JPH01248971A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用電源を直流電源に変換する第１のスイッ
チング回路と、第１のスイッチング回路の出力端に接続
される第２のスイッチング回路と、第２のスイッチング
回路の出力端に接続される負荷よりなる電力変換装置に
関するものであり、例えば、商用電源を用いた放電灯の
高周波点灯装置などに用いられるものである。

［従来の技術］ 第８図は従来の電力変換装置のブロック回路図である。

この回路は第１及び第２のスイッチング回路を有してい
る。第１のスイッチング回路は、商用電源ＡＣを直流電
源に変換する昇圧型チョッパー回路１よりなる。昇圧型
チョッパー回１！ｆｉ　１は、商用電源ＡＣに電源スィ
ッチＳＷを介して接続された全波整流器ＤＢの出力端に
、インダクタンス素子Ｌ１とトランジスタＱ、の直列回
路を接続し、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間
にダイオードＤ、を介してコンデンサＣ１を接続した構
成になっており、このコンデンサＣ１の両端が昇圧型チ
ョッパー回路１の出力端となる。第２のスイッチング回
路は、昇圧型チョッパー回路１の出力端に接続されたイ
ンバータ回路２よりなる。インバータ回路２は入力直流
電圧を高周波電圧に変換して出力するものであり、その
出力端には、負荷５が接続されている。昇圧型チョッパ
ー回路１を制御するチョッパー制御回路３と、インバー
タ回路２を制御するインバータ制御回路４の駆動用電源
は、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧を抵抗Ｒｔ
　、　ＲＩｔで分圧し、コンデンサＣ１で平滑して得て
いる。

次に、第８図回路の動作について説明する。電源スィッ
チＳＷがオンされると、全波整流器ＤＢの出力電圧を抵
抗Ｒ１，Ｒ１ｔにて分圧し、コンデンサＣ７で平滑した
直流低電圧が、チョッパー制御回路３及びインバータ制
御回路４の駆動用電源として供給される。そして、チョ
ッパー制御回路３によりトランジスタＱ、がスイッチン
グされる。

まず、トランジスタＱ、がオンのときには、インダクタ
ンス素子り、に電流が流れてエネルギーが蓄積され、ト
ランジスタＱ、がオフのときに、蓄積されたエネルギー
がダイオードＤ、を介して、コンデンサＣ２に放出され
る。このとき、全波整流器ＤＢの出力電圧にインダクタ
ンス素子り、の両端電圧を加えた電圧がコンデンサＣ１
に印加されるので、コンデンサＣ３には全波整流器ＤＢ
の出力電圧を昇圧した電圧が得られる。このコンデンサ
ＣＩに得られた電圧が、インバータ回路２により高周波
電圧に変換されて、負荷５に供給されるものである。

第９図は他の従来例の回路図である。この回路例では、
商用電源ＡＣの一端と、全波整流器ＤＢの負出力端子と
の間に、整流用のダイオードＤ０と、限流用の抵抗Ｒ２
と、平滑用のコンデンサＣ１を直列に接続し、コンデン
サＣ７の両端に電圧規制用のツェナーダイオードＺＤを
並列に接続したものである。このコンデンサＣｔの両端
に得られる電圧が、チョッパー制御回路３とインバータ
制御回路４の駆動用電源となっている。その他の構成及
び動作については、第８図の回路と同様である。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の第８図に示す従来例において、全波整流器ＤＢか
ら出力される脈流電圧は、チョッパー制御回路３やイン
バータ制御回路４の駆動用電源として必要とされる電圧
（数Ｖ〜２０Ｖ）に比べると、非常に電圧が高く、抵抗
Ｒ７で消費される電力は数Ｗにも及び、効率が非常に悪
いという問題があった。また抵抗Ｒ７として定格が数十
Ｗの大型の抵抗素子を使用する必要があった。その上、
万一、インバータ回路２又は負荷５に異常が生じたとき
に、インバータ制御回路４の制御下でインバータ回路２
のスイッチング動作が停止したときにも、チョッパー制
御回路３は動作し続けるので、昇圧型チョッパー回路１
の出力電圧は異常な高電圧となり、これを安定に駆動す
るためには、チョッパー制御回路３の構成が非常に複雑
になるという問題があった。また、第９図に示す従来例
にあっても第８図の従来例と同様の問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、異常発生時に正常な動作を維持
することができ、且つ、制御回路の駆動用電源を簡単に
且つ効率良く得られるようにした電力変換装置を提供す
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図である
。商用電源ＡＣに第１のスイッチング回路であるチョッ
パー回路１を接続し、チョッパー回路ｌの出力端に第２
のスイッチング回路であるインバータ回路２を接続し、
このインバータ回路２の出力端に負荷５を接続している
。チョッパー回路１のスイッチング素子を駆動するチョ
ッパー制御回路３の駆動用電源は、インバータ回路２の
スイッチング動作により得ており、インバータ回路２を
制御するインバータ制御回路４の駆動用電源は、商用電
源ＡＣの一端より得ている。なお、第２図に示すように
、全波整流器ＤＢの整流出力端からインバータ制御回路
４の駆動用電源を得るようにしても構わない、また、第
３図に示すように、チョッパー回路１の入出力間にスイ
ッチＳＷ１を介してインピーダンスＺを接続し、電源投
入後、一定時間はスイッチＳＷＩを閉じるように構成し
ても構わない。

第４図（ａ）は、第１図に示すチョッパー回路１の具体
例として、昇圧型−のチョッパー回路を用いたものであ
る。昇圧型のチョッパー回路は、商用電源ＡＣに電源ス
ィッチＳＷを介して接続された全波整流器ＤＢの出力端
に、インダクタンス素子り、とトランジスタＱ、の直列
回路を接続し、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ
間にダイオードＤ、を介してコンデンサＣＩを接続した
構成になっており、このコンデンサＣ３の両端が昇圧型
チョッパー回路の出力端となる。

第４図（ｂ）は、第３図に示すチョッパー回路１の具体
例として、降圧型のチョッパー回路を用いたものである
。降圧型のチョッパー回路は、商用電源ＡＣに電源スィ
ッチＳＷを介して接続された全波整流器ＤＢの正出力端
子に、トランジスタＱ１のコレクタを接続し、トランジ
スタＱ１のエミッタと全波整流器ＤＢの負出力端子の間
に、フライホイール電流通電用のダイオードＤ＋を接続
すると共に、インダクタンス素子り、を介してコンデン
サＣ２を接続した構成となっており、このコンデンサＣ
８の両端が降圧型チョッパー回路の出力端となる。

第４図（ｃ）は、第３図に示すチョッパー回路１の具体
例として、極性反転型チョッパー回路を用いたものであ
る。８ｉ性反転型チョッパー回路は、昇降圧型チョッパ
ー回路とも呼ばれ、商用電源ＡＣに電源スィッチＳＷを
介して接続された全波整流器ＤＢの出力端に、インダク
タンス素子Ｌ１とトランジスタＱ１の直列回路を接続し
、インダクタンス素子り、の両端にダイオードＤ１を介
してコンデンサＣ９を接続した構成になっており、この
コンデンサＣ１の両端が極性反転型チョッパー回路１の
出力端となる。

第４図（ａ）に示す昇圧型チョッパー回路にあっては、
トランジスタＱ１の不動作時においても出力端に電圧が
得られるので、第１図に示す基本構成を用いることがで
きるが、第４図（ｂ）、（ｃ）に示す降圧型チョッパー
回路や極性反転型チョッパー回路にあっては、トランジ
スタＱ１の不動作時には出力端に電圧が得られないので
、第３図に示すように、チョッパー回路１の入出力間に
、スイッチＳＷＩとインピーダンスＺの直列回路を介在
させるものである。

［作用］ 以下、第１図に示す回路の動作について説明する。電源
スィッチＳＷがオンされると、商用電源ＡＣの一端より
駆動用電源を得て、インバータ制御回路４が動作すると
同時に、商用電源ＡＣを全波整流器ＤＢで整流した電圧
がチョッパー回路１の入力側に得られる。ここで、チョ
ッパー回路１が、第４図（ａ）に示すような昇圧型チョ
ッパー回路である場合には、コンデンサＣ１がインダク
タンス素子ＬｌとダイオードＤ、を通して充電されて、
出力端に電圧が得られるので、インバータ回路２が発振
する。インバータ回路２が動作すると、このインバータ
回路２より駆動用電源を得ているチョッパー制御回路３
が動作し、チョッパー回路１を駆動する。このチョッパ
ー回路１からの出力電圧によって、インバータ回路２は
負荷５に高周波交流電圧を印加するものである。なお、
第２図に示す回路の動作は、インバータ制御回路４の駆
動用電源が全波整流器ＤＢの整流出力端から得られる点
を除いて、第１図に示す回路の動作と同じである。

次に、第３図に示す回路の動作について説明する。第３
図に示す回路にあっては、電源投入と同時にスイッチＳ
Ｗ１がある一定時間オンとなり、第４図（ｂ）、（ｅ）
に示すようなコンデンサＣＩがインピーダンス２を通し
て充電され、チョッパー回路１の出力端に電圧が得られ
るので、インバータ回路２が発振を開始する。インバー
タ回路２のスイッチング動作によりチョッパー制御回路
３の駆動用電源が得られて、チョッパー回路１が動作す
ることになる。その後、スイッチＳＷＩはオフとなるが
、チョッパー回路１が動作しているので、チョッパー回
路１の出力端にはチョッパー回路１を介して電圧が得ら
れ、この電圧によりインバータ回路２が動作し続ける。

したがって、チョッパー回路１が、第４図（ｂ）、（ｃ
）に示すように、降圧型チョッパー回路や極性反転型チ
ョッパー回路である場合でも、第３図に示す構成を用い
れば、インバータ回路２が発振を開始することができる
ものである。

［実施例１］ 第５図は本発明の一実施例の回路図である。以下、その
回路構成について説明する。商用電源ＡＣには電源スィ
ッチＳＷを介して全波整流器ＤＢの交流入力端が接続さ
れている。全波整流器ＤＢの直流出力端には、昇圧型チ
ョッパー回路１が接続されている。昇圧型チョッパー回
路１は、全波整流器ＤＢの直流出力端に、インダクタン
ス素子Ｌ１とパワーＭＯ３型の電界効果トランジスタＱ
。

の直列回路を接続し、電界効果トランジスタＱ。

のトレイン・ソース間に、ダイオードＤ、を介してコン
デンサＣＩを並列に接続した構成になっている。このコ
ンデンサＣ１の両端が、昇圧型チョッパー回路１の出力
端となる。昇圧型チョッパー回路１の出力端には、イン
バータ回路２が接続されている。

インバータ回路２は、直列に接続されたスイッチング用
のトランジスタＱ、、Ｑ、を備え、このトランジスタＱ
　＝　、　Ｑ　３の直列回路に入力直流電圧が印加され
る。一方のトランジスタＱ２と並列に、カップリング用
のコンデンサＣ１、放電灯！、インダクタンス素子Ｌ２
、電流帰還トランスＴ、の１次巻線ｎ１の直列回路が接
続されている。放電灯ｌのフィラメントｒ、　、ｒ２の
電源側端子間には、共振用のコンデンサＣ４が並列に接
続され、非電源側端子間には、予熱電流通電用のコンデ
ンサＣ５が並列に接続されている。電流帰還トランスＴ
、は２つの２次巻線ｎ２＋１３を有し、一方の２次巻線
ｎ２はバイアス抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベ
ース・エミッタ間に接続されており、他方の２次巻線ｎ
、はバイアス抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ３のベー
ス・エミッタ間に接続されている。さらに、インバータ
回路２の入力端子間には、抵抗Ｒ，とコンデンサＣ２の
直列回路が接続され、抵抗Ｒ５と→ンデンサＣ２の接続
点はダイアックＱ４を介して、トランジスタＱ、のベー
スに接続されると共に、ダイオードＤ、のアノード・カ
ソード間を介して、トランジスタＱ、のコレクタに接続
されている。

これらの抵抗Ｒ１、コンデンサＣ７、ダイアックＱ。

及びダイオードＤ、は、インバータ回路２の起動回路を
構成している。なお、トランジスタＱ　２．　Ｑ　ｓに
は、ダイオードＤ　２　、　Ｄ　３が逆並列に接続され
ているが、これらのダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２は必
ずしも必要ではない。

インバータ回路２におけるインダクタンス素子Ｌ２には
、２次巻線ｎ５を設けである。この２次巻線ｎ、には、
限流用の抵抗Ｒ８と整流用のダイオードＤ６の直列回路
を介して、平滑用のコンデンサＣ５が接続されており、
コンデンサＣ６と２次巻線ｎ、との接続点は、全波整流
器ＤＢの負出力端子に接続されている。このコンデンサ
Ｃ６の両端に得られる電圧が、チョッパー制御回路３の
駆動用電源となる。インダクタンス素子Ｌ２の２次巻線
ｎ。

に得られる交流電圧が低くなるように、１次巻線ｎ４と
２次巻線ｎ５の巻数比を設定しておけば、限流用の抵抗
Ｒ６は小容量の抵抗素子で構成できる。

次に、インバータ制御回路４の構成について説明する。

カップリング用のコンデンサＣ３の一端はインバータ回
路２の正入力端子に接続されており、このカップリング
用のコンデンサＣ５の他端と、インバータ回路２の負入
力端子の間には、放電灯ｌよりも高インピーダンスの抵
抗Ｒｇ　、　Ｒ１ｏの直列回路が接続されている。この
抵抗Ｒ，，Ｒ，。の接続点に得られる電圧は、ＮＯＴ回
路Ｇ１の入力に接続されている。ＮＯＴ回路Ｇ、の出力
は、発振停止用のトランジスタＱ５のベースに接続され
ている。このトランジスタＱ、のコレクタは、スイッチ
ング用のトランジスタＱ、のベースに接続され、トラン
ジスタＱｓのエミッタは、トラ、ンジスタＱ、のエミッ
タに接続されている。

商用電源ＡＣの一端と全波整流器ＤＢの負出力端子の間
には、整流用のダイオードＤ０と限流用の抵抗Ｒ１を一
介して、平滑用のコンデンサＣ７が接続されている。コ
ンデンサＣ７の両端には、電圧規制用のツェナーダイオ
ードＺＤが並列に接続されている。コンデンサＣ２の両
端に得られる電圧は、ＮＯＴ回路Ｇ、の駆動用電源とな
る。

以下、本実施例の動作について説明する。電源スィッチ
ＳＷがオンされると、商用電源ＡＣの交流電圧が全波整
流器ＤＢにより整流され、インダクタンス素子Ｌ１及び
ダイオードＤ、を介して、コンデンサＣ２に平滑された
直流電圧が得られる。

このとき、パワーＭＯＳ型の電界効果トランジスタＱ１
は不動作状態である。コンデンサＣ＋の電圧が、インバ
ータ回路２に供給されると、抵抗Ｒ７を介してコンデン
サＣ２が充電される。コンデンサＣ２の電圧がダイアッ
クＱ、のブレークオーバ電圧に達すると、コンデンサＣ
２の充電電荷がトランジスタＱ、のベース・エミッタ間
を介して放電される。これによりトランジスタＱ３がオ
ンする。

以後、電流帰還トランスＴ、の２次巻線ｎ２　＋’３か
ら得られる帰還電流によりトランジスタＱ２．Ｑ、は交
互にオン、オフする。

また、商用電源ＡＣの一端から、ダイオードＤ。

及び抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣｔに電流が流れ、コ
ンデンサＣ７に平滑された直流電圧が得られ、ＮＯＴ回
路回路に供給される。トランジスタＱ２゜Ｑ、が交互に
オン、オフ動作しているときには、カップリング用のコ
ンデンサＣ１には、コンデンサＣ３の電圧の約半分の電
圧が充電され、したがって、抵抗Ｒ，，Ｒ，。で分圧さ
れた電圧は“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、ＮＯＴ回路Ｇ１
の出力は“Ｌｏｗ”レベルとなるので、トランジスタＱ
、はオフ状態を維持する。このため、トランジスタＱ　
２．　Ｑ　ｏは正常にオン、オフ動作を続ける。このと
き、インダクタンス素子Ｌ２の２次巻線ｎ５には交流電
圧が誘起され、この交流電圧は抵抗Ｒ８とダイオードＤ
６及びコンデンサＣ＠によって整流・平滑され、チョッ
パー制御回路３の駆動用電源となる。チョッパー制御回
路３が動作すると、昇圧型チョッパー回路１におけるパ
ワーＭＯＳ型の電界効果トランジスタＱ、がオン、オフ
する。こうして、昇圧型チョッパー回路１が動作し、昇
圧型チョッパー回路１からの出力電圧により、インバー
タ回路２が高い入力電圧で動作する。定常状態において
は、インダクタンス素子り、とコンデンサＣ４及びＣ９
で構成されるＬＣ共振回路によって高周波の高電圧が放
電灯ｌの両端に印加され、放電灯ｌが点灯する。

ここで、放電灯ｌを取り外して無負荷状態にすると、カ
ップリング用のコンデンサＣ１が一方向にのみ充電され
るので、抵抗Ｒ，，Ｒ，。で分圧された電圧は“Ｌｏｔ
ｗ”レベルとなり、ＮＯＴ回路回路の出力がＨｉｇｈ“
°レベルとなって、トランジスタＱ。

がオンされる。トランジスタＱ、がオンされると、一方
のスイッチング用のトランジスタＱ、が強制的にオフ状
態となるので、電流帰還トランスＴ１の２次巻線ｎ２＋
１３からは帰還電流が得られなくなり、トランジスタＱ
２．Ｑ、は共にオフ状態となる。

このとき、インダクタンス素子Ｌ２の２次巻線ｎ。

に誘起されていた交流電圧も無くなり、コンデンサＣ６
に直流電圧が得られなくなるので、チョッパー制御回路
３が停止し、昇圧型チョッパー回路１における電界効果
トランジスタＱ、もオフ状態になる。

このように、本実施例にあっては、第２のスイッチング
回路であるインバータ回路２のスイッチング動作が停止
すると、第１のスイッチング回路である昇圧型チョッパ
ー回路１のスイッチング動作も停止し、且つ、インバー
タ回路２を制御するインバータ制御回路４は商用電源Ａ
Ｃからの電源供給により動作し続けるので、インバータ
回路２のスイッチング動作を停止した状態を維持するこ
とができるものである。

第６図は本実施例に用いるチョッパー制御回路３の具体
回路図である０図中、ａ、ｂ、ｃの符号を付した部分は
、第５図の同じ符号を付した部分に接続される０発振回
路７は、スイッチング制御回路用の汎用ＩＣ（例えばシ
ャープ製ＩＲ３ＭＯ２）よりなり、その発振出力はトラ
ンジスタＱ１゜を介して、相補接続されたトランジスタ
Ｑ　＋　＋　＋　Ｑ　＋　２のエミッタフォロア回路に
入力されている。トランジスタＱ　＋　＋　、　Ｑ　１
２のエミッタ出力は、順バイアス用の抵抗Ｒ１８を介し
て、電界効果トランジスタＱ。

のゲートに印加される。電界効果トランジスタＱ１のゲ
ート・ソース間には、抵抗Ｒ１！が並列に接続される。

また、順バイアス用の抵抗Ｒ１８には、ゲート・ソース
間蓄積電荷放電用のダイオードＤＩ５が並列接続されて
いる。

発振回路７が発振動作しているときには、トランジスタ
Ｑ、。は高周波でオン、オフされる。トランジスタＱ　
＋　ｏがオフのときには、そのコレクタ電位が上昇し、
トランジスタＱ１１がオン、トランジスタＱ　＋２がオ
フとなるので、駆動用電源（コンデンサＣＳ）から、ト
ランジスタＱ　＋　＋、抵抗Ｒ目を介して、電界効果ト
ランジスタＱ、のゲート・ソース間に順バイアス電圧が
印加され、電界効果トランジスタＱ１がオンされる。ま
た、トランジスタＱ１０がオンになると、そのコレクタ
電位が降下するので、トランジスタＱ　＋　＋はオフと
なる。このとき、電界効果トランジスタＱ１のゲート・
ソース間容量の蓄積電荷は、ダイオードＤＩ５、トラン
ジスタＱ　＋　２のエミッタ・ベース間、トランジスタ
Ｑ１゜を介して放電され、これによって、トランジスタ
Ｑ　１２のエミッタ・コレクタ間が低インピーダンス状
態となり、前記蓄積電荷が速やかに放電されるものであ
る。したがって、発振回路７の発振出力に応じて、電界
効果トランジスタＱ、が高周波でオン、オフ駆動される
ものである。

［実施例２］ 第７図は本発明の他の実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。商用電源ＡＣに
は電源スィッチＳＷを介して全波整流器ＤＢの交流入力
端が接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端には
、降圧型チョッパー回路１が接続されている。降圧型チ
ョッパー回路１は、全波整流器ＤＢの正出力端子に、バ
イポーラ型のトランジスタＱ１のコレクタを接続し、こ
のトランジスタＱ、のエミッタと全波整流器ＤＢの負出
力端子の間に、フライホイール電流通電用のダイオード
Ｄ１を接続すると共に、インダクタンス素子り、を介し
て平滑用のコンデンサＣ１を接続したものである。降圧
型チョッパー回路１におけるトランジスタＱ、のコレク
タ・エミッタ間には、リレーＲｙの常閉接点よりなるス
イッチＳＷＩを介して抵抗性のインピーダンスＺが並列
に接続されている。

インバータ回路２の基本的な構成は実施例１と共通であ
るので、同一の機能を有する部分には同一の符号を付し
て重複する説明は省略する。本実施例にあっては、放電
灯ｌにおけるフィラメントｆ２の非電源側端子と、予熱
電流通電用のコンデンサＣ２の間に、予熱電流検出用の
検出トランスＴ、の１次巻線を直列に挿入している。ま
た、フィラメントｆ２の電源側端子とインダクタンス素
子Ｌ２の間に、放電灯電流検出用の検出トランスＴ２の
１次巻線を直列に挿入している。この検出トランスＴ２
により検出される放電灯電流は、放電灯４に流れる負荷
電流と、コンデンサＣ５に流れる予熱電流の和である。

また、検出トランスＴ、は、予熱電流通電用のコンデン
サＣ５と放電灯ｆのフィラメントｆ１．ｆｚを通して流
れる予熱電流の成分のみを検出する。各検出トランスＴ
２及びＴ、における２次巻線の一端は、アース端子に接
地されている。

放電灯電流検出用の検出トランスＴ２の２次巻線の他端
は、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２、調光スイッチＳＷ２及
びダイオードＤ５を介して、制御用トランジスタＱ６の
ベースに接続されている。また、予熱電流検出用の検出
トランスＴ、の２次巻線の他端は、抵抗Ｒ６とダイオー
ドＤ、及びり、を介して、同じ制御用トランジスタＱ、
のベースに接続されている。逆流阻止用のダイオードＤ
ｓ及びＤ６が設けられているので、検出トランスＴ２の
２次巻線に接続された回路と、検出トランスＴ、の２次
巻線に接続された回路の間で信号の廻り込みが生じるこ
とはない。

電流帰還トランスＴ１の２次５ｔｉｎ、の一端はトラン
ジスタＱ、のエミッタに接続され、他端は抵抗Ｒ１及び
Ｒ５を介してトランジスタＱ、のベースに接続されてい
る。抵抗Ｒ１及びＲ１の接続点には、制御用トランジス
タＱ６のコレクタが接続され、制御用トランジスタＱ６
のエミッタはアース端子に接地されている。

スイッチング用のトランジスタＱ３のコレクタ・エミッ
タ間には、カップリング用のコンデンサＣ１を介して、
トランスＴ、の１次巻線が接続されている。トランスＴ
、の２次巻線には整流用のダイオードＤ、を介して、平
滑用のコンデンサＣ６が接続されている。コンデンサＣ
Ｇの両端に得られる電圧は、チョッパー制御回路３の駆
動用電源となる。

商用電源ＡＣの一端は、整流用のダイオードＤ。

と限流用の抵抗Ｒ７を介して、平滑用のコンデンサＣ？
の一端に接続されている。コンデンサＣ７の他端は、ア
ース端子を介して、全波整流器ＤＢの負出力端子に接続
されている。コンデンサＣ７の両端には、電圧規制用の
ツェナーダイオードＺＤが並列に接続されている。コン
デンサＣ７の両端に得られた直流電圧は、抵抗Ｒ１１と
Ｒ１２の直列回路によって分圧され、その分圧電圧は、
電圧比較器ＣＰ１の一方の入力端子に基準電圧ｖｂとし
て印加されている。コンデンサＣ１の両端には、充電用
の抵抗Ｒ１３を介してコンデンサＣ６が接続されている
。コンデンサＣ６の充電電圧Ｖａは、電圧比較器ＣＰＩ
の他方の入力端子に印加されている。

充電用の抵抗Ｒ１３には、ダイオードＤ１゜が並列接続
されている。このダイオードＤ１゜は、電源スィッチＳ
Ｗがオフされたときに、コンデンサＣｓの蓄積電荷を放
電させる作用を有している。電圧比較器ＣＰＩの出力は
、タイマー回路６の出力となり、バイアス抵抗ＲＩ、を
介してトランジスタＱ、のベースに接続されている。ト
ランジスタＱ、のエミッタはアース端子に接地され、コ
レクタはリレーＲｙの励磁コイルを介して、ダイオード
Ｄ０のカソードに接続されている。トランジスタＱ９が
オンされたときには、商用電源ＡＣの負・の半サイクル
において、商用電源ＡＣの一端からダイオードＤｏ、リ
レーＲＶの励磁コイル、トランジスタＱ９、アース端子
、全波整流器ＤＢの負出力端子、全波整流器ＤＢのダイ
オードＤ１１、電源スィッチＳＷを介して、商用電源Ａ
Ｃの他端に戻る経路で電流が流れ、リレーＲＶが励磁さ
れるものである。

電圧比較器ＣＰＩの出力は、バイアス用の抵抗Ｒ５，を
介してトランジスタＱ７のベースに入力されると共に、
ＮＯＴ回路Ｇ２にて論理を反転され、バイアス用の抵抗
Ｒ９６を介してトランジスタＱ＠のベースに入力されて
いる。トランジスタＱ７及びＱ、の各エミッタはアース
端子に接地されている。トランジスタＱ、のコレクタは
、ダイオードＤ６とダイオードＤ、の接続点に接続され
ている。

トランジスタＱ、のコレクタは、ダイオードＤ、と調光
スイッチＳＷ２の接続点に接続されている。

以下、本実施例の動作について説明する。電源スィッチ
ＳＷが投入されると、コンデンサＣ７に直流電圧が発生
し、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ１３を介して充電され、電
圧Ｖａが徐々に上昇する。この電圧Ｖａが、抵抗Ｒ，，
，Ｒ，□にて分圧された基準電圧ｖｂよりも低いときに
は、電圧比較器ＣＰＩの出力は“’Ｌｏｗ”レベルとな
る。したがって、トランジスタＱ、はオフ状態であり、
リレーＲｙは励磁されず、リレーＲＶの常閉接点よりな
るスイッチＳＷＩは閉じた状態であるので、抵抗性のイ
ンピーダンスＺとインダクタンス素子Ｌ１を介してコン
デンサＣ１が充電される。このコンデンサＣ１の電圧に
より、インバータ回路２の起動回路８が動作し、スイッ
チング用のトランジスタＱ、がオンされ、以後、電流帰
還トランスＴ１からの帰還電流によりトランジスタＱ　
２　、　Ｑ　３が交互にオン、オフ駆動されて、インバ
ータ回路２の発振が開始される。このとき、トランジス
タＱ、は電圧比較器ＣＰＩのＬ　ｏｗ”レベルの出力に
よりオフ状態になっている。したがって、スイッチング
用のトランジスタＱ、のオン期間において、予熱電流検
出用の検出トランスＴ３から抵抗Ｒ６、ダイオードＤ、
及びＤ６を介して、制御用トランジスタＱ６にベース電
流が供給され、トランジスタＱ、が自発的にオフするよ
りも早いタイミングで制御用トランジスタＱ６がオンす
る。このため、今まで流れていたトランジスタＱ、のベ
ース電流が制御用トランジスタＱ６にバイパスされると
共に、トランジスタＱ、のベース・エミッタ間の浮遊容
量に蓄えられていた電荷が抵抗Ｒ５とトランジスタＱ６
を介して放電されるので、トランジスタＱ、は急速にオ
フする。このように、トランジスタＱ、がオフしている
ことによって、制御用トランジスタＱ６が検出トランス
Ｔ、の検出出力に応じてオンできる状態となっており、
スイッチング用のトランジスタＱ、のオン期間を短くす
るので、トランジスタＱ２゜Ｑ３の導通期間が不均等に
なる。このため、インバータ回路２の出力電圧は低下し
て、放電灯ｌは点灯状態には至らず、コンデンサＣ１を
介して予熱電流のみが流れる状態となる（特願昭６１−
２００６５１号参照）。

次に、コンデンサＣ８が抵抗ＲＩ）を介して充電されて
、コンデンサＣ８の電圧Ｖａが上昇し、基準電圧ｖｂよ
りも高くなると、タイマー回路６における電圧比較器Ｃ
ＰＩの出力が“Ｈｉｇｈ”レベルになる。これによって
、トランジスタＱ、がオンされ、検出トランスＴ、の出
力がトランジスタＱ６に伝達されなくなるので、トラン
ジスタＱ６は常にオフ状態となり、スイッチング用のト
ランジスタＱ２．Ｑ３のオン期間は均等となり、インバ
ータ回路２の出力電圧が上昇して、放電灯ｒが点灯する
。

同時にトランジスタＱ、がオンされて、リレーＲＶが励
磁されるので、その常閉接点よりなるスイッチＳＷＩが
開離し、降圧型チョッパー回路１が動作する。降圧型チ
ョッパー回路１の駆動用電源は、スイッチング用トラン
ジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間に接続されたトラン
スＴ、の２次巻線より供給される。トランジスタＱ、の
コレクタ・エミッタ間に生じる電圧は直流的にスイッチ
ングされる電圧であるが、カップリング用のコンデンサ
Ｃｓが介在することにより、直流成分がカットされ、ト
ランスＴ４の１次巻線には高周波交流成分が流れるもの
であり、これにより、トランスＴ４の２次巻線には高周
波交流電圧が得られる。これをダイオードＤ６及びコン
デンサＣ１により整流・平滑することにより、チョッパ
ー制御回路３の駆動用電源を得ることができる。トラン
スＴ４の１次巻線と２次巻線の巻数比を適切に設定すれ
ば、限流用の抵抗素子や電圧規制用のツェナーダイオー
ドを用いなくても、チョッパー制御回路３の駆動用電源
に適した直流低電圧を得ることができるものである。

次に、調光用のスイッチＳＷ２をオンにすると、スイッ
チング用のトランジスタＱ３のオン期間において、放電
灯電流検出用の検出トランスＴ２の出力に応じて制御用
トランジスタＱ６がオンされて、トランジスタＱ、が自
発的にオフするタイミングよりも早くオフされ、スイッ
チング用のトランジスタＱ２．Ｑ３のオン期間が不均等
になり、インバータ回路２の出力電圧が低下して、放電
灯ｌは調光状態になる。トランジスタＱ、は調光用のス
イッチＳＷ２がオンされた状態で、電源スィッチＳＷが
オンされたときに、ＮＯＴ回路Ｇ２の出力により予熱期
間中にのみオン状態となり、検出トランスＴ２からの出
力をバイパスし、検出トランスＴ、の出力のみに応じて
制御用トランジスタＱ６がオンされるようにして、正常
な予熱動作が得られるようにしたものである。また、予
熱期間の経過後は、トランジスタＱｓがオフし、トラン
ジスタＱ１がオンするので、検出トランスＴｚからの出
力はトランジスタＱ７にてバイパスされ、検出トランス
Ｔ２の出力のみに応じて制御用トランジスタＱ６がオン
するものであり、これにより正常な調光動作が得られる
ものである。

本実施例においても、インバータ回路２が無負荷になる
と、ＮＯＴ回路Ｇ１の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり
、トランジスタＱ、がオン状態となるので、インバータ
回路２が発振を停止する。チョッパー制御回路３の駆動
用電源は、インバータ回路２の発振出力より得ているの
で、インバータ回路２の発振が停止すると、チョッパー
回路１のスイッチング動作も停止する。その場合におい
ても、インバータ制御回路４には商用電源ＡＣから電源
供給がなされるので、インバータ回路２の発振停止状態
は維持されるものである。

なお、本実施例では、チョッパー回路１の入出力間を短
絡するインピーダンスＺとして抵抗素子を用いているが
、このインピーダンスＺは電源投入後の一定時間にのみ
通電されるものであるから、電力損失は問題にならない
、また、インピーダンスＺとして誘導性又は容量性のり
アクタンス成分を用いても構わない。

［発明の効果］ 本発明は、商用電源を直流電源に変換する第１のスイッ
チング回路と、第１のスイッチング回路の出力端に接続
される第２のスイッチング回路と、第２のスイッチング
回路の出力端に接続される負荷よりなる電力変換装置に
おいて、第１のスイッチング回路の制御回路の駆動用電
源を、第２のスイッチング回路のスイッチング動作によ
り得るようにしたから、第１のスイッチング回路の制御
回路の駆動用電源を商用電源から限流抵抗を介して得る
場合に比べると、電力損失が少なくなるという効果があ
り、また、異常発生時に第２のスイッチング回路の制御
回路の制御下で第２のスイッチング回路が停止したとき
には、第１のスイッチング回路もこれに従属して停止す
るから、第１のスイッチング回路の制御回路の構成が複
雑化することがないという効果があり、さらに、第２の
スイッチング回路の制御回路の駆動用電源は商用電源か
ら得るようにしたから、異常発生時においても第２のス
イッチング回路を制御する制御回路は正常な制御動作を
維持するという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は同上の一変形例を示すブロック回路図、第３図は同
上の他の変形例を示すブロック回路図、第４図（ａ）は
第１図に示すチョッパー回路の具体例を示すブロック回
路図、第４図（ｂ）は第３図に示すチョッパー回路の具
体例を示すブロック回路図、第４図（ｃ）は第３図に示
すチョッパー回路の他の具体例を示すブロック回路図、
第５図は本発明の一実施例の具体回路図、第６図は同上
に用いるチョッパー制御回路の具体回路図、第７図は本
発明の他の実施例の具体回路図、第８図は従来例のブロ
ック回路図、第９図は他の従来例のブロック回路図であ
る。 １はチョッパー回路、２はインバータ回路、３はチョッ
パー制御回路、４はインバータ制御回路、５は負荷、Ａ
Ｃは商用電源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源を直流電源に変換する第１のスイッチン
   グ回路と、第１のスイッチング回路の出力端に接続され
   る第２のスイッチング回路と、第２のスイッチング回路
   の出力端に接続される負荷よりなる電力変換装置におい
   て、第１のスイッチング回路の制御回路の駆動用電源を
   第２のスイッチング回路のスイッチング動作により得る
   と共に、第２のスイッチング回路の制御回路の駆動用電
   源を商用電源から得たことを特徴とする電力変換装置。