JPH048175A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源をチヨ・ンバー回路によって直流電
圧に変換し、この直流電圧をインノく一夕回路によって
交流電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関するも
のである。

［従来の技術］ 第１０図は従来例（特願平１−６４４６５号参照）の回
路図である。以下、その回路構成につり）で説明する。

トランジスタＱ１のエミ・ｙりは、トランジスタＱ２の
コレクタに接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ２の
コレクタ及びエミ・ンタには、ダイオードＤ　７．　Ｄ
　２のカソード及びアノードが夫々接続されている。ト
ランジスタＱ１のベース・エミッタ間には、第１の矩形
波信号が入力されており、トランジスタＱ２のベース・
エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レベルのときに
低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レベルのときに
高レベルとなる第２の矩形波信号が入力されている。こ
れにより、トランジスタＱ、、Ｑ２は交互にオン・オフ
される。トランジスタＱ１のコレクタにはダイオードＤ
３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードは
ダイオードＤ、のカソードに接続され、ダイオードＤ、
のアノードはトランジスタＱ２のエミッタに接続されて
いる。トランジスタＱ１のコレクタには、コンデンサＣ
２の一端が接続され、コンデンサＣ２の他端はコンデン
サ（：３（７＋一端に接続され、コンデンサＣ３の他端
はトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２、Ｃ３の
接続点の間には、負荷Ｚが接続されている。この回路て
は、負荷２として白熱電球のような抵抗素子を用いてい
るものとするが、誘導性リアクタンスや容量性リアクタ
ンスを含んでいても良い。

トランジスタＱ　１．　Ｑ　２の接続点は交流電源Ｖｓ
の一端に接続されている。交流電源Ｖｓの他端は、電源
スィッチＳＷとインダクタＬ　＋　、　Ｌ　２を介して
、タイオードＤ　、、Ｄ　、の接続点に接続されている
。

インダクタＬ、、Ｌ２の接続点と交流電源Ｖｓの一端と
の間には、コンデンサＣ０が接続されている。

インダクタＬ、とコンデンサＣ４はフィルター回路を構
成している。また、トランジスタＱ、、Ｑ２とダイオー
ドＤ　＋　、　Ｄ　２及びコンデンサＣ２、Ｃ３は、ダ
イオードＤ　３　、　Ｄ　、及びインダクタＬ２と共に
チヨ・ンパー回路を構成し、且つ負荷Ｚと共にインバー
タ回路を構成している。

以下、本実施例の動作について説明する。

ます、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ１かオンすると、インダクタＬ２、タイオード
Ｄ３、トランジスタＱ１を通る経路て交流電源Ｖｓから
インダクタＬ２に電流ＩＬ２が流れ、その電流値は入力
交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きて増加していく
。このとき、トランジスタＱ、はインバータ用のスイッ
チング素子としても機能し、コンデンサＣ２からトラン
ジスタＱ１を介して負荷Ｚに電流を流す。

次に、トランジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ２
、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、負荷２、交流電源
Ｖｓを通る経路、並びに、インダクタＬ２、ダイオード
Ｄ１、コンデンサＣ２，Ｃ３、ダイオードＤ２、交流電
源Ｖｓを通る経路で、インダクタＬ２のエネルギーか放
出され、コンデンサＣ２及びＣ３を充電する。このとき
、トランジスタロ２ル・オンしており、コンデンサＣ３
から負荷２、トランジスタＱ２を通る経路で、上記とは
逆方向に負荷Ｚに電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ１がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼Ｊ、−で、トランジス
タＱ２はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機
能する。

次に、交流量ｆｊ　Ｖ　ｓが負の半サイクルのときに、
トランジスタＱ２かオンすると、交流電源Ｖｓ、トラン
ジスタＱ２、夕°イオートＤ１、インダクタＬ２を通る
経路で、インダクタＬ２に電流ＩＬ２が流れ、その電流
値は入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きて増加
して行く。このとき、トランジスタＱ２はインバータ用
のスイッチング素子としても機能し、コンデンサＣ１が
ら負荷２、トランジスタＱ２を通る経路で負荷Ｚに電流
を流す。

次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、
負荷Ｚ、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２、インダクタ
Ｌ２を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイオードＤ
１、コンデンサＣ２、Ｃ３、タイオードＤ１、インダク
タＬ２を通る経路て、インダクタＬ２のエネルギーが放
出され、コンデンサＣ２及びＣコを充電する。このとき
、トランジスタＱ１かオンしており、コンデンサＣ２か
らトランジスタＱ１を介して、上記とは逆方向に負荷Ｚ
に電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルては、トラ
ンジスタＱ、がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジ
スタＱ、はインバータ用のスイッチング素子としてだけ
機能する。

したがって、この回路にあっては、インバータ用スイッ
チング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、且
つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少なく、
回路構成も簡単になる。また、この回路にあっては、交
流電源Ｖｓの半サイクル毎に各トランジスタＱ、、Ｑ２
が交互にチョッパー用のスイッチング素子として働くの
で、スイッチング素子１涸当たりのストレスが軽減され
るという利点があり、またスイッチング素子（トランジ
スタＱ、、Ｑ２）の電力損失のバランスか取れているの
で、例えば放熱構造は同して良い。さらに、スイッチン
グ素子（トランジスタＱ、、Ｑ２）はインバータ用のス
イッチング素子としても動作しているから、別個にチョ
ッパー用のドライブ回路を設ける必要かなく、また制御
回路の構成も簡単化される。なお、交流電源Ｖｓとイン
ダクタＬ２の間に、フィルター回路を挿入して入力電流
Ｉｉｎを連続的にすることにより、入力電流歪率を低減
することかでき、また、入力電流Ｉｉｎを入力電圧Ｖｉ
ｎと同相の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１とな
る。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例において、電源スィッチＳＷをＯＮした直
後は、トランジスタＱ、、Ｑ２の制御回路の電源電圧が
十分に上昇していないので、トランジスタＱ、、Ｑ２は
動作を停止している。このような回路の停止状態では、
ダイオードＤ、〜Ｄ４よりなる全波整流回路によりコン
デンサＣ２、Ｃ３か充電される。その充電電圧ＶＤＣは
高くとも入力電圧Ｖｉｎのピーク値までしか充電されな
い。その後、トランジスタＱ、、Ｑ２がオン・オフ動作
を開始すると、コンデンサＣ２、Ｃ’ｙの充電電圧ＶＤ
Ｃは上昇し始める。このトランジスタＱ、、Ｑ２が動き
始めた直後の電圧ＶＤＣが十分に高くない状態では、コ
ンデンサｃ２．’ｃ３の短絡モートか発生し、スイッチ
ング素子に過大なストレスが加わったり、場合によって
はスイッチング素子が破壊するという問題があった。そ
の原因は、コンデンサＣ２、Ｃ３の充電電圧ＶＤＣが低
いときに、スイッチングの一周期内にチョッパー回路の
インダクタＬ２がエネルギーを完全に放出し切らないこ
とによる。

例えば、第１１図は交流電源Ｖｓの正の半サイクル（Ｖ
　ｉｎ＞　Ｏの期間）に、トランジスタＱ１がチョッパ
ー用のスイッチング素子として働いているときの動作波
形図である。トランジスタＱ、がオンしている期間ｔ１
にインダクタＬ２にエネルギーを蓄積し、トランジスタ
Ｑ１かオフしている期間ｔ２にインダクタＬ２のエネル
ギーが放出されて、コンデンサＣ２、Ｃ）を充電する。

ところが、コンデンサＣ２，Ｃ３の充電電圧ＶＤＣが低
いと、期間ｔ２におけるインダクタＬ２の電流ＩＬ２の
減少の仕方が緩やかになり、期間ｔ２のうちにゼロにな
らない状態か発生する。期間ｔ２ではダイオードＤ２と
Ｄ３を介してコンデンサＣ２、ＣｓにインダクタＬ２の
電流■Ｌ２か流れているので、次にトランジスタＱ１が
オンすると、タイオードＤ２の逆回復時間が経過するま
ての間は、トランジスタＱ１とダイオードＤ２か導通状
態となり、コンデンサＣ２、Ｃ３を短絡した状態となる
。したがって、トランジスタＱには、期間ｔ３に過大な
電流が流れることになる。

そこで、チョッパー用のスイッチング素子のオン・デユ
ーティを電源投入直後は０％に近い非常に小さいデユー
ティから徐々に増やして行く方法か考えられる。しかし
ながら、−周期内てインダクタＬ２のエネルギーを完全
に放出させられるオン　チューティは入力電圧Ｖｉｎの
位相やコンデンサＣ２、Ｃ３の電圧、スイッチング周波
数等によって異なるので、複雑な制御回路が必要となる
。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、チョッパー回路とインバータ
回路を組み合わせた電源装置において、電源投入直後の
チョッパー回路の平滑用コンデンサの充電電圧が低いと
きに生じる好ましくない動作を防止することにある。

［課題を解決するための手段］ 請求項１記載の発明にあっては、上記の課題を解決する
ために、第１図に示すように、ダイオードブリッジＤ１
〜Ｄ、の一対の交流入力端に交流電源Ｖｓとインダクタ
Ｌ２の直列回路を接続し、少なくとも２個のコンデンサ
Ｃ２，Ｃ，を直列接続した平滑回路を前記ダイオードブ
リッジＤ１〜Ｄ４の一対の直流出力端に並列的に接続し
、前記ダイオードブリッジＤ１〜Ｄ、の第１の交流入力
端と第１及び第２の直流出力端の間にそれぞれ第１及び
第２のトランジスタＱ、、（ｈをダイオードＤ、、Ｄ２
とは逆並列に接続し、第１の交流入力端に負荷２の一端
を接続し、負荷２の他端をいずれか１つのコンデンサの
一端に接続し、第１及び第２のトランジスタＱ、、Ｑ２
を同時にオンしないように高周波的にスイッチングする
制御回路を備える電源装置において、少なくとも電源投
入後の一定時間は第１の交流入力端と２個のコンデンサ
Ｃ２、Ｃ３の接続点グ〕間に通電経路を構成する通電要
素（双方向スイッチ５Ｗ２）を備え、前記制御回路は電
源投入後、一定時間の経過後に動作を開始する回路とし
たことを特徴とするものである。

また、請求項２記載の発明にあっては、同し課題を解決
するために、第８図に示すように、交流電源Ｖｓからの
入力電圧Ｖｉｎが略ゼロとなる位相を検出するゼロ位相
検出回路φ。を備え、前記制御回路は前記ゼロ位相検出
回路φ。により検出された入力電圧Ｖｉｎが略ゼロとな
る位相から動作を開始する回路としたことを特徴とする
ものである。

［作用］ 請求項１記載の発明にあっては、第１０図に示すような
従来の電源装置において、少なくとも電源投入後の一定
時間は第１の交流入力端と２個のコンデンサＣ２、Ｃ！
の接続点の間に通電経路を構成する通電要素を備えるも
のであるから、この通電要素を介して倍電圧整流回路が
構成され、コンデンサＣ２、Ｃ）の充電電圧ＶＤＣは交
流電源Ｖｓのピーク値の約２倍まで昇圧される。このた
め、電源投入直後にコンデンサＣ２、Ｃ３の充電電圧Ｖ
ＤＣが低い状態は生しない。したがって、チョッパー用
のスイッチング素子のオフ期間中にインダクタＬ２のエ
ネルギーが放出し切れないという不都合は生しず、スイ
ッチング素子の同時オンを防止でき、スイッチング素子
に過電流が流れることを防止できるものである。

また、請求項２記載の発明にあっては、交流電源Ｖｓか
らの入力電圧Ｖｉｎが略ゼロとなる位相を検出し、その
検出された位相から制御回路の動作を開始するようにし
たから、チョッパー用のスイッチング素子が動作を開始
した直後に、コンデンサＣ、、Ｃ３の充電電圧ＶＤＣが
低くても、インダクタし、に蓄積されるエネルギーが小
さいので、チョッパー用のスイッチング素子のオフ期間
中にインダクタＬ２のエネルギーが放出し切れないとい
う不都合は生しない。そして、チョッパー用のスイッチ
ング素子か何度かスイッチングする間にコンデンサＣ２
、Ｃ３の充電電圧ＶＤＣは上昇するのて、交流電源■ｓ
の入力電圧Ｖｉｎが高くなる頃には、コンデンサｔＩ：
２．Ｃ□の充電電圧〜”ＤＣが十分に高くなっており、
定常時の動作に移行することかてきるものである。。

Ｌ実施例１ｊ 第１図は請求項１記載の発明の第１実施例の回路図であ
る。本実施例は、第１Ｏ図に示す従来例において、負荷
Ｚと並列的に双方向スイッチＳＷ２を接続したものであ
る。この双方向スイッチＳＷ２は、例えば、ノーマリ・
クローズ型のリレー接点よりなる。電源投入前及び電源
投入後の一定時間はリレーを励磁しないようにすれは、
双方向スイッチＳＷ２はオン状態となる。このとき、コ
ンデンサＣ２は交流電源Ｖｓの正の半サイクル（Ｖｉｎ
〉０）でダイオードＤ３と双方向スイッチＳＷ２を介し
て充電され、コンデンサＣ３は交流電源Ｖｓの負の半サ
イクル（Ｖ　ｉｎ＜　Ｏ）で双方向スイッチｓｗ２とダ
イオードＤ、を介して充電されるので、コンデンサｃ　
２．Ｃ３の充電電圧■ＤＣは交流電源Ｖｓからの入力電
圧Ｖｉｎのピーク値の約２倍となる。すなわち、ダイオ
ードＤ　３．　Ｄ　４とコンデンサＣ２、Ｃ’ｓにより
倍電圧整流回路が構成される。これにより、電源投入後
、制御回路が動作を開始するまでの間に、コンデンサＣ
２，Ｃ，の充電電圧ＶＤＣは十分に昇圧される。

次に、電源投入後の一定時間か経過すると、双方向スイ
ッチＳＷ２はオフ状態となる。その後、トランジスタＱ
、、Ｑ２よりなるスイッチング素子が動作を開始すれば
、コンデンサＣ２，Ｃ、の充電電圧ＶＤＣは既に十分に
昇圧されているのて、チヨ・ンパー用のスイッチング素
子のオフ期間中にインダクタＬ２のエネルギーが放出し
切れないという不都合は生じない。したがって、スイッ
チング素子の同時オンを防止でき、スイッチング素子に
過大な電流が流れることを防止てきる。

なお、双方向スイッチＳＷ２をオフさせるタイミングは
、電源スィッチＳＷ１のオン時点から入力電圧Ｖｉｎの
一周期後であれば十分なので、リレー駆動用のタイマー
を適度に設定して、電源投入後、制御回路か動作を開始
するまでの間に双方向スイッチＳ　Ｗ　２をオフさせれ
は良い。第３図は、電源スィッチＳＷＩがオンした後に
コンデンサＣ２゜Ｃ３の充電電圧ＶＤＣがとのように変
化するかを示している。時刻１＋で電源スィッチＳＷ１
かオンすると、コンデンサＣ２、Ｃ３の充電電圧ＶＤｃ
は、敢初の半サイクルて入力電圧Ｖｉｎのピーク値Ｖｐ
に応した電圧■Ｉまで上昇し、次の半サイクルて電圧Ｖ
、の約２倍の電圧Ｖ２まて上昇する。したがって、入力
電圧Ｖｉｎの一周期に相当する時間Ｔ１の経過後に、時
刻Ｌ２で双方向スイッチＳＷ２をオフさせれば良い。

また、双方向スイッチＳＷ２をタイマーでオフする代わ
りに、コンデンサＣ２，Ｃ、の充電電圧ＶＯＣの大きさ
を検出し、入力電圧Ｖｉｎのピーク値Ｖｐの約２倍の電
圧■２になった後に、双方向スイッチＳ　Ｗ２をオフさ
せても良い。

第２１２（ａ）　、　（ｂ）は本実施例に用いる双方向
スイッチＳＷ２を半導体スイッチで構成した回路例を示
している。同図（ａ）の回路では、イオードブリッジＤ
５〜Ｄ１１の直流側端子にバイポーラトランジスタＱ３
を接続し、交流側端子を双方向スイッチＳＷ２の一対の
出力端子として使用している。同図（ｂ）の回路では、
デプリーション型のパワーＭＯ８ＦＥＴよりなるトラン
ジスタＱ４．Ｑ５のケートソース間を共通接続して双方
向スイッチＳＷ２の制御端子とし、各トレインを双方向
スイッチＳＷ２の一対の出力端子として使用している。

各トランジスタＱ、、Ｑ５に逆並列接続されたタイオー
ドＤ　ｓ　、　Ｄ　ｌｏはパワーＭＯ８ＦＥＴのドレイ
ン・ソース間に内蔵された寄生の逆並列ダイオードて代
用することもできる。なお、コンデンサＣ２，Ｃ３の充
電電圧■Ｄｃを高抵抗あるいはツェナーダイオードで降
圧した電圧により発光ダイオードを駆動し、この発光ダ
イオードと光学的に結合されたフォトセルからの起電力
を上記トランジスタＱ、、Ｑ。

のゲート・ソース間に印加するように構成すれば、比較
的簡単な回路で双方向スイッチＳＷ２を制御する。二と
ができる。

［実施例２〕 第４図は請求項１記載の発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例にあっては、第１図に示す実施例１の回路
において、双方向スイッチＳＷ２の代わりにインダクタ
Ｌ、を接続すると共に、負荷Ｚとして放電灯点灯回路を
接続したものである。

二の点灯回路は、蛍光灯のような熱陰極型の放電灯１ａ
にコンデンサＣ６を並列接続すると共に、インダクタＬ
３を直列接続したものであり、高周波電圧を印加すると
、コンデンサＣ１とインダクタし、のＬＣ直列共振作用
により高い共振電圧が放電灯１ａに印加されて、放電灯
１ａか点灯される。また、予熱時にはコンデンサＣ１に
介して流れる電流によりフィラメントか予熱される。

゛の実施例では、電源投入直後にトランジスタＱ、、Ｑ
２か動作していないときに、インダクタＬＬ　２　、　
Ｌ　４とタイオードＤ３．Ｄ、及びコンデンサＣ２゜Ｃ
３により倍電圧整流回路か構成されるか、コンデンサＣ
２、Ｃｓを充電する経路にインダクタし、か直列的に挿
入されているので、電源投入直後の突入電流を軽減する
ことができる。コンデンサＣ２゜Ｃ１の充電電圧ＶＤＣ
が交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎのピーク値の約２
倍にまて充電された後、トランジスタＱ、、Ｑ２か動作
を開始すると、インダクタＬ、にはトランジスタＱ、、
Ｑ２の動作によって電流が流れるが、インダクタし、は
誘導性リアクタンスであるので、その電力損失は小さく
、回路効率の低下を招くことはない。

なお、インダクタし、のインダクタンス値によっては、
負荷回路のインダクタＬ３やコンデンサＣ４及び放電灯
１ａと作用し合って負荷出力が不安定になる場合がある
。こ、のような場合には、実施例１で説明したような双
方向スイッチＳＷ２をインダクタし、と直列的に挿入し
ておき、コンデンサＣ２Ｃ５の充電後は双方向スイッチ
ＳＷ２をオフして、インダクタし４を切り離すような回
Ｆｒ４構成としても良い。

［実施例３］ 第５図は請求項１記載の発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例にあっては、インバータ回路を変形ハーフ
ブリッジ式のインバータ（いわゆる直列インバータ）て
構成したものである。実施例２と比較すると、インバー
タの負荷回路を直流カット用のコンデンサＣ５を介して
一方のトランジスタＱ１の両端に並列的に接続した点か
異なり、その他の構成については実施例２と同様である
。

本実施例において、インダクタし、に代えて双方向スイ
ッチＳＷ２を接続しても構わない。また、インバータの
負荷回路は他方のトランジスタＱ２の両端に接続しても
構わない。

この実施例３のように、負荷回路を一方のスイッチング
素子の両端に並列接続した直列インバータては、インダ
クタＬ４を接続していないと、倍電圧整流回路が構成て
きない。一方、上述の実施例１．２では、双方向スイッ
チＳＷ２やインダクタＬ４を接続しなくても、負荷回路
がトランジスタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２、
Ｃ）の接続点の間に接続されている。この負荷回路を介
してコンデンサＣ２、Ｃｚを充電しても構わないが、一
般に負荷回路を介すると、ロスが多く、速やかに充電が
行われるとは限らない。特に、負荷回路が共振回路を含
む場合には、本来の充電経路とは逆方向に共振電流が流
れることもあり、コンデンサＣ２゜Ｃ３かうまく充電さ
れないことがある。したかって、実施例１，２の構成て
も双方向スイッチＳＷ２やインダクタＬ４のような通電
要素か必要となる。

［実施例４コ 第６図は請求項１記載の発明の第４実施例の回路図であ
る。本実施例では、放電灯１ａのフィラメントの電源側
端子間にコンデンサＣ４を接続し、非電源側端子間に双
方向スイッチＳＷ２を接続しである。放電灯１ａは蛍光
灯などの熱陰極型の放電灯である。この回路においては
、電源スィッチＳＷ１がオンされた後、トランジスタＱ
、、Ｑ２が動作を開始する前の状態では、ダイオードＤ
　３．Ｄ　。

とインダクタし、〜Ｌ３、コンデンサＣ２，Ｃ，及び双
方向スイッチＳＷ２よりなる倍電Ｅ整流回路が構成され
、コンデンサＣ２、Ｃ＊の充電電圧ＶＯＣが入力電圧Ｖ
ｉｎのピーク値の約２倍程度まで上昇する。次に、トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２が動作を開始するか、双方向スイッ
チＳＷ２はオン状態のままとしておく。これにより、双
方向スイッチＳＷ２を介して放電灯１ａのフィラメント
を予熱する回路が形成されて、管電圧が点灯電圧以下の
状形て放電灯Ｒａを十分に予熱することができる。そし
て、放電灯ｎａを予熱した後に、双方向スイッチＳＷ２
をオフすると、インダクタしつとコンデンサＣ６のＬ〔
」共振作用によりコンデンサＣ１の両端に発生する共振
電圧か放電灯１ａに印加されて、放電灯１ａが点灯する
。この回路ては、放電灯１ａの点灯中にはフィラメント
に電流を流さないのて、回路の効率か良くなる。もちろ
ん、上述の各実施例と同様に、電源投入直後のスイッチ
ング素子の同時オンや過電流を防止できることは言うま
でもない。

［実施例５コ 第７図は請求項１記載の発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例では、放電灯１ａのフィラメントの電源側
端子間に双方向スイッチＳＷ２を接続し、非電源側端子
間にコンデンサＣ１を接続したものである。この回路構
成では、第６図の実施例４のように放電灯Ｚａの点灯中
にフィラメントの予熱電流をカットする効果はない、し
たがって、双方向スイッチＳＷ２はトランジスタＱ　１
．　Ｑ　２が動作を開始する前にオフさせなければなら
ない。

本実施例においても、電源投入直後のスイッチング素子
の同時オンや過電流を防止できる。

［実施例６］ 第８図は請求項２記載の発明の第１実施例の回路図であ
る１本実施例にあっては、交流電源Ｖｓの入力電圧Ｖｉ
ｎが略ゼロとなる位相を検出するゼロ位相検出回路φ。

を設けて、その検出結果を受けて制御回路Ｓは入力電圧
Ｖｉｎが略ゼロとなる位相からトランジスタＱ、、Ｑ、
の動作を開始するように構成されている。このため、電
源投入直後のコンデンサＣ２、Ｃｘの充電電圧ＶＤＣが
低くても、チョッパーは入力電圧Ｖｉｎが略ゼロとなる
位相から動作を開始するので、チョッパー用のインダク
タし、に蓄積されるエネルギーは小さく、チョッパー用
のスイッチング素子のオフ期間中にエネルギーを放出し
尽くすことができる。したがって、スイッチング素子の
同時オンは生じない、そして、入力電圧Ｖｉｎが上昇し
ても、その間にチョッパーの動作によりコンデンサＣｚ
　、　Ｃ）の充電電圧ＶＤｅも上昇するから、仮にスイ
ッチング素子の同時オンが生じても第１１図の期間ｔ３
で流れる電流のピーク値は第１０図に示す従来例に比べ
ると低下し、スイッチング素子に加わるストレスは小さ
くなるものである。

なお、ゼロ位相検出回路φ。は入力電圧Ｖｉｎが完全に
ゼロになる位相を検出できなくても良く、略ゼロになる
位相を検出できれば実用上は差し支えない。

［実施例７］ 第９図は請求項２記載の発明の第２実施例の回路図であ
る６本実施例にあっては、第１図に示す実施例１におい
て、更にゼロ位相検出回路φ。を設けて、入力電圧Ｖｉ
ｎが略ゼロとなる位相から制御回路Ｓによりトランジス
タＱ　１．　Ｑ　２が動作を開２Ｒ３ 始するように構成したものである。電源投入後、トラン
ジスタＱ１．Ｑ２が動作を開始するまでの間に双方向ス
イッチＳ、Ｗ２をオン状態とすることにより、コンデン
サＣ２、Ｃ３の充電電圧ＶＤＣは入力電圧Ｖｉｎのピー
ク値の約２倍に充電される。これだけでもスイッチング
素子の同時オンを防止するには十分な効果があるが、チ
ョッパー用のスイッチング素子のオン・デユーティ（１
周期に占めるオン期間の割合）が５０％を越えるような
制御を行う場合には、コンデンサＣ２、Ｃｓの充電電圧
ＶＤＣは更に昇圧され、この過程でスイッチング素子の
同時オンが起こることがある。このような場合には、本
実施例のように、入力電圧Ｖｉｎのゼロ位相からトラン
ジスタＱ、、Ｑ、の動作を開始させるように制御すれば
、スイッチング素子の同時オンは極めて起こりにくくな
る。

本実施例において、双方向スイッチＳＷ２に代えてイン
ダクタＬ４を接続しても良いし、インダクタＬ４と双方
向スイッチＳＷ２の直列回路を接続しても構わない。

なお、上記各実施例においては、トランジスタＱ、、Ｑ
２を常に交互にオン・オフさせて負荷回路に高周波電流
を流す高周波インバータ動作を基本としているが、この
他に入力電圧Ｖｉｎの極性に同期して、Ｖｉｎ＞０では
トランジスタＱ、だけを、Ｖｉｎ＜０ではトランジスタ
Ｑ２だけをそれぞれオン・オフ動作させて、入力電圧Ｖ
ｉｎの半周期毎に極性が交番する矩形波電圧を負荷回路
に与えるような電源装置にも本発明を適用することがで
きる。

［発明の効果］ 請求項１記載の発明にあっては、チョッパー回路とイン
バータ回路とでスイッチング素子を兼用した電源装置に
おいて、電源投入直後に通電要素を介して倍電圧整流回
路が構成されるようにしたので、電源投入直後等にチョ
ッパー回路の平滑用コンデンサの電圧が低いことに起因
するインバータ回路のスイッチング素子の同時オンを防
止でき、スイッチング素子に過大なストレスが加わるこ
とを防止できるという効果がある。

請求項２記載の発明にあっては、チョッパー回路とイン
バータ回路とでスイッチング素子を兼用した電源装置に
おいて、交流電源の入力電圧がほぼゼロとなる位相から
スイッチング素子が動作を開始するようにしためて、電
源投入直後等にチョッパー回路の平滑用コンデンサの電
圧か低くても、チョッパー用のインダクタンス素子に蓄
積されるエネルギーは小さいので、そのエネルギーはチ
ョッパー用のスイッチング素子のオフ期間中に放出され
、したがって、インバータ回路のスイッチング素子の同
時オンを防止てき、スイッチング素子に過大なストレス
が加わることを防止てきるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項１記載の発明の第１実施例の回路図、第
２図（ａ）　、　（ｂ）は同上に用いる双方向スイッチ
の構成例を示す回路図、第３図は同上の動作波形図、第
４図は請求項１記載の発明の第２実施例の回路図、第５
図は請求項１記載の発明の第３実施例の回路図、第６図
は請求項１記載の発明の第４実施例の回路図、第７図は
請求項１記載の発明の第５実施例の回路図、第８図は請
求項２記載の発明の第１実施例の回路図、第９図は請求
項２記載の発明の第２実施例の回路図、第１０図は従来
例の回路図、第１１図は同上の動作波形図である。 ＳＷ２は双方向スイッチ、Ｌ、はインダクタ、φ０はゼ
ロ位相検出回路である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）ダイオードブリッジの一対の交流入力端に交流電
   源とインダクタの直列回路を接続し、少なくとも２個の
   コンデンサを直列接続した平滑回路を前記ダイオードブ
   リッジの一対の直流出力端に並列的に接続し、前記ダイ
   オードブリッジの第１の交流入力端と第１及び第２の直
   流出力端の間にそれぞれ第１及び第２のスイッチング素
   子をダイオードとは逆並列に接続し、第１の交流入力端
   に負荷の一端を接続し、負荷の他端をいずれか１つのコ
   ンデンサの一端に接続し、第１及び第２のスイッチング
   素子を同時にオンしないように高周波的にスイッチング
   する制御回路を備える電源装置において、少なくとも電
   源投入後の一定時間は第１の交流入力端と２個のコンデ
   ンサの接続点の間に通電経路を構成する通電要素を備え
   、前記制御回路は電源投入後、一定時間の経過後に動作
   を開始する回路としたことを特徴とする電源装置。
2. （２）ダイオードブリッジの一対の交流入力端に交流電
   源とインダクタの直列回路を接続し、少なくとも２個の
   コンデンサを直列接続した平滑回路を前記ダイオードブ
   リッジの一対の直流出力端に並列的に接続し、前記ダイ
   オードブリッジの第１の交流入力端と第１及び第２の直
   流出力端の間にそれぞれ第１及び第２のスイッチング素
   子をダイオードとは逆並列に接続し、第１の交流入力端
   に負荷の一端を接続し、負荷の他端をいずれか１つのコ
   ンデンサの一端に接続し、第１及び第２のスイッチング
   素子を同時にオンしないように高周波的にスイッチング
   する制御回路を備える電源装置において、交流電源から
   の入力電圧が略ゼロとなる位相を検出するゼロ位相検出
   回路を備え、前記制御回路は前記ゼロ位相検出回路によ
   り検出された入力電圧が略ゼロとなる位相から動作を開
   始する回路としたことを特徴とする電源装置。