JP3414143B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP3414143B2 JP3414143B2 JP21581796A JP21581796A JP3414143B2 JP 3414143 B2 JP3414143 B2 JP 3414143B2 JP 21581796 A JP21581796 A JP 21581796A JP 21581796 A JP21581796 A JP 21581796A JP 3414143 B2 JP3414143 B2 JP 3414143B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- power supply
- circuit
- inductor
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置に関するものであり、さらに詳しくは、チョッパー回
路により交流電源からの入力電流歪みを改善した電源装
置に関するものである。
置に関するものであり、さらに詳しくは、チョッパー回
路により交流電源からの入力電流歪みを改善した電源装
置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】図１１は従来の電源装置（特願平１−１０
５１８１号）の回路図である。この回路では、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２とインダクタＬＩ及びダイオードＤ
１，Ｄ２による入力電流歪み改善用の昇圧チョッパー回
路と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とインダクタＬＭに
よる負荷電流限流用の降圧チョッパー回路とを備えてい
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｐ
はフィルタ回路Ｆを介して全波整流器ＤＢの交流入力端
子に接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子に
は、ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ１とインダク
タＬＩの直列回路が接続されると共に、ダイオードＤ２
とスイッチング素子Ｑ２とインダクタＬＩの直列回路が
接続されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング
素子Ｑ２の直列回路には、スイッチング素子Ｑ３とスイ
ッチング素子Ｑ４の直列回路が並列接続されると共に、
平滑コンデンサＣが並列接続されている。スイッチング
素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点とスイッチン
グ素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の接続点の間には、
インダクタＬＭと負荷回路Ｚの直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、逆並列ダ
イオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、図示
しない制御回路からそれぞれ高周波の駆動信号が供給さ
れている。
５１８１号）の回路図である。この回路では、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２とインダクタＬＩ及びダイオードＤ
１，Ｄ２による入力電流歪み改善用の昇圧チョッパー回
路と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とインダクタＬＭに
よる負荷電流限流用の降圧チョッパー回路とを備えてい
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｐ
はフィルタ回路Ｆを介して全波整流器ＤＢの交流入力端
子に接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子に
は、ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ１とインダク
タＬＩの直列回路が接続されると共に、ダイオードＤ２
とスイッチング素子Ｑ２とインダクタＬＩの直列回路が
接続されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング
素子Ｑ２の直列回路には、スイッチング素子Ｑ３とスイ
ッチング素子Ｑ４の直列回路が並列接続されると共に、
平滑コンデンサＣが並列接続されている。スイッチング
素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点とスイッチン
グ素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の接続点の間には、
インダクタＬＭと負荷回路Ｚの直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、逆並列ダ
イオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、図示
しない制御回路からそれぞれ高周波の駆動信号が供給さ
れている。
【０００３】図１１の従来例回路の動作を図１２に示し
説明する。まず、交流電源Ｐが正の半サイクルにおい
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン、スイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３がオフのときには、図１２（ａ）に示す
ように、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオードＤ
１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＩの経路で電
流が流れて、インダクタＬＩにエネルギーが蓄積され
る。また、平滑コンデンサＣからスイッチング素子Ｑ
１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、スイッチング素子Ｑ
４の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣの電圧がイ
ンダクタＬＭにより降圧されて負荷回路Ｚに供給され
る。また、インダクタＬＭに流れる電流により、インダ
クタＬＭにはエネルギーが蓄積される。
説明する。まず、交流電源Ｐが正の半サイクルにおい
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン、スイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３がオフのときには、図１２（ａ）に示す
ように、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオードＤ
１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＩの経路で電
流が流れて、インダクタＬＩにエネルギーが蓄積され
る。また、平滑コンデンサＣからスイッチング素子Ｑ
１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、スイッチング素子Ｑ
４の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣの電圧がイ
ンダクタＬＭにより降圧されて負荷回路Ｚに供給され
る。また、インダクタＬＭに流れる電流により、インダ
クタＬＭにはエネルギーが蓄積される。
【０００４】次に、スイッチング素子Ｑ１のみがオフに
なると、インダクタＬＩの蓄積エネルギーによりインダ
クタＬＩの両端に電圧が発生し、この電圧が交流電源Ｐ
の電圧に重畳されて、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダ
イオードを介して平滑コンデンサＣに充電される。つま
り、図１２（ｂ）に示すように、交流電源Ｐ、フィルタ
回路Ｆ、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ、スイッチ
ング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、インダクタＬＩの経
路で電流が流れて、インダクタＬＩのエネルギーが放出
される。これにより、交流電源Ｐからは、常に高周波の
電流が流れていることになり、これをフィルタ回路Ｆに
より波形整形することにより、入力電流歪みが改善され
る。また、平滑コンデンサＣには、交流電源Ｐのピーク
値よりも高い電圧が得られる。さらに、インダクタＬＭ
の蓄積エネルギーによる回生電流がインダクタＬＭ、負
荷回路Ｚ、スイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ
２の逆並列ダイオードの経路で流れる。以下、スイッチ
ング素子Ｑ１が高周波でオン・オフすることにより、図
１２（ａ），（ｂ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには
一方向の直流電圧が供給される。
なると、インダクタＬＩの蓄積エネルギーによりインダ
クタＬＩの両端に電圧が発生し、この電圧が交流電源Ｐ
の電圧に重畳されて、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダ
イオードを介して平滑コンデンサＣに充電される。つま
り、図１２（ｂ）に示すように、交流電源Ｐ、フィルタ
回路Ｆ、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ、スイッチ
ング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、インダクタＬＩの経
路で電流が流れて、インダクタＬＩのエネルギーが放出
される。これにより、交流電源Ｐからは、常に高周波の
電流が流れていることになり、これをフィルタ回路Ｆに
より波形整形することにより、入力電流歪みが改善され
る。また、平滑コンデンサＣには、交流電源Ｐのピーク
値よりも高い電圧が得られる。さらに、インダクタＬＭ
の蓄積エネルギーによる回生電流がインダクタＬＭ、負
荷回路Ｚ、スイッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ
２の逆並列ダイオードの経路で流れる。以下、スイッチ
ング素子Ｑ１が高周波でオン・オフすることにより、図
１２（ａ），（ｂ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには
一方向の直流電圧が供給される。
【０００５】次に、交流電源Ｐが負の半サイクルにおい
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ、スイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３がオンのときには、図１２（ｃ）に示す
ように、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬ
Ｉ、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２の経路で電
流が流れて、インダクタＬＩにエネルギーが蓄積され
る。また、平滑コンデンサＣからスイッチング素子Ｑ
３、負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ
２の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣの電圧がイ
ンダクタＬＭにより降圧されて負荷回路Ｚに供給され
る。また、インダクタＬＭに流れる電流により、インダ
クタＬＭにはエネルギーが蓄積される。
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ、スイッチング
素子Ｑ２，Ｑ３がオンのときには、図１２（ｃ）に示す
ように、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬ
Ｉ、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２の経路で電
流が流れて、インダクタＬＩにエネルギーが蓄積され
る。また、平滑コンデンサＣからスイッチング素子Ｑ
３、負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ
２の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣの電圧がイ
ンダクタＬＭにより降圧されて負荷回路Ｚに供給され
る。また、インダクタＬＭに流れる電流により、インダ
クタＬＭにはエネルギーが蓄積される。
【０００６】次に、スイッチング素子Ｑ２のみがオフに
なると、インダクタＬＩの蓄積エネルギーによりインダ
クタＬＩの両端に電圧が発生し、この電圧が交流電源Ｐ
の電圧に重畳されて、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダ
イオードを介して平滑コンデンサＣに充電される。つま
り、図１２（ｄ）に示すように、交流電源Ｐ、フィルタ
回路Ｆ、インダクタＬＩ、スイッチング素子Ｑ２の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサＣ、ダイオードＤ２の経
路で電流が流れて、インダクタＬＩのエネルギーが放出
される。これにより、交流電源Ｐからは、常に高周波の
電流が流れていることになり、これをフィルタ回路Ｆに
より波形整形することにより、入力電流歪みが改善され
る。また、平滑コンデンサＣには、交流電源Ｐのピーク
値よりも高い電圧が得られる。さらに、インダクタＬＭ
の蓄積エネルギーによる回生電流がインダクタＬＭ、ス
イッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、スイッチング
素子Ｑ３、負荷回路Ｚの経路で流れる。以下、スイッチ
ング素子Ｑ２が高周波でオン・オフすることにより、図
１２（ｃ），（ｄ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには
逆方向の直流電圧が供給される。以上の動作により、負
荷回路Ｚには、交流電源Ｐの各半サイクルに同期して極
性が反転する矩形波電圧が供給される。
なると、インダクタＬＩの蓄積エネルギーによりインダ
クタＬＩの両端に電圧が発生し、この電圧が交流電源Ｐ
の電圧に重畳されて、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダ
イオードを介して平滑コンデンサＣに充電される。つま
り、図１２（ｄ）に示すように、交流電源Ｐ、フィルタ
回路Ｆ、インダクタＬＩ、スイッチング素子Ｑ２の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサＣ、ダイオードＤ２の経
路で電流が流れて、インダクタＬＩのエネルギーが放出
される。これにより、交流電源Ｐからは、常に高周波の
電流が流れていることになり、これをフィルタ回路Ｆに
より波形整形することにより、入力電流歪みが改善され
る。また、平滑コンデンサＣには、交流電源Ｐのピーク
値よりも高い電圧が得られる。さらに、インダクタＬＭ
の蓄積エネルギーによる回生電流がインダクタＬＭ、ス
イッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、スイッチング
素子Ｑ３、負荷回路Ｚの経路で流れる。以下、スイッチ
ング素子Ｑ２が高周波でオン・オフすることにより、図
１２（ｃ），（ｄ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには
逆方向の直流電圧が供給される。以上の動作により、負
荷回路Ｚには、交流電源Ｐの各半サイクルに同期して極
性が反転する矩形波電圧が供給される。
【０００７】一方、図１３の従来例（特願平１−１０５
１８１号）は、図１１の従来例において、スイッチング
素子Ｑ３，Ｑ４を平滑コンデンサＣ１，Ｃ２で置き換え
たものであり、交流電源Ｐが正の半サイクルでは、スイ
ッチング素子Ｑ２をオフして、スイッチング素子Ｑ１が
高周波でオン・オフすることにより、図１４（ａ），
（ｂ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには一方向の直流
電圧が供給される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１が
オンすると、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオード
Ｄ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＩの経路で
電流が流れると共に、平滑コンデンサＣ１からスイッチ
ング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電
流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフする
と、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオードＤ１、平
滑コンデンサＣ１、Ｃ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並
列ダイオード、インダクタＬＩの経路で電流が流れると
共に、インダクタＬＭから負荷回路Ｚ、平滑コンデンサ
Ｃ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路
で電流が流れる。
１８１号）は、図１１の従来例において、スイッチング
素子Ｑ３，Ｑ４を平滑コンデンサＣ１，Ｃ２で置き換え
たものであり、交流電源Ｐが正の半サイクルでは、スイ
ッチング素子Ｑ２をオフして、スイッチング素子Ｑ１が
高周波でオン・オフすることにより、図１４（ａ），
（ｂ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには一方向の直流
電圧が供給される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１が
オンすると、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオード
Ｄ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＩの経路で
電流が流れると共に、平滑コンデンサＣ１からスイッチ
ング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電
流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフする
と、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオードＤ１、平
滑コンデンサＣ１、Ｃ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並
列ダイオード、インダクタＬＩの経路で電流が流れると
共に、インダクタＬＭから負荷回路Ｚ、平滑コンデンサ
Ｃ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路
で電流が流れる。
【０００８】また、交流電源Ｐが負の半サイクルでは、
スイッチング素子Ｑ１をオフして、スイッチング素子Ｑ
２が高周波でオン・オフすることにより、図１４
（ｃ），（ｄ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには逆方
向の直流電圧が供給される。すなわち、スイッチング素
子Ｑ２がオンすると、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、イ
ンダクタＬＩ、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２
の経路で電流が流れると共に、平滑コンデンサＣ２から
負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２の
経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオ
フすると、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬ
Ｉ、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、平滑コ
ンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ２の経路で電流が流
れると共に、インダクタＬＭからスイッチング素子Ｑ１
の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷回路Ｚ
の経路で電流が流れる。以上の動作により、負荷回路Ｚ
には、交流電源Ｐの各半サイクルに同期して極性が反転
する矩形波電圧が供給される。
スイッチング素子Ｑ１をオフして、スイッチング素子Ｑ
２が高周波でオン・オフすることにより、図１４
（ｃ），（ｄ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには逆方
向の直流電圧が供給される。すなわち、スイッチング素
子Ｑ２がオンすると、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、イ
ンダクタＬＩ、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２
の経路で電流が流れると共に、平滑コンデンサＣ２から
負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２の
経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオ
フすると、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬ
Ｉ、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、平滑コ
ンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ２の経路で電流が流
れると共に、インダクタＬＭからスイッチング素子Ｑ１
の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷回路Ｚ
の経路で電流が流れる。以上の動作により、負荷回路Ｚ
には、交流電源Ｐの各半サイクルに同期して極性が反転
する矩形波電圧が供給される。
【０００９】また、特願昭６３−２３５９８２号では、
図１３の回路で負荷回路Ｚに供給される出力を高周波と
したものが開示されている。すなわち、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を高周波で交互にオン・オフさせることに
より、負荷回路Ｚに供給される出力は、上述の低周波の
矩形波出力ではなく、高周波の出力となる。
図１３の回路で負荷回路Ｚに供給される出力を高周波と
したものが開示されている。すなわち、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を高周波で交互にオン・オフさせることに
より、負荷回路Ｚに供給される出力は、上述の低周波の
矩形波出力ではなく、高周波の出力となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、ス
イッチング素子を昇圧チョッパー回路とインバータ回路
（又は降圧チョッパー回路）とで兼用しているが、兼用
化されたスイッチング素子には、昇圧チョッパー回路の
電流とインバータ回路の電流が重畳して流れるので、電
流耐量が増大し、素子数が減少したことによるコストダ
ウン効果が薄れてしまう。また、スイッチング素子の制
御信号も兼用されているので、各々の回路に対する制御
の独立性が失われ、例えば、出力電力を一定にするよう
に制御するような場合、入力電力が出力電力よりも過大
であったり、あるいは、過小となる場合が生じる。入力
電力が出力電力に対して過大となると、余剰エネルギー
は平滑コンデンサに蓄積されて、平滑コンデンサの両端
電圧が上昇し、部品に印加される電圧が増大して、場合
によっては部品にストレスが加わることになる。
イッチング素子を昇圧チョッパー回路とインバータ回路
（又は降圧チョッパー回路）とで兼用しているが、兼用
化されたスイッチング素子には、昇圧チョッパー回路の
電流とインバータ回路の電流が重畳して流れるので、電
流耐量が増大し、素子数が減少したことによるコストダ
ウン効果が薄れてしまう。また、スイッチング素子の制
御信号も兼用されているので、各々の回路に対する制御
の独立性が失われ、例えば、出力電力を一定にするよう
に制御するような場合、入力電力が出力電力よりも過大
であったり、あるいは、過小となる場合が生じる。入力
電力が出力電力に対して過大となると、余剰エネルギー
は平滑コンデンサに蓄積されて、平滑コンデンサの両端
電圧が上昇し、部品に印加される電圧が増大して、場合
によっては部品にストレスが加わることになる。
【００１１】このような現象は、例えば、従来例回路
を、高圧放電灯の点灯装置に適用した場合に、高圧放電
灯の始動過程において、負荷のインピーダンスが低く、
且つ負荷に対して大電流を流す必要が生じるので、特に
顕著なものとなる。つまり、出力電流を流すために一定
のオン・デューティを設けなければならないが、負荷の
インピーダンスが低いため、出力電力は少ない。これに
対して、入力電力はオン・デューティに応じた量となる
ため、入力電力が過大となってしまう。
を、高圧放電灯の点灯装置に適用した場合に、高圧放電
灯の始動過程において、負荷のインピーダンスが低く、
且つ負荷に対して大電流を流す必要が生じるので、特に
顕著なものとなる。つまり、出力電流を流すために一定
のオン・デューティを設けなければならないが、負荷の
インピーダンスが低いため、出力電力は少ない。これに
対して、入力電力はオン・デューティに応じた量となる
ため、入力電力が過大となってしまう。
【００１２】本発明は、このような課題を解決しようと
するものであり、その目的とするところは、昇圧チョッ
パー回路とインバータ回路（又は降圧チョッパー回路）
のスイッチング素子のみならず、インダクタをも兼用化
することによって、一層のコストダウンを実現すると共
に、負荷回路抵抗が低く、且つ負荷回路電流を大きくし
た場合に、出力電力に対して入力電力が過大とならず、
安全性を高めることができる電源装置を提供することに
ある。
するものであり、その目的とするところは、昇圧チョッ
パー回路とインバータ回路（又は降圧チョッパー回路）
のスイッチング素子のみならず、インダクタをも兼用化
することによって、一層のコストダウンを実現すると共
に、負荷回路抵抗が低く、且つ負荷回路電流を大きくし
た場合に、出力電力に対して入力電力が過大とならず、
安全性を高めることができる電源装置を提供することに
ある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、逆方向通
電経路を有する第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の直列回路と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の直列回路を順方向が一致するように平滑コン
デンサＣと並列に接続し、第１及び第２のダイオードＤ
１，Ｄ２の直列回路を前記平滑コンデンサＣと逆並列に
接続し、交流電源Ｐの一端をフィルタ回路Ｆを介して第
１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の接続点に接続し、
交流電源Ｐの他端をフィルタ回路Ｆを介して負荷回路Ｚ
とインダクタＬＭの各一端に接続し、インダクタＬＭの
他端を第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点に接続し、負荷回路Ｚの他端を第３及び第４のスイ
ッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点に接続して成ることを
特徴とするものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、逆方向通
電経路を有する第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の直列回路と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の直列回路を順方向が一致するように平滑コン
デンサＣと並列に接続し、第１及び第２のダイオードＤ
１，Ｄ２の直列回路を前記平滑コンデンサＣと逆並列に
接続し、交流電源Ｐの一端をフィルタ回路Ｆを介して第
１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の接続点に接続し、
交流電源Ｐの他端をフィルタ回路Ｆを介して負荷回路Ｚ
とインダクタＬＭの各一端に接続し、インダクタＬＭの
他端を第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点に接続し、負荷回路Ｚの他端を第３及び第４のスイ
ッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点に接続して成ることを
特徴とするものである。
【００１４】なお、逆方向通電経路を有するスイッチン
グ素子は、寄生の逆方向ダイオードを有するＦＥＴで構
成しても良いし、また、バイポーラトランジスタと逆方
向ダイオードの並列回路で実現しても構わない。
グ素子は、寄生の逆方向ダイオードを有するＦＥＴで構
成しても良いし、また、バイポーラトランジスタと逆方
向ダイオードの並列回路で実現しても構わない。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は本発明の１つの実施の形態
を示す回路図である。この回路では、スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４のみならずインダクタＬＭもチョッパー回路
とインバータ回路とで兼用されている。以下、その回路
構成について説明する。平滑コンデンサＣには、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４の直列回路がフルブリッジ回路を構成するよ
うに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間には、
インダクタＬＭと負荷回路Ｚの直列回路が接続されてい
る。インダクタＬＭはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点に、負荷回路Ｚはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接
続点に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
はそれぞれ逆並列ダイオードを備え、各逆並列ダイオー
ドは平滑コンデンサＣに対して逆極性となっている。ま
た、平滑コンデンサＣには、ダイオードＤ１，Ｄ２の直
列回路が逆並列に接続されている。交流電源Ｐの一端は
フィルタ回路Ｆを介してダイオードＤ１，Ｄ２の接続点
に接続されており、交流電源Ｐの他端はフィルタ回路Ｆ
を介してインダクタＬＭと負荷回路Ｚの接続点に接続さ
れている。
を示す回路図である。この回路では、スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４のみならずインダクタＬＭもチョッパー回路
とインバータ回路とで兼用されている。以下、その回路
構成について説明する。平滑コンデンサＣには、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４の直列回路がフルブリッジ回路を構成するよ
うに接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間には、
インダクタＬＭと負荷回路Ｚの直列回路が接続されてい
る。インダクタＬＭはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
続点に、負荷回路Ｚはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接
続点に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４
はそれぞれ逆並列ダイオードを備え、各逆並列ダイオー
ドは平滑コンデンサＣに対して逆極性となっている。ま
た、平滑コンデンサＣには、ダイオードＤ１，Ｄ２の直
列回路が逆並列に接続されている。交流電源Ｐの一端は
フィルタ回路Ｆを介してダイオードＤ１，Ｄ２の接続点
に接続されており、交流電源Ｐの他端はフィルタ回路Ｆ
を介してインダクタＬＭと負荷回路Ｚの接続点に接続さ
れている。
【００１６】交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが正の半サイクル
では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ４が常にオンで、スイッチング素子Ｑ１を高周
波でオン・オフさせることにより、負荷回路Ｚには一方
向の直流電圧が供給される。また、交流電源Ｐの電圧Ｖ
ｉｎが負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
４がオフ、スイッチング素子Ｑ３が常にオンで、スイッ
チング素子Ｑ２を高周波でオン・オフさせることによ
り、負荷回路Ｚには逆方向の直流電圧が供給される。こ
れにより、入力交流電圧Ｖｉｎの周期に同期した矩形波
出力が得られる。
では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ４が常にオンで、スイッチング素子Ｑ１を高周
波でオン・オフさせることにより、負荷回路Ｚには一方
向の直流電圧が供給される。また、交流電源Ｐの電圧Ｖ
ｉｎが負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
４がオフ、スイッチング素子Ｑ３が常にオンで、スイッ
チング素子Ｑ２を高周波でオン・オフさせることによ
り、負荷回路Ｚには逆方向の直流電圧が供給される。こ
れにより、入力交流電圧Ｖｉｎの周期に同期した矩形波
出力が得られる。
【００１７】以下、交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが正の半サ
イクルの場合について、その動作を図２に示し説明す
る。この回路では、負荷電圧｜Ｖｚ｜が変化し、平滑コ
ンデンサＣの充電電圧Ｖｃと入力交流電圧の差Ｖｃ−｜
Ｖｉｎ｜に対して、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜となる
か、又は｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜となるかによっ
て、モードが切り替わる。
イクルの場合について、その動作を図２に示し説明す
る。この回路では、負荷電圧｜Ｖｚ｜が変化し、平滑コ
ンデンサＣの充電電圧Ｖｃと入力交流電圧の差Ｖｃ−｜
Ｖｉｎ｜に対して、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜となる
か、又は｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜となるかによっ
て、モードが切り替わる。
【００１８】まず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン
で、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜のときには、図２
（ａ）に示すモード１となり、平滑コンデンサＣ、スイ
ッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、スイ
ッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れるが、｜Ｖｚ｜＜
Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜であるので、ダイオードＤ１は導通せ
ず、交流電源Ｐからエネルギーは流入しない。
で、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜のときには、図２
（ａ）に示すモード１となり、平滑コンデンサＣ、スイ
ッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、スイ
ッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れるが、｜Ｖｚ｜＜
Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜であるので、ダイオードＤ１は導通せ
ず、交流電源Ｐからエネルギーは流入しない。
【００１９】次に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン
で、負荷電圧が上昇し、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の
関係になると、ダイオードＤ１が導通して、図２（ｂ）
に示すモード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、
ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ
Ｍの経路に電流が流れて、交流電源Ｐからエネルギーが
流入する。また、モード１と同様に、平滑コンデンサ
Ｃ、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路
Ｚ、スイッチング素子Ｑ４の経路にも電流が流れる。
で、負荷電圧が上昇し、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の
関係になると、ダイオードＤ１が導通して、図２（ｂ）
に示すモード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、
ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ
Ｍの経路に電流が流れて、交流電源Ｐからエネルギーが
流入する。また、モード１と同様に、平滑コンデンサ
Ｃ、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路
Ｚ、スイッチング素子Ｑ４の経路にも電流が流れる。
【００２０】次に、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイ
ッチング素子Ｑ１がオフで、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ
｜の間は、図２（ｃ）に示すモード３となり、インダク
タＬＭ、負荷回路Ｚ、スイッチング素子Ｑ４、スイッチ
ング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で電流が流れる
と共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオードＤ
１、平滑コンデンサＣ、スイッチング素子Ｑ２の逆並列
ダイオード、インダクタＬＭの経路にも電流が流れる。
ッチング素子Ｑ１がオフで、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ
｜の間は、図２（ｃ）に示すモード３となり、インダク
タＬＭ、負荷回路Ｚ、スイッチング素子Ｑ４、スイッチ
ング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で電流が流れる
と共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオードＤ
１、平滑コンデンサＣ、スイッチング素子Ｑ２の逆並列
ダイオード、インダクタＬＭの経路にも電流が流れる。
【００２１】次に、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイ
ッチング素子Ｑ１がオフで、負荷電圧が低下し、｜Ｖｚ
｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係になると、図２（ｄ）に示
すモード４となり、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、スイ
ッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイ
オードの経路で電流が流れるが、ダイオードＤ１は導通
しない。
ッチング素子Ｑ１がオフで、負荷電圧が低下し、｜Ｖｚ
｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係になると、図２（ｄ）に示
すモード４となり、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、スイ
ッチング素子Ｑ４、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイ
オードの経路で電流が流れるが、ダイオードＤ１は導通
しない。
【００２２】また、交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが負の半サ
イクルでは、図３（ａ）〜（ｄ）の動作となる。すなわ
ち、図３（ａ）に示すモード１では、スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３がオンで、平滑コンデンサＣ、スイッチング
素子Ｑ３、負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング
素子Ｑ２の経路で電流が流れるが、負荷電圧が低い間は
ダイオードＤ２は導通せず、交流電源Ｐからエネルギー
は流入しない。次に、負荷電圧が上昇すると、ダイオー
ドＤ２が導通して、図３（ｂ）に示すモード２となり、
交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッ
チング素子Ｑ２、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れ
て、交流電源Ｐからエネルギーが流入する。次に、スイ
ッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ
になると、図３（ｃ）に示すモード３となり、インダク
タＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、ス
イッチング素子Ｑ３、負荷回路Ｚの経路で電流が流れる
と共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬ
Ｍ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コ
ンデンサＣ、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れる。
負荷電圧が低下すると、図３（ｄ）に示すモード４とな
り、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダ
イオード、スイッチング素子Ｑ３、負荷回路Ｚの経路で
電流が流れるが、ダイオードＤ２は導通しない。
イクルでは、図３（ａ）〜（ｄ）の動作となる。すなわ
ち、図３（ａ）に示すモード１では、スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３がオンで、平滑コンデンサＣ、スイッチング
素子Ｑ３、負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング
素子Ｑ２の経路で電流が流れるが、負荷電圧が低い間は
ダイオードＤ２は導通せず、交流電源Ｐからエネルギー
は流入しない。次に、負荷電圧が上昇すると、ダイオー
ドＤ２が導通して、図３（ｂ）に示すモード２となり、
交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッ
チング素子Ｑ２、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れ
て、交流電源Ｐからエネルギーが流入する。次に、スイ
ッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ
になると、図３（ｃ）に示すモード３となり、インダク
タＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、ス
イッチング素子Ｑ３、負荷回路Ｚの経路で電流が流れる
と共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬ
Ｍ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コ
ンデンサＣ、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れる。
負荷電圧が低下すると、図３（ｄ）に示すモード４とな
り、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダ
イオード、スイッチング素子Ｑ３、負荷回路Ｚの経路で
電流が流れるが、ダイオードＤ２は導通しない。
【００２３】このように、図１の回路では、負荷電圧｜
Ｖｚ｜によってモードが切り替わるようになっている。
つまり、負荷電圧｜Ｖｚ｜が低く、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜
Ｖｉｎ｜のときには、昇圧チョッパー回路としての動作
が停止して、降圧チョッパー回路としての動作のみとな
る。また、負荷電圧｜Ｖｚ｜が上昇して、｜Ｖｚ｜＝Ｖ
ｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係になると、昇圧チョッパー回路と
しての動作と降圧チョッパー回路としての動作が重畳さ
れた動作となる。
Ｖｚ｜によってモードが切り替わるようになっている。
つまり、負荷電圧｜Ｖｚ｜が低く、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜
Ｖｉｎ｜のときには、昇圧チョッパー回路としての動作
が停止して、降圧チョッパー回路としての動作のみとな
る。また、負荷電圧｜Ｖｚ｜が上昇して、｜Ｖｚ｜＝Ｖ
ｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係になると、昇圧チョッパー回路と
しての動作と降圧チョッパー回路としての動作が重畳さ
れた動作となる。
【００２４】交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが正の半サイクル
の場合について説明すると、基本的な動作は、平滑コン
デンサＣを電源として、スイッチング素子Ｑ１、インダ
クタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードで
構成される降圧チョッパー回路の動作であり、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンすると、平滑コンデンサＣのエネル
ギーがインダクタＬＭを介して負荷回路Ｚに供給される
（モード１）。負荷電圧｜Ｖｚ｜がＶｃ−｜Ｖｉｎ｜に
到達すると、モード１の動作と共に、交流電源Ｐからイ
ンダクタＬＭへのエネルギー蓄積の動作が加わる（モー
ド２）。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、イ
ンダクタＬＭに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ
Ｃ及び負荷回路Ｚに放出される（モード３）。負荷電圧
｜Ｖｚ｜が低下して、Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜よりも小さくな
ると、インダクタＬＭのエネルギーは負荷回路Ｚのみに
放出される（モード４）。
の場合について説明すると、基本的な動作は、平滑コン
デンサＣを電源として、スイッチング素子Ｑ１、インダ
クタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードで
構成される降圧チョッパー回路の動作であり、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンすると、平滑コンデンサＣのエネル
ギーがインダクタＬＭを介して負荷回路Ｚに供給される
（モード１）。負荷電圧｜Ｖｚ｜がＶｃ−｜Ｖｉｎ｜に
到達すると、モード１の動作と共に、交流電源Ｐからイ
ンダクタＬＭへのエネルギー蓄積の動作が加わる（モー
ド２）。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、イ
ンダクタＬＭに蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ
Ｃ及び負荷回路Ｚに放出される（モード３）。負荷電圧
｜Ｖｚ｜が低下して、Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜よりも小さくな
ると、インダクタＬＭのエネルギーは負荷回路Ｚのみに
放出される（モード４）。
【００２５】従来例で問題となったような、負荷インピ
ーダンスが低く、且つ大電流を出力しなければならない
ような場合、図１の回路では、負荷電圧｜Ｖｚ｜が上昇
しないため、Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜に到達しないか、又は｜
Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係になる期間が短くな
る。この結果、交流電源ＰからインダクタＬＭにエネル
ギーを蓄積する期間（モード２）とインダクタＬＭに蓄
えられたエネルギーを平滑コンデンサＣに充電する期間
（モード３）を有しないか、又は、その期間が短くな
る。ということは、交流電源Ｐのエネルギーが平滑コン
デンサＣに充電されないか、又は、充電量が減少するこ
とを意味し、平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃが異常に上昇
することを防ぐことができる。
ーダンスが低く、且つ大電流を出力しなければならない
ような場合、図１の回路では、負荷電圧｜Ｖｚ｜が上昇
しないため、Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜に到達しないか、又は｜
Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係になる期間が短くな
る。この結果、交流電源ＰからインダクタＬＭにエネル
ギーを蓄積する期間（モード２）とインダクタＬＭに蓄
えられたエネルギーを平滑コンデンサＣに充電する期間
（モード３）を有しないか、又は、その期間が短くな
る。ということは、交流電源Ｐのエネルギーが平滑コン
デンサＣに充電されないか、又は、充電量が減少するこ
とを意味し、平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃが異常に上昇
することを防ぐことができる。
【００２６】次に、図４の回路では、図１の回路におい
て、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を平滑コンデンサＣ
１，Ｃ２で置き換えたものであり、交流電源Ｐが正の半
サイクルでは、スイッチング素子Ｑ２をオフして、スイ
ッチング素子Ｑ１が高周波でオン・オフすることによ
り、図５（ａ）〜（ｄ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚ
には一方向の直流電圧が供給される。また、交流電源Ｐ
が負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ１をオフし
て、スイッチング素子Ｑ２が高周波でオン・オフするこ
とにより、図６（ａ）〜（ｄ）の動作を繰り返し、負荷
回路Ｚには逆方向の直流電圧が供給される。以上の動作
により、負荷回路Ｚには、交流電源Ｐの各半サイクルに
同期して極性が反転する矩形波電圧が供給される。
て、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を平滑コンデンサＣ
１，Ｃ２で置き換えたものであり、交流電源Ｐが正の半
サイクルでは、スイッチング素子Ｑ２をオフして、スイ
ッチング素子Ｑ１が高周波でオン・オフすることによ
り、図５（ａ）〜（ｄ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚ
には一方向の直流電圧が供給される。また、交流電源Ｐ
が負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ１をオフし
て、スイッチング素子Ｑ２が高周波でオン・オフするこ
とにより、図６（ａ）〜（ｄ）の動作を繰り返し、負荷
回路Ｚには逆方向の直流電圧が供給される。以上の動作
により、負荷回路Ｚには、交流電源Ｐの各半サイクルに
同期して極性が反転する矩形波電圧が供給される。
【００２７】以下、交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが正の半サ
イクルの場合について、その動作を図５に示し説明す
る。この回路では、負荷電圧｜Ｖｚ｜が変化し、各平滑
コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧Ｖｃと入力交流電圧の
差Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜に対して、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉ
ｎ｜となるか、又は｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜となる
かによって、モードが切り替わる。
イクルの場合について、その動作を図５に示し説明す
る。この回路では、負荷電圧｜Ｖｚ｜が変化し、各平滑
コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧Ｖｃと入力交流電圧の
差Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜に対して、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉ
ｎ｜となるか、又は｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜となる
かによって、モードが切り替わる。
【００２８】まず、スイッチング素子Ｑ１がオンで、｜
Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜のときには、図５（ａ）に示
すモード１となり、平滑コンデンサＣ１、スイッチング
素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電流が
流れるが、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜であるので、ダ
イオードＤ１は導通せず、交流電源Ｐからエネルギーは
流入しない。
Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜のときには、図５（ａ）に示
すモード１となり、平滑コンデンサＣ１、スイッチング
素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電流が
流れるが、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜であるので、ダ
イオードＤ１は導通せず、交流電源Ｐからエネルギーは
流入しない。
【００２９】次に、スイッチング素子Ｑ１がオンで、負
荷電圧が上昇し、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係に
なると、ダイオードＤ１が導通して、図５（ｂ）に示す
モード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオ
ードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭの経
路に電流が流れて、交流電源Ｐからエネルギーが流入す
る。また、モード１と同様に、平滑コンデンサＣ１、ス
イッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経
路にも電流が流れる。
荷電圧が上昇し、｜Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係に
なると、ダイオードＤ１が導通して、図５（ｂ）に示す
モード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダイオ
ードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭの経
路に電流が流れて、交流電源Ｐからエネルギーが流入す
る。また、モード１と同様に、平滑コンデンサＣ１、ス
イッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経
路にも電流が流れる。
【００３０】次に、スイッチング素子Ｑ１がオフで、｜
Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の間は、図５（ｃ）に示すモ
ード３となり、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コン
デンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード
の経路で電流が流れると共に、交流電源Ｐ、フィルタ回
路Ｆ、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、ス
イッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、インダクタＬ
Ｍの経路にも電流が流れる。
Ｖｚ｜＝Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の間は、図５（ｃ）に示すモ
ード３となり、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コン
デンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード
の経路で電流が流れると共に、交流電源Ｐ、フィルタ回
路Ｆ、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、ス
イッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオード、インダクタＬ
Ｍの経路にも電流が流れる。
【００３１】次に、スイッチング素子Ｑ１がオフで、負
荷電圧が低下し、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係に
なると、図５（ｄ）に示すモード４となり、インダクタ
ＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コンデンサＣ２、スイッチング
素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で電流が流れるが、
ダイオードＤ１は導通しない。
荷電圧が低下し、｜Ｖｚ｜＜Ｖｃ−｜Ｖｉｎ｜の関係に
なると、図５（ｄ）に示すモード４となり、インダクタ
ＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コンデンサＣ２、スイッチング
素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で電流が流れるが、
ダイオードＤ１は導通しない。
【００３２】また、交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが負の半サ
イクルでは、図６（ａ）〜（ｄ）の動作となる。すなわ
ち、図６（ａ）に示すモード１では、スイッチング素子
Ｑ２がオンで、平滑コンデンサＣ２、負荷回路Ｚ、イン
ダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れ
るが、負荷電圧が低い間はダイオードＤ２は導通せず、
交流電源Ｐからエネルギーは流入しない。次に、負荷電
圧が上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、図６
（ｂ）に示すモード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回
路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２、ダイオ
ードＤ２の経路にも電流が流れて、交流電源Ｐからエネ
ルギーが流入する。次に、スイッチング素子Ｑ２がオフ
になると、図６（ｃ）に示すモード３となり、インダク
タＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平
滑コンデンサＣ１、負荷回路Ｚの経路で電流が流れると
共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬＭ、
スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデ
ンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れ
る。負荷電圧が低下すると、図６（ｄ）に示すモード４
となり、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷回路Ｚの経路
で電流が流れるが、ダイオードＤ２は導通しない。
イクルでは、図６（ａ）〜（ｄ）の動作となる。すなわ
ち、図６（ａ）に示すモード１では、スイッチング素子
Ｑ２がオンで、平滑コンデンサＣ２、負荷回路Ｚ、イン
ダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れ
るが、負荷電圧が低い間はダイオードＤ２は導通せず、
交流電源Ｐからエネルギーは流入しない。次に、負荷電
圧が上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、図６
（ｂ）に示すモード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回
路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ２、ダイオ
ードＤ２の経路にも電流が流れて、交流電源Ｐからエネ
ルギーが流入する。次に、スイッチング素子Ｑ２がオフ
になると、図６（ｃ）に示すモード３となり、インダク
タＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平
滑コンデンサＣ１、負荷回路Ｚの経路で電流が流れると
共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬＭ、
スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデ
ンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れ
る。負荷電圧が低下すると、図６（ｄ）に示すモード４
となり、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷回路Ｚの経路
で電流が流れるが、ダイオードＤ２は導通しない。
【００３３】以上の動作により、負荷回路Ｚには、交流
電源Ｐの各半サイクルに同期して極性が反転する矩形波
電圧が供給される。また、負荷インピーダンスが低く、
且つ大電流を出力しなければならないような場合、負荷
電圧｜Ｖｚ｜が上昇しないため、交流電源Ｐからインダ
クタＬＭにエネルギーを蓄積する期間（モード２）とイ
ンダクタＬＭに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２に充電する期間（モード３）を有しないか、
又は、その期間が短くなる。ということは、交流電源Ｐ
のエネルギーが平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に充電されな
いか、又は、充電量が減少することを意味し、各平滑コ
ンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃが異常に上昇することを
防ぐことができる。
電源Ｐの各半サイクルに同期して極性が反転する矩形波
電圧が供給される。また、負荷インピーダンスが低く、
且つ大電流を出力しなければならないような場合、負荷
電圧｜Ｖｚ｜が上昇しないため、交流電源Ｐからインダ
クタＬＭにエネルギーを蓄積する期間（モード２）とイ
ンダクタＬＭに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２に充電する期間（モード３）を有しないか、
又は、その期間が短くなる。ということは、交流電源Ｐ
のエネルギーが平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に充電されな
いか、又は、充電量が減少することを意味し、各平滑コ
ンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃが異常に上昇することを
防ぐことができる。
【００３４】また、図４の回路において、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を高周波で交互にオン・オフさせること
により、負荷回路Ｚに供給される出力を高周波とするこ
ともできる。すなわち、交流電源Ｐが正の半サイクルで
は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン
・オフすることにより、図７（ａ）〜（ｆ）の動作を繰
り返し、負荷回路Ｚには高周波の電圧が供給される。ま
た、交流電源Ｐが負の半サイクルでは、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２が高周波でオン・オフすることにより、図
８（ａ）〜（ｆ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには高
周波の電圧が供給される。
素子Ｑ１，Ｑ２を高周波で交互にオン・オフさせること
により、負荷回路Ｚに供給される出力を高周波とするこ
ともできる。すなわち、交流電源Ｐが正の半サイクルで
は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン
・オフすることにより、図７（ａ）〜（ｆ）の動作を繰
り返し、負荷回路Ｚには高周波の電圧が供給される。ま
た、交流電源Ｐが負の半サイクルでは、スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２が高周波でオン・オフすることにより、図
８（ａ）〜（ｆ）の動作を繰り返し、負荷回路Ｚには高
周波の電圧が供給される。
【００３５】まず、交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが正の半サ
イクルの場合において、スイッチング素子Ｑ１がオン
で、負荷電圧が低いときには、図７（ａ）に示すモード
１となり、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ
１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電流が流れる
が、ダイオードＤ１は導通せず、交流電源Ｐからエネル
ギーは流入しない。
イクルの場合において、スイッチング素子Ｑ１がオン
で、負荷電圧が低いときには、図７（ａ）に示すモード
１となり、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ
１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電流が流れる
が、ダイオードＤ１は導通せず、交流電源Ｐからエネル
ギーは流入しない。
【００３６】次に、スイッチング素子Ｑ１がオンで、負
荷電圧が上昇すると、ダイオードＤ１が導通して、図７
（ｂ）に示すモード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回
路Ｆ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、インダ
クタＬＭの経路に電流が流れて、交流電源Ｐからエネル
ギーが流入する。また、モード１と同様に、平滑コンデ
ンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負
荷回路Ｚの経路にも電流が流れる。
荷電圧が上昇すると、ダイオードＤ１が導通して、図７
（ｂ）に示すモード２となり、交流電源Ｐ、フィルタ回
路Ｆ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、インダ
クタＬＭの経路に電流が流れて、交流電源Ｐからエネル
ギーが流入する。また、モード１と同様に、平滑コンデ
ンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬＭ、負
荷回路Ｚの経路にも電流が流れる。
【００３７】次に、スイッチング素子Ｑ１がオフで、負
荷電圧が高いときは、図７（ｃ）に示すモード３とな
り、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コンデンサＣ
２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で
電流が流れると共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダ
イオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、スイッチン
グ素子Ｑ２の逆並列ダイオード、インダクタＬＭの経路
にも電流が流れる。
荷電圧が高いときは、図７（ｃ）に示すモード３とな
り、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コンデンサＣ
２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で
電流が流れると共に、交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、ダ
イオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、スイッチン
グ素子Ｑ２の逆並列ダイオード、インダクタＬＭの経路
にも電流が流れる。
【００３８】次に、スイッチング素子Ｑ１がオフで、負
荷電圧が低下すると、図７（ｄ）に示すモード４とな
り、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コンデンサＣ
２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で
電流が流れるが、ダイオードＤ１は導通しない。
荷電圧が低下すると、図７（ｄ）に示すモード４とな
り、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚ、平滑コンデンサＣ
２、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードの経路で
電流が流れるが、ダイオードＤ１は導通しない。
【００３９】次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイ
ッチング素子Ｑ２がオンで、インダクタＬＭの回生電流
が流れ終わったときには、図７（ｅ）に示すモード５と
なり、平滑コンデンサＣ２、負荷回路Ｚ、インダクタＬ
Ｍ、スイッチング素子Ｑ２の経路に電流が流れる。
ッチング素子Ｑ２がオンで、インダクタＬＭの回生電流
が流れ終わったときには、図７（ｅ）に示すモード５と
なり、平滑コンデンサＣ２、負荷回路Ｚ、インダクタＬ
Ｍ、スイッチング素子Ｑ２の経路に電流が流れる。
【００４０】次に、スイッチング素子Ｑ２がオフする
と、インダクタＬＭの回生電流が流れ終わるまでは、図
７（ｆ）に示すモード６となり、インダクタＬＭ、スイ
ッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサ
Ｃ１、負荷回路Ｚの経路で電流が流れる。
と、インダクタＬＭの回生電流が流れ終わるまでは、図
７（ｆ）に示すモード６となり、インダクタＬＭ、スイ
ッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサ
Ｃ１、負荷回路Ｚの経路で電流が流れる。
【００４１】また、交流電源Ｐの電圧Ｖｉｎが負の半サ
イクルでは、図８（ａ）〜（ｆ）の動作となる。すなわ
ち、図８（ａ）に示すモード７では、スイッチング素子
Ｑ１がオンで、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子
Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電流が流れ
る。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダ
クタＬＭの回生電流が流れ終わるまでは、図８（ｂ）に
示すモード８となり、インダクタＬＭ、スイッチング素
子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷
回路Ｚの経路で電流が流れる。図８（ｃ）に示すモード
９では、スイッチング素子Ｑ２がオンで、平滑コンデン
サＣ２、負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング素
子Ｑ２の経路で電流が流れるが、負荷電圧が低い間はダ
イオードＤ２は導通せず、交流電源Ｐからエネルギーは
流入しない。次に、負荷電圧が上昇すると、ダイオード
Ｄ２が導通して、図８（ｄ）に示すモード１０となり、
交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッ
チング素子Ｑ２、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れ
て、交流電源Ｐからエネルギーが流入する。次に、スイ
ッチング素子Ｑ２がオフになると、図８（ｅ）に示すモ
ード１１となり、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ
１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷回路
Ｚの経路で電流が流れると共に、交流電源Ｐ、フィルタ
回路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオード
Ｄ２の経路にも電流が流れる。負荷電圧が低下すると、
図８（ｆ）に示すモード１２となり、インダクタＬＭ、
スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデ
ンサＣ１、負荷回路Ｚの経路で電流が流れるが、ダイオ
ードＤ２は導通しない。
イクルでは、図８（ａ）〜（ｆ）の動作となる。すなわ
ち、図８（ａ）に示すモード７では、スイッチング素子
Ｑ１がオンで、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子
Ｑ１、インダクタＬＭ、負荷回路Ｚの経路で電流が流れ
る。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダ
クタＬＭの回生電流が流れ終わるまでは、図８（ｂ）に
示すモード８となり、インダクタＬＭ、スイッチング素
子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷
回路Ｚの経路で電流が流れる。図８（ｃ）に示すモード
９では、スイッチング素子Ｑ２がオンで、平滑コンデン
サＣ２、負荷回路Ｚ、インダクタＬＭ、スイッチング素
子Ｑ２の経路で電流が流れるが、負荷電圧が低い間はダ
イオードＤ２は導通せず、交流電源Ｐからエネルギーは
流入しない。次に、負荷電圧が上昇すると、ダイオード
Ｄ２が導通して、図８（ｄ）に示すモード１０となり、
交流電源Ｐ、フィルタ回路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッ
チング素子Ｑ２、ダイオードＤ２の経路にも電流が流れ
て、交流電源Ｐからエネルギーが流入する。次に、スイ
ッチング素子Ｑ２がオフになると、図８（ｅ）に示すモ
ード１１となり、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ
１の逆並列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、負荷回路
Ｚの経路で電流が流れると共に、交流電源Ｐ、フィルタ
回路Ｆ、インダクタＬＭ、スイッチング素子Ｑ１の逆並
列ダイオード、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオード
Ｄ２の経路にも電流が流れる。負荷電圧が低下すると、
図８（ｆ）に示すモード１２となり、インダクタＬＭ、
スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオード、平滑コンデ
ンサＣ１、負荷回路Ｚの経路で電流が流れるが、ダイオ
ードＤ２は導通しない。
【００４２】以上の動作により、負荷回路Ｚには、交流
電源Ｐの周期に関係なく、高周波電圧が供給される。ま
た、負荷インピーダンスが低く、且つ大電流を出力しな
ければならないような場合、負荷電圧｜Ｖｚ｜が上昇し
ないため、交流電源ＰからインダクタＬＭにエネルギー
を蓄積する期間とインダクタＬＭに蓄えられたエネルギ
ーを平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に充電する期間を有しな
いか、又は、その期間が短くなる。ということは、交流
電源Ｐのエネルギーが平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に充電
されないか、又は、充電量が減少することを意味し、各
平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃが異常に上昇する
ことを防ぐことができる。
電源Ｐの周期に関係なく、高周波電圧が供給される。ま
た、負荷インピーダンスが低く、且つ大電流を出力しな
ければならないような場合、負荷電圧｜Ｖｚ｜が上昇し
ないため、交流電源ＰからインダクタＬＭにエネルギー
を蓄積する期間とインダクタＬＭに蓄えられたエネルギ
ーを平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に充電する期間を有しな
いか、又は、その期間が短くなる。ということは、交流
電源Ｐのエネルギーが平滑コンデンサＣ１、Ｃ２に充電
されないか、又は、充電量が減少することを意味し、各
平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃが異常に上昇する
ことを防ぐことができる。
【００４３】
【実施例】図９の実施例は、本発明を放電灯点灯装置に
適用した例であり、異なる点は、図１の回路において、
負荷回路ＺにインダクタＬｏと放電灯ＤＬの直列回路を
用いた点と、インダクタＬｏと放電灯ＤＬの直列回路と
並列に小容量キャパシタＣｏを接続した点である。回路
の動作については図１の回路と同様であるが、インダク
タＬｏとキャパシタＣｏが実際の負荷である放電灯ＤＬ
に対してローパスフィルタを構成しており、キャパシタ
Ｃｏの両端電位が上述の負荷電圧Ｖｚに相当してモード
が切り替わる点が異なる。
適用した例であり、異なる点は、図１の回路において、
負荷回路ＺにインダクタＬｏと放電灯ＤＬの直列回路を
用いた点と、インダクタＬｏと放電灯ＤＬの直列回路と
並列に小容量キャパシタＣｏを接続した点である。回路
の動作については図１の回路と同様であるが、インダク
タＬｏとキャパシタＣｏが実際の負荷である放電灯ＤＬ
に対してローパスフィルタを構成しており、キャパシタ
Ｃｏの両端電位が上述の負荷電圧Ｖｚに相当してモード
が切り替わる点が異なる。
【００４４】図１０の実施例は、図９の実施例におい
て、キャパシタＣｏを除去し、代わりに、インダクタＬ
ＭとＬｏの接続点と平滑コンデンサＣの両端の間に小容
量のキャパシタＣ３，Ｃ４を接続したものである。図９
の実施例では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に三角波状
の電流が流れて、ピーク電流が高くなっていたが、図１
０の実施例では、インダクタＬｏとキャパシタＣ３，Ｃ
４によるローパスフィルタを通過した電流が流れるた
め、ピークが下がり、スイッチング損失及びオン損失が
下がるという効果がある。なお、各キャパシタＣ３，Ｃ
４とそれぞれ並列にダイオードＤ１，Ｄ２と同じ向きに
ダイオードを接続しても構わない。
て、キャパシタＣｏを除去し、代わりに、インダクタＬ
ＭとＬｏの接続点と平滑コンデンサＣの両端の間に小容
量のキャパシタＣ３，Ｃ４を接続したものである。図９
の実施例では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に三角波状
の電流が流れて、ピーク電流が高くなっていたが、図１
０の実施例では、インダクタＬｏとキャパシタＣ３，Ｃ
４によるローパスフィルタを通過した電流が流れるた
め、ピークが下がり、スイッチング損失及びオン損失が
下がるという効果がある。なお、各キャパシタＣ３，Ｃ
４とそれぞれ並列にダイオードＤ１，Ｄ２と同じ向きに
ダイオードを接続しても構わない。
【００４５】
【発明の効果】本発明によれば、入力電流歪み改善用の
昇圧チョッパー回路と負荷電流限流用のインバータ回路
とでスイッチング素子とインダクタを兼用したので、従
来よりもスイッチング素子の電流を増加させることな
く、インダクタの素子数を減少させることができ、ま
た、負荷電圧が低いときには、ダイオードが導通しない
ことにより昇圧チョッパー回路の動作を停止させること
ができ、負荷回路が低インピーダンスのときに、部品に
印加される電圧が上昇することを防ぐことができるとい
う効果がある。
昇圧チョッパー回路と負荷電流限流用のインバータ回路
とでスイッチング素子とインダクタを兼用したので、従
来よりもスイッチング素子の電流を増加させることな
く、インダクタの素子数を減少させることができ、ま
た、負荷電圧が低いときには、ダイオードが導通しない
ことにより昇圧チョッパー回路の動作を停止させること
ができ、負荷回路が低インピーダンスのときに、部品に
印加される電圧が上昇することを防ぐことができるとい
う効果がある。
【図１】本発明の基本的な回路構成を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の回路について交流電源の正の半サイクル
での動作を説明するための回路図である。
での動作を説明するための回路図である。
【図３】図１の回路について交流電源の負の半サイクル
での動作を説明するための回路図である。
での動作を説明するための回路図である。
【図４】本発明の他の回路構成を示す回路図である。
【図５】図４の回路について交流電源の正の半サイクル
での矩形波出力の動作を説明するための回路図である。
での矩形波出力の動作を説明するための回路図である。
【図６】図４の回路について交流電源の負の半サイクル
での矩形波出力の動作を説明するための回路図である。
での矩形波出力の動作を説明するための回路図である。
【図７】図４の回路について交流電源の正の半サイクル
での高周波出力の動作を説明するための回路図である。
での高周波出力の動作を説明するための回路図である。
【図８】図４の回路について交流電源の負の半サイクル
での高周波出力の動作を説明するための回路図である。
での高周波出力の動作を説明するための回路図である。
【図９】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図１１】従来例の回路構成を示す回路図である。
【図１２】図１１の回路の電流経路を説明するための回
路図である。
路図である。
【図１３】他の従来例の回路構成を示す回路図である。
【図１４】図１３の回路の電流経路を説明するための回
路図である。
路図である。
Ｐ 交流電源
ＤＢ 全波整流器
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
ＬＭ インダクタ
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｚ 負荷回路
Ｆ フィルタ回路
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｌ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/217
H02M 7/5387
H05B 41/24
Claims (14)
- 【請求項１】 逆方向通電経路を有する第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路と、第３及び第４のスイ
ッチング素子の直列回路を順方向が一致するように平滑
コンデンサと並列に接続し、第１及び第２のダイオード
の直列回路を前記平滑コンデンサと逆並列に接続し、交
流電源の一端をフィルタ回路を介して第１及び第２のダ
イオードの接続点に接続し、交流電源の他端をフィルタ
回路を介して負荷回路とインダクタの各一端に接続し、
インダクタの他端を第１及び第２のスイッチング素子の
接続点に接続し、負荷回路の他端を第３及び第４のスイ
ッチング素子の接続点に接続して成ることを特徴とする
電源装置。 - 【請求項２】 前記負荷回路は誘導性負荷であること
を特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記誘導性負荷と並列に小容量キャパ
シタを接続したことを特徴とする請求項２記載の電源装
置。 - 【請求項４】 前記負荷回路とインダクタの各一端と
平滑コンデンサの両端との間にそれぞれ第３及び第４の
ダイオードを前記平滑コンデンサと逆極性となるように
接続したことを特徴とする請求項３記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記負荷回路は誘導性負荷であり、前
記負荷回路とインダクタの接続点と平滑コンデンサの両
端との間にそれぞれ第３及び第４のダイオードを前記平
滑コンデンサと逆極性となるように接続し、第３及び第
４のダイオードと並列にそれぞれ第１及び第２の小容量
キャパシタを接続したことを特徴とする請求項１記載の
電源装置。 - 【請求項６】 前記誘導性負荷がインダクタと放電灯
の直列回路であることを特徴とする請求項２乃至５のい
ずれかに記載の電源装置。 - 【請求項７】 前記放電灯は高圧放電灯であることを
特徴とする請求項６記載の電源装置。 - 【請求項８】 第１と第４のスイッチング素子及び第
２と第３のスイッチング素子がそれぞれ対角方向に配置
されており、第１のスイッチング素子と第１のダイオー
ド及び第２のスイッチング素子と第２のダイオードはそ
れぞれ同じ側に配置されており、交流電源の極性が第１
のダイオードと第１のスイッチング素子及びインダクタ
を通る経路に電流を流し得る極性のときには、第２と第
３のスイッチング素子がオフ、第４のスイッチング素子
がオンで、第１のスイッチング素子が高周波でオン・オ
フされ、交流電源の極性が第２のダイオードと第２のス
イッチング素子及びインダクタを通る経路に電流を流し
得る極性のときには、第１と第４のスイッチング素子が
オフ、第３のスイッチング素子がオンで、第２のスイッ
チング素子が高周波でオン・オフされることを特徴とす
る請求項６又は７記載の電源装置。 - 【請求項９】 逆方向通電経路を有する第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を第１及び第２の平滑コ
ンデンサの直列回路と並列に接続し、第１及び第２のダ
イオードの直列回路を第１及び第２の平滑コンデンサの
直列回路と逆並列に接続し、交流電源の一端をフィルタ
回路を介して第１及び第２のダイオードの接続点に接続
し、交流電源の他端をフィルタ回路を介して負荷回路と
インダクタの各一端に接続し、インダクタの他端を第１
及び第２のスイッチング素子の接続点に接続し、負荷回
路の他端を第１及び第２の平滑コンデンサの接続点に接
続して成ることを特徴とする電源装置。 - 【請求項１０】 第１のスイッチング素子と第２の平滑
コンデンサ及び第２のスイッチング素子と第１の平滑コ
ンデンサがそれぞれ対角方向に配置されており、第１の
スイッチング素子と第１のダイオード及び第２のスイッ
チング素子と第２のダイオードはそれぞれ同じ側に配置
されており、交流電源の極性が第１のダイオードと第１
のスイッチング素子及びインダクタを通る経路に電流を
流し得る極性のときには、第２のスイッチング素子がオ
フで、第１のスイッチング素子が高周波でオン・オフさ
れ、交流電源の極性が第２のダイオードと第２のスイッ
チング素子及びインダクタを通る経路に電流を流し得る
極性のときには、第１のスイッチング素子がオフで、第
２のスイッチング素子が高周波でオン・オフされること
を特徴とする請求項９記載の電源装置。 - 【請求項１１】 第１及び第２のスイッチング素子が交
流電源の極性に関係なく、高周波で交互にオン・オフさ
れることを特徴とする請求項９記載の電源装置。 - 【請求項１２】 前記負荷回路は誘導性負荷であり、前
記負荷回路とインダクタの接続点と、第１及び第２の平
滑コンデンサの直列回路の両端との間に、それぞれ第１
及び第２の小容量キャパシタを接続したことを特徴とす
る請求項９又は１０又は１１のいずれかに記載の電源装
置。 - 【請求項１３】 逆方向通電経路を有する第１及び第２
のスイッチング素子は、逆方向ダイオードを内蔵したＦ
ＥＴであることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれ
かに記載の電源装置。 - 【請求項１４】 逆方向通電経路を有する第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路と、第３及び第４のスイ
ッチング素子の直列回路を順方向が一致するように平滑
コンデンサと並列に接続し、第１及び第２のダイオード
の直列回路を前記平滑コンデンサと逆並列に接続し、交
流電源の一端をフィルタ回路を介して第１及び第２のダ
イオードの接続点に接続し、交流電源の他端をフィルタ
回路を介して負荷回路とインダクタの各一端に接続し、
インダクタの他端を第１及び第２のスイッチング素子の
接続点に接続し、負荷回路の他端を第３及び第４のスイ
ッチング素子の接続点に接続し、負荷回路とインダクタ
の接続点と平滑コンデンサの両端との間にそれぞれ第３
及び第４のダイオードを前記平滑コンデンサと逆極性と
なるように接続し、第３及び第４のダイオードと並列に
それぞれ第１及び第２の小容量キャパシタを接続して成
り、負荷回路はインダクタと放電灯の直列回路を含む誘
導性負荷であることを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21581796A JP3414143B2 (ja) | 1996-08-15 | 1996-08-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21581796A JP3414143B2 (ja) | 1996-08-15 | 1996-08-15 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1066351A JPH1066351A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3414143B2 true JP3414143B2 (ja) | 2003-06-09 |
Family
ID=16678757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21581796A Expired - Fee Related JP3414143B2 (ja) | 1996-08-15 | 1996-08-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3414143B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6483730B2 (en) | 1999-08-13 | 2002-11-19 | Powerware Corporation | Power converters with AC and DC operating modes and methods of operation thereof |
| US6160722A (en) * | 1999-08-13 | 2000-12-12 | Powerware Corporation | Uninterruptible power supplies with dual-sourcing capability and methods of operation thereof |
| US6819576B2 (en) | 1999-08-13 | 2004-11-16 | Powerware Corporation | Power conversion apparatus and methods using balancer circuits |
| DE60125336T2 (de) * | 2000-02-29 | 2007-08-02 | Eaton Power Quality Corp., Cleveland | Stromwandler mit wechselstrom- und gleichstrombetriebsmodus und verfahren zum betrieb desselben |
| JP4578861B2 (ja) * | 2004-05-28 | 2010-11-10 | ハリソン東芝ライティング株式会社 | 高圧放電灯の点灯装置 |
-
1996
- 1996-08-15 JP JP21581796A patent/JP3414143B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1066351A (ja) | 1998-03-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1031374C (zh) | 交直流变换器 | |
| EP0488478B1 (en) | Inverter device | |
| JP2929635B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH02211065A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH08336235A (ja) | 力率補正回路 | |
| CN1188587A (zh) | 具有内含的功率因数校正的单开关镇流器 | |
| JP3414143B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3261829B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2690363B2 (ja) | 直流電源装置及びその直流電源装置を使用した放電灯点灯装置 | |
| JP3364000B2 (ja) | 無停電電源装置 | |
| JP2690042B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP4275223B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH02202365A (ja) | 電源装置 | |
| JP3429538B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3475810B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3414129B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3235295B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3494036B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3250222B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3729050B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH048175A (ja) | 電源装置 | |
| JP3252394B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3498528B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2878448B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0270267A (ja) | 並列形共振コンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080404 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090404 Year of fee payment: 6 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090404 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100404 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100404 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110404 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130404 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130404 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140404 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |