JP2552280B2

JP2552280B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2552280B2
Application number: JP4108187A
Authority: JP
Inventors: 諭久保田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1987-02-24
Filing date: 1987-02-24
Publication date: 1996-11-06
Anticipated expiration: 2011-11-06
Also published as: JPS63207095A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、他励式インバータ回路を用いて放電灯を高
周波点灯させるようにした放電灯点灯装置に関するもの
である。

（背景技術）第８図は従来の放電灯点灯装置の回路図である。交流
電源ACの電源電圧は、ダイオードブリッジDBにて整流さ
れ、コンデンサC₀にて平滑され、直流電圧とされる。こ
の直流電圧は、発振トランスOTの１次側と半導体スイッ
チ素子Q₁との直列回路に印加される。発振トランスOTの
２次側には、放電灯DLが接続され、放電灯DLの非電源側
にはリアクタンス素子（コンデンサC₂）が接続され、放
電灯フィラメントの余熱回路が構成されている。半導体
スイッチ素子Q₁には、ダイオードD₁が逆並列接続され
る。また、回路のインダクタンス成分と共振状態を呈す
るコンデンサC₁をスイッチ素子Q₁の両端に並列接続す
る。このコンデンサC₁の接続される位置は、発振トラン
スOTの１次コイルの両端でも構わない。半導体スイッチ
素子Q₁の制御極には、発振回路１の出力がゲート回路２
及びドライブ回路３を介して入力されている。

第９図（イ）は半導体スイッチ素子Q₁をオン・オフ制
御するための他励信号（“High"レベルのとき他励オン
信号、“Low"レベルのとき他励オフ信号と呼ぶことにす
る）を示す。他励オン信号にて半導体スイッチ素子Q₁が
オンされると、発振トランスOTの１次側を介して、第９
図（ロ）に示されるような電流Icが半導体スイッチ素子
Q₁に流れる。他励オフ信号にて半導体スイッチ素子Q₁が
オフされると、回路のLC成分に蓄えられたエネルギーの
ために、発振トランスOTはコンデンサC₁と共振し、共振
コンデンサ電流が流れ、半導体スイッチ素子Q₁の両端に
は、第９図（ハ）に示されるような共振電圧が生じる。
この共振電圧がゼロになると、共振電流はダイオードD₁
を介して流れ、また、ダイオード電流がゼロになると、
他励オン信号により半導体スイッチ素子Q₁に前サイクル
と同様に電流Icが流れる（第９図（ロ））。このように
して、発振を継続して行く。そして、この共振によって
発振トランスOTの２次側に生じる電圧を発振トランスOT
のリーケージインダクタンスを介して放電灯DLに印加
し、点灯させる。なお、第９図（ニ），（ホ）はそれぞ
れ発振トランスOTの１次電圧と１次電流を示している。

このような１石他励式のインバータ回路では、無負荷
時には、発振トランスOTの２次電流が流れなくなるの
で、その１次側インダクタンスが大きくなり、そのため
に、コンデンサC₁と発振トランスOTの１次側から見たイ
ンダクタンスとで決まる振動周期が長くなり、半導体ス
イッチ素子Q₁の両端電圧V_CEの巾が広くなる。

このように、無負荷時に回路の固有振動周期が長くな
った場合においても、他励式のインバータ回路では他励
信号の周期に従って半導体スイッチ素子Q₁がオンするた
めに、第10図（ロ）に示されるように、半導体スイッチ
素子Q₁の両端電圧、すなわち、共振コンデンサC₁の電圧
が高い状態で半導体スイッチ素子Q₁がオンすることにな
り、コンデンサC₁からのラッシュ電流が半導体スイッチ
素子Q₁に流れて、大きな電力損失を発生し、また半導体
スイッチ素子Q₁の破損を生じることもある。

そこで、第８図の回路では、半導体スイッチ素子Q₁の
両端電圧を検出する素子電圧検出回路４を設けてあり、
半導体スイッチ素子Q₁の両端電圧が高いときには、ゲー
ト回路２により他励オン信号の通過を阻止して、半導体
スイッチ素子Q₁の導通を禁止するようにしている。した
がって、無負荷時において、第10図（イ），（ロ）に示
すように、半導体スイッチ素子Q₁の両端電圧V_CEの巾
が、発振回路１の他励オフ信号の期間T₃よりも長くなっ
ても、第10図（ハ）に示すように、V_CE＞０の期間中の
ドライブ信号を禁止して、半導体スイッチ素子Q₁の導通
を禁止することができる。このゲート回路２は、素子電
圧検出信号の反転信号と他励オン信号との論理積を取る
ことにより簡単に構成することができる。このようなゲ
ート回路２を設けることにより、無負荷時においても安
全に且つ安定に発振を行うことができるものである。

ところで、インバータ回路と放電灯とはソケットを介
して接続され、放電灯が丸型蛍光灯である場合には、第
11図に示すようなソケットＳが一般的に用いられる。こ
のソケットＳの接続が不十分である場合、ソケットＳの
端子ばね（図示せず）と放電灯DLのランプピンＰとの間
で接触不良（以下「ルーズコンタクト」という）を生じ
ることがあり、その場合、ソケットＳの端子ばねと放電
灯のランプピンＰとの間でアーク放電が生じることがあ
った。そして、この状態が長時間継続すると、ソケット
Ｓが発熱し、発煙や発火に至ることがあった。

そこで、ソケットの温度上昇を熱感応素子（サーミス
タ等）を用いて検出することによりソケットルーズコン
タクトを検出して、インバータ回路の発振を停止させる
方法も考えられるが、この方法では、実際に温度上昇す
るまでは作動しないため、検出動作が遅くなる。また、
周囲温度の影響を受けやすく、さらに、長時間点灯した
ときに、放電灯の発熱がソケットに伝わったことを誤っ
て検出してしまうことも有り得るという問題があった。

（発明の目的）本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、放電灯とソケットとのル
ーズコンタクトを検出してインバータの発振を実質的に
停止させ、ソケットでの発煙・発火を未然に防止できる
ようにした放電灯点灯装置を提供するにある。

（発明の開示）本発明に係る放電灯点灯装置を図示実施例について説
明すれば、直流電源Ｅと、直流電源Ｅに対して順方向で
ある半導体スイッチ素子Q₁と、直流電源Ｅに対して逆方
向で半導体スイッチ素子Q₁に並列接続されたダイオード
D₁と、半導体スイッチ素子Q₁に直列接続されたインダク
タンス要素（発振トランスOT）と、インダクタンス要素
と共振状態を呈するコンデンサC₁と、半導体スイッチ素
子Q₁を繰り返し導通制御するための他励信号を発生する
発振回路１と、半導体スイッチ素子Q₁が両端電圧を有す
る期間は、他励信号が前記半導体スイッチ素子Q₁の導通
制御極に入力されることを禁止する回路（ゲート回路
２）と、半導体スイッチ素子Q₁のオンオフにより発生す
る共振電圧を安定要素（発振トランスOTのリーケージイ
ンダクタンス）とソケットを介して印加される放電灯DL
とを含み、無負荷時の固有振動周波数が放電灯点灯時に
比べて低いインバータ回路において、放電灯DLとソケッ
トの電気的接続不良時の半導体スイッチ素子Q₁の両端電
圧の変動を検出する回路（ルーズコンタクト検出回路
５）と、該検出出力が得られたときに、インバータ回路
を実質的に不作動とする回路（ANDゲートG₂）とを備え
て成るものである。

すなわち、本発明は放電灯とソケットとの間のルーズ
コンタクトの発生時に、半導体スイッチ素子の両端電圧
に現れる振動波形の変動を検出して、その検出出力が得
られたときにインダータ回路の発振を停止させるように
したものであり、これによって、ソケットからの発煙や
発火等を防止できるものである。

以下、本発明の好ましい実施例を添付図面と共に説明
する。なお、実施例回路において、従来例回路と同一の
要素については同一の符号を付して重複する説明は省略
する。

実施例１第１図は、本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置の
回路図である。他励信号を発振するための発振回路１
は、汎用のタイマーICtmと、その外付けのCR素子R₆,R₇,
C₆,C₇とよりなる無安定マルチバイブレータと、その出
力バッファとなるインバータI₁とからなる。発振回路１
の出力は、ゲート回路２におけるANDゲートG₁の一方の
入力に接続されている。ANDゲートG₁の他方の入力に
は、素子電圧検出回路４の検出出力がインバータI₂にて
論理を反転されて入力されている。ANDゲートG₁の出力
は、ソケットルーズコンタクト検出回路５におけるAND
ゲートG₂の一方の入力に接続されている。ANDゲートG₂
の他方の入力には、RSフリップフロップFF₃の出力が
接続されている。ANDゲートG₂の出力は、ドライブ回路
３におけるトランジスタTr₁,Tr₂よりなる相補動作形エ
ミッタフォロワの入力に接続されている。相補動作形エ
ミッタフォロワの出力は、抵抗R₅とコンデンサC₅の並列
回路よりなるスピードアップ回路を介して、半導体スイ
ッチ素子Q₁の制御入力端に接続されている。本実施例に
あっては、半導体スイッチ素子Q₁としてバイポーラトラ
ンジスタを用いている。

素子電圧検出回路４としては、抵抗R₁,R₂による電圧
分圧回路を用いている。抵抗R₂には素子電圧検出回路４
の出力を規制するためのツェナダイオードZD₁が並列接
続されている。素子電圧検出回路４の検出出力は、Ｄフ
リップフロップFF₁,FF₂のリセット入力に接続されて
いる。各ＤフリップフロップFF₁,FF₂の出力は、その
データ入力Ｄに接続されている。ＤフリップフロップFF
₁のクロック入力Ｃには、発振回路１の出力が接続され
ている。ＤフリップフロップFF₁の出力は、Ｄフリッ
プフロップFF₂のクロック入力Ｃに接続されている。Ｄ
フリップフロップFF₂のＱ出力は、カウンタ６のクロッ
ク入力Ｃに接続されている。カウンタ６のｎ段目の出力
であるQn出力は、RSフリップフロップFF₃のセット入力
Ｓに接続されている。

制御部電源電圧Vccは、平滑コンデンサC₀に抵抗R₃を
介して接続されたコンデンサC₃にて得ている。抵抗R₄と
コンデンサC₄の直列回路には、制御部電源電圧Vccが印
加されている。コンデンサC₄の端子電圧はインバータI₃
の入力に印加されている。制御部電源電圧Vccが投入さ
れると、一定時間はコンデンサC₄の電圧が低レベルであ
るので、インバータI₃の出力は高レベルであり、カウン
タ６とRSフリップフロップFF₃にリセットがかかる。前
記一定時間の経過後は、コンデンサC₄の端子電圧が高く
なるので、インバータI₃の出力は低レベルに保持され
る。以上の抵抗R₄とコンデンサC₄及びインバータI₃によ
りパワーオンリセット回路が構成されている。その他の
構成については従来例回路と同様である。

第２図は本実施例の動作波形図である。以下、同図を
参照しながら、本実施例の動作について説明する。ソケ
ットにおけるルーズコンタクト時には、発振トランスOT
の２次側にランプフィラメントを介して、コンデンサC₂
が接続されたり、離れたりしている状況にあり、コンデ
ンサC₂の蓄積電荷により２次側の振動電流が安定してい
ないため、この２次電流により１次側の振動波形が変化
する。第２図に示す例では、t₁の時点において半導体ス
イッチ素子Q₁の素子電圧V_CEは正常点灯時では既にゼロ
に落ちているが、ルーズコンタクト時には素子電圧V_CE
がゼロに落ちる前に２次側のコンデンサC₂のチャージに
よる電流により、発振トランスOTの１次電流（第２図
（ハ）参照）がコンデンサC₁を充電するような方向に流
れて、素子電圧V_CEを高くする。V_CE＞０であると、従来
例で説明したように、ゲート回路２が動作するため、半
導体スイッチ素子Q₁を導通させず、素子電圧V_CEの波形
は第２図（ロ）に示すような巾の広い波形となることが
ある。この波形は、発振回路出力（第２図（イ）参照）
を２パルス分含む巾を有するため、本実施例に示すルー
ズコンタクト検出回路５では、V_CE＞０である期間中の
発振回路１の出力のカウントを行っている。ルーズコン
タクト検出回路５において、２段のＤフリップフロップ
FF₁,FF₂は、リップルカウンタを構成しており、V_CE＝０
でリセットが掛かるようになっている。Ｄフリップフロ
ップFF₂のＱ出力（第２図（ニ）参照）は、V_CE＞０の期
間中の発振回路１の出力の２パルス目に“High"レベル
になる。このＱ出力により、第２図に示すような振動モ
ードであることを検出し、その検出回数をカウント６に
よりカウントすることにより、ソケットにおけるルーズ
コンタクトが継続していることを検出する。カウンタの
Qn出力により、RSフリップフロップFF₃を反転させ、AND
ゲートG₂を介してのドライブ回路３への信号入力を禁止
し、インバータ回路の発振動作を停止させる。

このように、ソケットにおける放電灯DLのルーズコン
タクトを検出し、インバータ回路の発振を停止させるこ
とにより、ソケットとランプピンとの間に継続的にアー
ク放電が生じるような事態を回避することができ、ソケ
ットからの発煙・発火を未然に防止できるものである。

実施例２第４図は本発明の他の実施例の回路図である。ソケッ
トルーズコンタクト時の素子電圧V_CEの振動波形は、第
２図に示すような波形だけでなく、第３図に示すような
波形になることもある。これは、ソケットとランプピン
とが非接触である場合には、無負荷の発振モードで発振
を行っているが、この発振モードはゲート回路２の作用
で生じるモードであり、同じ発振回路出力で制御を行っ
ていても、第３図のT₁,T₂期間に示すような２種類の安
定波形を持つが、ソケットルーズコンタクト状態では、
ソケットとランプピン間のアーク発生等により、この２
種類の無負荷波形を交互に繰り返す独特の発振モードに
なることがある。この無負荷発振モードでは無負荷時の
素子電圧V_CEの振動周期は、発振トランスOTの１次イン
ダクタンスと共振コンデンサC₁との共振だけでなく、主
トランジスタQ₁のオン期間でも影響を受け、オン期間が
長ければ、素子電圧V_CEの振動周期も長くなる。したが
って、第３図のT₂期間では、素子電圧V_CEの振動周期がT
₁期間におけるそれよりも長いために、素子電圧V_CEと他
励信号との重なり巾が広くなり、重なった残りの期間に
おけるドライブ信号は短く、その間は主トランジスタQ₁
に電流が流れず、次のドライブ信号時に流れる。よっ
て、期間T₁と期間T₂では振動モードが異なっている。こ
のような発振モードを検出することにより、ソケットル
ーズコンタクト状態を判別できる。

第４図に示す実施例は、第３図に示す期間T₁,T₂で、
半導体スイッチ素子Q₁の素子電圧V_CEがゼロであるとき
の発振出力が、期間T₁では１パルス、期間T₂では２パル
スと異なることを利用し、これを判別するものである。

素子電圧検出回路４の出力はＤフリップフロップFF₄
のクロック入力Ｃに接続されている。Ｄフリップフロッ
プFF₄の出力は、そのデータ入力Ｄに接続されてい
る。ＤフリップフロップFF₄のQ,出力はそれぞれANDゲ
ートG₃,G₄の一方の入力に接続されている。ANDゲート
G₃,G₄の他方の入力は、共に素子電圧検出回路４の出力
に接続されている。素子電圧検出回路４の出力は、ゲー
ト回路２の制御信号とされている。さらに、素子電圧検
出回路４の出力は、抵抗R₈とコンデンサC₈よりなる遅延
回路を介して、ＤフリップフロップFF₅のリセット入力
Ｒに接続されている。ＤフリップフロップFF₅のクロッ
ク入力Ｃには、発振回路１の出力が接続されている。Ｄ
フリップフロップFF₅の出力は、そのデータ入力Ｄに
接続されている。ＤフリップフロップFF₅のＱ出力は、
ＤフリップフロップFF₆,FF₇のデータ入力Ｄに接続され
ている。ＤフリップフロップFF₆,FF₇のクロック入力Ｃ
には、それぞれ、ANDゲートG₃,G₄の出力が接続されてい
る。ＤフリップフロップFF₆,FF₇の出力は、排他的論理
和ゲートG₆に入力されている。排他的論理和ゲートG₆の
出力は、カウンタ６のクロック入力Ｃに接続されてい
る。その他の構成については実施例１と同様である。

第５図は本実施例の動作波形図である。以下、同図を
参照しながら、本実施例の動作について説明する。AND
ゲートG₃,G₄により、ＤフリップフロップFF₄のQ,出力
とV_CE検出電圧との論理積を取ることにより、V_CE検出電
圧を交互に出力する第５図（ハ），（ニ）の信号を得
て、それぞれ、ＤフリップフロップFF₆,FF₇のクロック
パルスとする。ＤフリップフロップFF₅は、V_CE＝０のと
きの発振回路出力（第５図（ロ））をカウントするカウ
ンタとして動作し、ＤフリップフロップFF₆,FF₇でそれ
ぞれ２サイクル間カウント結果（第５図（ホ））を保持
する。なお、第５図のt₂の時点では、ANDゲートG₄の出
力（第５図（ニ））が“High"レベルとなって、Ｄフリ
ップフロップFF₇のＱ出力（第５図（ト））が“High"レ
ベルとなってから、ＤフリップフロップFF₅のＱ出力
（第５図（ホ））がリセットされるものであり、このタ
イミングを取るために、前述の抵抗R₈とコンデンサC₈と
からなる遅延回路が設けられている。

ＤフリップフロップFF₆,FF₇のＱ出力（第５図
（ヘ），（ト））を排他的論理和ゲートG₆で比較するこ
とにより、振動モードが前サイクルと異なったことを検
出する。その検出回路はカウンタ６によりカウントされ
る。カウンタ６のQn出力が“High"レベルになると、ソ
ケットルーズコンタクトが継続していると判断し、RSフ
リップフロップFF₃を反転させ、ドライブ回路３への信
号入力を停止し、インバータ回路の発振動作を停止させ
る。

したがって、ソケットルーズコンタクト時におけるソ
ケットからの発煙や発火等を未然に防止することができ
る。

実施例３第６図は本発明の更に他の実施例の回路図である。こ
の実施例は、第７図に示すように、半導体スイッチ素子
Q₁の素子電圧V_CEの波高値がルーズコンタクト時には低
レベルと高レベルとに交互に変化することを検出するも
のである。素子電圧V_CEを抵抗Ra,Rbにて分圧した値とツ
ェナーダイオードZD₂による基準電圧Vzとをコンパレー
タCPにより比較する。このときの基準電圧Vzは、素子電
圧V_CE（第７図（イ））の波高値が高いときにだけコン
パレータCPの比較出力（第７図（ロ））が“Hgih"レベ
ルになるような電圧に設定する。こうして得た比較出力
を抵抗R₉とコンデンサC₉により平滑する。こうして、カ
ウンタ６の入力信号（第７図（ハ））を得る。その他の
構成及び動作については実施例１と同様であり、カウン
タ６により一定回数のカウントを行うことにより、ソケ
ットルーズコンタクト状態が継続していると判断して、
RSフリップフロップFF₃を反転させ、インバータ回路の
発振動作を停止させるものである。

（発明の効果）上述のように、本発明にあっては、素子電圧の高いと
きに半導体スイッチ素子の導通を禁止して無負荷時の半
導体スイッチ素子の保護を行うようにした共振型の１石
他励式インバータ回路において、放電灯とソケットとの
ルーズコンタクト時には素子電圧の変動が生じることを
利用してルーズコンタクト状態であることを検出し、イ
ンバータ回路の発振を停止させるようにしたから、ソケ
ットからの発煙や発火等を未然に防止できるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置の回路
図、第２図は同上の動作波形図、第３図は本発明の他の
実施例において検出される発振モードを示す動作波形
図、第４図は本発明の他の実施例の回路図、第５図は同
上の動作波形図、第６図は本発明の更に他の実施例の回
路図、第７図は同上の動作波形図、第８図は従来例の回
路図、第９図及び第10図は同上の動作波形図、第11図は
ソケットと放電灯との接続箇所を示す斜視図である。１は発振回路、２はゲート回路、４は素子電圧検出回
路、５はルーズコンタクト検出回路、Ｅは直流電源、Q₁
は半導体スイッチ素子、D₁はダイオード、C₁はコンデン
サ、OTは発振トランス、DLは放電灯、G₂はANDゲートで
ある。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、直流電源に対して順方向であ
る半導体スイッチ素子と、直流電源に対して逆方向で半
導体スイッチ素子に並列接続されたダイオードと、半導
体スイッチ素子に直列接続されたインダクタンス要素
と、インダクタンス要素と共振状態を呈するコンデンサ
と、半導体スイッチ素子を繰り返し導通制御するための
他励信号を発生する発振回路と、半導体スイッチ素子が
両端電圧を有する期間は、他励信号が前記半導体スイッ
チ素子の導通制御極に入力されることを禁止する回路
と、半導体スイッチ素子のオンオフにより発生する共振
電圧を安定要素とソケットを介して印加される放電灯と
を含み、無負荷時の固有振動周波数が放電灯点灯時に比
べて低いインバータ回路において、放電灯とソケットの
電気的接続不良時の半導体スイッチ素子の両端電圧の変
動を検出する回路と、該検出出力が得られたときに、イ
ンバータ回路を実質的に不作動とする回路とを備えて成
ることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検
出する回路は、半導体スイッチ素子の両端電圧発生時に
おける他励信号のパルス数を検出する回路であることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装
置。
【請求項３】半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検
出する回路は、半導体スイッチ素子の両端電圧がゼロで
あるときの他励信号のパルス数を検出する回路であるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯
装置。
【請求項４】半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検
出する回路は、半導体スイッチ素子の両端電圧のピーク
値の変動を検出する回路であることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。