₂₂とコンデンサＣ
₂₂からなる共振回路７₂とを並列に接続され、各共振回
路７₁，７₂を各々に放電灯ＬＡ₁，ＬＡ₂が装着さ
れ、エミレス検出回路８も各共振回路７₁，７₂に配置
される構成となっている。本構成において、放電灯ＬＡ
₁…が一つでもエミレス状態となれば、制御部１９は保
護モードの制御を行う。この保護モードとしてはインバ
ータ回路１の発振周波数を高くし、回路部品にかかる電
気的あるいは温度的ストレスを低減し、且つ放電灯
Ａ₁、Ａ₂のフィラメント部の発熱を低減する制御を行
う。このとき、エミレス状態ではない一方の放電灯のフ
ィラメント部に流れる電流は放電灯の定格電流の１．１
倍以下となる発振周波数にてエミレス時の保護動作制御
を行うことにより、エミレス状態でない一方の放電灯の
短寿命化を防止することができる。

【００５１】尚チョッパ回路３、インバータ回路１、制
御部１９の構成は実施形態４と同じものを使用する。

【００５２】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源に接続され
る整流回路の出力電圧をスイッチング素子のオンオフに
よってチョッピングすると共に、このチョッピング電圧
を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路
と、該チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオ
ンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電
力を供給する共振回路を有するインバータ回路と、電源
投入から一定期間経過後にインバータ回路の共振回路の
出力電圧が一定電圧以上になるとインバータ回路の共振
回路の出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に
制御する保護手段とを備えた放電灯点灯装置において、
上記一定期間内において上記インバータ回路に設けた共
振回路の出力電圧が上昇傾向である場合、上記インバー
タ回路の共振回路の出力電圧を所定電圧以上に上昇させ
ない制御手段を備えたので、２次電圧の異常上昇による
回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減するこ
とができるという効果がある。

【００５３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が上記インバータ回路の共振回路の出
力が上記所定電圧以上にならないように上記チョッパ回
路の出力を制御するので、２次電圧の異常上昇による回
路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減すること
ができるという効果がある。請求項３の発明は、請求項
１の発明において、上記制御手段が上記インバータ回路
の共振回路の出力電圧が所定電圧以上にならないように
上記インバータ回路の発振周波数を制御するので、２次
電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的な
ストレスを低減することができるという効果がある。

【００５４】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が上記インバータ回路の共振回路の出
力電圧が所定電圧以上にならないように上記インバータ
回路のスイッチング素子のスイッチングのデューティ比
を制御するので、２次電圧の異常上昇による回路部品の
電気的或いは温度的なストレスを低減することができる
という効果がある。

【００５５】請求項５の発明は、請求項請求項２乃至４
の発明において、上記チョッパ回路のスイッチング動作
と上記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数
にて連動制御するので、使用素子数が少なく、制御も簡
単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の
電気的或いは温度的なストレスを低減することができる
という効果がある。

【００５６】請求項６の発明は、請求項１乃至５の発明
において、上記制御手段が、インバータ回路の共振回路
の出力が上昇傾向である場合、上記共振回路の出力電圧
を所定範囲内に保持させ、一定期間以上出力電圧が所定
範囲内であれば、上記インバータ回路の共振回路の出力
電圧を所定電圧以上に上昇させない制御を行うので、使
用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧
の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なスト
レスを低減することができるという効果がある。

【００５７】請求項７の発明は、請求項１乃至５の発明
において、上記制御手段が、インバータ回路の共振回路
の出力が一定電圧以上であれば、上記インバータ回路の
共振回路の出力電圧を所定電圧以上に上昇させない制御
を即時に行うので、使用素子数が少なく、制御も簡単で
ありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気
的或いは温度的なストレスを低減することができるとい
う効果がある。

【００５８】請求項８の発明は、請求項６又は７の発明
において、上記インバータ回路が、複数個の放電灯を並
列に一括点灯させるものであって、上記制御手段により
インバータ回路の共振回路の出力電圧を所定電圧以上に
上昇させない制御が為されているときに放電灯のフィラ
メントに流れる電流を当該放電灯の定格電流の１．１倍
以下であるので、エミレス状態ではない一方の放電灯の
短期寿命化を防止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１の回路構成図である。

【図２】同上の制御回路４の具体回路図である。

【図３】同上の動作説明用タイミングチャート図であ
る。

【図４】本発明の実施形態２の回路構成図である。

【図５】同上の制御回路６の具体回路図である。

【図６】同上の動作説明用タイミングチャート図であ
る。

【図７】本発明の実施形態３の回路構成図である。

【図８】同上の制御回路６の具体回路図である。

【図９】同上の動作説明用タイミングチャート図であ
る。

【図１０】本発明の実施形態４の回路構成図である。

【図１１】同上の制御部１９の具体回路図である。

【図１２】同上の制御部１９の動作説明用タイミングチ
ャートである。

【図１３】本発明の実施形態４の動作説明用タイミング
チャートである。

【図１４】本発明の実施形態５の動作説明用タイミング
チャートである。

【図１５】本発明の実施形態６の回路構成図である。

【図１６】従来例の回路構成図である。

【図１７】同上のインバータ回路の発振周波数と２次電
圧の関係説明図である。

【図１８】放電灯の等価回路図である。

【図１９】従来例の動作説明用タイミングチャートであ
る。

【符号の説明】

１インバータ回路２整流回路３チョッパ回路４制御回路５駆動回路６制御回路７共振回路８エミレス検出回路９Ｖ_dc検出回路ＺＤ₁ ツェナーダイオードＬＡ放電灯Ｃ₁，Ｃ₂ コンデンサＬ₁，Ｌ₂ チョークコイルＱ₁ スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃ 主スイッチング素子ＡＣ交流電源Ｄ₁〜Ｄ₃ ダイオード

フロントページの続き (72)発明者藤本幸司大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源に接続される整流回路の出力電圧
をスイッチング素子のオンオフによってチョッピングす
ると共に、このチョッピング電圧を整流平滑し所定の直
流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッパ回路の直
流電圧をスイッチング素子のオンオフによって高周波電
圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する共振回路を
有するインバータ回路と、電源投入から一定期間経過後
にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一定電圧以上
になるとインバータ回路の共振回路の出力電圧を正常点
灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護手段とを備
えた放電灯点灯装置において、上記一定期間内において
上記インバータ回路に設けた共振回路の出力電圧が上昇
傾向である場合、上記インバータ回路の共振回路の出力
電圧を所定電圧以上に上昇させない制御手段を備えたこ
とを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】上記制御手段は上記インバータ回路の共振
回路の出力が上記所定電圧以上にならないように上記チ
ョッパ回路の出力を制御することを特徴とする請求項１
記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】上記制御手段は上記インバータ回路の共振
回路の出力電圧が所定電圧以上にならないように上記イ
ンバータ回路の発振周波数を制御することを特徴とする
請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】上記制御手段は上記インバータ回路の共振
回路の出力電圧が所定電圧以上にならないように上記イ
ンバータ回路のスイッチング素子のスイッチングのデュ
ーティ比を制御することを特徴とする請求項１記載の放
電灯点灯装置。
【請求項５】上記チョッパ回路のスイッチング動作と上
記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数にて
連動制御することを特徴とする請求項２乃至４記載の放
電灯点灯装置。
【請求項６】上記制御手段は、インバータ回路の共振回
路の出力が上昇傾向である場合、上記共振回路の出力電
圧を所定範囲内に保持させ、一定期間以上出力電圧が所
定範囲内であれば、上記インバータ回路の共振回路の出
力電圧を所定電圧以上に上昇させない制御を行うことを
特徴とする請求項１乃至５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】上記制御手段は、インバータ回路の共振回
路の出力が一定電圧以上であれば、上記インバータ回路
の共振回路の出力電圧を所定電圧以上に上昇させない制
御を即時に行うことを特徴とする請求項１乃至５記載の
放電灯点灯装置。
【請求項８】上記インバータ回路は、複数個の放電灯を
並列に一括点灯させるものであって、上記制御手段によ
りインバータ回路の共振回路の出力電圧を所定電圧以上
に上昇させない制御が為されているときに放電灯のフィ
ラメントに流れる電流を当該放電灯の定格電流の１．１
倍以下とすることを特徴とする請求項６又は７記載の放
電灯点灯装置。