JP3059524B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
- Publication number
- JP3059524B2 JP3059524B2 JP3130090A JP13009091A JP3059524B2 JP 3059524 B2 JP3059524 B2 JP 3059524B2 JP 3130090 A JP3130090 A JP 3130090A JP 13009091 A JP13009091 A JP 13009091A JP 3059524 B2 JP3059524 B2 JP 3059524B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- power supply
- voltage
- switching element
- discharge lamp
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯を高周波で点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。
させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の本発明放電灯点灯装置の従来例
として、特願平１−３０６９２６号がある。この従来例
を図５に示す。この従来例回路では直流電源Ｅ1 を電源
とするインバータ回路として、トランジスタＱ1、Ｑ2、
インダクタンタＬ1、コンデンサＣ0、Ｃ1、帰還用ダイ
オードＤ1 、Ｄ2からなる直列インバータを使用してい
る。負荷回路１は、蛍光灯のような放電灯Ｌａと放電灯
Ｌａのフィラメントの非電源側端子間に接続した上記コ
ンデンサＣ1との並列回路と、該並列回路に１次巻線ｎ1
を直列接続した上記インダクタＬ1とからなり、上記コ
ンデンサＣ0を介してトランジスタＱ1に並列接続してい
る。
として、特願平１−３０６９２６号がある。この従来例
を図５に示す。この従来例回路では直流電源Ｅ1 を電源
とするインバータ回路として、トランジスタＱ1、Ｑ2、
インダクタンタＬ1、コンデンサＣ0、Ｃ1、帰還用ダイ
オードＤ1 、Ｄ2からなる直列インバータを使用してい
る。負荷回路１は、蛍光灯のような放電灯Ｌａと放電灯
Ｌａのフィラメントの非電源側端子間に接続した上記コ
ンデンサＣ1との並列回路と、該並列回路に１次巻線ｎ1
を直列接続した上記インダクタＬ1とからなり、上記コ
ンデンサＣ0を介してトランジスタＱ1に並列接続してい
る。
【０００３】インバータ回路のトランジスタＱ2は駆動
回路２によってはＭＯＳＦＥＴを使用する場合もある。
トランジスタＱ1はインダクタＬ1の２次巻線ｎ2を帰還
手段としており、トランジスタＱ1のベースにのみ、負
荷回路１の振動電流を帰還して、トランジスタＱ1をこ
の振動電流で決まる所定周期でオン・オフさせている。
回路２によってはＭＯＳＦＥＴを使用する場合もある。
トランジスタＱ1はインダクタＬ1の２次巻線ｎ2を帰還
手段としており、トランジスタＱ1のベースにのみ、負
荷回路１の振動電流を帰還して、トランジスタＱ1をこ
の振動電流で決まる所定周期でオン・オフさせている。
【０００４】トランジスタＱ2に並列接続した抵抗Ｒ1、
Ｒ2の直列回路からなる検出回路２は、トランジスタＱ2
の両端電圧を検出して、他方のトランジスタＱ2のオン
・オフ状態を検出するもので、トランジスタＱ1のオフ
時点に対応する抵抗Ｒ1、Ｒ2の接続点の出力を制御回路
３の発振制御回路８に含まれるトリガ回路４に与えてタ
イマ回路５を動作させ、このタイマ出力により動作する
駆動回路６によりトランジスタＱ2を一定時間オンさせ
ている。
Ｒ2の直列回路からなる検出回路２は、トランジスタＱ2
の両端電圧を検出して、他方のトランジスタＱ2のオン
・オフ状態を検出するもので、トランジスタＱ1のオフ
時点に対応する抵抗Ｒ1、Ｒ2の接続点の出力を制御回路
３の発振制御回路８に含まれるトリガ回路４に与えてタ
イマ回路５を動作させ、このタイマ出力により動作する
駆動回路６によりトランジスタＱ2を一定時間オンさせ
ている。
【０００５】図５において、放電灯Ｌａが点灯している
状態では、検出点ａの電圧は図６の期間ｔ0〜ｔ1のよう
に矩形波となる。通常、この電圧を抵抗Ｒ1、Ｒ2で分圧
して同期信号として制御回路３に取り込んでいる。ここ
で時間ｔ1において、放電灯Ｌａが外された場合、共振
回路が開かれるため発振が停止し、検出点ａの電位は０
Ｖに落ちる。（期間ｔ1〜ｔ2）時間ｔ2で再び放電灯負
荷１が装着された場合、再び共振回路が形成されるた
め、コンデンサＣ0、Ｃ1、インダクタＬ1、抵抗Ｒ1及び
抵抗Ｒ2を通じて過渡的に電流が流れ、図６の期間ｔ2か
らｔ3のように検出点ａに電圧が生じる。
状態では、検出点ａの電圧は図６の期間ｔ0〜ｔ1のよう
に矩形波となる。通常、この電圧を抵抗Ｒ1、Ｒ2で分圧
して同期信号として制御回路３に取り込んでいる。ここ
で時間ｔ1において、放電灯Ｌａが外された場合、共振
回路が開かれるため発振が停止し、検出点ａの電位は０
Ｖに落ちる。（期間ｔ1〜ｔ2）時間ｔ2で再び放電灯負
荷１が装着された場合、再び共振回路が形成されるた
め、コンデンサＣ0、Ｃ1、インダクタＬ1、抵抗Ｒ1及び
抵抗Ｒ2を通じて過渡的に電流が流れ、図６の期間ｔ2か
らｔ3のように検出点ａに電圧が生じる。
【０００６】この電圧の変化を検出回路２からの出力で
検出した制御回路３の装着判別回路７は放電灯Ｌａが装
着されたことを判別するのである。ここで、直流電源Ｅ
1 は商用電源ＡＣをダイオード、コンデンサにより、整
流平滑して得られるものである。ところで上記従来例で
は、直流電源Ｅ1 を得るための商用電源の瞬時降電圧に
対する対策が施されていなかった。
検出した制御回路３の装着判別回路７は放電灯Ｌａが装
着されたことを判別するのである。ここで、直流電源Ｅ
1 は商用電源ＡＣをダイオード、コンデンサにより、整
流平滑して得られるものである。ところで上記従来例で
は、直流電源Ｅ1 を得るための商用電源の瞬時降電圧に
対する対策が施されていなかった。
【０００７】そこで本発明者は図７に示すように、直流
電源Ｅ1 の電圧が所定値以下に降下した場合に、インバ
ータ回路を不動作とするためのリセット回路を備えた本
発明の基本となる放電灯点灯装置を実現した。この例で
は制御回路３の発振制御回路を発振周波数を変えること
ができる汎用ＩＣ５５５からなる無安定マルチバイブレ
ータ９を用いて構成したもので、この無安定マルチバイ
ブレータ９の出力とノットゲートＮＴ1の出力とリセッ
ト回路１０の出力の否定論理積をナンドゲートＮＡでと
ることにより、トランジスタＱ 1 のオフに同期させてＭ
ＯＳＦＥＴＱ2をオン・オフ制御するようにしてある。
また、装着判別回路７を、インバータゲートＮＴ2、ト
ランジスタＱ3、コンデンサＣ2、Ｃ3、ダイオードＤ3及
び抵抗Ｒ3、Ｒ4で構成してある。また、この放電灯点灯
装置では、始動時や放電灯Ｌａの装着時には一旦放電灯
Ｌａを予熱した後に点灯するようにしてある。このた
め、上記装着判別回路７の出力でトリガがかかるタイマ
回路５と、タイマ回路５の限時動作期間、無安定マルチ
バイブレータ９の発振周波数を高い周波数に制御する周
波数制御部１１とを備えている。ここで、タイマ回路５
は、コンパレータＣＰ1 、コンデンサＣ4及び抵抗Ｒ5〜
Ｒ7で構成してあり、周波数制御部１１は、ボルテージ
ホロワＶ1 、トランジスタＱ4、コンデンサＣ5及び抵抗
Ｒ8〜Ｒ11で構成してある。
電源Ｅ1 の電圧が所定値以下に降下した場合に、インバ
ータ回路を不動作とするためのリセット回路を備えた本
発明の基本となる放電灯点灯装置を実現した。この例で
は制御回路３の発振制御回路を発振周波数を変えること
ができる汎用ＩＣ５５５からなる無安定マルチバイブレ
ータ９を用いて構成したもので、この無安定マルチバイ
ブレータ９の出力とノットゲートＮＴ1の出力とリセッ
ト回路１０の出力の否定論理積をナンドゲートＮＡでと
ることにより、トランジスタＱ 1 のオフに同期させてＭ
ＯＳＦＥＴＱ2をオン・オフ制御するようにしてある。
また、装着判別回路７を、インバータゲートＮＴ2、ト
ランジスタＱ3、コンデンサＣ2、Ｃ3、ダイオードＤ3及
び抵抗Ｒ3、Ｒ4で構成してある。また、この放電灯点灯
装置では、始動時や放電灯Ｌａの装着時には一旦放電灯
Ｌａを予熱した後に点灯するようにしてある。このた
め、上記装着判別回路７の出力でトリガがかかるタイマ
回路５と、タイマ回路５の限時動作期間、無安定マルチ
バイブレータ９の発振周波数を高い周波数に制御する周
波数制御部１１とを備えている。ここで、タイマ回路５
は、コンパレータＣＰ1 、コンデンサＣ4及び抵抗Ｒ5〜
Ｒ7で構成してあり、周波数制御部１１は、ボルテージ
ホロワＶ1 、トランジスタＱ4、コンデンサＣ5及び抵抗
Ｒ8〜Ｒ11で構成してある。
【０００８】まず、始動時にはａ点電位は”Ｌ”レベル
であるので、ノットゲートＮＴ1の出力は”Ｈ”状態を
保ち、このときダイオードＤ3は逆バイアスされている
ので、コンデンサＣ2が充電された状態を保ち、ノット
ゲートＮＴ2の閾値を越えた状態になっている。従っ
て、ノットゲートＮＴ2の出力がローレベルでコンデン
サＣ3は放電された状態になっている。また、このとき
トランジスタＱ3がオフで、コンデンサＣ4は抵抗Ｒ5を
介して充電された状態になっているので、コンパレータ
ＣＰ1 の出力は”Ｌ”で、トランジスタＱ4もオフであ
る。従って、コンデンサＣ5が抵抗Ｒ10を介して充電さ
れた状態に保たれ、無安定マルチバイブレータ９の制御
入力(５番端子)は抵抗Ｒ9、Ｒ10で決まる高い電圧に保
たれている。この場合には、無安定マルチバイブレータ
９は低い発振周波数で動作している。一方ノットゲート
ＮＴ1の出力は”Ｈ”に保たれているので、上記無安定
マルチバイブレータ９の出力(３番端子)が”Ｈ”となっ
たときに、ナンドゲートＧ3の出力が”Ｌ”となる。従
って、このとき駆動回路６のインバータバッファＢＡと
抵抗Ｒ12を介してＭＯＳＦＥＴＱ2 が一定期間オンされ
る。つまり、このオンにより放電灯点灯装置が起動され
ることになる。
であるので、ノットゲートＮＴ1の出力は”Ｈ”状態を
保ち、このときダイオードＤ3は逆バイアスされている
ので、コンデンサＣ2が充電された状態を保ち、ノット
ゲートＮＴ2の閾値を越えた状態になっている。従っ
て、ノットゲートＮＴ2の出力がローレベルでコンデン
サＣ3は放電された状態になっている。また、このとき
トランジスタＱ3がオフで、コンデンサＣ4は抵抗Ｒ5を
介して充電された状態になっているので、コンパレータ
ＣＰ1 の出力は”Ｌ”で、トランジスタＱ4もオフであ
る。従って、コンデンサＣ5が抵抗Ｒ10を介して充電さ
れた状態に保たれ、無安定マルチバイブレータ９の制御
入力(５番端子)は抵抗Ｒ9、Ｒ10で決まる高い電圧に保
たれている。この場合には、無安定マルチバイブレータ
９は低い発振周波数で動作している。一方ノットゲート
ＮＴ1の出力は”Ｈ”に保たれているので、上記無安定
マルチバイブレータ９の出力(３番端子)が”Ｈ”となっ
たときに、ナンドゲートＧ3の出力が”Ｌ”となる。従
って、このとき駆動回路６のインバータバッファＢＡと
抵抗Ｒ12を介してＭＯＳＦＥＴＱ2 が一定期間オンされ
る。つまり、このオンにより放電灯点灯装置が起動され
ることになる。
【０００９】そして、このＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフした
時点で、a点の電位が”Ｈ”となる。このときには、ノ
ットゲートＮＴ1の出力が”Ｌ”となり、コンデンサＣ2
の充電電荷が放電され、ノットゲートＮＴ2の出力が”
Ｈ”となる。なお、この状態はトランジスタＱ1、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 が交互にオン,オフする期間保持される。
このようにノットゲートＮＴ2の出力が”Ｈ”となる
と、このときコンデンサＣ3を介して過渡的な電流がト
ランジスタＱ3のベースに供給されるので、トランジス
タＱ3が瞬間的にオンして、コンデンサＣ4の充電電荷が
放電される。そして、その後コンデンサＣ4は徐々に充
電され、このコンデンサＣ4の両端電圧が基準電圧に達
するまでコンパレータＣＰ1 の出力は”Ｈ”となる。こ
のコンパレータＣＰ1 の出力が”Ｈ”である期間は、無
安定マルチバイブレータ９の制御入力電圧は抵抗Ｒ9、
Ｒ10で決まる低い電圧となるので、このとき無安定マル
チバイブレータ９の発振周波数は定常時よりも高くな
る。なお、無安定マルチバイブレータ９の発振周波数は
負荷回路１の共振周波数よりも高く設定してある。従っ
て検出回路２の出力を反転したノットゲートＮＴ1の出
力と無安定マルチバイブレータ９の出力との否定論理積
をとるナンドゲートＮＡの”Ｌ”期間が定常時よりも短
くなり、このためにＭＯＳＦＥＴＱ2 のオン期間が短く
なる。従って、放電灯Ｌａに供給される出力が低く抑え
られ、この期間に放電灯Ｌａは先行予熱される。
時点で、a点の電位が”Ｈ”となる。このときには、ノ
ットゲートＮＴ1の出力が”Ｌ”となり、コンデンサＣ2
の充電電荷が放電され、ノットゲートＮＴ2の出力が”
Ｈ”となる。なお、この状態はトランジスタＱ1、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 が交互にオン,オフする期間保持される。
このようにノットゲートＮＴ2の出力が”Ｈ”となる
と、このときコンデンサＣ3を介して過渡的な電流がト
ランジスタＱ3のベースに供給されるので、トランジス
タＱ3が瞬間的にオンして、コンデンサＣ4の充電電荷が
放電される。そして、その後コンデンサＣ4は徐々に充
電され、このコンデンサＣ4の両端電圧が基準電圧に達
するまでコンパレータＣＰ1 の出力は”Ｈ”となる。こ
のコンパレータＣＰ1 の出力が”Ｈ”である期間は、無
安定マルチバイブレータ９の制御入力電圧は抵抗Ｒ9、
Ｒ10で決まる低い電圧となるので、このとき無安定マル
チバイブレータ９の発振周波数は定常時よりも高くな
る。なお、無安定マルチバイブレータ９の発振周波数は
負荷回路１の共振周波数よりも高く設定してある。従っ
て検出回路２の出力を反転したノットゲートＮＴ1の出
力と無安定マルチバイブレータ９の出力との否定論理積
をとるナンドゲートＮＡの”Ｌ”期間が定常時よりも短
くなり、このためにＭＯＳＦＥＴＱ2 のオン期間が短く
なる。従って、放電灯Ｌａに供給される出力が低く抑え
られ、この期間に放電灯Ｌａは先行予熱される。
【００１０】そして、タイマ回路５の限時時間が経過し
た時点で、コンパレータＣＰ1 の出力は”Ｌ”となり、
このときコンデンサＣ5が徐々に充電されることによ
り、無安定マルチバイブレータ９の制御入力電圧は徐々
に高くなる。よって、無安定マルチバイブレータ９の発
振周波数は徐々に降下し、これに伴ってノットゲートＮ
Ｔ1との否定論理積をとるナンドゲートＮＡの出力が”
Ｌ”である期間が徐々に長くなる。つまりは、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 のオン期間が定常オン期間に向かって長くな
り、放電灯Ｌａに供給される出力レベルも徐々に上が
り、よって放電灯Ｌａが始動点灯し、以降定常点灯され
る。なお、この放電灯点灯装置では、周波数制御部１１
の抵抗Ｒ9の値を変えて放電灯Ｌａに供給される出力を
可変でき、放電灯Ｌａを連続調光できる。
た時点で、コンパレータＣＰ1 の出力は”Ｌ”となり、
このときコンデンサＣ5が徐々に充電されることによ
り、無安定マルチバイブレータ９の制御入力電圧は徐々
に高くなる。よって、無安定マルチバイブレータ９の発
振周波数は徐々に降下し、これに伴ってノットゲートＮ
Ｔ1との否定論理積をとるナンドゲートＮＡの出力が”
Ｌ”である期間が徐々に長くなる。つまりは、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 のオン期間が定常オン期間に向かって長くな
り、放電灯Ｌａに供給される出力レベルも徐々に上が
り、よって放電灯Ｌａが始動点灯し、以降定常点灯され
る。なお、この放電灯点灯装置では、周波数制御部１１
の抵抗Ｒ9の値を変えて放電灯Ｌａに供給される出力を
可変でき、放電灯Ｌａを連続調光できる。
【００１１】ここで、放電灯Ｌａが外されたとすると、
この時点以降ノットゲートＮＴ1の出力が”Ｈ”状態を
保持することにより、コンデンサＣ2が充電され、ノッ
トゲートＮＴ2の出力が”Ｌ”になる。しかし、この場
合にはトランジスタＱ3にベース電流が供給されること
はなく、よって無安定マルチバイブレータ９の発振周波
数はそれまでの周波数のままで保持され、この場合には
ナンドゲートＮＡ及び駆動回路６のインバータバッファ
ＢＡと抵抗Ｒ12を介して無安定マルチバイブレータ９の
出力でＭＯＳＦＥＴＱ2 をオン,オフする信号が印加さ
れるが、この場合放電灯Ｌａが外れているので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 がオンすることはない。
この時点以降ノットゲートＮＴ1の出力が”Ｈ”状態を
保持することにより、コンデンサＣ2が充電され、ノッ
トゲートＮＴ2の出力が”Ｌ”になる。しかし、この場
合にはトランジスタＱ3にベース電流が供給されること
はなく、よって無安定マルチバイブレータ９の発振周波
数はそれまでの周波数のままで保持され、この場合には
ナンドゲートＮＡ及び駆動回路６のインバータバッファ
ＢＡと抵抗Ｒ12を介して無安定マルチバイブレータ９の
出力でＭＯＳＦＥＴＱ2 をオン,オフする信号が印加さ
れるが、この場合放電灯Ｌａが外れているので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 がオンすることはない。
【００１２】そして放電灯Ｌａが装着されると、このと
きにはａ点の電位が高くなるので、ノットゲートＮＴ1
の出力が”Ｌ”となり、この際にコンデンサＣ2の充電
電荷が放電され、ノットゲートＮＴ2の閾値以下に降下
し、ノットゲートＮＴ2の出力が”Ｈ”になる。よっ
て、トランジスタＱ3がオンし、以降始動時の動作で説
明したと同様にして、放電灯Ｌａを先行予熱した後に、
無安定マルチバイブレータ９の発振周波数が徐々に下げ
られ、放電灯Ｌａは始動点灯し、以降定常動作に移行す
る。尚Ｅ2は制御回路３の電源、Ｒａ、Ｒｂ、コンデン
サＣａは無安定マルチバイブレータ９の時定数の抵抗、
コンデンサである。
きにはａ点の電位が高くなるので、ノットゲートＮＴ1
の出力が”Ｌ”となり、この際にコンデンサＣ2の充電
電荷が放電され、ノットゲートＮＴ2の閾値以下に降下
し、ノットゲートＮＴ2の出力が”Ｈ”になる。よっ
て、トランジスタＱ3がオンし、以降始動時の動作で説
明したと同様にして、放電灯Ｌａを先行予熱した後に、
無安定マルチバイブレータ９の発振周波数が徐々に下げ
られ、放電灯Ｌａは始動点灯し、以降定常動作に移行す
る。尚Ｅ2は制御回路３の電源、Ｒａ、Ｒｂ、コンデン
サＣａは無安定マルチバイブレータ９の時定数の抵抗、
コンデンサである。
【００１３】さてリセット回路１０は直流電源Ｅ1 の電
圧を検出して、その電圧が或る所定値以下では、”Ｌ”
レベルの出力を送出ことによって、ＭＯＳＦＥＴＱ2を
オフ状態として、インバータ回路を不動作とするもので
ある。直流電源Ｅ1 の電圧が或る所定値以上の場合
は、”Ｈ”レベルの出力を送出しており、上述した動作
でインバータ回路は動作する。
圧を検出して、その電圧が或る所定値以下では、”Ｌ”
レベルの出力を送出ことによって、ＭＯＳＦＥＴＱ2を
オフ状態として、インバータ回路を不動作とするもので
ある。直流電源Ｅ1 の電圧が或る所定値以上の場合
は、”Ｈ”レベルの出力を送出しており、上述した動作
でインバータ回路は動作する。
【００１４】このような構成で商用電源を整流或いは整
流平滑して直流電源Ｅ1 を得ている場合において、商用
電源の瞬時降電圧が発生した場合の動作を図８を参照し
ながら説明する。まず時刻ｔ0で商用電源の瞬時降電圧
が発生すると、直流電源Ｅ1 の電圧は図８（ａ）に示す
ように下降し始める。
流平滑して直流電源Ｅ1 を得ている場合において、商用
電源の瞬時降電圧が発生した場合の動作を図８を参照し
ながら説明する。まず時刻ｔ0で商用電源の瞬時降電圧
が発生すると、直流電源Ｅ1 の電圧は図８（ａ）に示す
ように下降し始める。
【００１５】時刻ｔ1において、ａ点の抵抗Ｒ1、Ｒ2の
分圧Ｖｂが図８（ｂ）に示すようにツェナーダイオード
ＺＤ1のツェナー電圧Ｖｚより低くなると、分圧Ｖｂも
下降し始める。そして時刻ｔ2においては、分圧Ｖｂは
ノットゲートＮＴ1の閾値Ｖthと同じになり、その後、
時刻ｔ3で図８（ｄ）に示すリセット回路１０の出力
が”Ｈ”から”Ｌ”に反転するまでは、分圧Ｖｂは閾値
Ｖthより小さいので、図８（ｃ）に示すようにノットゲ
ートＮＴ1の出力は必ず”Ｌ”になる。従って、時刻ｔ2
からｔ3までの間はトランジスタＱ1のオン・オフにかか
わらず、トランジスタＱ1がオン状態である場合にも、
無安定マルチバイブレータ９の出力によりＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2がオンされ、直流電源Ｅ1 を介してトランジスタ
Ｑ1、ＭＯＳＦＥＴＱ2に大きな短絡電流が流れ、トラン
ジスタＱ1、ＭＯＳＦＥＴＱ2に大きなストレスが発生
し、場合によってはトランジスタＱ1、ＭＯＳＦＥＴＱ2
が破壊するという問題があった。時刻ｔ3以降はリセッ
ト回路１０によりインバータ回路は不動作となる。
分圧Ｖｂが図８（ｂ）に示すようにツェナーダイオード
ＺＤ1のツェナー電圧Ｖｚより低くなると、分圧Ｖｂも
下降し始める。そして時刻ｔ2においては、分圧Ｖｂは
ノットゲートＮＴ1の閾値Ｖthと同じになり、その後、
時刻ｔ3で図８（ｄ）に示すリセット回路１０の出力
が”Ｈ”から”Ｌ”に反転するまでは、分圧Ｖｂは閾値
Ｖthより小さいので、図８（ｃ）に示すようにノットゲ
ートＮＴ1の出力は必ず”Ｌ”になる。従って、時刻ｔ2
からｔ3までの間はトランジスタＱ1のオン・オフにかか
わらず、トランジスタＱ1がオン状態である場合にも、
無安定マルチバイブレータ９の出力によりＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2がオンされ、直流電源Ｅ1 を介してトランジスタ
Ｑ1、ＭＯＳＦＥＴＱ2に大きな短絡電流が流れ、トラン
ジスタＱ1、ＭＯＳＦＥＴＱ2に大きなストレスが発生
し、場合によってはトランジスタＱ1、ＭＯＳＦＥＴＱ2
が破壊するという問題があった。時刻ｔ3以降はリセッ
ト回路１０によりインバータ回路は不動作となる。
【００１６】尚電源電圧の復電時も同様の問題が発生す
る。他の従来例として、特願昭６３−１５０６７号があ
る。この従来例は一石式インバータに適用するもので、
瞬時降電圧後の電源電圧復帰時、制御回路のオンデュー
ティが異常に長くならないように制御することにより、
トランジスタのオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
をトランジスタのコレクタ・エミッタ間最大電圧内に抑
えることで、トランジスタの破壊を防止するものであ
る。しかし、本従来例は瞬時降電圧後の電源電圧復帰時
のストレスを防止するものであり、上述した瞬時電圧時
のストレスには適用できないものであった。
る。他の従来例として、特願昭６３−１５０６７号があ
る。この従来例は一石式インバータに適用するもので、
瞬時降電圧後の電源電圧復帰時、制御回路のオンデュー
ティが異常に長くならないように制御することにより、
トランジスタのオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
をトランジスタのコレクタ・エミッタ間最大電圧内に抑
えることで、トランジスタの破壊を防止するものであ
る。しかし、本従来例は瞬時降電圧後の電源電圧復帰時
のストレスを防止するものであり、上述した瞬時電圧時
のストレスには適用できないものであった。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述の点に
鑑みて為されたもので、その目的とするところは、商用
電源の瞬時降電圧時、停電或いはその復帰時において、
インバータ回路内のパワー・デバイスであるスイッチン
グ素子にストレスが発生するのを防止し、信頼性の高い
放電灯点灯装置を提供することにある。
鑑みて為されたもので、その目的とするところは、商用
電源の瞬時降電圧時、停電或いはその復帰時において、
インバータ回路内のパワー・デバイスであるスイッチン
グ素子にストレスが発生するのを防止し、信頼性の高い
放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明は、商用電源を整流又は整流平滑して得た
直流電源と、上記直流電源の両端間に直列に接続された
二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の少
なくとも一方に並列接続された放電灯を含む共振回路構
成の負荷回路と、この負荷回路に流れる振動電流を一方
のスイッチング素子の制御端にのみ帰還し、上記振動電
流で一方のスイッチング素子のみをオン・オフする帰還
手段と、少なくとも上記一方のスイッチング素子のオン
・オフ状態を他方のスイッチング素子の両端電圧より検
出する検出手段と、上記検出手段の出力に応じて他方の
スイッチング素子を一方のスイッチング素子のオフした
後にオンして他方のスイッチング素子を一方のスイッチ
ング素子と交互にオン・オフする制御手段とにより、上
記放電灯に高周波電力を供給する放電灯点灯装置におい
て、上記商用電源又は直流電源の電圧によって直流電源
電圧がある所定値以下になったことを検出すると、上記
制御手段に他方のスイッチング素子をオフさせるリセッ
ト手段を備えるとともに、電源電圧の降下時に上記リセ
ット手段が上記所定値を検出するまで、一方のスイッチ
ング素子のオン・オフ状態の検出動作を維持する上記検
出手段を備えたものである。
めに、本発明は、商用電源を整流又は整流平滑して得た
直流電源と、上記直流電源の両端間に直列に接続された
二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の少
なくとも一方に並列接続された放電灯を含む共振回路構
成の負荷回路と、この負荷回路に流れる振動電流を一方
のスイッチング素子の制御端にのみ帰還し、上記振動電
流で一方のスイッチング素子のみをオン・オフする帰還
手段と、少なくとも上記一方のスイッチング素子のオン
・オフ状態を他方のスイッチング素子の両端電圧より検
出する検出手段と、上記検出手段の出力に応じて他方の
スイッチング素子を一方のスイッチング素子のオフした
後にオンして他方のスイッチング素子を一方のスイッチ
ング素子と交互にオン・オフする制御手段とにより、上
記放電灯に高周波電力を供給する放電灯点灯装置におい
て、上記商用電源又は直流電源の電圧によって直流電源
電圧がある所定値以下になったことを検出すると、上記
制御手段に他方のスイッチング素子をオフさせるリセッ
ト手段を備えるとともに、電源電圧の降下時に上記リセ
ット手段が上記所定値を検出するまで、一方のスイッチ
ング素子のオン・オフ状態の検出動作を維持する上記検
出手段を備えたものである。
【００１９】尚一方のスイッチング素子を、オン・オフ
する帰還手段は、上記コンデンサと負荷回路より構成さ
れる回路内の電圧を検出して、その検出電圧に基づいて
一方のスイッチング素子をオン・オフ制御する手段から
帰還手段を構成しても良い。
する帰還手段は、上記コンデンサと負荷回路より構成さ
れる回路内の電圧を検出して、その検出電圧に基づいて
一方のスイッチング素子をオン・オフ制御する手段から
帰還手段を構成しても良い。
【００２０】
【作用】而して本発明によれば、商用電源又は直流電源
の電圧によって直流電源電圧がある所定値以下になった
ことを検出すると、上記制御手段に他方のスイッチング
素子をオフさせるリセット手段を備えるとともに、電源
電圧の降下時にリセット回路が上記所定値を検出するま
で、一方のスイッチング素子のオン・オフ状態の検出動
作を維持する検出手段を備えているので、直流電源電圧
の電圧降下時にリセット手段が動作して他方のスイッチ
ング素子をオフするまでに、一方のスイッチング素子が
オンしているにもかかわらず、電圧降下によって一方の
スイッチング素子が恰もオフ状態となったとして誤検出
した検出手段の検出出力により制御手段が他方のスイッ
チング素子をオンさせる誤動作を防ぐことができるので
ある。
の電圧によって直流電源電圧がある所定値以下になった
ことを検出すると、上記制御手段に他方のスイッチング
素子をオフさせるリセット手段を備えるとともに、電源
電圧の降下時にリセット回路が上記所定値を検出するま
で、一方のスイッチング素子のオン・オフ状態の検出動
作を維持する検出手段を備えているので、直流電源電圧
の電圧降下時にリセット手段が動作して他方のスイッチ
ング素子をオフするまでに、一方のスイッチング素子が
オンしているにもかかわらず、電圧降下によって一方の
スイッチング素子が恰もオフ状態となったとして誤検出
した検出手段の検出出力により制御手段が他方のスイッ
チング素子をオンさせる誤動作を防ぐことができるので
ある。
【００２１】
【実施例】以下本発明を実施例により説明する。 （実施例１）図１は本実施例の回路を示しており、本実
施例では回路構成は図７の基本例構成と同じであるが、
直流電源Ｅ1 を整流、或いは整流平滑して得るための商
用電源の瞬時降電圧や、停電発生時において、商用電源
若しくは直流電源Ｅ1 の電圧を検出するリセット回路１
０が動作して、インバータ回路が不動作となるまでは、
トランジスタＱ1のオン・オフ状態をを検出回路２が確
実に検出できるようにしたものである。
施例では回路構成は図７の基本例構成と同じであるが、
直流電源Ｅ1 を整流、或いは整流平滑して得るための商
用電源の瞬時降電圧や、停電発生時において、商用電源
若しくは直流電源Ｅ1 の電圧を検出するリセット回路１
０が動作して、インバータ回路が不動作となるまでは、
トランジスタＱ1のオン・オフ状態をを検出回路２が確
実に検出できるようにしたものである。
【００２２】つまり上記の回路動作が得られるように検
出回路２の抵抗Ｒ1、Ｒ2の抵抗値を設定したものであ
る。而して商用電源（図示せず）の瞬時降電圧が発生し
た場合の動作を図２の波形図を参照しながら説明する。
図２において、時刻ｔ0で商用電源の瞬時降電圧が発生
したとすると、この商用電源を整流又は整流平滑して得
る直流電源Ｅ1 の電圧は図２（ａ）に示すように下降し
始める。そして時刻ｔ2において、検出回路２の分圧Ｖ
ｂが、抵抗Ｒ2の両端に接続しているツェナーダイオー
ドＺＤ1のツェナー電圧Ｖｚより低くなると、分圧Ｖｂ
も図２（ｂ）に示すように下降し始める。次に時刻ｔ3
において、図２（ｄ）に示すリセット回路１０の出力
が”Ｈ”から”Ｌ”に反転するまでは、必ずトランジス
タＱ1がオンしている時の分圧ＶｂはノットゲートＮＴ1
の閾値Ｖthより大きくなり、ノットゲートＮＴ1の出力
Ｖｃは”Ｌ”になるように検出回路２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2
の値を設定しているので、トランジスタＱ1 のオン時
は、必ず、ＭＯＳＦＥＴＱ2はオフとなり、図７の基本
例のようなトランジスタＱ1 、ＭＯＳＦＥＴＱ2の同時
オンによるストレスの発生がなく、信頼性の高い放電灯
点灯装置が実現できる。
出回路２の抵抗Ｒ1、Ｒ2の抵抗値を設定したものであ
る。而して商用電源（図示せず）の瞬時降電圧が発生し
た場合の動作を図２の波形図を参照しながら説明する。
図２において、時刻ｔ0で商用電源の瞬時降電圧が発生
したとすると、この商用電源を整流又は整流平滑して得
る直流電源Ｅ1 の電圧は図２（ａ）に示すように下降し
始める。そして時刻ｔ2において、検出回路２の分圧Ｖ
ｂが、抵抗Ｒ2の両端に接続しているツェナーダイオー
ドＺＤ1のツェナー電圧Ｖｚより低くなると、分圧Ｖｂ
も図２（ｂ）に示すように下降し始める。次に時刻ｔ3
において、図２（ｄ）に示すリセット回路１０の出力
が”Ｈ”から”Ｌ”に反転するまでは、必ずトランジス
タＱ1がオンしている時の分圧ＶｂはノットゲートＮＴ1
の閾値Ｖthより大きくなり、ノットゲートＮＴ1の出力
Ｖｃは”Ｌ”になるように検出回路２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2
の値を設定しているので、トランジスタＱ1 のオン時
は、必ず、ＭＯＳＦＥＴＱ2はオフとなり、図７の基本
例のようなトランジスタＱ1 、ＭＯＳＦＥＴＱ2の同時
オンによるストレスの発生がなく、信頼性の高い放電灯
点灯装置が実現できる。
【００２３】（実施例２）図３は本実施例の回路を示
し、本実施例では制御回路２の無安定マルチバイブレー
タ９の電源Ｅ2を、直流電源Ｅ1 より抵抗Ｒ13、コンデ
ンサＣ7、ツェナーダイオードＺＤ2にて得るようにした
ものである。その他の回路は実施例１に準ずる。尚各実
施例に用いるリセット回路１０としては、例えば図４に
示すように直流電源Ｅ1 の電圧を抵抗Ｒ14、Ｒ15で分圧
して、この分圧電圧と、ツェナーダイオードＺＤ3のツ
ェナー電圧で定まる基準値と比較して、直流電圧Ｅが所
定値に降下したことを検出するようにするような回路が
ある。
し、本実施例では制御回路２の無安定マルチバイブレー
タ９の電源Ｅ2を、直流電源Ｅ1 より抵抗Ｒ13、コンデ
ンサＣ7、ツェナーダイオードＺＤ2にて得るようにした
ものである。その他の回路は実施例１に準ずる。尚各実
施例に用いるリセット回路１０としては、例えば図４に
示すように直流電源Ｅ1 の電圧を抵抗Ｒ14、Ｒ15で分圧
して、この分圧電圧と、ツェナーダイオードＺＤ3のツ
ェナー電圧で定まる基準値と比較して、直流電圧Ｅが所
定値に降下したことを検出するようにするような回路が
ある。
【００２４】また実施例２の回路では、図４のリセット
回路１０の接続点ｂを、電源Ｅ2を構成する抵抗Ｒ13と
ツェナーダイオードＺＤ2との接続点に接続しても良
い。
回路１０の接続点ｂを、電源Ｅ2を構成する抵抗Ｒ13と
ツェナーダイオードＺＤ2との接続点に接続しても良
い。
【００２５】
【発明の効果】本発明は、商用電源を整流又は整流平滑
して得た直流電源と、上記直流電源の両端間に直列に接
続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング
素子の少なくとも一方に並列接続された放電灯を含む共
振回路構成の負荷回路と、この負荷回路に流れる振動電
流を一方のスイッチング素子の制御端にのみ帰還し、上
記振動電流で一方のスイッチング素子のみをオン・オフ
する帰還手段と、少なくとも上記一方のスイッチング素
子のオン・オフ状態を他方のスイッチング素子の両端電
圧より検出する検出手段と、上記検出手段の出力に応じ
て他方のスイッチング素子を一方のスイッチング素子の
オフした後にオンして他方のスイッチング素子を一方の
スイッチング素子と交互にオン・オフする制御手段とに
より、上記放電灯に高周波電力を供給する放電灯点灯装
置において、上記商用電源又は直流電源の電圧によって
直流電源電圧がある所定値以下になったことを検出する
と、上記制御手段に他方のスイッチング素子をオフさせ
るリセット手段を備えるとともに、電源電圧の降下時に
上記リセット手段が上記所定値を検出するまで、一方の
スイッチング素子のオン・オフ状態の検出動作を維持す
る上記検出手段を備えたので、商用電源の瞬時降電圧が
起きたり、停電時が起きたとき或いその後の復電時に、
スイッチング素子の同時オンが起きるのを防ぐことがで
き、結果パワーデバイスであるスイッチン素子にストレ
スが発生して破壊されるのを防止でき、信頼性の高い放
電灯点灯装置が得られるという効果がある。
して得た直流電源と、上記直流電源の両端間に直列に接
続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング
素子の少なくとも一方に並列接続された放電灯を含む共
振回路構成の負荷回路と、この負荷回路に流れる振動電
流を一方のスイッチング素子の制御端にのみ帰還し、上
記振動電流で一方のスイッチング素子のみをオン・オフ
する帰還手段と、少なくとも上記一方のスイッチング素
子のオン・オフ状態を他方のスイッチング素子の両端電
圧より検出する検出手段と、上記検出手段の出力に応じ
て他方のスイッチング素子を一方のスイッチング素子の
オフした後にオンして他方のスイッチング素子を一方の
スイッチング素子と交互にオン・オフする制御手段とに
より、上記放電灯に高周波電力を供給する放電灯点灯装
置において、上記商用電源又は直流電源の電圧によって
直流電源電圧がある所定値以下になったことを検出する
と、上記制御手段に他方のスイッチング素子をオフさせ
るリセット手段を備えるとともに、電源電圧の降下時に
上記リセット手段が上記所定値を検出するまで、一方の
スイッチング素子のオン・オフ状態の検出動作を維持す
る上記検出手段を備えたので、商用電源の瞬時降電圧が
起きたり、停電時が起きたとき或いその後の復電時に、
スイッチング素子の同時オンが起きるのを防ぐことがで
き、結果パワーデバイスであるスイッチン素子にストレ
スが発生して破壊されるのを防止でき、信頼性の高い放
電灯点灯装置が得られるという効果がある。
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例２の動作説明用波形図である。
【図３】本発明の実施例２の回路図である。
【図４】本発明に用いるリセット回路の回路図である。
【図５】従来例の回路構成図である。
【図６】従来例の動作説明用波形図である。
【図７】本発明の基本例の回路図である。
【図８】本発明の基本例の動作説明用波形図である。
１ 負荷回路 ２ 検出回路 ３ 制御回路 １０ リセット回路 Ｑ1 トランジスタ Ｑ2 ＭＯＳＦＥＴ Ｒ1 抵抗 Ｒ2 抵抗 Ｌ1 インダクタ
Claims (2)
- 【請求項１】商用電源を整流又は整流平滑して得た直流
電源と、上記直流電源の両端間に直列に接続された二つ
のスイッチング素子と、このスイッチング素子の少なく
とも一方に並列接続された放電灯を含む共振回路構成の
負荷回路と、この負荷回路に流れる振動電流を一方のス
イッチング素子の制御端にのみ帰還し、上記振動電流で
一方のスイッチング素子のみをオン・オフする帰還手段
と、少なくとも上記一方のスイッチング素子のオン・オ
フ状態を他方のスイッチング素子の両端電圧より検出す
る検出手段と、上記検出手段の出力に応じて他方のスイ
ッチング素子を一方のスイッチング素子のオフした後に
オンして他方のスイッチング素子を一方のスイッチング
素子と交互にオン・オフする制御手段とにより、上記放
電灯に高周波電力を供給する放電灯点灯装置において、
上記商用電源又は直流電源の電圧によって直流電源電圧
がある所定値以下になったことを検出すると、上記制御
手段に他方のスイッチング素子をオフさせるリセット手
段を備えるとともに、電源電圧の降下時に上記リセット
手段が上記所定値を検出するまで、一方のスイッチング
素子のオン・オフ状態の検出動作を維持する上記検出手
段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】一方のスイッチング素子を、オン・オフす
る帰還手段は、上記コンデンサと負荷回路より構成され
る回路内の電圧を検出して、その検出電圧に基づいて一
方のスイッチング素子をオン・オフ制御する手段から構
成した放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3130090A JP3059524B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3130090A JP3059524B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04355674A JPH04355674A (ja) | 1992-12-09 |
| JP3059524B2 true JP3059524B2 (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=15025734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3130090A Expired - Fee Related JP3059524B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3059524B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002008886A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置 |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP3130090A patent/JP3059524B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04355674A (ja) | 1992-12-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5023516A (en) | Discharge lamp operation apparatus | |
| US4132925A (en) | Direct current ballasting and starting circuitry for gaseous discharge lamps | |
| US5262699A (en) | Starting and operating circuit for arc discharge lamp | |
| JP3059524B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| US20050062425A1 (en) | Method and apparatus for a voltage controlled start-up circuit for an electronic ballast | |
| JP3823364B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH0479119B2 (ja) | ||
| JP2506966B2 (ja) | 放電ランプ点灯装置 | |
| JP2754576B2 (ja) | 放電ランプ点灯装置 | |
| JP3399239B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3304534B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2721523B2 (ja) | インバータ回路 | |
| JP3728880B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| EP0388492B1 (en) | Inverter capable of controlling operating frequency | |
| JPH01218364A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0374090A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP4399745B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3422146B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH01160367A (ja) | インバータ | |
| JP3034936B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2878349B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2721522B2 (ja) | インバータ回路 | |
| JP3010790B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2552280B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH0878174A (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20000411 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |