JP3728880B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路を用いて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例を図８に示す。この従来例は直流電源Ｅを高周波に変換するインバータ回路１から成り、インバータ回路１の高周波出力は出力トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 に入力され、出力トランスＴ1 の２次出力は２次巻線ｎ2 と直流カット用コンデンサＣ3 を介して放電灯ＬＡに図９（ａ）に示すように印加され、放電灯ＬＡが高周波点灯される。出力トランスＴ1 はリーケージ出力トランス構成をとっており、リーケージインダクタとコンデンサＣ2 は直列共振回路を形成しており、制御回路２によりインバータ回路１の動作周波数を変化させることにより予熱・始動・点灯の各動作モードが設定されて、放電灯ＬＡの点灯を制御する。また、放電灯ＬＡが寿命末期状態になった場合、放電灯のランプ電圧が上昇することを出力トランスＴ1 に設けられた３次巻線ｎ3 とダイオードＤ2 を介して検出し、図９（ｂ）に示すその検出電圧が内部のエミレス基準電圧Ｌａを越えると制御回路２にインバータ回路１の動作を間欠発振動作（その周期をＴＡ、発振動作期間ＴＡ1 、発振停止期間ＴＡ2 、ＴＡ＝ＴＡ1 ＋ＴＡ2 ）させる信号を送出するエミレス検出回路３が付加されている。但し、エミレス検出回路３が動作するのは制御回路２からの動作周波数が点灯モードに移行した後である。その理由は、予熱・始動モードでは正常な放電灯ＬＡであっても放電灯ＬＡに印加される電圧が高いためエミレスと誤判定される場合があるからである。更に、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ3 、フィラメントｆ1 、抵抗ＲＡ1 、フィラメントｆ2 、抵抗Ｒ2 、ダイオードＤ1 、無負荷検出用コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 の並列回路を介して直流電流が流れることによって無負荷検出用コンデンサＣ1 に直流電圧Ｖｓが発生することを検出してフィラメントｆ1 ，ｆ2 の有無を判別する無負荷検出回路４が付加されている。ＺＤ1 はツェナーダイオードである。
【０００３】
そして、図９（ｃ）に示すように無負荷検出回路４の検出電圧である上記無負荷検出用コンデンサＣ1 の電圧Ｖｓが所定の基準電圧Ｌｂ以下になると放電灯ＬＡのフィラメントｆ1 ，ｆ2 の少なくとも一方が断線していると判断し、無負荷検出回路４から無負荷検出信号が制御回路２へ出力される。この時制御回路２からインバータ回路１に発振停止信号が送出され、同時に、エミレス検出回路３の検出動作も停止するようになっている。
【０００４】
この様な構成において、放電灯ＬＡが寿命末期になるとエミレス検出回路３の働きによりインバータ回路１は間欠発振動作を行い、インバータ回路１の部品や出力トランスＴ1 に印加されるストレスを低減し、また、放電灯ＬＡのフィラメントｆ1 ，ｆ2 の少なくとも一方が断線すると無負荷検出回路４の検出により発振停止状態となるため、放電灯点灯装置として安全且つ信頼性の高いものが提供できる。
【０００５】
図９中ｔ1 ，ｔ2 、ｔ3 は発振停止のタイミングを示し、（イ）は正常点灯時、（ロ）はエミレス時、（ハ）は無負荷時を夫々示す。
ところで上記従来例にあっては次のような課題がある。
つまり、放電灯ＬＡがエミレス状態になった時、コンデンサＣ3 には図８中に示す極性の直流電圧が充電され、その充電電圧Ｖｃ3 がインバータ回路１の直流電源Ｅの電圧より高い状態になる場合がある。この状態はフィラメントｆ1 側がエミレスになった場合や、元々放電灯ＬＡの管電圧が高い場合（例えば４０Ｗ以上の放電灯）にエミレスになると起こり易い。そしてエミレス検出回路３により、インバータ回路１は間欠発振動作に入るが、発振停止期間（図９中のＴＡ2 ）において、Ｖｃ3 ＞Ｅとなっているため、無負荷検出回路４のコンデンサＣ1 には、直流電源Ｅからの直流電流が供給されなくなる。この状態は電圧Ｖｃ3 が直流電源Ｅの電圧以下に放電される迄続く。すると、コンデンサＣ1 には電流供給が無くなるため、無負荷検出用コンデンサＣ1 、抵抗Ｒ1 の時定数によりコンデンサＣ1 の電荷は放電され、その結果無負荷検出回路４が働きエミレス検出回路３の動作を停止させる。
【０００６】
その後、Ｖｃ3 ≦Ｅになると、再び直流電源ＥからコンデンサＣ1 へ充電電流が流れ、無負荷検出用コンデンサＣ1 の電圧が上昇し、無負荷検出回路４から制御回路２へ発振開始信号が送出される。
この状態が繰り返されることにより、放電灯ＬＡがエミレス時に、本来、周期ＴＡ（内、発振停止期間ＴＡ2 ）で間欠発振動作を行なう筈であるにも関わらず、無負荷検出回路４の動作により、ＴＡ2 が非常に短くなり、間欠発振周期も短くなり、その結果放電灯ＬＡに高電圧が印加される予熱・始動モードの繰り返しが短い周期で行なわれ、従ってインバータ回路１の部分や出力トランスＴ1 へのストレスが増大し、また発熱も高くなるといった問題点が生じる。図１０は上記の動作時の放電灯ＬＡの印加電圧（同図（ａ））と、無負荷検出回路４の検出電圧（同図（ｂ））を示す。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところはエミレス検出時に、確実に間欠発振を行なうようにし、部品のストレスを低減することによって、より信頼性の高い放電灯点灯装置を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成すために、請求項１の発明では、直流電源と、直流電源を高周波に変換して直流カット用コンデンサと予熱型の放電灯の直列回路からなる負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路と、上記放電灯のフィラメントの有無を直流電源からの直流電流の有無によって判別し、フィラメント無しと判断した場合にインバータ回路の発振動作を停止させる無負荷検出回路と、上記放電灯のエミレス状態を検出し、インバータ回路の動作を所定周期で発振動作と発振停止とを繰り返えす間欠発振動作とするエミレス検出回路とを備え、上記放電灯のエミレス時に上記直流カット用コンデンサに充電された直流電圧が上記間欠発振動作中の発振停止期間に放電される間、無負荷検出回路が動作することにより間欠発振動作周期が上記所定周期よりも短くなるようにした放電灯点灯装置において、エミレス検出回路によりエミレスを検出した場合に、無負荷検出回路の検出動作を実質的に停止させる停止手段を付加して成ることを特徴とする。
【０００９】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記無負荷検出回路は、直流電源より第１の抵抗、放電灯の両側のフィラメントの非電源側端間に接続された第２の抵抗、ダイオード、無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗の並列回路から成り、上記無負荷検出用コンデンサの直流電圧を検出することによりフィラメントの有無を検出するようにしたことを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、インバータ回路の発振動作時と、発振停止時とで上記無負荷検出用コンデンサの容量を切り替えるようにした手段で構成したことを特徴とする。
請求項４の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、インバータ回路の発振停止後、一定期間上記無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗による時定数を変化させるようにした手段で構成したことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、発振停止時に上記無負荷検出用コンデンサの放電経路を無くすようにする手段で構成したことを特徴とする。
請求項６の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、エミレス検出回路より出力される検出信号により一定時間の間、上記無負荷検出用コンデンサの容量を切り替える若しくは上記無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗の時定数を変化させる若しくは上記無負荷検出用コンデンサの放電経路を無くすようにしたことを特徴とする。
【００１２】
請求項７の発明では、直流電源と、直流電源を高周波に変換して直流カット用コンデンサと予熱型の放電灯の直列回路からなる負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路と、上記放電灯のフィラメントの有無を直流電源からの直流電流の有無によって判別し、フィラメント無しと判断した場合にインバータ回路の発振動作を停止させる無負荷検出回路と、上記放電灯のエミレス状態を検出し、インバータ回路の動作を所定周期で発振動作と発振停止とを繰り返えす間欠発振動作とするエミレス検出回路とを備え、上記放電灯のエミレス時に上記直流カット用コンデンサに充電された直流電圧が上記間欠発振動作中の発振停止期間に放電される間、無負荷検出回路が動作することにより間欠発振動作周期が上記所定周期よりも短くなるようにした放電灯点灯装置において、上記無負荷検出回路の検出出力が上記フィラメント無しから有りの状態へ変化してから所定時間後、発振開始へ移行させるタイマ要素を設けるとともに、上記所定周期の内の発振停止期間が上記所定時間以下となるようにしたことを特徴とする。
【００１３】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、上記タイマ要素は上記エミレス検出回路が動作開始時に限時動作を開始することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように図８に示す従来例回路と基本的な構成は同じであるが、次の点で相違する。
つまり図８の回路における無負荷検出回路４の入力側に設けてある無負荷検出用コンデンサＣ1 を、図１に示すようにコンデンサＣ11、Ｃ12の直列回路に置き替えるとともに、コンデンサＣ12にトランジスタＱ4 を並列接続し、またダイオードＤ4 をトランジスタＤ4 に対して逆並列接続している。そして出力トランスＴ1 に第４の巻線ｎ4 を設け、インバータ回路１が発振動作中は巻線ｎ4 に誘起される電圧をダイオードＤ3 、コンデンサＣ4 で整流・平滑し、コンデンサＣ4 の両端電圧を抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 で分圧して抵抗Ｒ8 の両端電圧をトランジスタＱ4 のベース・エミッタ間に印加し、コンデンサＣ4 の電圧が所定電圧以上あるときにトランジスタＱ4 をオン状態とすることによりコンデンサＣ12を短絡し、無負荷検出回路４の入力側のコンデンサ容量を増加させるようにしている。
【００１５】
その他の構成は従来例回路と同じであるので、同じ構成には同じ番号、記号を付して説明は省略する。
而して本実施形態ではコンデンサＣ11と抵抗Ｒ1 からなる放電時定数を大きくすることが可能となるため、従来例で述べたコンデンサＶC3がＶC3＞Ｅの状態からＶC3≦Ｅの状態になる迄の間にコンデンサＣ11の電圧が無負荷検出回路４の基準電圧よりも下回らないようにすることができ、従って、無負荷検出回路４が動作すること無く、安定な間欠発振動作が可能となり、インバータ回路１のストレス、発熱の増加を防止することができ、信頼性の高い放電灯点灯装置が実現できる。
【００１６】
図２はこの時の放電灯ＬＡの印加電圧（同図（ａ））と、無負荷検出回路４の検出電圧（同図（ｂ））を示す。
尚インバータ回路１が動作して無いときは、巻線ｎ4 から出力が無くなるので、トランジスタＱ4 がオフとなる。このオフによりコンデンサＣ11とＣ12の直列容量が無負荷検出用のコンデンサの容量となり、容量としては低い値となっている。そのため電源投入時は、コンデンサＣ11とＣ12の直列回路の電圧が前述の基準電圧Ｌｂよりも高くなる時間が短くて済み、従ってインバータ回路１の動作開始も速やかに行なわれ、電源投入後から放電灯ＬＡが点灯する迄の時間も短くでき、不快感を無くすことができる。
【００１７】
またインバータ回路１が発振開始すると、コンデンサＣ12はトランジスタＱ4 により短絡されるので、無負荷検出電圧Ｖｓが低下するが、その時にも無負荷検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｌｂを下回らないようにコンデンサＣ11，Ｃ12の容量を設定しておけば良い。
またインバータ回路１の発振開始と同時に、抵抗Ｒ2 を介して高周波電流がダイオードＤ1 により整流されて、コンデンサＣ11の充電電流となり、コンデンサＣ11の電圧を上昇させる作用があるため、無負荷検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｌｂを下回ることは無く、安定な動作を行なうことができる。
【００１８】
尚エミレス検出回路３の動作は従来例と同じであるから、その動作説明を省略する。
（実施形態２）
実施形態１は無負荷検出回路４の入力側に設ける無負荷検出用コンデンサの容量を変化させるようにしたものであるが、本実施形態では、図３に示すように、図８の回路に於ける抵抗Ｒ1 に代えて抵抗Ｒ11とＲ12の直列回路をコンデンサＣ1 に並列接続し、抵抗Ｒ12に実施形態１と同様にトランジスタＱ4 を並列接続したものである。すなわちインバータ回路１の発振開始が開始されると、実施形態１と同様にトランジスタＱ4 がオンして抵抗Ｒ12が短絡され、無負荷検出電圧が低下し、発振停止時には、トランジスタＱ4 のオフにより抵抗Ｒ11とＲ12の直列抵抗がコンデンサＣ1 の放電抵抗となり、その抵抗値が大きくなって、ＣＲの放電時定数を大きくすることができる。以上により実施形態１と同様の効果が得られる。
【００１９】
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態１、２と基本的な構成は同じものであるが、実施形態１、２ではトランシジスタＱ4 のオン、オフを出力トランスＴ1 に設けた巻線ｎ4 の出力により行なうようにしたものであるが、本実施形態は図４に示すように無負荷検出用コンデンサＣ1 にトランジスタＱ4 を介して抵抗Ｒ1 を並列接続し、トランジスタＱ4 のベースにはタイマ回路５の出力を接続し、タイマ回路５のトリガ信号としてはエミレス検出回路３が動作を開始した場合のみ出力される信号をタイマ回路１０に与えるようになっている。
【００２０】
つまり図５（ａ）に示すように放電灯ＬＡの両端電圧に対応して図５（ｂ）に示すようにエミレス検出回路３がエミレスを検出してインバータ回路１の発振を停止させるエミレス動作が開始されると、その開始に対応した信号をタイマ回路１０が受けて限時動作を開始し、図５（ｃ）に示すように出力を”Ｈ”から”Ｌ”に一定時間切換える。これによりトランジスタＱ4 が一定時間オフし、無負荷検出用コンデンサＣ1 にトランジスタＱ4 を介して並列に接続してある抵抗Ｒ1 を切離し、無負荷検出用コンデンサＣ1 の放電経路を無くすようになっている。従って本実施形態においても従来例で述べた問題点を解決することができ、実施形態１，２と同様の効果が得られる。
【００２１】
図５（ｄ）は無負荷検出電圧Ｖｓを示す。
尚その他の構成は図８の回路構成と同じであるため、図４では要部のみを示してその他の構成は省略している。
（実施形態４）
上記実施形態１〜３では無負荷検出用のコンデンサの時定数を切り替えるようにしたものであるが、本実施形態では、図６に示すように無負荷検出回路４の構成を無負荷検出電圧Ｖｓの立ち上がり時を遅らせる遅延回路４０と、無負荷判別信号送出回路４１とで構成したものである。その他の構成は図８の回路と同じであるので、省略する。
【００２２】
而して本実施形態では、図８においてエミレス検出回路３が働き、出力トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 と放電灯ＬＡとの間に挿入しているコンデンサＣ3 に直流電源Ｅより高い電圧が充電され、無負荷検出用コンデンサＣ1 への充電電流が無くなり、無負荷検出用コンデンサＣ1 の電圧、つまり無負荷検出電圧Ｖｓが図７（ｂ）に示すように低下し、無負荷検出のための基準電圧Ｖｂを下回ると、無負荷検出動作が働くが、コンデンサＣ3 の電圧ＶC3が、ＶC3≦Ｅとなった時点でコンデンサＣ1 への充電が再び開始し、基準電圧Ｖｂより無負荷検出電圧Ｖｓが高くなっても、遅延回路４０の働きにより、所定時間、発振開始信号を無負荷判別信号送出回路４１から送出しないようなっている。そこで上記所定時間をＴＢとすると、
ＴＢ≧ＴＡ2
となるように設定してやれば、無負荷検出回路４によりエミレス検出動作を禁止するようにしていても、期間ＴＢの間は発振停止を継続するため、従来例で述べたような問題点を解決することができ、従って実施形態１乃至３と同様の効果が得られる。
【００２３】
尚図７（ａ）は放電灯ＬＡの印加電圧を示す。
【００２４】
【発明の効果】
請求項１の発明乃至請求項８の発明は、上述のように構成しているので、エミレス検出時の間欠発振動作を所定の周期で確実に行なうことができ、そのためインバータ回路の部品のストレスを抑え、高信頼性の放電灯点灯装置を提供することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明は実施形態１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態３の要部の回路図である。
【図５】同上の動作説明用波形図である。
【図６】本発明の実施形態４の要部の回路図である。
【図７】同上の動作説明用波形図である。
【図８】従来例の回路図である。
【図９】同上の動作説明用波形図である。
【図１０】同上の動作説明用波形図である。
【符号の説明】
１ インバータ回路
２ 制御回路
３ エミレス検出回路
４ 無負荷検出回路
Ｃ11，Ｃ12 コンデンサ
Ｃ2 〜Ｃ4 コンデンサ
Ｒ1 〜Ｒ3 、Ｒ8 、Ｒ7
Ｔ1 出力トランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路を用いて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来例を図８に示す。この従来例は直流電源Ｅを高周波に変換するインバータ回路１から成り、インバータ回路１の高周波出力は出力トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 に入力され、出力トランスＴ1 の２次出力は２次巻線ｎ2 と直流カット用コンデンサＣ3 を介して放電灯ＬＡに図９（ａ）に示すように印加され、放電灯ＬＡが高周波点灯される。出力トランスＴ1 はリーケージ出力トランス構成をとっており、リーケージインダクタとコンデンサＣ2 は直列共振回路を形成しており、制御回路２によりインバータ回路１の動作周波数を変化させることにより予熱・始動・点灯の各動作モードが設定されて、放電灯ＬＡの点灯を制御する。また、放電灯ＬＡが寿命末期状態になった場合、放電灯のランプ電圧が上昇することを出力トランスＴ1 に設けられた３次巻線ｎ3 とダイオードＤ2 を介して検出し、図９（ｂ）に示すその検出電圧が内部のエミレス基準電圧Ｌａを越えると制御回路２にインバータ回路１の動作を間欠発振動作（その周期をＴＡ、発振動作期間ＴＡ1 、発振停止期間ＴＡ2 、ＴＡ＝ＴＡ1 ＋ＴＡ2 ）させる信号を送出するエミレス検出回路３が付加されている。但し、エミレス検出回路３が動作するのは制御回路２からの動作周波数が点灯モードに移行した後である。その理由は、予熱・始動モードでは正常な放電灯ＬＡであっても放電灯ＬＡに印加される電圧が高いためエミレスと誤判定される場合があるからである。更に、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ3 、フィラメントｆ1 、抵抗ＲＡ1 、フィラメントｆ2 、抵抗Ｒ2 、ダイオードＤ1 、無負荷検出用コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 の並列回路を介して直流電流が流れることによって無負荷検出用コンデンサＣ1 に直流電圧Ｖｓが発生することを検出してフィラメントｆ1 ，ｆ2 の有無を判別する無負荷検出回路４が付加されている。ＺＤ1 はツェナーダイオードである。
【０００３】
そして、図９（ｃ）に示すように無負荷検出回路４の検出電圧である上記無負荷検出用コンデンサＣ1 の電圧Ｖｓが所定の基準電圧Ｌｂ以下になると放電灯ＬＡのフィラメントｆ1 ，ｆ2 の少なくとも一方が断線していると判断し、無負荷検出回路４から無負荷検出信号が制御回路２へ出力される。この時制御回路２からインバータ回路１に発振停止信号が送出され、同時に、エミレス検出回路３の検出動作も停止するようになっている。
【０００４】
この様な構成において、放電灯ＬＡが寿命末期になるとエミレス検出回路３の働きによりインバータ回路１は間欠発振動作を行い、インバータ回路１の部品や出力トランスＴ1 に印加されるストレスを低減し、また、放電灯ＬＡのフィラメントｆ1 ，ｆ2 の少なくとも一方が断線すると無負荷検出回路４の検出により発振停止状態となるため、放電灯点灯装置として安全且つ信頼性の高いものが提供できる。
【０００５】
図９中ｔ1 ，ｔ2 、ｔ3 は発振停止のタイミングを示し、（イ）は正常点灯時、（ロ）はエミレス時、（ハ）は無負荷時を夫々示す。
ところで上記従来例にあっては次のような課題がある。
つまり、放電灯ＬＡがエミレス状態になった時、コンデンサＣ3 には図８中に示す極性の直流電圧が充電され、その充電電圧Ｖｃ3 がインバータ回路１の直流電源Ｅの電圧より高い状態になる場合がある。この状態はフィラメントｆ1 側がエミレスになった場合や、元々放電灯ＬＡの管電圧が高い場合（例えば４０Ｗ以上の放電灯）にエミレスになると起こり易い。そしてエミレス検出回路３により、インバータ回路１は間欠発振動作に入るが、発振停止期間（図９中のＴＡ2 ）において、Ｖｃ3 ＞Ｅとなっているため、無負荷検出回路４のコンデンサＣ1 には、直流電源Ｅからの直流電流が供給されなくなる。この状態は電圧Ｖｃ3 が直流電源Ｅの電圧以下に放電される迄続く。すると、コンデンサＣ1 には電流供給が無くなるため、無負荷検出用コンデンサＣ1 、抵抗Ｒ1 の時定数によりコンデンサＣ1 の電荷は放電され、その結果無負荷検出回路４が働きエミレス検出回路３の動作を停止させる。
【０００６】
その後、Ｖｃ3 ≦Ｅになると、再び直流電源ＥからコンデンサＣ1 へ充電電流が流れ、無負荷検出用コンデンサＣ1 の電圧が上昇し、無負荷検出回路４から制御回路２へ発振開始信号が送出される。
この状態が繰り返されることにより、放電灯ＬＡがエミレス時に、本来、周期ＴＡ（内、発振停止期間ＴＡ2 ）で間欠発振動作を行なう筈であるにも関わらず、無負荷検出回路４の動作により、ＴＡ2 が非常に短くなり、間欠発振周期も短くなり、その結果放電灯ＬＡに高電圧が印加される予熱・始動モードの繰り返しが短い周期で行なわれ、従ってインバータ回路１の部分や出力トランスＴ1 へのストレスが増大し、また発熱も高くなるといった問題点が生じる。図１０は上記の動作時の放電灯ＬＡの印加電圧（同図（ａ））と、無負荷検出回路４の検出電圧（同図（ｂ））を示す。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところはエミレス検出時に、確実に間欠発振を行なうようにし、部品のストレスを低減することによって、より信頼性の高い放電灯点灯装置を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成すために、請求項１の発明では、直流電源と、直流電源を高周波に変換して直流カット用コンデンサと予熱型の放電灯の直列回路からなる負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路と、上記放電灯のフィラメントの有無を直流電源からの直流電流の有無によって判別し、フィラメント無しと判断した場合にインバータ回路の発振動作を停止させる無負荷検出回路と、上記放電灯のエミレス状態を検出し、インバータ回路の動作を所定周期で発振動作と発振停止とを繰り返えす間欠発振動作とするエミレス検出回路とを備え、上記放電灯のエミレス時に上記直流カット用コンデンサに充電された直流電圧が上記間欠発振動作中の発振停止期間に放電される間、無負荷検出回路が動作することにより間欠発振動作周期が上記所定周期よりも短くなるようにした放電灯点灯装置において、エミレス検出回路によりエミレスを検出した場合に、無負荷検出回路の検出動作を実質的に停止させる停止手段を付加して成ることを特徴とする。
【０００９】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記無負荷検出回路は、直流電源より第１の抵抗、放電灯の両側のフィラメントの非電源側端間に接続された第２の抵抗、ダイオード、無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗の並列回路から成り、上記無負荷検出用コンデンサの直流電圧を検出することによりフィラメントの有無を検出するようにしたことを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、インバータ回路の発振動作時と、発振停止時とで上記無負荷検出用コンデンサの容量を切り替えるようにした手段で構成したことを特徴とする。
請求項４の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、インバータ回路の発振停止後、一定期間上記無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗による時定数を変化させるようにした手段で構成したことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、発振停止時に上記無負荷検出用コンデンサの放電経路を無くすようにする手段で構成したことを特徴とする。
請求項６の発明では、請求項１又は２の発明において、上記停止手段として、エミレス検出回路より出力される検出信号により一定時間の間、上記無負荷検出用コンデンサの容量を切り替える若しくは上記無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗の時定数を変化させる若しくは上記無負荷検出用コンデンサの放電経路を無くすようにしたことを特徴とする。
【００１２】
請求項７の発明では、直流電源と、直流電源を高周波に変換して直流カット用コンデンサと予熱型の放電灯の直列回路からなる負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路と、上記放電灯のフィラメントの有無を直流電源からの直流電流の有無によって判別し、フィラメント無しと判断した場合にインバータ回路の発振動作を停止させる無負荷検出回路と、上記放電灯のエミレス状態を検出し、インバータ回路の動作を所定周期で発振動作と発振停止とを繰り返えす間欠発振動作とするエミレス検出回路とを備え、上記放電灯のエミレス時に上記直流カット用コンデンサに充電された直流電圧が上記間欠発振動作中の発振停止期間に放電される間、無負荷検出回路が動作することにより間欠発振動作周期が上記所定周期よりも短くなるようにした放電灯点灯装置において、上記無負荷検出回路の検出出力が上記フィラメント無しから有りの状態へ変化してから所定時間後、発振開始へ移行させるタイマ要素を設けるとともに、上記所定周期の内の発振停止期間が上記所定時間以下となるようにしたことを特徴とする。
【００１３】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、上記タイマ要素は上記エミレス検出回路が動作開始時に限時動作を開始することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように図８に示す従来例回路と基本的な構成は同じであるが、次の点で相違する。
つまり図８の回路における無負荷検出回路４の入力側に設けてある無負荷検出用コンデンサＣ1 を、図１に示すようにコンデンサＣ11、Ｃ12の直列回路に置き替えるとともに、コンデンサＣ12にトランジスタＱ4 を並列接続し、またダイオードＤ4 をトランジスタＤ4 に対して逆並列接続している。そして出力トランスＴ1 に第４の巻線ｎ4 を設け、インバータ回路１が発振動作中は巻線ｎ4 に誘起される電圧をダイオードＤ3 、コンデンサＣ4 で整流・平滑し、コンデンサＣ4 の両端電圧を抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 で分圧して抵抗Ｒ8 の両端電圧をトランジスタＱ4 のベース・エミッタ間に印加し、コンデンサＣ4 の電圧が所定電圧以上あるときにトランジスタＱ4 をオン状態とすることによりコンデンサＣ12を短絡し、無負荷検出回路４の入力側のコンデンサ容量を増加させるようにしている。
【００１５】
その他の構成は従来例回路と同じであるので、同じ構成には同じ番号、記号を付して説明は省略する。
而して本実施形態ではコンデンサＣ11と抵抗Ｒ1 からなる放電時定数を大きくすることが可能となるため、従来例で述べたコンデンサＶC3がＶC3＞Ｅの状態からＶC3≦Ｅの状態になる迄の間にコンデンサＣ11の電圧が無負荷検出回路４の基準電圧よりも下回らないようにすることができ、従って、無負荷検出回路４が動作すること無く、安定な間欠発振動作が可能となり、インバータ回路１のストレス、発熱の増加を防止することができ、信頼性の高い放電灯点灯装置が実現できる。
【００１６】
図２はこの時の放電灯ＬＡの印加電圧（同図（ａ））と、無負荷検出回路４の検出電圧（同図（ｂ））を示す。
尚インバータ回路１が動作して無いときは、巻線ｎ4 から出力が無くなるので、トランジスタＱ4 がオフとなる。このオフによりコンデンサＣ11とＣ12の直列容量が無負荷検出用のコンデンサの容量となり、容量としては低い値となっている。そのため電源投入時は、コンデンサＣ11とＣ12の直列回路の電圧が前述の基準電圧Ｌｂよりも高くなる時間が短くて済み、従ってインバータ回路１の動作開始も速やかに行なわれ、電源投入後から放電灯ＬＡが点灯する迄の時間も短くでき、不快感を無くすことができる。
【００１７】
またインバータ回路１が発振開始すると、コンデンサＣ12はトランジスタＱ4 により短絡されるので、無負荷検出電圧Ｖｓが低下するが、その時にも無負荷検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｌｂを下回らないようにコンデンサＣ11，Ｃ12の容量を設定しておけば良い。
またインバータ回路１の発振開始と同時に、抵抗Ｒ2 を介して高周波電流がダイオードＤ1 により整流されて、コンデンサＣ11の充電電流となり、コンデンサＣ11の電圧を上昇させる作用があるため、無負荷検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｌｂを下回ることは無く、安定な動作を行なうことができる。
【００１８】
尚エミレス検出回路３の動作は従来例と同じであるから、その動作説明を省略する。
（実施形態２）
実施形態１は無負荷検出回路４の入力側に設ける無負荷検出用コンデンサの容量を変化させるようにしたものであるが、本実施形態では、図３に示すように、図８の回路に於ける抵抗Ｒ1 に代えて抵抗Ｒ11とＲ12の直列回路をコンデンサＣ1 に並列接続し、抵抗Ｒ12に実施形態１と同様にトランジスタＱ4 を並列接続したものである。すなわちインバータ回路１の発振開始が開始されると、実施形態１と同様にトランジスタＱ4 がオンして抵抗Ｒ12が短絡され、無負荷検出電圧が低下し、発振停止時には、トランジスタＱ4 のオフにより抵抗Ｒ11とＲ12の直列抵抗がコンデンサＣ1 の放電抵抗となり、その抵抗値が大きくなって、ＣＲの放電時定数を大きくすることができる。以上により実施形態１と同様の効果が得られる。
【００１９】
（実施形態３）
本実施形態は、実施形態１、２と基本的な構成は同じものであるが、実施形態１、２ではトランシジスタＱ4 のオン、オフを出力トランスＴ1 に設けた巻線ｎ4 の出力により行なうようにしたものであるが、本実施形態は図４に示すように無負荷検出用コンデンサＣ1 にトランジスタＱ4 を介して抵抗Ｒ1 を並列接続し、トランジスタＱ4 のベースにはタイマ回路５の出力を接続し、タイマ回路５のトリガ信号としてはエミレス検出回路３が動作を開始した場合のみ出力される信号をタイマ回路１０に与えるようになっている。
【００２０】
つまり図５（ａ）に示すように放電灯ＬＡの両端電圧に対応して図５（ｂ）に示すようにエミレス検出回路３がエミレスを検出してインバータ回路１の発振を停止させるエミレス動作が開始されると、その開始に対応した信号をタイマ回路１０が受けて限時動作を開始し、図５（ｃ）に示すように出力を”Ｈ”から”Ｌ”に一定時間切換える。これによりトランジスタＱ4 が一定時間オフし、無負荷検出用コンデンサＣ1 にトランジスタＱ4 を介して並列に接続してある抵抗Ｒ1 を切離し、無負荷検出用コンデンサＣ1 の放電経路を無くすようになっている。従って本実施形態においても従来例で述べた問題点を解決することができ、実施形態１，２と同様の効果が得られる。
【００２１】
図５（ｄ）は無負荷検出電圧Ｖｓを示す。
尚その他の構成は図８の回路構成と同じであるため、図４では要部のみを示してその他の構成は省略している。
（実施形態４）
上記実施形態１〜３では無負荷検出用のコンデンサの時定数を切り替えるようにしたものであるが、本実施形態では、図６に示すように無負荷検出回路４の構成を無負荷検出電圧Ｖｓの立ち上がり時を遅らせる遅延回路４０と、無負荷判別信号送出回路４１とで構成したものである。その他の構成は図８の回路と同じであるので、省略する。
【００２２】
而して本実施形態では、図８においてエミレス検出回路３が働き、出力トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 と放電灯ＬＡとの間に挿入しているコンデンサＣ3 に直流電源Ｅより高い電圧が充電され、無負荷検出用コンデンサＣ1 への充電電流が無くなり、無負荷検出用コンデンサＣ1 の電圧、つまり無負荷検出電圧Ｖｓが図７（ｂ）に示すように低下し、無負荷検出のための基準電圧Ｖｂを下回ると、無負荷検出動作が働くが、コンデンサＣ3 の電圧ＶC3が、ＶC3≦Ｅとなった時点でコンデンサＣ1 への充電が再び開始し、基準電圧Ｖｂより無負荷検出電圧Ｖｓが高くなっても、遅延回路４０の働きにより、所定時間、発振開始信号を無負荷判別信号送出回路４１から送出しないようなっている。そこで上記所定時間をＴＢとすると、
ＴＢ≧ＴＡ2
となるように設定してやれば、無負荷検出回路４によりエミレス検出動作を禁止するようにしていても、期間ＴＢの間は発振停止を継続するため、従来例で述べたような問題点を解決することができ、従って実施形態１乃至３と同様の効果が得られる。
【００２３】
尚図７（ａ）は放電灯ＬＡの印加電圧を示す。
【００２４】
【発明の効果】
請求項１の発明乃至請求項８の発明は、上述のように構成しているので、エミレス検出時の間欠発振動作を所定の周期で確実に行なうことができ、そのためインバータ回路の部品のストレスを抑え、高信頼性の放電灯点灯装置を提供することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明は実施形態１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用波形図である。
【図３】本発明の実施形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施形態３の要部の回路図である。
【図５】同上の動作説明用波形図である。
【図６】本発明の実施形態４の要部の回路図である。
【図７】同上の動作説明用波形図である。
【図８】従来例の回路図である。
【図９】同上の動作説明用波形図である。
【図１０】同上の動作説明用波形図である。
【符号の説明】
１ インバータ回路
２ 制御回路
３ エミレス検出回路
４ 無負荷検出回路
Ｃ11，Ｃ12 コンデンサ
Ｃ2 〜Ｃ4 コンデンサ
Ｒ1 〜Ｒ3 、Ｒ8 、Ｒ7
Ｔ1 出力トランス
Claims (8)
- 直流電源と、直流電源を高周波に変換して直流カット用コンデンサと予熱型の放電灯の直列回路からなる負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路と、上記放電灯のフィラメントの有無を直流電源からの直流電流の有無によって判別し、フィラメント無しと判断した場合にインバータ回路の発振動作を停止させる無負荷検出回路と、上記放電灯のエミレス状態を検出し、インバータ回路の動作を所定周期で発振動作と発振停止とを繰り返えす間欠発振動作とするエミレス検出回路とを備え、上記放電灯のエミレス時に上記直流カット用コンデンサに充電された直流電圧が上記間欠発振動作中の発振停止期間に放電される間、無負荷検出回路が動作することにより間欠発振動作周期が上記所定周期よりも短くなるようにした放電灯点灯装置において、エミレス検出回路によりエミレスを検出した場合に、無負荷検出回路の検出動作を実質的に停止させる停止手段を付加して成ることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 上記無負荷検出回路は、直流電源より第１の抵抗、放電灯の両側のフィラメントの非電源側端間に接続された第２の抵抗、ダイオード、無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗の並列回路から成り、上記無負荷検出用コンデンサの直流電圧を検出することによりフィラメントの有無を検出するようにしたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 上記停止手段として、インバータ回路の発振動作時と、発振停止時とで上記無負荷検出用コンデンサの容量を切り替えるようにした手段で構成したことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
- 上記停止手段として、インバータ回路の発振停止後、一定期間上記無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗による時定数を変化させるようにした手段で構成したことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
- 上記停止手段として、発振停止時に上記無負荷検出用コンデンサの放電経路を無くすようにする手段で構成したことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
- 上記停止手段として、エミレス検出回路より出力される検出信号により一定時間の間、上記無負荷検出用コンデンサの容量を切り替える若しくは上記無負荷検出用コンデンサと第３の抵抗の時定数を変化させる若しくは上記無負荷検出用コンデンサの放電経路を無くすようにした請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
- 直流電源と、直流電源を高周波に変換して直流カット用コンデンサと予熱型の放電灯の直列回路からなる負荷回路に高周波電力を供給するインバータ回路と、上記放電灯のフィラメントの有無を直流電源からの直流電流の有無によって判別し、フィラメント無しと判断した場合にインバータ回路の発振動作を停止させる無負荷検出回路と、上記放電灯のエミレス状態を検出し、インバータ回路の動作を所定周期で発振動作と発振停止とを繰り返えす間欠発振動作とするエミレス検出回路とを備え、上記放電灯のエミレス時に上記直流カット用コンデンサに充電された直流電圧が上記間欠発振動作中の発振停止期間に放電される間、無負荷検出回路が動作することにより間欠発振動作周期が上記所定周期よりも短くなるようにした放電灯点灯装置において、上記無負荷検出回路の検出出力が上記フィラメント無しから有りの状態へ変化してから所定時間後、発振開始へ移行させるタイマ要素を設けるとともに、上記所定周期の内の発振停止期間が上記所定時間以下となるようにしたことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 上記タイマ要素は上記エミレス検出回路が動作開始時に限時動作を開始することを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
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