JPS63207095A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分子ＩＦ） 本発明は、他励式インバータ回路を用いて放電灯を高周
波点灯させるようにした放電灯点灯装置に関するもので
ある。

（背景技術） 第８図は従来の放電灯点灯装置の回路図である。

交流電源ＡＣの電源電圧は、ダイオードブリッジＤＢに
て整流され、コンデンサＣ８にて平滑され、直流電圧と
される。この直流電圧は、発振トランスＯＴの１次側と
半導体スイッチ素子Ｑ、との直列回路に印加される０発
振トランスＯＴの２次側には、放電灯ＤＬが接続され、
放電灯ＤＬの非電源側にはりアクタンス素子（コンデン
サＣ２）が接続され、放電灯フィラメントの予熱回路が
構成されている。半導体スイッチ素子Ｑ１には、ダイオ
ードＤ、が逆並列接続される。また、回路のインダクタ
ンス成分と共振状ｆｉｔ呈するコンデンサＣ１をスイッ
チ素子Ｑ、の両端に並列接続する。このコンデンサＣ１
の接続される位置は、発振トランスＯＴの１次コイルの
両端でも構わない。半導体スイッチ素子Ｑ、の制御極に
は、発振回路１の出力がゲート回路２及びドライブ回路
３を介して入力されている。

第９図（イ）は半導体スイッチ素子Ｑ１をオン・オフ制
御するための他励信号（“Ｈｉｇｌ＋”レベルのとき他
励オン信号、Ｌｏｗ”レベルのとき他励オフ信号と呼ぶ
ことにする）を示す、他励オン信号にて半導体スイッチ
素子Ｑ１がオンされると、発振トランスＯＴの１次側を
介して、第９図（ロ）に示されるような電流Ｉｃが半導
体スイッチ素子Ｑ、に流れる。他励オフ信号にて半導体
スイッチ素子Ｑ１がオフされると、回路のＬＣ成分に蓄
えられたエネルギーのために、発振トランス○Ｔはコン
デンサＣ１と共振し、共振コンデンサ電流が流れ、半導
体スイッチ素子Ｑ、の両端には、第９図（ハ）に示され
るような共振電圧が生じる。この共振電圧がゼロになる
と、共振電流はダイオードＤ１を介して流れ、また、ダ
イオード電流がゼロになると、他励オン信号により半導
体スイッチ素子Ｑ、に前サイクルと同様に電流Ｉｃが流
れる（第９図（ロ））。

このようにして、発振を継続して行く、そして、この共
振によって発振トランスＯＴの２次側に生じる電圧を発
振トランスＯＴのり一ゲージインダクタンスを介して放
電灯ＤＬに印加し、点灯させる。なお、第９０（ニ）、
（ホ）はそれぞれ発振トランス○Ｔの１次電圧と１次電
流を示している。

このような１石他励式のインバータ回路では、無負荷時
には、発振トランスＯＴの２次電流が流れなくなるので
、その１次側インダクタンスが大きくなり、そのために
、コンデンサＣ１と発振トランスＯＴの１次側から見た
インダクタンスとで決まる振動周期が長くなり、半導体
スイッチ素子Ｑ１の両端電圧ＶＣＨの巾が広くなる。

このように、無負荷時に回路の固有振動周期が長くなっ
た場きにおいても、他励式のインバータ回路では他励信
号の周期に従って半導体スイッチ素子Ｑ１がオンするた
めに、第１０図（ロ）に示されるように、半導体スイッ
チ素子Ｑ、の両端電圧、すなわち、共振コンデンサＣＩ
の電圧が高い状態で半導体スイッチ素子Ｑ１がオンする
ことになり、コンデンサＣ１からのラッシュ電流が半導
体スイッチ素子Ｑ、に流れて、大きな電力損失を発生し
、また半導体スイッチ素子Ｑ１の破損を生じることもあ
る。

そこで、第８図の回路では、半導体スイッチ素子Ｑ、の
両端電圧を検出する素子電圧検出回路４を設けてあり、
半導体スイッチ素子Ｑ、の両端電圧が高いときには、ゲ
ート回路２により他励オン信号の通過を阻止して、半導
体スイッチ素子Ｑ１の導通を禁止するようにしている。

したがって、無負荷時において、第１０図（イ）、（ロ
）に示すように、半導体スイッチ素子Ｑ１の両端電圧Ｖ
ＣＨの巾が、発振回路１の他励オフ信号の期間Ｔ、より
も長くなっても、第１０図（ハ）に示すように、■ｃＥ
＞Ｏの期間中のドライブ信号を禁止して、半導体スイッ
チ素子Ｑ１の導通を禁止することができる。このゲート
回路２は、素子電圧検出信号の反転信号と他励オン信号
との論理積を取ることにより簡単に構成することができ
る。このようなゲート回路２を設けることにより、無負
荷時においても安全に且つ安定に発振を行うことができ
るものである。

ところで、インバータ回路と放電灯とはソケットを介し
て接続され、放電灯が大型蛍光灯である場合には、第１
１図に示すようなソケットＳが一般的に用いられる。こ
のソケットＳの接続が不十分である場き、ソケットＳの
端子ばね（図示せず）と放電灯ＤＬのランプビンＰとの
間で接触不良（以下「ルーズコンタクト」という）を生
じることがあり、その場合、ソケットＳの端子ばねと放
電灯のランプビンＰとの間でアーク放電が生じることが
あった。そして、この状態が長時間継続すると、ソケッ
トＳが発熱し、発煙や発火に至ることがあった。

そこで、ソケットの温度上昇を熱恣応素子（サーミスタ
等）を用いて検出することによりソケットルーズコンタ
クトを検出して、インバータ回路の発振を停止させる方
法も考えられるが、この方法では、実際に温度上昇する
までは作動しないため、検出動作が遅くなる。また、周
囲温度の影響を受けやすく、さらに、長時間点灯したと
きに、放電灯の発熱がソケットに伝わったことを誤って
検出してしまうことも有り得るという問題があった。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に濫みてなされたものであり、
その目的とするところは、放電灯とソケットとのルーズ
コンタクトを検出してインバータの発振を実質的に停止
させ、ソケットでの発煙・発火を未然に防止できるよう
にした放電灯点灯装置を提供するにある。

（Ｑ明の開示） 本発明に係る放電灯点灯装置を図示実施例について説明
すれば、直流電源Ｅと、直流電源Ｅに対して順方向であ
る半導体スイッチ素子Ｑ１と、直流電源Ｅに対して逆方
向で半導体スイッチ素子ＱＩに並列接続されたダイオー
ドＤＩと、半導体スイッチ素子Ｑ１に直列接続されたイ
ンダクタンス要素（発振トランスＯＴ）と、インダクタ
ンス要素と共振状君を呈するコンデンサＣ１と、半導体
スイッチ素子Ｑ、を繰り返し導通制御するための他励信
号を発生ずる発振回路１と、半導体スイッチ素子Ｑ、が
両端電圧を有する期間は、他励信号が前記半導体スイッ
チ素子Ｑ、の導通制御極に入力されることを禁止する回
路（ゲート回路２）と、半導体スイッチ素子Ｑ１のオン
オフにより発生する共振電圧を安定要素（発振トランス
ＯＴのリーゲージインダクタンス）とソケットを介して
印加される放電灯ＤＬとを含み、無負荷時の固有振動周
波数が放電灯点灯時に比べて低いインバータ回路におい
て、放電灯ＤＬとソケットの電気的接続不良時の半導体
スイッチ素子Ｑ１の両端電圧の変動を検出する回路（ル
ーズコンタクト検出回路５）と、該検出出力が得られた
ときに、インバータ回路を実質的に不作動とする回路（
Ａ　Ｎ　ＤゲートＧ２）とを備えて成るものである。

すなわち、本発明は放電灯とソケットとの間のルーズコ
ンタクトの発生時に、半導体スイッチ素子の両端電圧に
現れる振動波形の変動を検出して、その検出出力が得ら
れたときにインパーク回路の発振を停止させるようにし
たものであり、これによって、ソケットからの発煙や発
火等を防止できるものである。

以下、本発明の好ましい実施例を添付図面と共に３１明
する。なお、実施例回路において、ＵＣ来図１回路と同
一の要素については同一の符号をけして重複する説明は
省略する。

及１匠り 第１図は、本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置の回
路図である。他励信号を発振する゛ための発振回路１は
、汎用のタイマーＩＣＬｍと、その外付けのＣＲ素子Ｒ
ａ　、　Ｒｔ　、　Ｃａ　、　Ｃ７とよりなる無安定マ
ルチバイブレータと、その出力バッファとなるインバー
タＩ、とからなる０発振回路１の出力は、ゲート回路２
におけるＡＮＤゲートＧ１の一方の入力に接続されてい
る。ＡＮＤゲートＧ１の地方の入力には、素子電圧検出
回路４の検出出力がインバータＩ２にて論理を反転され
て入力されている。ＡＮＤゲートＧ１の出力は、ソケッ
トルーズコンタクト検出回路５におけるＡＮＤゲートＧ
２の一方の入力に接続されている。ＡＮＤゲートＧ２の
他方の入力には、ＲＳフリップフロップＦＦ、のｑ出力
が接続されている。ＡＮＤゲートＧ２の出力は、ドライ
ブ回路３におけるトランジスタＴ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ
　２よりなる相補動作形エミッタフォロワの入力に接続
されている。相補動作形エミッタフォロワの出力は、抵
抗Ｒ５とコンデンサＣ５の並列回路よりなるスピードア
ップ回路を介して、半導体スイッチ素子Ｑ１の制御入力
端に接続されている。本実施例にあっては、半導体スイ
ッチ素子Ｑ、としてバイポーラトランジスタを用いてい
る。

素子電圧検出回路４としては、抵抗Ｒ＋　、　Ｒ２によ
る電圧分圧回路を用いている。抵抗Ｒ２には素子電圧検
出回路４の出力を規制するためのツェナダイオードＺＤ
、が並列接続されている。素子電圧検出回路４の検出出
力は、ＤフリップフロップＦＦ、、１７Ｆ２のリセット
人力Ｒに接続されている。

各ＤフリップフロップＦ　Ｆ　＋　、　Ｆ　Ｆ　２のｑ
出力は、そのデータ人力りに接続されている。Ｄフリッ
プフロップＦＦ、のクロック人力Ｃには、発振回路１の
出力が接続されている。ＤフリップフロップＦＦ１のｑ
出力は、ＤフリップフロップＦＦ２のクロック人力Ｃに
接続されている。ＤフリップフロップＦ　Ｆ　２のＱ出
力は、カウンタ６のクロｙり人力Ｃに接続されている。

カウンタ６の＋１段口の出力であるＱ　ｎ出力は、ＲＳ
Ｓフリップフロラ１Ｆ、のセット人力Ｓに接続されてい
る。

制御部電源電圧Ｖｃｃは、平滑コンデンサＣ６に抵抗Ｒ
１を介して接続されたコンデンサＣ３にて得ている。抵
抗Ｒ４とコンデンサＣ１の直列回路には、制御部電源電
圧Ｖｃｃが印加されている。コンデンサＣ１の端子電圧
はインバータエ、の入力に印加されている。制御部電源
電圧Ｖｃｃが投入されると、一定時間はコンデンサＣ１
の電圧が低レベルであるので、インバータＩ、の出力は
高レベルであり、カウンタ６とＲＳフリップフロップＦ
Ｆ３にリセットがかかる。前記一定時間の経過後は、コ
ンデンサＣ４の端子電圧が高くなるので、インバータＩ
ｎの出力は低レベルに保持される０以上の抵抗Ｒ１とコ
ンデンサＣ１及びインバータＩ３によりパワーオンリセ
ット回路が構成されている。その池の構成についてはｂ
℃来未開路と同様である。

第２図は本実施例の動ｆヤ波形図である。以下、同図を
９照しながら、本実施例の動作について説明する。ソケ
ットにおけるルーズコンタクト時には、発振トランスＯ
Ｔの２次側にランプフィラメン１〜を介して、コンデン
サＣ２が接続されたり、離れたりしている状況にあり、
コンデンサＣ２の蓄積電荷により２次側の振動電流が安
定していないため、この２次電流により１次側の振動波
形が変化する。第２図に示す例では、ｔ、の時点におい
て半導体スイッチ素子Ｑ１の素子電圧■ｃ巳は正常点灯
時では既にゼロに落ちているが、ルーズコンタクト時に
は素子電圧ｖｃＥがゼロに落ちる前に２次側のコンデン
サＣ２のチャージによる電流により、発振トランスＯＴ
の１次電流（第２Ｕ２（ハ）９照）がコンデンサＣＩ＆
充電するような方向に流れて、素子電圧ＶＣ１１！を高
くする＠ＶＣＥ＞Ｏであると、従来例で説明したように
、ゲート回路２が動作するなめ、半導体スイッチ素子Ｑ
、を導通させず。

素子電圧Ｖｃεの波形は第２図（ロ）に示すような［１
］の広い波形となることがある９この波形は、発振回路
出力（第２図（イ）９照）を２パルス分含む巾を有する
ため、本実施例に示すルーズコンタクト検出回路５では
、ＶＣＥ＞Ｏである期間中の発振回路１の出力のカウン
トを行っている。ルーズコンタクト検出回路５において
、２段のＤフリップフロップＦＦ’、、ＦＦ、は、リッ
プルカウンタを構成しており、■ｃＥ＝０でリセットが
掛かるようになっている。ＤフリップフロップＦＦ、の
Ｑ出力（第２図（ニ）参照）は、ＶＣＥ〉０の期間中の
発振口ｉ￥３１の出力の２パルス目に’Ｈｉｇｈ”レベ
ルになる。このＱ出力により、第２図に示すような振動
モードであることを検出し、その検出回数をカウンタ６
によりカウントすることにより、ソケットにおけるルー
ズコンタクトが継続していることを検出する。

カウンタのＱｎ出力により、ＲＳフリップフロップＦＦ
、を反転させ、ＡＮＤゲートＧ２を介してのドライブ回
路３への信号入力を禁止し、インバータ回路の発振動（
ヤを停止させる。

このように、ソケットにおける放電灯ＤＬのル２−ズコ
ンタクトを検出し、インバータ回路の発振を停止させる
ことにより、ソケットとランプビンとの間に継続的にア
ーク放電が生じるような事態を回避することができ、ソ
ケットからの発煙・発火を未然に防止できるものである
。

及１匠え 第４図は本発明の他の実施例の回路図である。

ソゲソＩ’ルーズコンタクト時の素子電圧ＶＣＨの振動
波形は、第２図に示すような波形だけでなく、第３図に
示すような波形になることもある。これは、ソケットと
ランプビンとが非接触である場合には、無負荷の発振モ
ードで発振を行っているが、この発振モードはゲート回
路２の作用で生じるモードであり、同じ発振回路出力で
制御を行っていても、第３図のＴ　Ｉ、　Ｔ　２期間に
示すような２種類の安定波形を持つが、ソケットルーズ
コンタクト状態では、ソケットとランプビン間のアーク
発生等により、この２種類の無負荷波形を交互に繰り返
す独特の発振モードになることがある。この無負荷発振
モードでは無負荷時の素子電圧■。０の振動周期は、発
振１〜ランスＯＴの１次インダクタンスと共振コンデン
サＣ，との共振だけでなく、主ト・ランジスタＱ１のオ
ン期間でも影響を受け、オン期間が長ければ、素子電圧
ＶＣＨの振動周期も長・くなる。したがって、第３［２
ＩのＴ２期間では、素子電圧ＶＣεの振動周期がＴ１期
間におけるそれよりも長いために、素Ｔ−電圧ＶｃＥと
能動信号との重なり［］１が広くなり、重なった残りの
期間におけるドライブ信号は短く、その間は主トランジ
スタＱＩに電流が流れず、次のドライブ信号時に流れる
。

よって、期間Ｔ１と期間Ｔ２では振動モードが異なって
いる。このような発振モードを検出することにより、ソ
ケットルーズコンタクト状態を判別てきる。

第４図に示す実施例は、第３図に示す期間ＴＩ。

Ｔ２で、半導体スイッチ素子Ｑ１の素子電圧■ｃεがゼ
ロであるときの発振出力が、期間Ｔ１では１パルス、期
間Ｔ２では２パルスと異なることを利用し、これを判別
するものである。

素子電圧検出回路４の出力はＤフリップフロップＦＦ、
のクロック人力Ｃに接続されている。Ｄフリップフロッ
プＦＦ、の互出力は、そのデータ人力りに接続されてい
る。ＤフリップフロップＦＦ４のＱ、蔓出力はそれぞれ
ＡＮＤグー）　Ｇ　３　、　Ｇ　４の一方の入力に接続
されている。ＡＮＤゲートＧ１．Ｇ、の他方の入力は、
共に素子電圧検出回路４の出力に接続されている。素子
電圧検出回路４の出力は、ゲート回路２の制御信号とさ
れている。

さらに、素子電圧検出回路４の出力は、抵抗Ｒ６とコン
デンサＣ，よりなる遅延回路を介して、Ｄフリップフロ
ップＦ　Ｆ　、のりセット人力Ｒに接続されている。Ｄ
フリップフロップＦＦｓのタロツク人力Ｃには、発振回
路１の出力が接続されている。ＤフリップフロップＦＦ
、のｑ出力は、そのデータ入力りに接続されている。Ｄ
フリップフロップＦＦ５のＱ出力は、Ｄフリップフロッ
プＦＦ、。

ＦＦ、のデータ入力りに接続されている。Ｄフリップフ
ロップＦＦ、、ＦＦ、のクロック人力Ｃには、それぞれ
、Ａ　Ｎ　ＤゲートＧ　３．　Ｇ　４の出力が接続され
ている。Ｄフリップフロラ１Ｆ　Ｆ　ｓ　、　Ｆ　Ｆ　
７の出力は、排泄的論理和ゲートＧ、に入力されている
。

排曲的論理和ゲートＧｓの出力は、カウンタ６のクロッ
ク人力Ｃに接続されている。その池の構成については実
施例１と同様である。

第５図は本実施例の動作波形口である。以下、同図を参
照しながら、本実施例の動ｆヤについて説明する。ＡＮ
ＤゲートＧつ、Ｇ４により、ＤフリップフロップＦＦ、
のＱ、Ｑ出力とＶＣＥ検出電圧との論理櫃を取ることに
より、Ｖｏε検出電圧を交互に出力する第５図（ハ）、
（ニ）の信号を得て、それぞれ、ＤフリップフロップＦ
Ｆ、、ＦＦ、のクロックパルスとする。Ｄフリップフロ
ップＦＦ５は、ＶｃＥ＝Ｏのときの発振回路出力（第５
図（ロ））をカウントするカウンタとして動ｆヤし、Ｄ
フリップフロップＦ　Ｆ　ｓ　、　Ｆ　Ｆ　７でそれぞ
れ２サイクル間カウント結果（第５図（ホ））を保持す
る。なお、第５図のｔ２の時点では、ＡＮＤゲートＧ、
の出力（第５図（ニ））が“ＨｉＨＩ＋”レベルとなっ
て、ＤフリップフロップＦＦ、のＱ出力（第５図（１−
））が“”Ｈｉ）Ｈｂｏ”レベルとなってから、Ｄフリ
ップフロップＦ　Ｆ　ｓのＱ出力（第５図（ホ））がリ
セフトされるものであり、このタイミングを取るために
、前述の抵抗Ｒ８とコンデンサＣ８とからなる遅延回路
が設けられている。

ＤフリップフロップＦＦ６．ＦＦｔのＱ出力（第５図（
へ）、（）））を排他的論理和ゲートＧ６で比較するこ
とにより、振動モードが前サイクルと異なったことを検
出する。その検出回数はカウンタ６によりカウントされ
る。カウンタ６のＱ　ｎ出力が″トｌ１ｇ１＋’“レベ
ルになると、ソケットルーズコンタクトが継続している
と判断し、Ｉ”ＬＳフリップフロップＦＦコを反転させ
、ドライブ回路３への信号入力を停止し、インバータ回
路の発振動作を停止させる。

したがって、ソケットルーズコンタクト時におけるソケ
ットからの発煙や発火等を未然に防止することができる
。

及１匠１ 第６図は本発明の更に他の実施例の回路図である。この
実施例は、第７図に示すように、半導体スイッチ素″ｒ
−Ｑ１の素子電圧■。Ｅの波高値がルーズコンタクト時
には低レベルと高レベルとに交互に変化することを検出
するものである。素子電圧ｖｏＥを抵抗Ｒａ　、　Ｒｂ
にて分圧した値とツェナーダイオードＺＤ、による基準
電圧ＶｚとをコンパレータＣＰにより比較する。このと
きの基準電圧Ｖｚは、素子電圧ＶＣＥ（第７図（イ））
の波高値が高いときにだけコンパレータＣＰの比較出力
（第７図く口〉）が“’ｌｌ１ＨＩ＋°゛レベルになる
ような電圧に設定する。

こうして得た比較出力を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ９によ
り平滑する。こうして、カウンタ６の入力信号（第７図
（ハ））を得る。その他の構成及び動（％については実
施例１と同様であり、カウンタ６により一定回数のカウ
ントを行うことにより、ソケットルーズコンタクト状態
が継続していると判断して、ＲＳＳフリップフロラ１Ｆ
Ｆを反転させ、インバータ回路の発振動作を停止させる
ものである。

（発明の効果） 上述のように、本発明にあっては、素子電圧の高いとき
に半導体スイッチ素子の導通を禁止して無負荷時の半導
体スイッチ素子の保護を行うようにした共振型の１石他
励式インバータ回路において、放電灯とソケットとのル
ーズコンタクト時には素Ｔ−電圧の変動が生じることを
利用してルーズコンタクト状悪であることを検出し、イ
ンバータ回路の発振を停止させるようにしながら、ソケ
ットからの発煙や発火等を未然に防止できるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る放電灯点灯装置の回路
図、第２図は同上の動作波形図、第３図は本発明の池の
実施例において検出される発振モードを示す動作波形図
、第４図は本発明の池の実施例の回路図、第５図は同上
の動作波形図、第６図は本発明の更に他の実施例の回路
図、第７図は同上の動作波形図、第８図は従来例の回路
図、第９［２Ｉ及び第１０図は同上の動作波形図、第１
１図はソケットと放電灯との接続箇所を示す斜視図であ
る。 １は発振回路、２はゲート回路、４は素子電圧検出回路
、５はルーズコンタクＩ・検出回路、Ｅは直流電源、Ｑ
ｌは半導体スイッチ素子、ＤＩはダイオード、Ｃ，はコ
ンデンサ、ＯＴは発振トランス、ＤＬは放電灯、Ｇ２は
ＡＮＤゲートである。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、直流電源に対して順方向である半導
   体スイッチ素子と、直流電源に対して逆方向で半導体ス
   イッチ素子に並列接続されたダイオードと、半導体スイ
   ッチ素子に直列接続されたインダクタンス要素と、イン
   ダクタンス要素と共振状態を呈するコンデンサと、半導
   体スイッチ素子を繰り返し導通制御するための他励信号
   を発生する発振回路と、半導体スイッチ素子が両端電圧
   を有する期間は、他励信号が前記半導体スイッチ素子の
   導通制御極に入力されることを禁止する回路と、半導体
   スイッチ素子のオンオフにより発生する共振電圧を安定
   要素とソケットを介して印加される放電灯とを含み、無
   負荷時の固有振動周波数が放電灯点灯時に比べて低いイ
   ンバータ回路において、放電灯とソケットの電気的接続
   不良時の半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検出す
   る回路と、該検出出力が得られたときに、インバータ回
   路を実質的に不作動とする回路とを備えて成ることを特
   徴とする放電灯点灯装置。
2. （２）半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検出する
   回路は、半導体スイッチ素子の両端電圧発生時における
   他励信号のパルス数を検出する回路であることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。
3. （３）半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検出する
   回路は、半導体スイッチ素子の両端電圧がゼロであると
   きの他励信号のパルス数を検出する回路であることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。
4. （４）半導体スイッチ素子の両端電圧の変動を検出する
   回路は、半導体スイッチ素子の両端電圧のピーク値の変
   動を検出する回路であることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の放電灯点灯装置。